功率放大器的设计（共12篇）
功率放大器的设计 篇1
0 引 言
宽带功率放大器的应用开始从军用向民用扩展,目前在无线通信、移动电话、卫星通信网、全球定位系统(GPS)、直播卫星接收(DBS)、ITS通信技术及毫米波自动防撞系统等领域有着广阔的应用前景,在光传输系统中,宽带功率放大器也同样占有重要地位。
在无线通信、电子战、电磁兼容测试和科学研究等领域,对射频和微波宽带放大器有极大需求,且这些领域对宽带放大器要求各不相同,特别是在通信系统和电子战系统的应用中,对宽带低噪声和功率放大器的性能指标有特殊要求。在设计上传统窄带放大器的端口匹配,一般是按照低噪声或者共扼匹配来设计的,以此获得低噪声放大器或者最大的输出功率。但是,在宽带的条件下,输入/输出阻抗变化是比较大的,此时使用共扼匹配的概念是不合适的。正因为如此,宽带放大器的匹配电路设计方法也与窄带放大器有所不同,宽频带放大器电路结构主要可以分为以下几种[1]:
平衡式放大器;反馈式放大器;分布式放大器;有耗匹配式放大器;有源匹配式放大器;达灵顿对结构。
各种结构都有各自的特点和适用的情况,在设计中应当根据具体放大器的性能指标要求进行合理的选择。
1 宽带功率放大器的结构与原理
1.1 宽带功率放大器的指标分析
宽带功率放大器的许多指标和普通的功率放大器是一样的,如饱和输出功率、P1dB压缩点、功率效率、互调失真、谐波失真、微波辐射等,但宽带功率放大器也有特殊之处。
1.1.1 工作频带宽度
工作频带通常指放大器满足其全部性能指标的连续工作频率范围。
1.1.2 增益平坦度与起伏斜率
增益平坦度是指频带内最高增益与最低的分贝数之差,多倍频程放大器的增益平坦度一般是±1~±3 dB。在微波系统中有时候需要两个以上的宽频带放大器级联,级联放大器的增益平坦度将变坏,这是由于前级放大器输出驻波比与后级放大器输入驻波比不一致造成的。尤其在宽频带内,级间的反射相位有时迭加,有时抵消,增大了起伏,因此一般要在级联放大器的级间加匹配衰减器。环境温度、直流偏置电压以及时间老化等因素对增益值影响较大,而对增益平坦度的影响较小。
1.1.3 驻波比与反射损耗
宽频带放大器的驻波比指标比窄频带放大器更难保证。倍频程放大器可以达到VSWR<2,当要求较高时,可以用铁氧体隔离器改善驻波比。但是,在多倍频程的情况下,无法获得适用的超宽频带隔离器,所以驻波比不可能很好[1]。
1.2 LDMOS
Lateral Double diffusion MOS(LDMOS)采用双扩散技术,在同一窗口相继进行两次硼磷扩散,由两次杂质扩散横向结深之差可精确地决定沟道长度。沟道长度L可以做得很小,并且不受光刻精度的限制。由于LDMOS的短沟效应,故跨导、漏极电流、工作频率和速度都比一般MOSFET有了很大的提高;在射频应用方面,LDMOS有着更好的线性度、较大的线性增益、高的效率和较低的交叉调制失真。同时,LDMOS是基于成熟的硅工艺器件,比起其他的微波晶体管成本可以降低好几倍[2,3]。
1.3 有耗匹配式放大器的结构
有耗增益补偿匹配网络在增益、放射系数和带宽之间可完成“重要”的折衷,而且,这种匹配网络的阻抗特性也可改善放大器的稳定性,减小它的尺寸和价格,因为有耗匹配电路的方案简单。在很多实际情况中,为了改善宽带匹配——具有最小的增益波动和输入反射系数,在晶体管输入端并联阻性元件是非常有效的。对较高频率,使用感性电抗元件与电阻串联比基本型具有额外的匹配改善。对于宽带有耗匹配MOSFET高功率放大器,最好使用串联集中参数电感,本设计使用的结构如图1所示[4]。在电阻上并联一个电容可以在频带的高端提升功率增益。
1.4 宽带阻抗匹配电路
在利用有耗匹配网络使增益平坦,同时解决稳定问题后,就需要把管子的输入和输出阻抗匹配到50 Ω,这就要用到宽带的阻抗匹配电路了。在设计输入阻抗匹配电路时需要考虑稳定、增益、增益平坦、输入驻波比等,在输出匹配电路设计时需要考虑谐波抑制、输出驻波比、损耗等,在设计输出匹配电路之前,要仔细分析是按最大功率输出还是额度功率输出来选择输出阻抗参数,以便于得到需要的输出功率[5]。在设计中,选择微带和电容组合的混合匹配电路,电路结构为n个Γ型电路串联而成[6,7]。
2 宽带功率放大器的设计仿真及优化
项目要求设计的功率放大器工作频段为700~1 100 MHz,增益大于30 dB,端口驻波比小于1.5,输出功率大于33 dBm,增益平坦度为±1 dB。为了达到设计要求,采用两级放大形式,前级放大器采用MMIC Power Amplifier HMC481MP86,中间加入一个6 dB的电阻衰减器,末级采用飞思卡尔公司的LDMOS场效应晶体管MW6S004N。
2.1 宽带功率放大器的电路图
图2中前级放大器MMIC Power Amplifier HMC481MP86采用厂家提供的大信号S参数文件HMC481MP86 deembedded.s2p来代替仿真,末级采用飞思卡尔公司提供的LDMOS功率管模型[8],其输入和输出的阻抗值均由使用ADS的负载牵引法得到[9,10],在匹配时要全面考虑整个频段内各个频率点处的阻抗值。
2.2 ADS仿真与优化结果
图3(a)为S21的曲线,在输入为0 dBm的情况下,功率增益有34 dB,达到设计要求的增益大于30 dB;在输出功率大于33 dBm,从图3中的几个点可以看出,增益平坦度在±1 dB;图3(b)为稳定性系数;图3(c)为输入驻波比;图3(d)为输出驻波比。
2.3 测试结果
实物测调试,使用频谱仪来测量功率,使用网络分析仪来看整个频率段的增益平坦度和输入、输出驻波比,并根据客户要求在输出端口后加入一个隔离器。在输入信号功率为0 dBm情况下,测试数据如表1所示。
3 结 语
宽带功率放大器有着广阔的应用前景,设计要求也不同于一般的功率放大器,对阻抗匹配的要求也更加严格。文中通过采用有耗匹配网络改善功率管的增益平坦度问题,使得阻抗匹配电路的结构变得简单。整个功率放大器的指标均达到用户的设计要求,已经交付使用。
摘要：介绍一个两级2 W的宽带功率放大器设计,频率范围从700 MHz1.1 GHz。前级放大器采用MMIC PowerAmplifier HMC481MP86,末级采用飞思卡尔公司的LDMOS场效应晶体管MW6S004N。飞思卡尔公司提供的datasheet中没有包含在设计所要求的频段和功率输出值时相应的输入和输出阻抗值。为了正确匹配,采用ADS的负载牵引法得到LD-MOS场效应晶体管MW6S004N的输入和输出阻抗值,然后使用有耗匹配式放大器的拓扑结构进行实际设计,并使用ADS对设计的放大器进行仿真和优化。
关键词：功率放大器,宽频带,有耗匹配,ADS,LDMOS
参考文献
[1]欧兵.225~450 MHz宽带线性功率放大器的研制[D].成都:电子科技大学,2003.
[2]Mark P,John R,Gajadharsing.Theory and Design of anUltra-Linear Square-Law Approximated LD MOS PowerAmplifier in ClassAB Operation[J].IEEE.Trans.on Micro-wave Theory and Techiques,2002,50(9):2 176-2 180.
[3]Burger W,R,Agyekum E,Ayoola O,et al.RF-LDMOS:ASilicon-based,High Power,High Efficiency Linear PMAmplifer Technology[Z].
[4][美]Andrei Grebennikov.射频与微波功率放大器设计[M].张玉兴,赵宏飞,译.北京:电子工业出版社,2006.
[5]杨万群.L波段宽带功率放大器研究[D].成都:电子科技大学,2005.
[6]李辉,陈效键.匹配电路谐波特性对功率放大器性能的影响[J].固体电子学研究与进展,2002,22(1):45-48.
[7]眭玉龙,张洪.微带技术在高频大功率放大器中的运用[J].广播与电视技术,2001,28(6):115-119.
[8]Freescalese Miconductorln C.Freescalese miconductor MetldMOS Model[EB/OL].http://www.freescale.co files/ahst-raC ldmos models/Met Model Document 0704.pdf.2(X)5.
[9]韩红波.用于雷达的LDMOS微波功率放大器设计[J].火控雷达技术,2007,36(3):90-93.
[10]赵博.谈功率放大器中负载阻抗的确定[J].平原大学学报,2001,18(2):45-46.
功率放大器的设计 篇2
毕业设计（论文）题目：功率放大器的设计与版图绘制
适用专业：电子科学与技术
学生信息： 学号：，姓名：，班级： 指导教师信息：姓名：，职称：教授 下达任务日期：2011年3月1日
内容要求：（阐明与毕业设计（论文）题目相关、需要通过毕业设计解决、或通过毕业论文研究的主要问题。后面应列出建议学生在毕业设计（论文）前期研读的重要参考资料（书目、论文、手册、标准等）
功率放大器经常使用在微波发射电路和低频输出电路中，射频功率放大器作为无线通信系统的重要模块，为发射级末端的天线或输出提供足够的功率，并抑制天线或其他模块干扰等。功率放大电路的功耗性能影响了整个电路系统的效率，设计高效率功率放大器并优化器件参数具有一定的使用价值。
本课题首先研究功率放大器的结构，设计放大器各个器件的参量，仿真放大器的工作特性，研究器件参量对功率放大器的影响，并根据设计电路结果绘制集成电路版图。
参考文献
1.谢佳奎．电子线路．北京：高等教育出版社，2004．
2.魏廷存，陈莹梅，胡正飞．模拟CMOS集成电路设计[M]．北京：清华大学出版社，2010（3）：35~45．
3.李志群，王志功著．射频集成电路与系统[M]．北京：科学出版社，2008．
4.戴心来．电路仿真软件PSPICE的应用，锦州师范学院学报(自然科学版)，2001(12)，22(4)：52-54．
5.王福林．PSPISE仿真软件在电路设计中的应用，声学与电子工程，2002，65：46~49． 6.池保勇，余志平，石秉学．CMOS射频集成电路分析与设计．北京：清华人学出版社，2006．
7.EI-Gamal，Lee K H，Tsang T K．Very low-voltage(0.8V)CMOS receiver frontend for 5GHz RF applications．Proceedings Circuits Devives and Systems，2002，149：355~362． 方法要求：（阐明与毕业设计（论文）问题解决和研究相关的实验、设计、调研方法和技术路线。）
设计调研方法就技术路线：
1)2)3)
要求基本的知识和实验条件：
1）模拟电子线路电路知识。
2）电路仿真设计软件好电路CAD技术。
3）计算机或工作站安装集成电路软件的环境，绘制集成电路版图知识。
过程要求：（提出毕业设计（论文）的周工作进度、工作质量、阶段成果要求。）第1，2周 查阅文献等准备工作，完成前期报告。
第3~6周 分析功率放大电路原理，电路整体设计，利用对功率放大器中电路部分仿真。第7周 完成中期检查。
第8~12周 优化放大器的器件参数，完成功率放大器集成电路版图。第13周完成初稿。第14周设计（论文）定稿。
第15周、第16周设计（论文）成果评审、成绩管理、论文修改和评优 分析功率放大电路原理，电路整体设计。
大功率LED阵列光源的配光设计 篇3
关键词： 半峰边角； LightTools软件模拟； 二次曲面； 配光设计
中图分类号： TH 741.4文献标识码： Adoi： 10.3969/j.issn.10055630.2012.03.012
引言
由于LED灯具的节能，环保，寿命长等优点，LED照明灯具的普及是大势所趋。虽然目前单颗LED的光效已达 100 lm/W，但是同非LED光源相比，单颗LED的光通量仍然太低，因此LED阵列光源的配光设计[1]便成为急需解决的问题。针对此问题，以上海市科委项目——“LED照明技术在外滩建筑群中的示范应用”为依托，以一款50 W的LED投射灯为例，探究大功率LED阵列光源的快速配光设计问题。
1计算机辅助设计
照明光学系统属于非成像光学系统，只需从能量传递规律的角度进行配光设计。LED光学系统设计包括芯片封装之前的器件内的光学设计和LED的应用中的器件外的光学设计。器件内的设计涉及芯片、反射镜和封装芯片的光学透镜，主要影响LED芯片的光提取效率和光强分布；器件外的设计即封装结构之外的光学系统设计，也称为LED的二次光学设计，其目的在封装结构外增加反射或投射等结构使得空间光强分布满足实际需求。根据光线在光学系统内的传播方式，光学设计中大量光线的光路追迹有两类：序列光线追迹和非序列光线追迹。在非序列光线追迹中，光线与界面相交的顺序是未知的，它主要应用在非成像系统中，例如，光导和照明系统等。
计算机软件中，常用的计算方法是蒙特卡罗方法，适用于点光源和扩展光源照明光学系统。它通过追迹大量的光线来决定照度，进而求出光强分布等其他光学量，它又分正向追迹和反向追迹，即从光源到接收器为正向追迹，从接收器到光源为反向追迹。具体方法为用一个二维阵列把接收面分成许多矩形小方格，光线从光源的不同点发射出来，通过光学系统后入射到接受面上，于是每个小方格都能接收到一定数量的光线，接收面上每点的照度值依赖于围绕此点的小方格所收集到的光线的数量。方格越小，照度描述得越好。但是要获得一定的精度需要追迹大量的光线。蒙特卡罗的模拟方法既可以较精确地求解一个光学结构模型，给出具体形象的光分布结果，又可以对光学结构的参数进行灵敏度分析，可以很容易看到参数变化对光分布的影响。目前，在照明光学领域应用最广泛的计算机辅助设计软件是ORA公司开发的LightTools。其主要功能包括：系统建模；光机电一体化设计；复杂光路设计；杂光分析和照明系统自动优化、分析。
这里采用LightTools7.2模拟仿真软件，辅助进行大功率LED[2]投光灯具的二次光学设计，其具体设计内容为：
（1）根据照明需求及LED型号确定LED光源颗数和排列方式，并进行仿真分析。并对设计的LED光源阵列实物进行测试，确定仿真结果的可信度及查看是否达到预定要求。
（2）加二次曲面面型反光杯，光源放置在焦平面位置；进行反光杯参数灵敏度分析，确定反光杯初始几何参数，再以该初始参数为基础进行面型优化，得到最佳面型。
（3）通过LED光源阵列离焦分析，确定光源在反光杯内的最佳位置。
2光源阵列设计
投光灯的设计要求是，总光通量达到3 000 lm左右，选用CREE公司型号为XPG系列的LED贴片光源，如图1（a）所示，该LED光源半峰边角为63°，标准1 A电流下的光通量为235 lm。因此若要满足总光通量目标，大概需要15颗LED光源器件。
为了后续配光的方便，设计15颗LED光源为同心圆排布[3]，其中内环6颗外环9颗，所用基板为铝基板。通过平衡15颗光源的电源走线极限及后续配光需要的最小光源阵列的矛盾，取内外同心圆的半径分别为9 mm和18 mm，整个扩展光源的外观尺寸为39 mm，连同铝基板的外径尺寸有50 mm左右，如图1（b）所示。每颗LED光通量均设定为235 lm，对LED光源阵列进行模拟分析，得到光强分布图，如图1（c）所示；其中，总光通量为3 524.5 lm，半峰边角为63°左右，基本上为朗伯分布[4]。
为了验证模拟数据的真实性，现利用远方（EVERFINE）分布光度计测试系统（GO2000H_V1系统V2.0.265）对设计的光源实物进行了光电测量[5]，如图2（a）所示，测量结果如表1所示，光强分布如图2（b）所示。从仿真和实测的结果对比可以看出，两者总光通量相差较大，主要原因在于温度对LED的光效的影响和测量时功率不稳定造成的，只要采取了合理的散热措施和驱动装置，就可以进一步提高光源的实际光效，进而提高光源总光通量。为提高仿真模型的真实性，把单颗LED的仿真光通量由说明书给出的235 lm改为实测的187.6 lm，作为后续的二次配光的仿真光源。
3反光杯设计
该LED投射灯设计要求为投射距离5 m以上，配光后出射光半峰边角要在15°以内[6]，连同机械结构出光口处外径要小于220 mm，几何长度（不包括电源）不大于200 mm。针对准直配光，由几何光学知识可知，先把待配光光源近似为点光源[7]，选择抛物面反光杯作为研究对象；再通过对抛物面反光杯的几何参数的灵敏度分析，确定满足要求的初始反光杯几何尺寸；然后再以该几何尺寸为初始条件，确定最优化的二次曲面面型。
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3.1反光杯几何参数确定
由于在LightTools中半峰边角的读取是按轴线零度方向光强的一半来读取的，因此从图5（c）可以看出，光源在z=0焦平面处的峰值表明轴线方向的光强凹陷，其原因主要是阵列光源并非完全是从焦点发出所致；峰值两侧的谷值表明轴线方向凹陷的消失，其中，达到两个谷值的离焦量仅为几个毫米，其原因是阵列光源相对于反光杯焦平面位置的微小改变产生了一个近似几何尺寸较小的虚拟光源所致。从以上分析可以看出，光源在反光杯中位置的微小变化对配光效果影响很大，因此在实际的灯具加工过程中，需要设计反光杯和光源相对位置的微调装置来调节光源的最佳安装位置。
5结论
抛物面反光杯是LED灯具配光中常用的配光方式，通过LightTools软件仿真分析了抛物面反光杯的出光口径、焦距等参数对LED阵列光源的配光效果的影响，进而指导反光杯几何尺寸的初步确定，再对该初始结构进行自动优化得到了满足要求的反光杯结构和光源放置位置。通过设计实践可知，该自动化的设计方法在设计不同半峰边角要求的系列灯具时可以做到简洁高效，易于掌握，便于设计人员在灯具设计前对要设计的反光杯的几何参数有一定的宏观把握，对后续的结构及配光设计又有一定的指导意义。
参考文献：
[1]王洪，张小凡，杜乃锋，等.面向大功率LED集成光源的反射器设计方法[J].红外与激光工程，2011，40（7）：1282-1286.
[2]公文礼.大功率LED在照明灯具设计中需要解决的问题[J].灯与照明，2008，32（4）：21-24.
[3]黄明波，郭震宁，黄智炜，等.基于一种圆形LED面光源的网点设计及仿真[J].应用光学，2010，31（5）：701-704.
[4]霍彦明，王志远，谭俊廷，等.同半光强角对医用LED这列灯珠间距影响的方针研究[J].应用光学，2011，32（3）：410-415.
[5]全国照明电器标准化技术委员会.GB/T 24824-2009普通照明用LED模块测试方法[S].北京：中国标准出版社，2009.
[6]卓金寨，王敏，庄振锋.小角度LED高效配光镜组及阵列设计[J].激光与光电子学进展，2010，47（11）：113-118.
[7]黄德云，任飞，凌一品，等.光学照明系统设计中若干问题的研究[J].数学的实践与认识，2003，33（7）：102-107.
[8]钱可元，罗毅.LED城市道路照明灯具二次光学系统的光效分析[J].照明光学学报，2009，20（增刊）：21-25.
[9]陈郁阳，刘木清.LED普通照明系统的思考[J].中国照明电器，2009（7）：1-6.
[10]李志敏，朱小清，汪然，等.LED路灯的光学系统研究与设计[J].激光杂志，2009，30（5）：73-74.
[11]陈波，李伟平，黄杨程，等.一款LED后位灯的光学设计与仿真[J].光学仪器，2006，28（5）：37-41.
[12]赖伟，陈伟民，雷小华，等.平面LED阵列远场条件研究及实验验证[J].光学技术，2011，37（3）：269-273.
[13]王乐.LED应用于照明的计算和仿真[J].应用光学，2007，18（1）：25-30.
射频功率放大器的宽带匹配设计 篇4
在很多远程通信、雷达或测试系统中,要求发射机功放工作在非常宽的频率范围。例如,工作于多个倍频程甚至于几十个倍频程。这就需要对射频功放进行宽带匹配设计,宽带功放具有一些显著的优点,它不需要调谐谐振电路,可实现快速频率捷变或发射宽的多模信号频谱。宽带匹配是宽带阻抗匹配的简称,是宽带射频功放以及最大功率传输系统的主要电路,宽带匹配的作用是,使射频功率放大管的输入、输出达到最佳的阻抗匹配,实现宽带内的最大功率放大传输。因此,宽带阻抗匹配网络的设计是宽带射频功放设计的主要任务[1]。同轴电缆阻抗变换器简称同轴变换器,能实现有效的宽带匹配,可以为射频功率放大管提供宽频带工作的条件[2]。同轴变换器具有功率容量大、频带宽和屏蔽性能好的特性,可广泛应用于HF/VHF/UHF波段。
1 方案设计
同轴变换器及其组合是一种具有高阻抗变换比的宽带阻抗匹配网络,它能将射频功率放大管的较低的输入阻抗或输出阻抗有效匹配到系统的标准阻抗50 Ω。同轴变换器设计方案多选用1∶1变比形式、1∶4变比形式及其组合形式。
1.1 同轴变换器原理
同轴变换器是由套上铁氧体磁芯的一段同轴电缆或同轴电缆绕在铁氧体磁芯上构成,一般称为“巴伦”。“巴伦”的结构如图1(a)所示,其等效电路如图1(b)所示。
同轴变换器处于集中参数与分布参数之间。因此,在低频端,它的等效电路可用传统的低频变压器特性描述,而在较高频率时,它是特性阻抗为Z0的传输线。同轴变换器的优点在于寄生的匝间电容决定了它的特性阻抗,而在传统的离散的绕匝变压器中,寄生电容对频率性能的贡献是负面作用。
当RS=RL=Z0时,“巴伦”可以认为是1∶1的阻抗变换器。同轴变换器在设计使用上有两点必须注意:源阻抗、负载阻抗和传输线阻抗的匹配关系;输入端和输出端应在规定的连接及接地方式下应用。在大多数情况下,电缆长度不能超过最小波长的八分之一[3]。为了保证低频响应良好,还必须有一定绕组长度,可以依据下列经验公式来估算在频率高端和频率低端时所需绕组的长度。
在高频端:
lmax≤18 000n/fh(cm)。 (1)
式中,fh为最高工作频率(MHz);n为常数,一般取为0.08左右。
在低频端:
式中,fl为最低工作频率(MHz);u/u0为磁芯在fl时的相对磁导率。
磁芯的影响可以用等效电感来反应,等效电感决定了频段低段反射量的大小,计算为:
式中,L为电感值(H);ur为相对磁导率;u0=4π×10-7;S为磁环的面积;J为平均电长度;n为线圈圈数。
为避免频段高段指标恶化,电感值不能大于实际需要值,其经验公式为:
式中,R为中间频带的输入阻抗;Wmin为最小角频率。
1.2 1∶4同轴变换器设计
1∶4同轴变换器由长度相等的2根同轴电缆组成,其结构如图2(a)所示。1∶4同轴变换器水平旋转180°即可作为4∶1同轴变换器。
理想的1∶4同轴变换器的输入、输出阻抗都匹配,每根同轴电缆的输入、输出阻抗等于其特征阻抗Z0,其等效电路模型如2(b)所示。
其源阻抗Zg与负载阻抗ZL的变换比为:
图2和式(5)表明,1∶4同轴变换器的阻抗变换比等于输入阻抗与输出阻抗之比。同轴变换器的输入阻抗等于同轴电缆特征阻抗的并联,输出阻抗等于同轴电缆特征阻抗的串联[4]。
1.3 集中参数元件匹配设计
由于阻抗变换器传输电缆的特征阻抗是实数,而射频功率放大管的输入阻抗与输出阻抗一般都是复数阻抗。因此,需要将射频放大管的输入阻抗与输出阻抗实数化,实现对源阻抗或负载阻抗的共轭匹配,从而实现功率的最大传输[5]。复数阻抗可以用电阻与电抗串联表示,也可以用电阻与电抗并联表示。用集中参数元件实现阻抗匹配的方法是,电阻并联电抗减小其实部,再串联电抗抵消其虚部,达到2个纯电阻的匹配;当匹配的不是纯电阻时,可以采用集中参数的电容或电感来抵消和吸纳复数阻抗虚部的方法来实现复数阻抗的实数化[6]。
2 需解决的关键技术问题
2.1 低频增益压制
射频功率放大管的增益随频率的增高而下降,一般情况下,每增加一个倍频程,增益下降约3 dB。在窄带电路中,增益随频率的增高而下降的情况可以忽略不计,但在多倍频程电路中,必须考虑对低频增益的压制。解决的方法是使用电阻负反馈网络,电阻负反馈网络用于压制平滑放大器在低频上高增益特性,电阻值越小压制平滑作用越大。以高频段增益为基准增益,使用100~200 Ω电阻,将低频段的增益降低到大于基准增益2~3 dB。
2.2 同轴电缆特性阻抗选择
同轴“巴伦”完成平衡至不平衡的转换,一般选用50 Ω特性阻抗。1∶4同轴变换器电缆需要考虑源或负载电阻的大小,计算公式如下:
式中,Z0为电缆特性阻抗;R为源或负载电阻。
2.3 磁芯的散热及功率校验
输出匹配网络中,同轴变换器在传输高功率时,由于电路损耗,磁芯会累积较多的热量,进而会引起磁芯温度的急剧升高,严重时会导致磁芯的磁导率下降,影响同轴变换器的低频响应。解决的方法是给磁芯采取良好的散热措施,用导热胶将磁芯直接固定在金属散热底板上。
磁芯材料的选择十分重要,要得到高的电感值必须选用高磁导率的磁芯;为了选择用于同轴变换器的合适的铁氧体磁芯,需要知道磁芯的饱和磁通量和它的非线性特性。当传送功率较大时,必须检验磁环的功率容量。这是由于磁环的磁通量,在功率较大时会出现磁饱和,以致大信号时等效电感值下降,功率送不过去。同轴变换器磁饱和的一般规律是频率越低越严重,所以其功率校验要在低频率上进行。
3 设计实例
根据工程需要,运用同轴变换器宽带匹配技术设计一种多倍频程高功率放大电路,覆盖民用和军用频带,频率范围为20~500 MHz。功率管选用双管芯结构的平衡型n沟道增强型射频放大管BLF574。设计用于输出功率达350 W,功率增益大于16 dB,频率范围高HF至UHF的宽带功率放大器。在225 MHz频率左右器件的输入和输出阻抗都呈感性,输入阻抗ZS=(3.2+j2.5)Ω,输出阻抗ZL=(7.5+j4.0)Ω。
3.1 输入匹配网络
BLF574有一个相当大的输入电容,为了提供器件输入端在多倍频上的宽带匹配,必须考虑输入电容在频率高端的影响,且折中考虑中间频率及较低频率上低值输入阻抗的影响。输入匹配网络设计成2级级联的4∶1同轴变换器,完成16∶1阻抗变换,将50 Ω标准阻抗匹配接近于3 Ω,这个值还要通过简单的串联微带线和并联电容转换成器件的输入电阻。第1级4∶1同轴变换器电缆选择UT-047-25,特性阻抗Z0=25 Ω,电缆长度45 mm。补偿低频响应的磁芯选择2861002402,初始磁导率ui=125。第二级4∶1同轴变换器电缆选择UT-043-10,特性阻抗Z0=10 Ω,电缆长度45 mm,补偿低频响应的磁芯同样选择2861002402。输入匹配网络如图3所示。
3.2 输出匹配网络
输出匹配网络设计成1∶4同轴变换器级联同轴“巴伦”的形式。1∶4同轴变换器电缆选择UT-141-15,特性阻抗Z0=15 Ω,电缆长度68 mm。补偿低频响应的磁芯选择2661540202,初始磁导率ui=125。同轴“巴伦”完成平衡至不平衡输出的转换,同轴“巴伦”电缆选型UT-141,特性阻抗Z0=50 Ω,电缆长度68 mm。匹配电阻为:
3.3 软件仿真及测试验证
3.3.1 软件仿真
将功率放大管的输入阻抗和输出阻抗各自假设为随频率变化的可变阻抗,按照宽带网络阻抗近似匹配法进行阻抗匹配,使用软件工具Ansoft-Serenade 8.7,分别建立以同轴阻抗变换器为模型的输入和输出宽带匹配网络,匹配端口均为标准50 Ω特征阻抗,匹配目标为输入或输出端口电压驻波比VSWR≤2∶1。利用频率参数扫描曲线,经调整优化各同轴电缆长度及特性阻抗、串联微带线的长度和并联电容的值得出宽带内理想的驻波—频率特性曲线。
3.3.2 测试验证
对根据以上设计完成的实际电路进行测试,在20~500 MHz频带内,输入回波损耗≤1.95∶1,输入功率10 W时,放大器的最小输出功率>350 W。测试结果表明,放大器的性能状态良好,所设计的同轴变换器匹配网络满足宽带匹配及功率要求。
4 结束语
同轴电缆阻抗变换器及其组合可以实现高的阻抗变换比,而且具有承受功率容量大、传输频带宽和屏蔽性能好的特点,结合少量集中参数元件组成匹配网络,实现了多倍频程功放的宽带匹配,有望解决一套发信机配备多台窄带功放的问题。该宽带匹配方法可以广泛使用于HF/VHF/UHF波段,具有良好的工程应用价值。
参考文献
[1]雷振亚.射频/微波电路导论[M].西安:西安电子科技大学出版社,2005:35-39.
[2]张玉兴,赵宏飞.射频与微波功率放大器设计[M].北京:电子工业出版社,2007:121-122.
[3]赵文刚,钟乐海.基于射频宽带功放电路特性的改善及其实现[J].现代电子技术,2007,21(260):32-33.
[4]李秀娟,张敏锐.传输线变压器简介[J].现代物理知识,2008,(6):29-30.
[5]温国忠,唐建东.传输线的阻抗控制[J].现代电子技术,2006(10):30.
功率放大器的设计 篇5
《数字幅频均衡功率放大器》
参赛学生：徐宋静 刘玉河 梁杰
指导教师： 赵正敏 杨定礼
学 校：淮阴工学院
院 系： 电子与电气工程学院
2009年9月5日
摘要：
本系统采用DSP作为主控制器，通过前置放大、滤波，经AD转换，对信号进行采样，把连续信号离散化，然后通过离散傅氏变换（DFT）运算，在时域和频域对音频信号各个频率分量以及功率等指标进行分析和处理，最后通过低频功放将信号放大，并通过计算机辅助设计软件MATLAB将处理后的参数送入DSP,同时将信息在液晶屏上显示出来。
关键词：DSP、数字均衡、低频功放、MATLAB 引言
随着数字信号处理(DSP)技术的发展，DSP技术已广泛应用于各个领域。借助于现代数字电子及数字信号处理技术，古老的音响技术也焕发出新的活力。本次大赛中我们选择了F题，围绕这一课题我们进行方案选择与论证、系统的软硬件设计与调试，基本实现了课目的各项指标也要求。并在此基础上，撰写了本报告的。
整个系统分为前置放大、信号滤波、数字均衡及功率放大几个部分，以下分别介绍。前置放大器的设计
2.1 前置放大的硬件设计和带阻网络
2.1.1 前置放大的硬件设计
可控增益宽带放大器由芯片AD603构成。AD603为单通道、低噪声、增益变化范围线性连续可调的可控增益放大器，AD603的带宽为90MHz时，其增益高达30dB.本课题中，我们选择两片AD603，构成如图.1所示的自动增益控制放大器。C1310VAD603输入电阻100欧C1710VR10R15R13110VC9J4U5U6128C113578R0103Q157R910VR74C141210VR114R011C18AGC时间常数电容CavQ21266J29C20R8C013+C12C15C16+12R12R16R14J35J512R17R18R1910V可编程放大器电路P14312
图.1可编程放大电路
2.1.2 带阻网络设计
本题中要求，所制作的带阻网络对前置放大电路所输出的信号v1进行滤波，根据题目要求，本次制作的带阻网络电路图如图.2所示。
图.2带阻网络
根据题目中所给的阻带网络结构，我们采用Multisim进行了辅助分析与设计，其幅频特性的分析结果如图.4所示。
图.3波特图
根据图.3可知，在以10kHz时输出信号v2电压幅度为基准，衰减大约为30db，达到了最大衰减10dB的要求。数字均衡方法比较与选择
在音响系统中，均衡器可以分别调节音频信号的各频率成分增益，从而可以补偿扬声器和声场的缺陷。均衡器可分为三类：图示均衡器，参量均衡器和房间均衡器。传统的均衡器仅将音频信号按高频、中频、低频三段频率进行调节。采用数字信号处理技术可以实现对音频信号的更精细的调节，这类均衡器称为数字均衡器。数字均衡器可以作成图示EQ、参量EQ或者两者兼有的EQ，不仅性能指标优异，操作方便，而且还可同时储存多种用途的频响均衡特性，以供不同节目要求选用。数字均衡可以做到10段参量均衡和29段图示均衡，结合其它功能，如噪声门功能等。
在本次设计中，我们给出了一个有参量EQ或者两者兼有的EQ。其设计过程 如下：
3.1 数字均衡器实现方案选择
方案一：采用ARM（嵌入式系统）实现数字均衡
基于精简指令集（RISC）的32位ARM微控制器具有一定的数字信号处理能力，可以用来实现简单的数字均衡器，但当均衡器的功能及性能要求较高时，ARM就不能胜任了。
方案二：采用基于DSP的数字信号处理系统
数字信号处理器具有强大的数字信号处理功能，能够胜任较为复杂的音频信号的各种处理功能，速度快，功耗低。但是DSP弱于事务管理。往往要结合其它处理器，实现友好的人机界面。
方案三：大规模可编程器件
利用大规模可编程器件实现的算法是以逻辑运算完成的最大优越性在于“高速”，实现算法的系统延时非常小，但价格较高。
综合以上各种因素，并考虑到我们的知识与能力，我们选择DSP实现音频信号的数字均衡，并以DSP实现简单的人机界面。
3.2 数字均衡算法选择
3.2.1 软件理论实现方案有三种，如下： 方案一：带通滤波器
根据数字均衡基本原理，我们可以采用一组中心频率和带宽符合一定要求、增益可调的带通滤波器（band-pass filter）实现均衡，并采用MATLAB等计算机辅助分析与设计工具，选择设计理想的滤波器，生成滤波函数的时域冲激响应系数，最后在DSP中以时域卷积的形式实现滤波与均衡。
方案二：傅立叶变换
傅立叶变换是将信号从时域变换到频域的一种变换形式，是信号处理领域中的一种重要的分析工具。离散傅立叶变换（DFT）是连续傅立叶变换在离散系统中的表现形式。在信号的频谱分析、系统分析、设计和实现中都会用到DFT的计算。快速傅立叶变换（FFT）算法，这是一种快速计算的DFT，可以明显降低运算量，大大地提高了DFT的运算速度。
综上所述，由于水平有限，我们在软件理论中采用了带通滤波器的方式。3.2.2用Matlab实现带通滤波器
Matlab的信号处理工具箱提供了支持实现FIR滤波器和IIR滤波器设计方法的函数，以下是通过Matlab所画出的滤波图。低频功放的硬件设计
由于甲类功率放大器的效率小于50%，所以不符合题目中≥60%的要求。B类功率放大器虽然效率较高，但是其交越较大，所以也不符合要求。AB类功放存在着交越失真，也不符合，所以选择D类功率放大器。D类功放具有效率高、体积小、输出功率大等优点。
对于D类功放有三种方案
4.1 采用专用的D类功放器件
此类D 类功放主要由脉冲宽度调制器、开关放大器和低通滤波器等三部分组成，由三角波发生器、比较器和音频输入信号构成脉宽调制器(PWM)；两只输出场效应管组成开关放大器；LF 和 CF 构成低通滤波器，用以恢复音频信号。驱动级用来驱动开关放大器，使放大器输出信号为在VDD和VDD 间切换的高频方波。
图.4经典D 类功放结构示意图
4.2 基于DSP或ARM的D类功率放大器件
首先对输入的音频PCM信号进行采样, 然后进入DSP 处理系统进行数字变换和滤波, 包括差值运算器, 数字低通滤波器和Σ-△调制器。然后用已经获得的二进制序列法去控制MOS管的通断, 并通过模拟的0~24K 的低通滤波器传输到模拟输出。
此方案是利用DSP 芯片的高速计算能力, 实现了数字功率放大器的功能及数字处理本身的特性, 整个放大过程的精度、信噪比和延时都可以通过对算法的修改来实现,。比PWM技术具有更大的灵活性, 且能实现较好的还原效果。
4.3 采用可编程器件实现D类功率放大器 在全数字音频功率放大器的设计中，采用了CPLD来实现将PCM数字语音数据转换成PWM信号，并在D类放大器的实现上采用了改进的PWM方案，实现了D类放大器具有效率高、滤波器设计简化等特点。
信号经过AD转换器进入DSP器件，再经过由CPLD构成的脉冲宽度调制器，产生的信号用来驱动级由MOS管构成的开关放大器，经滤波之后将信号反馈到输入端，与输入值作比较来减少输出波形的失真度。如图.5所示。
本次设计中，我们采用由高速模拟比较器、波形发生成及
PID环节构的控
制器。硬件系统的设计
5.1 DSP的硬件设计
本开发板配有8位数码管显示、16个按键的控制电路、外接21引脚液晶显示、2个138译码器、AD与DA转换器和丰富的外部扩展接口。具体功能和应用介绍如下。
5.1.1 DSP芯片介绍
此次竞赛采用TMS320C5416芯片，这个芯片的特点有：1采用哈佛结构，能同时对程序存储器、数据存储器进行操作；2采用多种线结构，可同时进行取指令和多个数据存取操作；3采用流水线操作；4配有专用的硬件乘法—累加器，可在一个周期内完成一次乘法和一次累加操作；5具有的特殊DSP指令；6快速的指令周期；7硬件配置强；支持多处理结构；省电管理和低功耗。
5.1.2 按键电路
本实验板有16个小按键，按键读写控制由138译码器（U10）的11、12脚结合两块SN74HC573芯片控制，以识别按键操作。138再由DSP的A12到A15端口（高四位地址）控制按键的选通。按键电路可以用于控制数码管显示、液晶显示等等，这主要由编程控制
5.1.3 液晶电路
实验板上提供外接21脚液晶，我们采用外接型号为ATM240128的液晶显示屏。
液晶显示内容由DSP的D0到D7端口外接10千欧电阻提供数据。液晶的现实控制由138译码器控制LCD使能端口、DSP_R/W控制WR和RD端口、DSP_A0、A1分别控制LED背景光源负极和数据命令选择端。
5.1.4 AD / DA转换器
实验板AD转换器由贴片芯片TLV1571组成，DA转换器由贴片芯片TLV5619组成。TLV1571 是TI 公司专门为DSP 配套制作的一种10 位并行A/D 转换器，具有速度高、接口简单、功耗低的特点，外围电路中通过A/D 转换器把模拟信号转换为数字信号，再由DSP 实时地对大量数据进行数字技术处理。TLV5619是美国德州仪器公司推出的高速低功耗DAC器件, 它是带有12位并行数字输入的电压输出型DAC。该器件与TMS320系列器件的并行接口兼容, 采用2.7~5.5 V单电压供电。当使用LDAC管脚时, 它可以异步更新缓冲区的数据。当设置为低功率时, 其功耗仅为50 nW。软件设计
6.1软件流程图如图.10所示。
开始初步确定中心频率用matlab仿真进行辅助设计满足技术指标？YN参数处理导入CCS，进行仿真N满足技术指标？Y下载运行结束
图.10 软件流程图 系统测试
系统测试过程中，首先通过MATLAB仿真，按照竞赛要求设计20hz-20khz的衰减小于1.5分贝，得到滤波系数h(n),然后通过ccs进行数字信号处理。首先通过A/D转换，将模拟信号转换成数字信号，然后将输入的信号与h(n)进行卷积，得到滤波的信号，本设计考虑到实行性，及稳定性采用40阶的FIR滤波器。在调试的过程中，遇到的问题很多，如实时性，首先用80阶的FIR,不能完成实时性，后来，通过调试改为40阶FIR滤波器。D类功放的测试分控制电路部分、功率主回路部分及系统总体测试。首先完成了，D类功放主回路的调试与测试，这部分调试通过后，再调试控制回路，完成了其中的高速PWM发生器，PID环节。8 设计总结
我们花了两个多月的时间来准备电子设计大赛，从9月2日起，比赛正式开始，到今日为止，整整四天三夜。在这些天的奋斗过程中，大家互相合作，互补不足。俗话说：“三个臭皮匠，顶个诸葛亮。”在这四天三夜里，我们集聚了个人的所长，及时的完成了我们选的题目。在这次的次赛中，我们对电子制作有了更加浓厚的兴趣，对数字信号处理、数字均衡、DSP及相关期间有了更进一步的了解，我们再完成任务的同时，也锻炼了我们吃苦耐劳的能力。但，由于初次参加此类比赛，对有些芯片还不是很了解，导致在比赛过程中，在芯片选择上，花费了大量的时间。这说明我们的准备工作做的还不是非常到位。
参考文献
[1]黄智伟.《 全国大学生电子设计竞赛系统设计》.北京航空航天大学出版社.2006年； [2]邹彦.《DSP原理及应用》.电子工业出版社
[3]曾宝国;曾妍.《D 类功率放大器的原理及应用》.四川信息职业技术学院
功率放大器的设计 篇6
【关键词】翻转课堂 教学设计 教学策略
【基金项目】无锡市陶研会2015年度立项课题“翻转课堂在电子专业课程中的应用研究”（项目编号：2015-12-16）。
【中图分类号】TM774 【文献标识码】A 【文章编号】2095-3089（2016）06-0069-01
本文基于翻转课堂学习理念以《电子技术》课程中的一个章节《功率放大电路的设计与制作》为例进行教学设计。
一、教学内容分析
电子技术课程是电子专业系列课程的一门专业基础课，具有自身的专业性和很强的实践性。
1.所授内容在整门课程中的地位和作用：本单元教学内容是本课程的一个重要知识点，是对放大电路知识进一步的延伸和拓展。
2.所授内容中重点和难点的分析：重点是功放的特点及主要技术指标，OCL电路特点及工作原理，甲乙类OTL功放电路结构与原理。难点是OCL电路工作原理及甲乙类OTL功放的电路调试。
二、教学目标设计
1.知识和技能目标：了解功率放大器和电压放大器的区别，掌握功率放大器的特点，理解OCL功率放大电路的组成、工作原理及效率的估算，掌握甲乙类OTL功放静态工作点的调节方法和中点电位的调节方法。
2.过程和方法：初步学会采用互联网学习、自主学习、合作学习的方法来学习，通过合作学会使用仿真软件对电路进行仿真，通过电路制作能识别与检测元器件，正确安装电路。
3.情感态度和价值观：体验自主学习、合作学习的乐趣，体会电子专业知识与生活的紧密联系，培养安全操作的意识，养成规范的操作习惯。
三、学生情况分析
学生在学习本教学内容的难易程度上为中等偏难，其主要原因是由于学生的入学成绩较低，逻辑思维能力较差，与此同时，电子技术课它的涉及面非常广，基本概念、基本原理、分析方法比较多，因此学生在学习中，总是觉得很吃力，致使学生学习热情不高，教学质量不理想。学生虽已接触了一些电子专业的基础知识，但基础相当薄弱，且学生的学习习惯也不够理想，没有较好的学习基础，对学生的学习有着比较大的影响。
四、教学策略、教学过程和教学资源设计
1.教学环境设计：电子实验室、多媒体、万用表、焊接工具、功放电路套件、导线等。
2.教学策略设计：在教学中以课前准备明确要求——观看视频自主学习——合作交流收集资料——课内相关知识学习——任务实践师生互动——释疑解惑点评分析——课后练习巩固新知为主线，综合的运用多种教学方式来充分调动学生学习的主动性和积极性，体现其主体地位，通过互联网学习，使学生学习更具开放性和主动性。由于学生学习能力较弱，且对于图解分析法掌握得很差，所以对于学生较难理解的内容，我做了处理：一笔带过。而是重点强调电路的结构和工作原理，并通过仿真软件讲解交越失真。
3.教学过程设计：首先，教师向学生发送上课要求，包括上课课题、时间、地点、需要准备的知识、学习工具等。同时学生进行分组，每4人为1小组，并选取一人作为组长，学生通过视频自主学习，解决教师提出的问题。搜索关于功率放大器的实际应用例子，并把相关资料以小组为单位上传给教师。
其次，创设情境质疑引新。先通过投影仪投影展示预习结果，并进行新课预习评价，表扬优秀的学习小组。接着以两段实验视频（视频一：MP3输出的音频信号直接给扬声器；视频二：MP3输出的音频信号先输入到功率放大器的输入端，再把功率放大器的输出信号给扬声器）来引入新课。
再次，讲授新课提出问题解决问题。以提问、练习贯穿全程，结合讲授法和启发式教学法，让学生通过自主学习、合作学习、探究学习的方法在回答问题的过程中掌握新知识。例如：教师演示功率放大和电压放大两个实验，让学生比较它们的输出功率。根据甲类功放的功能及性能指标提问：如何提高其性能指标？学生通过电路仿真验证甲乙类功放能消除交越失真等。
第四，使用焊接工具制作OTL甲乙类互补对称功率放大电路。采用任务驱动和项目式教学的方法，学生按小组以团队方式进行制作，教师在旁指导，通过制作，提高了学生的动手操作能力，并通过实践分析、验证相关知识，化解了难点，也提高了学生的学习积极性。
最后，布置作业，让学生通过课后作业进一步巩固所学知识。
五、教学反思
本节课探究答疑贯穿始终，自主探究与合作学习相配合，观察与动手操作兼容并重，充分体现了学生的主体地位。采用翻转课堂教学模式，学生在课前的视频学习中，就可以自主学习，遇到困难，可以跟同学进行合作交流，既培养了学生的自学能力，又激发了团队合作精神。这样，在课堂上就会节约出大量的时间进行师生互动、生生互动，共同探索学习中的疑点和难点，提高教学效率。在教学过程中开展了互学、互练、互查、互评活动，使学生在检查对方的过程中学会检查自己，在评价对方的过程中学会评价自己。另外，通过多媒体课件的演示和动手制作功放电路把抽象的知识形象化，突破了重难点，学生们亲身体验并测量了信号，能更好地理解功放的特点。但是如果多媒体在这节课中师生交互性方面的功能再强一点会更好。还有在教学中也出现个别学生不愿参与教学活动，对活动缺乏兴趣的情况，还需要进一步做好思想教育工作。
总之，翻转课堂教学模式是一种在计算机技术广泛普及的社会形势下而产生的与时俱进的教学模式。翻转课堂是一种手段，增加了学生和教师之间的互动和个性化的学习时间；是让学生对自己学习负责的环境；是为了让教师成为学生身边的“教练”而不是在讲台上的“圣人”；是混合了直接讲解与建构主义的学习；是学生虽课堂缺席但不被甩在后面的学习；是课堂的内容得以永久存档，可用于复习或补课的学习；是所有的学生都积极学习的课堂；更是让所有学生都能得到个性化教育的学习。[2]当然这种教学模式对学生的自主学习习惯提出了更高的要求，但它作为传统教学的有效补充，翻转课堂教学模式更有利于培养学生的合作精神和自主学习能力，使学生终身受益。
参考文献：
[1]张金磊，王颖，张宝辉.翻转课堂教学模式研究[J].远程教育杂志，2012，（4）：46-51.
平衡功率放大器的设计与实现 篇7
1 平衡放大器工作原理
平衡放大电路采用2个3 d B混合耦合器和2个射频放大芯片构成对称电路,通过隔离入射信号和反射信号,从而实现频带范围内功率增益的平坦和降低输入、输出端口的驻波比,电路结构框图如图1所示[3]。
因为平衡放大电路中包含了3 d B耦合器,所以有必要先分析一下3 d B耦合器的传输特性。参考图1来描述3 d B耦合器的传输特性:(1)如果射频信号从1端口输入其他端口连接匹配负载,则1端口入射的射频信号的功率被平均分配到2端口和3端口输出并且输出信号的相位在2端口相对于3端口超前П/2,在4端口由于信号抵消而没有功率输出;(2)如果2端口和3端口输入相同幅度的射频信号,并且在相位上2端口的射频信号超前3端口射频信号П/2,则射频功率在4端口输出并且功率为输入功率之和,在1端口由于信号抵消没有功率输出。
根据上述3 d B分支耦合器的传输特性,1端口入射的射频信号经过3 d B耦合器后,被平均分配到2个放大器芯片T1和T2的输入端口,其中2端口的射频信号超前3端口П/2。假设2个放大电路的特性完全一致,则放大器芯片T1和T2反射的射频信号幅度相同,反射信号将进入3 d B分支耦合器。由于反射信号在2端口的相位超前3端口П/2,按照3 d B分支耦合器的特性,合成功率在4端口输出被50Ω的匹配电阻吸收,而在1端口则没有输出。因此,即使2个放大电路在输入端产生很大的反射,在平衡放大电路的射频输入端可以没有射频信号的反射,实现很低的输入驻波系数。同理,经过放大电路后的输出信号会在放大电路的输出端口合成,而反射信号则被50Ω的匹配电阻吸收,可以大幅度降低放大电路的输出驻波系数。
2 放大器设计及优化
2.1 设计指标
频率范围:902 MHz~928 MHz;输入功率:19 d Bm;输出功率:32 d Bm;增益:13 d B;增益平坦度≤±0.5 d B;二次谐波分量≤-30 d Bc;输入、输出驻波比≤1.5。
2.2 器件的选择
平衡功率放大器的设计需要2个3 d B正交耦合器和2个放大器芯片,由于电路结构完全对称,所以上下2个放大器芯片完全相同。3 d B正交耦合器的选择主要考虑其输入、输出驻波比。放大器芯片的选择主要考虑其1 d B增益压缩点。本设计选择了Anaren公司的3 d B正交耦合器XC0900A-03。该耦合器工作频段在811 MHz~1 000 MHz,驻波比都在1.5以下。放大器芯片为WJ公司的FP31QF,该放大器芯片的工作频段为50 MHz~4 000 MHz,在915 MHz时1 d B压缩点的输出功率可达34 d Bm。上述器件的特性指标都满足设计要求,因此这些器件可以很好地应用在平衡功率放大器的设计中。
2.3 直流工作点的确定
在晶体管的技术参数中,半导体厂家通常会给出放大器芯片的直流工作电压和电流。本设计的放大器芯片FP31QF采用技术参数给定的(Vds=9 V,Ids=450 m A)直流工作点来设计直流偏置电路。
2.4 直流偏置电路的设计
良好的直流偏置设计目标是选择适当的静态工作点,并在晶体管参数和温度变化的范围内,保持静态工作点的恒定[4]。本功放采取先对直流供电并联不同值的滤波电容用以滤除供电电压中不同频率的纹波,再通过射频扼流圈把直流电压馈入放大器。射频扼流圈对直流相当于短路,对射频信号相当于开路防止射频信号泄露。实际中用电感代替射频扼流圈能够起到相同的作用。
2.5 匹配网络的设计
本文的输入、输出匹配网络是根据数据手册给定的器件S参数,按照小信号放大器的设计方法来设计的[5]。由于平衡功率放大器的结构是完全对称的,所以只需要对一个放大器芯片进行输入、输出匹配网络的设计。
整个放大器的源阻抗和负载阻抗均按50Ω设计[6]。首先,设计放大器芯片的输入匹配。根据器件数据手册给定,工作频率为1 000 MHz时放大器芯片S11=0.9∠-160.54参数,采用集总参数匹配中的T型匹配网络利用Smith圆图把放大器芯片的S11匹配到50Ω。其次,设计放大器芯片的输出匹配网络。根据数据手册给定,工作频率1 000 MHz时第二阶放大器S22=0.49∠-162.14参数。采用集总参数匹配中的L型匹配网络利用Smith圆图把S22匹配到圆图的中心。L型匹配网络中的串联电容直接放在放大器芯片输出端,既起到隔直作用,又起到匹配作用。整个放大器的匹配网络都是根据器件数据手册提供的工作频率在1 000 MHz时的S参数设计的,而放大器的实际中心工作频率为915 MHz。之后会通过仿真优化消除匹配网络设计所带来的误差。
2.6 仿真优化
选择器件的S参数模型,采用Agilent公司的仿真软件ADS2008对设计完成的整个平衡功率放大器进行仿真优化。优化目标设在902 MHz~928 MHz频段内,放大器的增益平坦度≤±0.5 d B;输入、输出驻波比≤1.5。仿真优化结果如图2、图3所示。
图2中的m1表示在902 MHz~928 MHz频段内,放大器最大增益偏离平均值0.05 d B,m2表示最小增益偏离平均值为-0.052 d B;图3中的m3和m4分别表示在整个频段内放大器的输入驻波比最大为1.02,放大器的输出驻波比最大为1.047。
仿真结果表明,整个工作频段内放大器的增益平坦度≤±0.1,输入、输出驻波比≤1.1,完全满足设计指标要求。
3 实际测试
电路板加工完成后,进行焊接。在焊接时,一定要注意放大器芯片和耦合器底部的散热片与PCB板散热片的充分接触。如果散热片没有充分接触,则会导致放大器芯片和耦合器的结温过高,从而使放大器和耦合器不能正常工作。电路板焊接完成后,需对放大器进行实际的测试。
采用惠普公司的HP8594E频谱分析仪对放大器的输出功率、二次谐波分量参数进行测量。测试前需给放大器提供-1 V的栅极和9 V的漏极直流偏置电压,使放大器正常工作。放大器的输入端输入一个频率为922.375 MHz、功率为19 d Bm的已调波信号。由于频谱分析仪最大的输入功率为30 d Bm。为了防止频谱仪的损坏,测试时频谱仪的输入端需加一个衰减器,衰减值应保证大于放大器额定输出功率与频谱仪最大输入功率的差值。本设计使用了一个30 d B衰减器,测试结果如图4、图5所示。
图4为放大器的输出功率测试结果。由图中的标记可以看出,在输入功率为19 d Bm、频谱仪输入端加30 d B衰减的条件下,放大器的输出功率为2.67 d Bm。由此可以推断出放大器的实际输出功率为32.67 d Bm,同时可得放大器在该频点的功率增益达13 d B。图5为放大器的二次谐波分量测试结果。放大器的输入频率为922.375 MHz,则放大器的二次谐波频率为1 845 MHz。图中标记显示在输入功率为19 d Bm,频谱仪输入端加30 d B衰减的条件下,放大器的二次谐波输出功率为-38.33 d Bm。二次谐波分量为放大器的二次谐波分量输出功率减去基波分量输出功率。由此可得二次谐波分量为-41 d Bc。
由上述测试结果可得放大器的输出功率为32.67 d Bm,二次谐波分量为-41 d Bc功率增益达到13 d B,完全满足设计指标所要求的输出功率32 d B、二次谐波≤-30 d Bc、增益为13 d B。
本文在分析平衡功率放大器电路结构和工作原理的基础上,清楚、直观地演示了运用平衡放大技术来设计读卡器末级功率放大器的过程。仿真和实际测试结果显示,所设计的功率放大器实现了工作频带内低增益平坦度和良好的输入、输出驻波比等要求。
参考文献
[1]陈邦媛.射频通信电路[M].北京:科学出版社,2003,3.
[2]刘长军,黄卡玛.射频通信电路设计[M].北京:科学出版社,2005.
[3]LUDWIG R.BRETCHKO P.RF circuit design:theory and applications[M].Englewood.Prentice-Hall,Inc,2000.
[4]GUILLERMO G.Microwave transistor amplifiers analysis and design[M].Prentice-Hall,Inc,1997.
[5]STEVE C.CRIPPS.RF power amplifiers for wireless comuni-cations[M].Artech House,1999.
低频功率放大器的设计与研究 篇8
关键词：低频功率,放大器,前置放大,单元元件,带阻滤波器
低频功率放大器在我们的日常生活扮演者重要的角色, 我们使用的电子产品的音响都会装有低频巩固率放大器这样的设备, 同时在控制系统以及测量系统等领域都有较广泛的使用, 经过多年的技术研究与发展, 低频功率放大器有了突飞猛进的进步, 具有了成熟了技术线路, 同时在思想认识上也有了进步, 尽管这样, 随着无线通讯的飞速发展, 无线收发器作为无线通信里的核心部分, 人们对它的要求越来越高, 需要更低的功耗、更高的效率还要体积越来越小, 但是功率放大器作为收发器的最后一级, 但是消耗的功率是整个收发器功率的60%~90%, 这样对系统的性能具有很大的影响, 因此需要设计一种高效低频低功耗的功率放大器对于提高收发器的性能有着至关重要的作用。本文就是针对目前功率放大器的不足进行设计与研究。
1系统总体设计
低频功率放大器系统的组成分别是电压放大电路、滤波器、功率放大电路、输出级电路还有人机接口显示电路等五个部分组成, 在该设计中要求电压放大倍数为1, 放大器的增益闭环是0, 因此采取两级放大电路为低频功率放大器提供较大的输出功率, 同时选用带阻滤波器对40~60Hz的信号衰减, 进而通过功率放大器进行放大功率, 经过功率放大之后在对其进行显示设计, 最后通过稳压电源提供稳定的直流电, 设计出低耗、实用、廉价的低频功率放大器。
2系统设计中的主要技术指标
本文中设计的低频功率放大器的主要功能是:用开关将信号源提供的正弦波弱电压信号进行转换, 工作方式是先将电压进行放大, 在将功率进行放大, 进而为等效负载电阻提供一定的输出功率, 在设计过程中有很多技术指标, 主要的技术指标有:
额定输出功率POR:当输出信号失真度小于一定的规定值时, 额定的负载电阻上最大的功率。
带宽BW:低频功率放大器的正常频率范围。
非线性是真系数:在额定输出功率POR下和一定的带宽BW内, 输出信号的非线性失真程度。
噪声电压:当低频功率放大器的输入值为零的时候, 负载上的电压值。
效率η:负载上输出的额定功率POR与消耗的电源功率PDC之比。
3电路设计
3.1电压放大电路设计
电压放大电路是系统设计的首要单元, 电压放大电路的主要作用是将小信号进行放大, 通过这种运放的高速转换性能可以改善电路的瞬态性能, 这样在较宽的带宽下, 信号就可以在不同程度的频段也可以不失真地输出, 极大地提高了电路的稳定性。在电压放大电路的设计过程中前置放大是由两级NE5532和外围电路构成, NE5532的优点是精度高、噪声低、阻抗高、频带宽, 而其他的各级放大电路采用固定增益和输出衰减组成, 电压的放大倍数可以通过调节电路增益达到。
3.2功率放大电路
在允许的失真限度内, 高效率的向负载提供足够大的功率这是功率放大器的主要作用, 功率放大电路的理论基础、工作状态、电路的形式等都与电压放大电路的设计不同。功率放大电路的主要结构元件是NE5532、IRF530、功率末级的两个场效应管IRF9530, 这三个元器件对管的特性要求大致一致, 这样就可以减小功率放大器的失真现象, IRF530的主要任务是放大电路, 放大倍数是R3/R1, NE5532的脚1和脚8接到调零电阻上, 脚5和脚8之间接到补偿电容上, 这样就可以弥补运放过程中产生的零漂和减小失真现象。
3.3带阻滤波器电路设计
带阻滤波器的主要作用是可以消除50Hz交流电所引起的干扰, 该设计过程中采用的是反相型带通滤波器组成的带通滤波器, 反相型带通滤波器以及加法运算放大器主要是有2个OP07构成, 主要的工作流程是反相型带通滤波器输出的是输入信号反相带通信号, 进而输入信号与加法运算放大器相加, 得到了带阻信号。二阶带阻滤波器的性能的好坏是由中心角频率系数和带阻滤波器的品质因素Q决定。
3.4转换电路设计
主要采用的器件是单片机内部的10位AD转换器, 但是在设计过程中通过实验发现采用单片机内部10位AD转换器处理的效果不是很理想, 通过再次研究决定采用两个AD转换芯片对负载输出的信号进行转换, 再通过单片机进行计算, 在液晶显示屏上显示出功率和效率。
3.5显示电路
显示电路的设计采用的器件是12864液晶显示屏, 显示屏主要显示输出的功率、直流电源供给的功率以及整个功率放大器的效率, 采用这种液晶显示屏的优点是屏幕的反应速度快、较高的对比度以及低功耗。人机之间的交互可以良好的进行, 在设计过程中采用串口连接, 在单片机的控制下按照规定要求进行显示固定格式的数据或者字符等信息。
4结语
随着科技的进步, 电子产品在人们的日常生活中扮演着重要的角色, 低频功率放大器作为电子产品的重要元件, 其质量的好坏、性能的高低直接影响了电子产品的使用效果, 本文中详细介绍了一种简单实用、性能较高、功耗较低、价格低廉的低频功率放大器的设计方案, 在设计过程中满足了输出的波形没有明显的失真, 电压放大倍数为1, 放大器的增益闭环是0的要求, 并最大限度的挖掘单片机的资源, 进而功率放大器设计的需求, 通过测得发现该电路具有很好的频率响应特性, 功率放大器对低频信号具有较好的放大作用, 符合实际使用过程中的要求, 同时设计价格低廉, 只需要几十元, 可以被电子产品、音频功率放大器广泛的应用。
参考文献
[1]张琰.基于《单管低频交流小信号电压放大分析》实验的改进[J].郑州铁路职业技术学院学报, 2005 (02) .
[2]赵闪, 余华兵, 王麟煜, 孙长瑜.基于IGBT的低频水声功放技术[J].江南大学学报 (自然科学版) , 2012 (05) .
功率放大器的设计 篇9
功率放大器在无线通信系统中是一个不可缺少的重要组成部分。随着通信体制的发展, 功率放大器进入了快速发展的阶段。目前功放的主要应用趋向微波频段, 尤其是民用的井喷式发展, 相对地1.6～30 MHz的功放应用越来越少, 随之此频段的可选功放管的研发新品也随之减少, 在功放指标不断被要求提高的前提下, 这就造成此频段功放的设计的困难增加, 其中宽带低压大功率功放的设计最为困难。
1指标要求
该项目是军用短波发射机部分的重要组成部分, 根据项目的的具体使用场合和环境特点, 按照GJB规定和整机要求, 对于功率放大器提出以下指标要求:
(1) 频率范围:1.6～29.999 9 MHz;
(2) 输出功率:单音功率为100 W (AVG) , 双音峰包功率为100 W;
(3) 激励幅度:单音0 dBm (50 Ω阻抗) ;
(4) 增益:50 dB;
(5) 增益平坦度:±1 dB;
(6) 功耗:在输出功率100 W, 电源电压13.8 V条件下, 电流小于16 A;
(7) 工作电压:11～17 V能够正常工作;
(8) 测试电压:12.5 V, 13.8 V;
(9) 三阶互调:小于等于-32 dB (测试条件为:双信号、间隔0.67 kHz, 平均功率50 W, PS=13.8 V;
(10) 谐波:偶次谐波小于等于-20 dB, 奇次谐波小于等于-13 dB。
2线路方案
采用对管推挽电路、负反馈电路和传输线变压器, 可以满足增益平坦度的要求。功率放大单元由激励放大级、末前级放大级、末级功率放大级、Π型衰减输入网络、偏置电路、总流控制和温度控制电路组成。根据射频输入信号幅度和输出功率的要求计算功放总增益:
根据功放总增益和频带范围 (1.6～30 MHz) , 功放按三级设计。增益分配和每级采用的电路形式分别为:第一级采用甲类工作状态, 增益大于25 dB, 输出功率约25 dBm;末前级采用甲乙类工作状态, 增益大于16 dB, 输出功率约41 dBm;末级采用甲乙类工作状态, 增益大于12 dB, 输出功率约为53 dBm。
各级之间采用传输线变压器耦合, 磁性材料选用进口双孔磁环, 磁通密度一致性好, 对于全频段的增益平坦度大有好处。利用传输线变压器在宽频带范围内传送高频能量和实现两极放大器之间的匹配和末级放大与负载之间的阻抗匹配。由于受低压功放管市场奇少的限制, 末级选用输出功率为80 W的晶体管, 末级采用对管推挽输出, 从而保证了功率的富余量。甲类功率放大器的优点是线性好、失真小, 较好的噪声系数, 在1 dB压缩点以下具有几乎不失真的脉冲响应, 在不同输出电平时的通带起伏小和在不同输出电平时的相位和增益不变, 在第一级采用了甲类工作状态, 以便获得良好的线性。
3末级功放管单管测试
在试验PCB板上将功放管涂抹导热硅脂后用螺钉紧紧地紧固在散热铝板上, 根据资料搭建以上测试电路, 调试过程中根据经验和输出指标不断调整匹配参数, 最终确定表1所示参数数值。
从以上的试验测试得出如图2～图4结果。参考以上数据, 得出以下结论:输出功率要达到100 W时、输入功率需要10 W左右;该管的增益在1.6～30 MHz范围内波动10 dB;输出功率在25～80 W范围内三阶互调与五阶互调均优于-35 dB。从而设计理论依据为:末级采用两只功放管推挽输出方式, 理论上可实现功率为单管输出功率的2倍, 再折合效率80%, 简单计算80×2×80%=128 W, 稍有余量。在此范围内的输出可满足三阶与五阶互调优于-35 dB, 不仅满足设计指标中输出功率要求, 也满足了互调指标要求。
4功放与滤波器的匹配
一般常用小型号法设计匹配滤波器, 在实际工程设计中都能做到功放输出与滤波器输入阻抗良好匹配, 从而有效实现谐波抑制。但在该次试验中, 5.62～8.82 MHz波段不能完全实现有效的阻抗匹配。滤波器的小信号仿真指标良好, 阻抗基本在50 Ω附近, 插损小于0.1 dB, 通带S参数也不错, 但匹配后总体测试结果是频率7 MHz插损大, 效率大大降低, 也严重影响了功放的线性度。调整滤波器后可改善频率7 MHz附近频点到要求指标。但8.6 MHz又出现同样的阻抗失配, 造成线性度严重降低。通过长时间的不断试验和总结, 也未能解决此问题。一次试验中偶然发现功放输出到滤波器输入的射频电缆长度在某一确定值时, 可实现此频段的完全阻抗匹配, 全频段测试指标均满足设计要求, 仔细分析后测试此射频电缆的阻抗参数, 发现芯线两端之间存在0.2 μH的感值, 芯线与地线之间也存在28 pF的容值。原来射频电缆在连接功放输出与滤波器输入的同时, 对于此频率相当于串进来一个电感和并联了一个电容, 于是改进匹配参数, 果然阻抗匹配良好。后期需要做的是将此网络参数和滤波器的七阶低通网络合并。
5测试图谱
调试完成后, 按照1 MHz的间隔测试1.6～29.999 9 MHz, 指标基本满足设计要求, 限于篇幅, 选取其中的一个测试点, 对于输出功率和互调指标这两个主要指标的实际测试频谱截图如图5、图6所示, 可看出此功放的实际测试情况。
上述测试是在输出功率后端串接250 W/30 dB的衰减器, 所以频谱仪显示102 mW, 互调测试单峰幅度为25.4 mW, 即就是峰包功率101.6 W。 从以上可看出, 此测试点均满足功率放大器的设计指标要求。
6功放设计注意的问题
6.1 噪声
在设计高增益级联功率放大器时, 选用低噪声功放管不但有利于功放的谐波和互调指标, 更有利于功放的稳定工作。为了减小噪声, 第一级选用低噪声晶体管。末级功率放大器的偏置电源不应有微弱寄生振荡, 纹波不能太大, 否则会引起功放自激振荡。
6.2 效率
在功放设计中, 效率是一个很重要的指标。短波频段的功放效率基本在40%。一方面, 效率低, 预示着功放输入、输出、级间匹配存在失配, 从而将一部分功率耗散在阻抗型元件上, 导致发热, 甚至损坏器件的正常工作;另一方面, 效率低, 匹配失衡, 驻波比大, 极易损坏功放管, 造成研发成本的上升, 同时大电流的工作状态, 使功放处在一种隐性的非安全状态下。在设计高增益级联功率放大器时, 为了提高效率, 应选用高增益晶体管, 尽可能减少晶体管数量, 减少功放的级数。该功放的效率在1.6～25 MHz几乎达到了末级输出功放管效率的50%, 在同类功放中效率比较高, 从而工作状态更可靠。
7结语
在低压短波功率放大器的设计中, 输出满足设计要求的功率和线性度是设计者应予以重视的关键问题, 文中对于这个问题具体实现措施进行了探讨, 并详细分析了短波功率放大器模块的具体设计过程。通过样机的实测结果证明, 文中的论述方法是具体可行的, 可供射频功率放大器设计工程师作为参考。
摘要：对设计的低压宽带功放的指标进行了介绍, 并对设计功放所涉及的理论进行研究和讨论, 在对所选用的功放管在厂家没有提供S参数的情况下进行了相关单管测试和验证, 给出了参数优化后结果, 根据分析以及计算后对功率放大器进行设计, 对功率放大器做了硬件设计调试, 并给出板级相关指标的测试结果。结果表明, 该设计符合要求。
关键词：负反馈,非线性特性,功率回退,传输线变压器
参考文献
[1]GREBENNIKOV Andrei.射频与微波功率放大器设计[M].张玉兴, 赵宏飞, 译.北京:电子工业出版社, 2006.
[2]童诗白, 华成应.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社, 2001.
[3]陈振国.微波技术基础与应用[M].北京:北京邮电大学出版社, 2002.
[4]徐祎, 姜晖, 崔琛.通信电子技术[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2003.
[5]刘超, 冯斌, 王立欣, 等.火箭发动机测试系统热电偶通路抗干扰技术[J].火箭推进, 2009, 35 (3) :55-60.
功率放大器的设计 篇10
在功率放大器设计过程中,由于缺乏具有足够准确度和可靠性的晶体管非线性模型,将功率放大器的设计简化成大规模系统可重复的设计实践仍需一定技巧和经验[3]。已成为限制功率放大器仿真结果准确性的重要因素和功放研究热点问题。在之前功率放大器仿真设计的基础上[4],选择合适精确的非线性模型并且结合DC/AC分析不同负载和偏置条件来正确处理非线性问题,这样就能够准确达到设定的功率压缩和效率等非线性目标。
本文利用Advanced Design System(ADS)仿真软件进行设计与优化,构建一个精准的非线性功率放大器模型并介绍了基于系统仿真的设计流程,设计将采用非线性晶体管模型和无源器件模型以达到较好的测试性能。
1 放大器设计原理及指标
一个单级射频功率晶体管放大器可用图1所示电路模拟。图中PINC表示放大器入射功率;PL表示负载吸收的功率;用ΓIN表示输入反射系数;ΓS表示源反射系数;ΓL表示负载反射系数;ΓONT表示输出反射系数。放大器的各种参数都受ΓS和ΓL的影响,只要根据要求确定了这两个参数便可确定输入输出匹配网络,而输入输出匹配网络把输入阻抗ZIN和输出阻抗ZOUT转换为源阻抗ZS和负载阻抗ZL,这样通过匹配网络,射频源到负载达到最大功率传输。
在射频功率放大器的设计中,从原则上讲都是希望提高放大器的增益指标。在满足需要功率的同时要考虑效率、稳定性和失真等相关参数。功率放大器最初设定的仿真目标如表1所示,基于先前发表已有的功率放大器设计文献成果以及实际应用的考虑[7,8,9],仿真模型以实现PAE超过50%,增益>10 d B为目标的设定是合理具有参考意义的。
为达到设定目标本设计选定Ga As金属-半导体场效应晶体管NE6500379A,数据表显示该晶体管具有3 W的输出功率和10 d B的线性增益,效率>50%并具有良好的线性度。
2 仿真设计过程
2.1 Load-Pull和Source-Pull仿真设计
在给定输入功率的情况下,利用自动调配器通过改变源阻抗或者负载阻抗,测量被测系统的输入、输出功率以及功率附加效率等参数,同时记录对应的源阻抗和负载阻抗的数值。这样便可获得最大功率附加效率状态下所需的最佳源阻抗和负载阻抗,以此得到输入/输出匹配网络的最佳设计方案[5]。
在不同的偏置条件下进行多次源和负载牵引设计仿真,测试发现在直流工作点VDS=6 V,VGS=-2.4 V时Source-Pull仿真结果显示有最高的功率附加效率,此处的源阻抗PAE=62.46%,如图2所示。在同样偏置条件下进行Load-Pull仿真得到的最高PAE=62.46%,此处的负载阻抗ZL=3.582-j0.870。这样就得到最佳源阻抗值和最佳负载阻抗值ZS和ZL。利用一个单独谐波平衡(HB)仿真显示在最佳源/负载阻抗处,输入为30 d Bm时具有PAE=63.2%,POUT=34.9 d Bm的仿真结果。
2.2 理想元器件设计放大器匹配网络
在确定了最佳阻抗值后,利用ADS自带工具Smith Chart Utility Toll进行阻抗匹配。Smith圆图是应用最广泛的匹配电路设计工具之一,可直观描述匹配设计的过程。采用理想元器件和微带线将源/负载阻抗的共轭匹配到50Ω,匹配完成后进行S参数仿真,检测是否实现了电路的正确匹配。匹配电路S参数如图3所示已达到良好的匹配效果。
2.3 理想电路仿真
完成了匹配电路后,在理想元器件下进行小信号和大信号的仿真。加入漏极-源极电压6 V,栅极-源极电压-2.4 V的晶体管初始偏置,小信号S参数仿真结果表明在工作频点1.9 GHz处增益为10.099d B,并满足K﹥1的稳定性要求。
利用ADS设计向导中的原理图模板进行大信号的仿真设计,仿真结果表明在输入为30 d Bm时输出功率为35.155 d Bm,增益附加效率为54.248%。其中介质板选用FR4介电常数为4.3,实际微带线尺寸可用ADS中线长计算器Line Calc计算出来。
3 电路模型的优化及仿真结果
在设计制作放大器过程中为了达到设定性能指标,对元器件的值和微带线的尺寸进行优化是必须的。电路加入了匹配后,会改变电路的各个点的阻抗特性,因此加入匹配电路后会改变之前匹配好的阻抗特性,使得匹配又失配,所以匹配是个不断调试的过程。在ADS中可使用调谐工具Turning来同时改变输入输出匹配的元件值,同时观察匹配的效果。为减少微带线宽不一致带来的不连续性,加入了MTaper元件,在节点处加入了Mtee元件。对于偏置电路,加入去耦电容旁路电容等。完成优化后的整体原理图仿真模型如图4所示。
经过多次大范围的调谐优化和小范围的自动优化前后的仿真数据对比曲线如图5和图6所示。
优化后输出功率曲线显示Pout=35.246 d Bm,优化后的增益附加效率为59.954%,说明本文构建的高效率功率放大器模型达到了设计目标,得到了精准的仿真数据。
4 结束语
基于ADS仿真软件和相关基础理论,利用有源器件和无源电路元器件模型设计出一个工作频率为1.9GHz的AB类功率放大器模型。选用合适的晶体管模型来达到设定的功率、效率、增益等设计目标。利用ADS自定义的非线性模型进行源牵引和负载牵引来找到最佳偏置点,采用Smith圆图匹配方法对最佳负载点进行阻抗匹配。最后在ADS中采用微带线模型、非线性晶体管模型和无源表面贴装器件模型完成了整体功率放大器模型的构建与优化。仿真模型输出结果显示在1.9 GHz处输出功率为35 d Bm,增益附加效率约为60%,达到了设计目标。
参考文献
[1]David M Pozar.微波工程[M].3版.张肇仪,周乐柱,吴德明,等,译.北京:电子工业出版社,2010.
[2]胡锦,陶可欣,郝明丽,等.基于Si Ge工艺的高增益射频功率放大器[J].微电子学与计算机,2012,29(2):18-21.
[3]Neal Tuffy,Lei Guan,Anding Zhu.A simplified broadband design methodology for linearized high-efficiency continuous class-f power amplifiers[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2012,60(6):1952-1963.
[4]常树茂.用ADS进行功率放大器仿真设计[J].西安邮电学院学报,2010,15(1):82-85.
[5]潘和平.基于负载源牵引法的微波大功率自动测试系统的研制与应用[D].西安:西安电子科技大学,2010.
[6]Ulrich L Rohde,David P.Newkirk.无线应用射频微波电路设计[M].刘光祜,张玉兴,译.北京:电子工业出版社,2004.
[7]Saad P,Fager C,Haiying Cao,et al.Design of a highly efficient 2.4 GHz octave bandwidth Ga N-HEMT power amplifier[J].IEEE Microwave Theory and Techniques,2010,58(7):1677-1685.
[8]Afsahi A,Larson L E.Monolithic power-combining techniques for watt-level 2.4 GHz CMOS power amplifiers for WLAN applications[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2013,61(2):1247-1260.
功率放大器的设计 篇11
OPA1622提升了专业和便携式音频的性能
OPA1622是TI Burr-BrownTM Audio产品线家族中的新成员，也是OPA1612的升级产品。新的。PA1622提供高达150mW的高输出功率，以及在10mW功率下-135dB的极低失真，从而为专业音频设备提供高性能。OP1622的小尺寸、低功耗和低失真可为头戴式耳机放大器、智能手机、平板电脑和USB音频数模转換器（DAC）等便携式设备提供高保真音频
OPA1622的四个特点及设计方法
1.如何提高音频质量。熟知音频的人知道，总体谐波失真和噪声（THD+Noise）是很重要的参数，很多音频设计师调此参数来评测音频质量。当负载为32Ω、输出功率为10mW时，入耳可以听到的范围是0.1～10mW之间。之所以选择32Ω，是因为耳机阻抗是32 Ω。在这两个条件下，THD值是-135dB。如果把噪声加进去，又把输出功率推到更高的层次，在输出的最大功率为150mW功率的条件下，THD+N值是-118.7dB。
这是如何实现的呢？具体地，图1是该产品一个通道原理图，深色表示的是两级放大器，一个是输入级，一个是输出级。之所以这款产品把音频质量推向了更高，关键是输入和输出特别的设计。这给运放带来的优势有三点：首先运放有非常高的开环增益AOL，高开环增益意味着低输入失真，这就表示运放的输出失真也很低。其次它的输入级是单输入级，大多数传统运放输入级都不是单输入级，例如OPA16P2是双输入级，因此所消耗的功耗会较多。再有输出级专门为了改进驱动能力做了特别设计。
2.优化高保真便携式音频设备。方法是提高电源抑制比。电源抑制比（PSRR）是指产品功放对电源带进来的噪声或不想要的信号的抑制能力。电源抑制比越高，不想要的信号便会更多更强地被抑制，最终得到的信号就会更干净。PA1622有个特别的引脚（GND），它和芯片内部的补偿电容直接相连（图2）。
3.消除了爆破音。这是因为OPA1622有个使能引脚，可以使OPA1622在低功耗或者正常水平时操作。低功耗时也就是它的功耗小于5mA时，它基本是关闭的。因此客户可以让运放工作在完全关闭或开启的状态，进行使能控制。“由于这款产品内部有这个特别的设计，当运放通过使能端开启或关闭时是听不到爆破音的。“当用户戴着耳机，把运放关闭和开启时会听到短暂的声音，因为那时候电频不一样，用户会听到瞬变音，而TI内部则做了专门的设计把这个声音去掉了。”周颖指出。
射频功率放大器的小信号设计法 篇12
关键词：射频功率放大器,小信号法,功率匹配,放大器优化
0 引言
射频功率放大器的设计是工程上的难题。射频MESFET功率管工作在大信号状态下，接近功率饱和区附近，此时的I-V特性呈现非线性。而大部分器件厂商通常只提供功率器件的小信号S参数和静态I-V曲线，S参数和静态I-V曲线只适合小信号状态下的分析与设计。本文提出一种在没有大信号器件模型的情况下，运用小信号模型设计功率放大器的方法。
1 基本设计思路
基本设计思路如图一所示。
设计步骤如下：
(1)依据各级放大器级连的要求选择对应的各级器件，确保各级放大器同步平滑地进入饱和区，没有任意一级先饱和;
(2)根据频率、带宽确定匹配网络的结构;
(3)根据工作类型和电源要求选择偏置电路。若电路要求线性高，推荐使用A类工作状态，在A类工作时，直流漏极电流应为器件Imax的1/2;
(4)根据增益和输入匹配要求优化输入电路;
(5)确定器件静态I-V曲线负载线;
(6)提取封装寄生元件，将此寄生元件计算输入输出匹配电路;
(7)为实现射频输出功率最大化，优化输出匹配电路达最佳值RL;
(8)根据实际情况，优化电路，确保宽带的稳定。
2 输出匹配电路
输出匹配电路原理框图如二所示。
为了得到高增益和最大输出功率，匹配电路将输入信源和负载阻抗变换到合适的阻抗，匹配MOSFET管的源极和漏极。同时，匹配电路含有电抗元件，对频率具有选择性，这决定了放大器的中心频率和带宽。
在较低频率，一般采用集总元件构成匹配电路。利用小尺寸的集总电容和线绕电感构成低通结构或高通结构的匹配电路，也可是两者的混合使用。若要在所需带宽内达到良好匹配，有时要设计多级电路匹配结构，通常应使用尽量少的级数，以减少两电路的复杂性和成本。
在较高频率，一般采用分布参数元件匹配电路。在分布参数电路中，用细长的微带线代替电感，用短而宽的微带线代替并联电容，偏置扼流圈用1/4波长微带线构成。同时分布参数匹配电路的元件尺寸与频率成比例，这表明电路的工作频率越高，电路的尺寸越小。
匹配电路的设计原则如下：
(1)输入匹配电路设计是典型的小信号设计过程：通过对器件的小信号S参数仿真进行增益优化和确定输入匹配电路结构及元件参数，输入匹配电路确保对最大增益匹配;
(2)输出匹配电路的设计则是使用小信号模型设计大信号电路的过程：通过器件的S参数模型和I-V曲线来确定负载线RL，输出匹配电路的阻抗匹配保证了输出功率的最大化。
3 输出电阻RL的确定
输出匹配网络要为负载提供最大功率输出，则网络的输出阻抗应等于负载阻抗的复数共轭值。射频放大器的负载阻抗是纯实数RL,所以最佳输出匹配电路反映到功率管漏极负载的阻抗也必须等于RL。产生最大功率的输出阻抗RF可由实验测试确定，也可根据MOSFET管I-V曲线，计算最大功率输出时的负载线RL得到，如图三所示。
负载线电阻RL用功率管输出负载来表示。为了保证在大功率输出时的线性，功率管一般应选用线性最好的A类工作状态，根据偏置电压和输出功率即可计算出相应的负载电阻。在如图四所示的I-V曲线中，仅由要求的输出功率和预计的漏源电压就能直接求得RL。
在A类工作中，以输出功率为函数，偏置条件(Vb-Vs)为参量计算RL，得到：
在设计RL时还需注意以下几点：
(1)负载牵引实验表明，除了考虑纯负载线电阻外，还必须考虑匹配一个小电抗，即与RL并联的电容Cds,Cds的值约每毫米栅宽0.1PF;
(2)在器件可靠的前提下，击穿电压是确定MOSFET器件偏置电压和最大输出功率的关键参数。
4 封装寄生元件的提取
为了优化MOSFET管的输出电路，在设计输出匹配电路时，必须考虑封装元件的影响，将管子的漏极、源极所有寄生元件计入总输出匹配电路，从而实现准确的功率匹配。
封装寄生元件可简单地模拟成串联在栅、漏、源端的R-L电路，采用ADS仿真该模型的电原理图，可分析出相应的等效电路：用一组接近管子等效电路元件真实值为初值，所有电路元件都指定为优化变量，通过ADS优化器调整模型的S参数依次变化，当S参数无限接近器件的小信号S参数时，则与等效电路一致。对于无封装芯片，在A类工作条件下，可根据MOSFET管的总栅宽，定量计算出其等效电路元件近似值。
5 仿真优化放大器的输出功率特性
在宽频带内，功率放大器的工作频率是无条件稳定的。但在低频端，降为有条件稳定。因为高功率MOSFET的跨导非常高，从而导致低频潜在的高增益，因而产生了低频稳定性问题，必须通过添加稳定网络加以纠正。
在以小信号S参数(及静态I-V特性曲线)作为模型来设计功率放大器时，我们必须以RL(相对RF最大输出功率的负载线电阻)匹配为目标，优化和确定输出匹配电路元件值，然后再优化输入匹配电路的元件值，改善增益和输入匹配电路。在优化前，必须得到尽可能完整的输出电路模型，再在工作频率对其优化，达到与RL的最佳匹配。功率管封装的寄生元件必须包括在该模型中，这些元件完全或在很大程度上确定了串联匹配电感。
参考文献
[1]龚剑,张祖荫,郭伟.射频功率放大器模块的设计与实现[J].计算机与数字工程,2006,(12).
[2]郝国欣,金燕波,郭华民.大功率宽带射频脉冲功率放大器设计[J].电子技术应用,2006,(3).
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