宽带直流放大器（精选7篇）
宽带直流放大器 篇1
随着社会发展, 各类型放大器的运用领域不断扩展。在当今科技和通讯高速发展下, 各种自动化、智能化仪器装置对信号的要求越来越高, 尤其在一些高精度的领域, 对小信号的放大与处理要求更为严格。普通的运放存在着本身不可忽略的缺点, 用普通的运放设计的放大器一般具有频带窄、噪声系数大、低增益的特点。直流宽带放大器可以对宽频带、小信号、交直流信号进行高增益的放大, 广泛应用于军事和医用设备上等高科技领域上, 具有很好的发展前景。研究和设计一款高增益、高精度、低噪声、增益可控性高的直流宽带放大器成为了人们的广泛关注。本系统介绍了以AD603为核心实现高增益、高精度、低噪声的程控直流宽带放大器。
(一) 系统硬件原理
系统由控制器、主放大电路、DA增益控制、键盘扫描、液晶显示及直流稳压电源六大功能模块。各模块间的关系如图1所示。控制器采用Atmel公司生产MCS51系列的AT89s52单片机, 负责对数据的运算处理。DA转换使用TLC5615, TLC5615是带有缓冲基准输入 (高阻抗) 的10位电压输出串型数字-模拟转换器, 器件使用简单, 用单5V电源工作。信号经过IO直接驱动DA芯片工作, 进行DA转换, 输出控制电压, 实现对AD603的增益控制。键盘使用常用的4X4键盘, 采用LCD12864显示, 主要显示增益值, 实现人机信息交换。LCD12864液晶屏是由128*64个像素组成, 具有显示汉字, 图形等功能, 使得整个系统显示界面友好、大方。系统需±5V电源供电, 电源采用了由三端稳压器LM7809和LM7905组成的直流稳压电源。
(二) 放大电路工作原理
1. AD603简介
AD603是一种具有程控增益调整功能的芯片, 它是美国ADI公司的专利产品, 是一个低噪、90MHz带宽增益可调的集成运放, 如增益用分贝表示, 则增益与控制电压成线性关系, 压摆率为275V/μs。管脚间的连接方式决定了可编程的增益范围, 增益在-11~+30dB时的带宽为90Mhz, 增益在+9~+41dB时具有9MHz带宽, 改变管脚间的连接电阻, 可使增益处在上述范围内。该集成电路可应用于射频自动增益放大器、视频增益控制、A/D转换量程扩展和信号测量系统。
2. AD603放大电路及原理
AD603的放大电路如上图2所示。AD603由无源输入衰减器、增益控制界面和固定增益放大器三部分组成。从第3脚输入的信号经衰减后, 由固定增益放大器输出, 衰减量是由加在增益控制接口的电压决定。增益的调整与其自身电压值无关, 而仅与其差值Vg (1脚和2脚的电压差) 有关, 由于控制电压1脚和2脚的输入电阻高达50MΩ, 因而输入电流很小, 致使片内控制电路对提供增益控制电压的外电路影响减小。当第7和第5两管脚的连接不同电阻时, 其放大器的增益范围也不一样, 当两脚短接时, 增益为40Vg+10, Vg在-500mV~500mV时的增益范围在-10dB~30dB, 本设计就应用次性能。
选用AD603作为主放大器, 两片AD603采用顺序级联形式, 充分发挥每一片AD603的增益控制功能。AD603的2脚对地压降固定, 从而1、2脚的电压差Vg受1脚电压的控制。AD603的增益可表示为:Gain=40·Vg+10。由此可见, 随着1脚电压的增加, Vg也增加, 则AD603的增益变大, 相反, 若1脚电压减小, Vg也减小, 则AD603的增益变小, 从而使两级AD603的输出恒定在某个信号强度上。
两片AD603采用顺序级联模式有利于控制精度和信噪比的提高。而顺序级联模式要求在放大信号时先启用第一片AD603的增益, 用尽后再用第二片的增益。由AD603的增益计算公式可知, 当Vg在-500mV~500mV之间时, 其增益在-10~30dB范围内变化, 则两片AD603的Vg之间应有1V的电压差, 在图2中可见, 即两片AD603的2脚之间有1V的压降。将第一片AD603的增益范围定为-10~30dB, 则相应的Vg为-500mV~500mV, 而其2脚已固定在2V, 故1脚的控制电压应为1 V~2.5V。第二片AD603的增益范围也应定为-10~30dB, 则相应的Vg与第一片AD603相同, 而其2脚已固定在3V, 故1脚的控制电压即应为2.5V~3.5V, 两片顺序级联后的总增益范围为-20~60dB。
由以上分析可知, 当DA转换器电压V从1V到3.5V变化控制1脚时, 两级AD603的总增益将从-20d B~60d B线性增加。
由于AD603的输入阻抗仅为100Ω, 要能很好的匹配信号源输出阻抗, 必须加入输入缓冲部分以提高输入阻抗。前级电路对整个电路的影响非常大, 必须尽量减少噪声.故应采用高速低噪声的运放。系统采用高速低噪声运算放大器OPA642作前级缓冲, 它的电源电压范围为±4V~±22V, 具有40M的带宽范围, 输入阻抗可以达到3G, 能够很好的匹配前后级阻抗。这样信号先进入前级的缓冲级进行了除噪处理, 信号缓冲, 阻抗匹配后方从AD603的3脚进入, 经过两级AD603放大组合进行放大, 电路级间没有容性元器件, 故可以实现对直流交流信号的处理。
3. 抗干扰措施
在进行高频小信号的放大的时候, 频带比较宽, 当电路工作于较高的频带时很容易引起自激等不良现象, 因此要采取各种抗干扰措施。本设计抗干扰主要措施如下:第一, 在电路布线是应尽可能使数字电路部分与模拟电路部分隔离;第二, 信号传输屏蔽, 信号之间尽量用焊接法, 减少用夹子夹或是插拔接头, 信号传输使用同轴线, 接头使用SMA接头;第三, 整个系统除信号输入、输出接口外全部用金属外壳屏蔽。
(三) 系统软件设计
系统软件主要包含了系统初始化程序、LCD12864显示程序、键盘程序、DA转换程序等。系统初始化程序主要对系统的IO和液晶显示的初始化。液晶显示程序对单片机处理的数据进行显示处理, 实现友好人机界面的信息交换。DA转换主要将键盘输入的键值经过相应的处理以后, 转换成二进制数据输送给DA芯片的数据口进行转换, 经过转换后输出连续可调的模拟电压, 用以控制AD603的1脚电压, 实现程序控制。程序流程如下图3所示。
(四) 结束语
系统利用数字技术实现增益的步进和预置, 系统的通频带在0Hz~10MHz时能稳定输出, 增益范围在-20dB到60dB内可以实现连续和步进可调, 增益误差小于1dB, 系统噪声小于20mV。系统具有宽频带、低噪声、高增益、高抗干扰、性能稳定。系统控制简单, 界面友好, 已投入使用。
摘要：放大器利用AT89S52单片机为控制核心, 两级可控增益放大器AD603芯片为放大核心, 利用10位的DAC芯片TLC5615输出模拟电压直接控制AD603增益控制端, 实现增益控制, 根据AD603的放大倍数与控制电压的关系得到信号放大倍数。该放大器宽频带、低噪声、高增益、性能稳定。
关键词：宽带直流放大器,AD603,单片机,可控增益放大器
参考文献
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宽带直流放大器 篇2
关键词：宽带放大器,VCA810,MSP430,单电源,峰值检测
随着社会生产力的发展,人们迫切地要求能够远距离随时随地迅速而准确地传送多媒体信息。于是,无线通信技术得到了迅猛的发展,技术也越来越成熟。而宽带放大器是上述通信系统和其他电子系统必不可少的一部分,低噪声放大电路模块很大程度上决定了系统的整体指标。由此可知,宽带放大器在通信系统中起到非常重要的作用,于是人们对它的要求也越来越高。
1 总体设计方案
1.1 宽带放大器设计技术指标
宽带放大电路的设计中主要考虑增益、通频带、动态范围,稳定性等。这里设计的主要指标如下:
(1) 用5 V单电源供电,输出为50 Ω阻性负载;
(2) 放大器电压增益大于等于40 dB(100倍),并尽量减小带内波动;
(3) 在最大增益下,放大器下限截止频率不高于20 Hz,上限截止频率不低于10 MHz;
(4) 在输出负载上,放大器最大不失真输出电压峰峰值大于等于10 V。放大器输入为正弦波时,可测量并数字显示放大器输出电压的峰峰值和有效值。
1.2 总体方案描述
系统组成框图如图1所示。系统主要由4个部分构成:前置放大电路、可控增益放大电路、后级功率放大电路和单片机显示控制模块。第一级用OPA820ID构成的放大电路增益为6 dB,实现了输入阻抗匹配;可控增益放大电路由VCA810组成,实现了-40～+40 dB的动态增益变化;后级放大电路增益为14 dB;单片机显示控制模块完成对VCA810的控制以及输出电压检测功能并用液晶显示输出电压的峰峰值和有效值。
1.3 电路设计
前级放大电路由OPA820ID[1]组成,OPA820是单位增益稳定低噪声电压反馈运算放大器,具有特点是:高带宽(240 MHz,G=+2);高输出电流(±110 mA);低输入噪声
选用TI公司生产的集成压控增益放大器VCA810[1]作为主增益控制,压控增益放大器的增益与控制电压成线性关系,控制电压由单片机控制DAC产生。VCA810具有-40～+40 dB的增益控制范围,精度达到1 dB,带宽25 MHz。如图3所示。
末级放大电路由THS3091D[1]构成,THS3091D是高输出电压低失真的电流反馈运算放大器。具有特点是:高带宽(210 MHz,G=2,RL=100 Ω);高输出驱动电流(250 mA);低失真、低噪声;高供电电源范围(5～15 V);信号从同相端输入,增益为1+1 000/250=5倍。输出采用两个THS3091并联的方式,增加驱动能力。如图4所示。
峰值电压检测电路采用高频三极管[2]组成射级跟随检波电路,三极管包络检波器具有一定的放大作用,Kd >1,同时还使输入电阻Rid增大为二级管检波器的(1+β)倍。检测得到的峰值通过A/D转换,再由单片机显示输出电压的幅值。检波电路如图5所示。
采用DC/DC定电压隔离非稳压模块A0512S-2 W,将5 V单电源变换成±12 V,再利用稳压模块变换成±5 V电源,给前两级放大器供电。电路如图6所示。类似地,用定电压隔离模块A0515S-2W, 将5 V变换至±15 V电源为末级放大器供电。如图6所示。
1.4 理论分析与计算
(1) 增益分配。
为实现阻抗匹配,系统第一级为输入缓冲级,为了扩展系统的通频带,输入缓冲级增益为6 dB。VCA810的增益调节范围为-40～+40 dB,最高的线性增益误差只有0.3 dB/V,末级放大电路设计了增益为14 dB,这样整个放大电路的增益为-20～+60 dB可调。VCA810最大输出电压峰峰值为3.6 V,后级放大器增益为5倍,可以使最大不失真输出电压峰峰值大于等于10 V。
(2) 通频带分析。
前级放大芯片选用OPA820ID,其增益为2的时候,带宽为240 MHz,带宽增益积为480 MHz。VCA810的带宽为固定的25 MHz而末级的THS3091D的带宽增益积为420 MHz,当增益为2时,带宽为210 MHz。由以上分析可知,整个系统上限截止频率不低于10 MHz。另外,三级电路采用的是直流耦合方式,下限截止频率不高于20 Hz。该系统选用的高速、宽带运放,使信号在通频带内的增益更加平坦。
(3) 线性相位。
为了使系统在整个通频带内实现线性相位,在设计中严格按照阻抗匹配原则,使其负载呈纯阻性,构建闭环路。各个集成电路均加有退耦电容,减小寄生电感电容的影响。
(4) 抑制直流零点漂移。
零点漂移现象是输入电压为零但输出电压不为零的现象。由于系统为宽带直流放大器,所以各级之间必须采用直流耦合方式,然而对于高增益的放大电路,前级的微小输入失调电压经放大后也将产生较大的偏置。对于宽带直流放大器,必须对直流零点漂移有很好的抑制性能。系统的直流零漂由三级共同决定,而且前级电路的偏置对系统影响较大。首先,系统采用了单位增益稳定、低噪声的宽带运放OPA820ID构成前级放大电路,其次,系统采用了分级消除直流偏置的办法,将VCA810接成了偏置电压可调的电路形式。
(5) 放大器的稳定性。
该系统采用了下述方法来减少干扰,避免自激,提高放大器的稳定性:按照信号走向布线,各级之间的连线使用同轴电缆;退耦电容尽量接近芯片电源引脚;对于电流型反馈运放THS3091D,特别注意了走线布局,如反馈线一定要走最短路线,因为长的线会引起大的附加相移;计算选择合适的反馈电阻阻值,使其不因阻值太大而产生大的分布电容,导致大的附加相移,也不因阻值太大而降低放大器的带宽。
2 软件设计
MSP430系列单片机是美国德州仪器(TI)1996年开始推向市场的一种16位超低功耗的混合处理器(Mixed Signal Processor)。由于它具有极低的功耗、丰富的片内外设和方便灵活的开发手段,已成为众多单片机系列中一颗耀眼的新星。对于 MSP430 系列而言,由于引进了FLASH型程序存储器和 JTAG 技术,不仅使开发工具变得简便,而且价格也相对低廉,并且还可以实现在线编程。程序采用C语言开发。VCA810的VG控制以及输出电压幅值检测、显示的流程图如图7、图8所示。
3 系统测试
3.1 放大器幅频特性及增益起伏测试
测试方案:输入信号设为100 mV,调节控制电压VG,测试不同增益下,放大器的幅频特性。幅频特性测试结果如表1所示。实验结果表明,放大器的带宽增益积基本等于3.36 GHz,增益可以达到40 dB以上,输出电压峰峰值可以达到29 V,在10 MHz内,增益起伏几乎为零,波形非常平滑,没有自激现象。40 dB增益时,放大器下限截止频率低于20 Hz,上限截止频率高于20 MHz,结果如表1所示。
3.2 输出端噪声测试
增益调节到40 dB,将输入端短路,测量出输出端噪声电压的有效值为200 mV。
4 结 语
本文给出了一个5 V单电源供电的宽带低噪声放大器的设计。测试结果表明,增益、带宽、带负载能力以及输出电压峰峰值等指标都能满足设计要求。为解决宽带放大器的自激问题及减小输出噪声,采用了多种形式的抗干扰措施,抑制噪声,改善放大器的稳定性。
参考文献
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一种性能优良的宽带放大器 篇3
1 设计原理
本设计以可变增益宽带放大器AD603为核心，由三级放大器组成。前级放大主要是提高输入阻抗，对小信号进行放大;中间级以可变增益宽带放大器AD603为核心来提高增益和扩大AGC控制范围，间隔和提高准确度，增益控制和AGC功能都由单片机控制，可预置并显示增益值，增益可调范围10d B～58d B，步进1d B，由单片机自动调节放大倍数可实现AGC功能，使输出电压稳定在4.5V～5.5V之间;后级放大进一步增加放大倍数，扩大输出电流，提升放大器的带负载能力，提高输出电压幅度。后级输出接峰值检波电路，检波电路输出由单片机采样并计算后，用液晶显示屏显示输出正弦波电压的有效值和峰峰值。由于宽带放大器普遍存在容易自激及输出噪声过大的缺点，本文采用了多种形式的屏蔽措施减少了干扰，抑制了噪声，改善了系统性能。
2 设计方案
2.1 前级放大器设计
AD603的输入电压峰峰值为1.4V，所以前级放大不宜过大，以免输入大信号时会烧坏芯片。考虑到AD603输入电压范围，本设计采取前级放大3.5倍，硬件采用视频放大器AD818，其带宽100MHz，接成反相放大形式，选取，R1=2k, Rf=7k则放大倍数。
2.2 中间级电路设计
为加大中间级的放大倍数及增益调节范围，本文使用两片AD603级联作为中间级放大器。将AD603的5脚和7脚相连，单级AD603增益调整范围为-10～+30d B，带宽为90MHz，两级AD603级联，使得增益可调范围扩大到-20d B～+60d B。另外，通过A/D采样输出信号，由单片机计算后，再去调整D/A输出电压，就可实现AGC功能，扩大通频带。
2.3 输出级电路设计
后级输出电路我们采用输入阻抗较高的同相放大形式，后级放大倍数取8.45，则同相放大电路的增益，考虑到实际应用中的误差，本文选取Rf=8.2k R1=1k。
2.4 单片机最小系统
单片机系统采用AT89C52为核心，时钟信号采用12MHz晶体，扩展了32k的外部数据存储器，采样FLASHROM28C256作为外部数据存储器，可以保存预置增益值。采用可编程键盘专用接口芯片8279扩展键盘;显示部分采用128×64的点阵液晶显示器，A/D转换器用AD1674, D/A转换器用AD667。
键盘控制模块采用8279控制8×2键盘，键盘扫描方式采用编码方式，由于8279能够自动消除按键抖动，以及可以使用中断方式处理按键。所以，使用8279可以代替单片机完成键盘的许多接口操作，从而大大的减轻了单片机的负担，使单片机可以腾出更多资源。
本文采用信利的MSC-G12864DYSY-5W作为显示器，该液晶屏是128×64的点阵液晶显示屏，可通过控制字实现指令和数据的写入，但显示数据占用的存储器空间太大，因此，本系统上加了一个512k的Flash Rom (29F040)，将国标汉字点阵信息存放在Flash Rom中，显示汉字时，只需给出内码，由内码算出该汉字点阵存放的地址，读取后送显。汉字的内码有两个字节(X, Y), X, Y为16进制数，利用下式将内码转换为汉字点阵在字库中的存放位置。
本文采用单片机和CPLD配合控制外部数据存储器29F040，由单片机给出高位地址，CPLD给出低五位地址，单片机每次从字库中读出一个汉字的点阵信息共32个字节。D/A转换器采用AD667, AD667是12位的D/A转换器，由它输出控制电压给AD603的控制端GPOS，精确控制AD603的增益，达到增益控制的目的。A/D转换器采用AD1674, AD1674是12位的A/D转换器，其管脚与AD574兼容，并带采样保持。用于采样输出信号送与单片机计算，并与D/A配合实现AGC功能。
2.5 峰值检波电路设计
由于本系统信号频率很宽，如果采用有源器件组成的峰值检波电路，在低频和高频段均有较大失真，不能得到与峰值线性对应的直流电平。所以本文采用无源峰值检波电路，电路中二极管均选用锗管，因为其特性近似平方率曲线，变化较为平缓，二极管导通时电容充放电速度较为缓慢，输出幅度较为平坦，纹波较小。本文最后得到的检波电路输出信号电压约为输入电压峰值的1/6。
3 增益控制实验结果
实验数据如下表所示：Vin=25mV, f=10KHz
实验结果表明增益值10d B～58d B可调，步进间隔1d B。而且增益预置值与实测误差的最大绝对值为0.5d B，达到预期目标。
4 结论
本文设计的宽带放大器偏重于模拟电路处理，前级放大采用反相输入形式抑制共模信号、降低噪声，选用集成芯片作增益控制，利用分立元件作后级放大，得到了很高的增益和较宽的AGC动态范围，设计很灵活且容易实现。
摘要：本文设计出一种以AD603为核心的宽带放大器。实验表明该放大器具有结构简单、频带宽, 增益高, 且增益可调, AGC动态范围宽、步进间隔小的特点。
关键词：AD603,宽带放大器
参考文献
[1]张展, 余涵, 张安安.宽带放大器[J].电子世界, 2004.
宽带直流放大器 篇4
随着多媒体传输业务的飞速发展,对骨干网和城域网的通信容量提出了更高的要求,为了应对大容量通信系统的需求,目前可采用的方法主要有三种:第一种采用密集波分复用(DWDM)技术,让有限的频带能够传输更多频率的信号,如可以将现在信道间隔从几百GHz减少到100GHz、50GHz,甚至25GHz;第二种采用增加单信道通信速率的办法,如将目前的2.5Gb/s、10Gb/s提高到40Gb/s;第三种采用扩展通信带宽方法,即光纤通信频带由目前的C波段向S波段和L波段扩展,甚至覆盖整个1 200~1 600nm波段,这样一来就可以更加有效地利用光纤的整个低损耗波段。当然,也可以将三种办法同时使用,使通信容量得到最大程度增加。由于光纤拉曼放大器对提高通信容量的三种方法都能发挥极其重要作用[1,2,3],因此使它成为了下一代光通信技术发展备受关注的器件。
光纤拉曼放大器的实用化强烈的依赖于两个因素:大功率泵浦源和足够平坦的增益谱。随着大功率激光器制作工艺的日趋成熟,增益谱的平坦特性便成为了光纤拉曼放大器设计中考虑的首要问题[3,4]。目前实现光纤拉曼放大器的增益平坦主要有两种选择,第一种是采用多个不同波长的半导体激光器作为泵浦源,通过优化各个泵浦波的波长及功率来实现宽带、增益平坦的光纤拉曼放大器,这是目前国内外普遍采用的方法[2,3,4,5,6],也是光纤拉曼放大器的优点之一;第二种方法则是先采用单个高功率泵浦源(如光纤激光器,目前其成本已和多对半导体激光器及多波泵浦时所需要的消偏合波器成本总和相当,甚至更低)进行泵浦,结合光纤拉曼增益谱固有的宽带特性,利用一个合适的宽带增益平坦滤波器实现增益平坦[7]。在实际工程运用中,两种方案各有所长。本文采用单个波长高功率光纤拉曼激光器作为泵浦源,用啁啾布拉格光纤光栅作为增益平坦滤波器,然后用两种不同的光源作为信号源分别对光纤拉曼放大器进行增益平坦化实验研究。
2 实验装置及结果
实验装置如图1所示,其中信号源由平坦型宽带ASE光源+波分复用仿真器(WDM-Emulator)组成,光谱范围为1 528~1 565nm;光源的总输出光功率以及功率不平坦度分别为10m W和1.5d B;所使用波分复用仿真器包含两个相互匹配并且可以进行温度调节的法布里-珀罗干涉滤波器(Fabry-Perot interferometer filter),输出的光信号动态范围可以达40d B以上,单信道波的带宽为1.62 GHz,信号间的频率间隔为100GHz,共有46波长信号。泵浦源采用波长为1 455nm的光纤拉曼激光器,频带宽度为0.067nm,输出功率为1 200m W。泵浦信号耦合器采用FWDM,该耦合器对于1 500~1 600nm的信号光损耗为0.7 d B左右,对于泵浦源的耦合损耗为0.8 d B左右。增益介质由50 km G652光纤(标准单模光纤)+5 km DCF(色散补偿光纤)组成,增益平坦滤波器(GFF)采用啁啾布拉格光栅(CFBG)滤波器。实验所采用的光谱分析仪(OSA)的总光谱范围为600~1 700nm,光谱分辨率和动态范围分别为1pm和50d B,泵浦方式采用后向泵浦,泵浦源通过泵浦信号耦合器先进入50km的G652光纤,然后再进入5km的DCF。其初始的输出信号光谱(没有加泵浦及增益平坦滤波器之前的光谱)如图2所示。
图3是经过光纤拉曼放大器放大以后的输出信号光谱(此时未加增益平坦滤波器)。由图2和图3对比可以看出,所有输出信号光均被同时放大,但是由于拉曼增益系数在不同的频移位置大小不同,导致处在光纤拉曼放大器增益带宽范围之内的信号光增益大小不一,其中开关增益的最大值出现在波长为1 555nm的位置(该波长和泵浦源波长刚好相差100nm,这个波长差也正好和泵浦光频率下移13.2THz的频率位置相对应),其开关增益可以高达30d B。由于DWDM系统对光纤拉曼放大器开关增益谱的不平坦度有严格要求(尤其是对于超长距离超大容量光纤通信系统,该要求更加严格,本来平坦的信号光如果经过多级增益谱不平坦的放大器级联放大以后,整个信号谱将会变得非常的不平坦,这样就很容易使功率过小的信号光被湮没在噪声当中,而功率过大的信号光则可能会产生非线性失真),因此需要采用宽带平坦滤波器对单泵浦的光纤拉曼放大器进行平坦滤波。
对于宽带平坦滤波器,一般来说可以有三种选择,分别是啁啾布拉格光纤光栅、长周期光纤光栅及薄膜滤波器。对于这三种滤波器,如果单从宽带滤波角度考虑,长周期光纤光栅是最理想的选择,但可惜的是长周期光纤光栅作为宽带滤波器时尺寸太大很难进行封装并且有较明显的温漂效应;而对于薄膜滤波器而言,其插入损耗相对较大,且存在较大的误差函数[8],因此本实验最终选择啁啾布拉格光纤光栅作为光纤拉曼放大器的增益平坦滤波器。啁啾布拉格光纤光栅可以等价为一系列具有不同周期但长度相同的均匀型布拉格光纤光栅的组合,每一段被视为均匀型光栅的传输特性可以用一个矩阵Fi来表示[9]:
其中:i代表第i段被分隔的啁啾布拉格光纤光栅,∆L代表啁啾布拉格光纤光栅被平均分隔以后每一小段光纤光栅的长度,γ=ki2-σˆ2,ki、σˆi分别代表第i段光栅的耦合系数和自耦合系数,定义如下:
在上述等式当中,δneff代表每段光纤光栅折射率的空间变化,ν代表折射率变化的条纹可见度,dφ/d2z描述光栅的啁啾程度。经过前后两小段光纤光栅的反射谱和透射谱振幅之间的关系如下:
其中Ri和Si分别代表前向传输和后向传输的光模式振幅。若已知各段光纤光栅的输出特性矩阵,就可以在输出端获得啁啾布拉格光纤光栅的输出振幅:
在设计增益平坦滤波器的时候,有如下重要因素需要考虑:1)确定拉曼放大器的增益谱平坦化的目标带宽、基准增益值及平坦度;2)根据目标带宽和基准增益值设计出目标损耗谱;3)根据目标损耗谱和所要求的最小不平坦度设计增益平坦滤波器(该平坦度必须满足波分复用系统的要求)。
实验所得到的最终增益平坦滤波效果如图4所示,该光纤拉曼放大器在波长范围为1 528nm到1 565nm之内的平均开关增益大小为15.5d B,增益不平坦度为±0.6d B,所测得的放大器噪声指数均小于-2d B。其中,最大开关增益出现在第36信道,该信道的中心波长为1 555.157nm,开关增益大小为16.4d B;最小开关增益则出现在第20信道,该信道的中心波长为1 543.336nm,开关增益大小为15.2d B。由于本实验所感兴趣的光纤拉曼放大器带宽范围为1 519~1 574nm(共55nm),但是上述实验装置中所使用的宽带ASE光源总共只有37nm(1 528~1 565nm),因此为了能够测量整个55nm范围内的光纤拉曼放大器开关增益和噪声指数谱,本实验还采用了另外一套实验装置,如图5所示。
该实验装置中,信号源改为由四个通道的外腔可调谐式半导体激光器组成,每个信道波长调谐的范围为80nm,总的光谱调谐范围为1 440~1 600nm,输出功率调谐范围为-7d Bm到3d Bm,信号的光谱带宽<100MHz,信噪比优于45d B,信号源采用FWDM进行信号合波输出。实验时,每个信道的输出功率大小为-5d Bm,泵浦源输出同样为1200m W。这套实验装置的最终测量结果如图6及图7所示,其中图6为光纤拉曼放大器的初始信号开关增益大小以及噪声指数大小,图7为光纤拉曼放大器在加增益平坦滤波器前、后的信号开关增益谱比较。结果显示,该光纤拉曼放大器在55nm的带宽范围内(1 519nm~1 574nm),开关增益可以达到15.2d B,不平坦度可以控制在±0.8d B之内,并且所有信道的噪声指数均低于-1.8d B。
3 讨论
本实验虽然采用了两种完全不同的信号源,但是从最后结果来看,第一,在相同的波段范围内(1 528~1 565nm)几乎获得了完全相同的开关增益和噪声指数,说明实验所设计的光纤拉曼放大器对信号各异及大小不同的信号均能进行有效放大。第二,由于泵浦光功率较大,该方案不适合采用前向泵浦方式进行放大,因此实验采用后向泵浦[10],以避免信号产生非线性失真;另外,实验将色散补偿光纤放置于普通单模光纤前端也是为了防止高增益的色散补偿光纤在强泵浦情况下令信号产生失真。第三,在使用增益平坦滤波器时,不能简单地将其直接放到光纤拉曼放大器的输出端,这主要是因为该方案采用的是啁啾布拉格光纤光栅;当用它进行滤波时,所滤光谱实际上已变成和信号光方向相反的反射光谱,这些反射光谱很可能会对前向传输的信号光以及背向泵浦的泵浦源产生潜在的影响,并且可能会带来其它噪声,因此设计时在泵浦源和增益平坦滤波器之间增加了一个光隔离器(如图1和图5所示),将反向传输的光谱进行隔离。第四,该方案虽然采用单泵浦的方式,在一定程度上限制了其有效平坦增益带宽的进一步增加,但是该方案在55nm带宽范围内,具有15.2d B平坦增益的效果,相比许多多泵浦的方案(如文献[3]采用了4个半导体激光器作为泵浦源(总功率约为600m W)在35nm(1 530~1 565nm)范围内实现了10d B左右的平坦增益;文献[4]采用了4个半导体激光器(总功率为560m W)作为泵浦源在40nm(1 525~1 565 nm)范围内仅实现了6.5 d B左右的平坦增益;文献[5]采用了2个大功率的半导体激光器(总功率为800 m W)作为泵浦源在34nm(1 530~1564nm)范围内实现了13d B左右的平坦增益),仍具有较大的优势。第五,对于多泵浦方案而言,增益谱的平坦是由所有泵浦源所决定的,只要其中一个泵浦源发生问题,整个增益谱就会受到影响而变得不平坦,而对于单泵浦的光纤拉曼放大器而言就没有该问题存在。当然如果需要带宽(60nm以上)更宽的拉曼放大器,多泵浦方案是必然的选择,但即便如此也要综合考虑如何解决多泵浦结构复杂性所带来的不稳定因素。
4 结论
本文采用了单波长、高功率的光纤拉曼激光器作为泵浦源,啁啾布拉格光纤光栅作为增益平坦滤波器,两种不同的光源作为信号源分别对光纤拉曼放大器进行了增益平坦化实验研究,最终获得了平坦增益带宽为55nm(1 519~1 574nm)、平均开关增益大小为15.2d B、增益不平坦度为±0.8d B的宽带光纤拉曼放大器,通过实验研究表明,该方案为带宽低于60nm的光纤拉曼放大器的增益平坦化设计提供了一种较好的选择。
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宽带直流放大器 篇5
本文作者从碲酸盐玻璃作为放大器基质材料的优点出发, 分析了在980 nm波长激光抽运下Er3+、Tm3+之间能量的转移过程[4,5,6,7], 建立了速率方程和功率传输方程, 并通过仿真得出了其放大增益随光纤长度和泵浦功率的变化规律。仿真结果表明:该放大器可以在1 440～1 540 nm波段得到高达50 dB的平坦增益, 是一种很有发展前途的放大器。
1 碲基质中铒铥离子的能量转移
Er3+、Tm3+离子在碲基质中的能级如图1所示。当此掺杂光纤由波长为980 nm的泵浦光作用时, 在Er3+离子和Tm3+离子之间存在下面两种能量转移方式:
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处于基态 (4I15/2能级) 的Er3+离子吸收980 nm泵浦光后被激发到高能级4I11/2, 然后再由多声子驰豫过程 (MPR) 无辐射跃迁到4I13/2能级, 当4I13/2和4I15/2能级之间形成粒子数反转时, 就能够放大处于C波段的信号光。处于4I13/2能级上的Er3+离子同时也可将能量转移给在其周围处于基态的Tm3+离子, 将其激发到3F4能级, 如图中ET1所示。由于处于3F4能级上的Tm3+离子寿命较长 (1.15 ms) , 在此能级上的Tm3+离子通过吸收980 nm的泵浦光以后被激励到更高能级3F2, 3, 即激发态受激吸收过程 (ESA) , 同样由于MPR作用, 处于3F2, 3能级上的Tm3+离子无辐射跃迁到3H4能级。当能级3H4与3F4之间形成粒子数反转时, 就能够放大处于S波段的信号光。
由于Er3+离子的4I13/2能级寿命较长, 同处于4I13/2能级上的两相邻Er3+离子也可以通过粒子对感应猝灭过程 (PIQ) 跃迁到更高能级4I9/2, 即其中一个Er3+离子能量转移到另一个Er3+离子上, 使其跃迁到更高能级4I9/2, 而自身返回到基态4I15/2能级, 从而完成能量的上转换。由于Er3+离子4I9/2能级与Tm3+离子3H4能级很近, 4I9/2能级上的Er3+离子可以将自身能量转移到相邻Tm3+离子, 将其激发到3H4能级, 而自身回到基态, 如图中ET2所示。但由于Tm3+离子的存在使得Er3+离子很难聚集, 且过程ET1消耗了绝大多数处于4I13/2能级上的Er3+离子, 所以ET2过程大约只有ET1过程的1/7[6]。
从上述分析可知, 当选取适当参数使得能级4I13/2与4I15/2、能级3H4与3F4之间同时形成粒子数反转时, 就能够放大处于S+C波段的信号光, 达到宽带放大的目的。
2 速率方程和功率传输方程
为了简化计算, 本文做了以下假设: (1) 忽略了Tm3+离子3H5和3F2, 3能级上的粒子数。 (2) 由于Tm3+离子的存在使Er3+很难聚集, 所以PIQ很难发生, 故可忽略ET2过程 (实验证明ET2过程大约只有ET1过程的1/7[6]) 。 (3) 因为忽略了ET2过程, 所以忽略了能级4I9/2上的粒子数。因为Er3+能级4I9/2上的粒子数只是影响了总的粒子数, 可以通过改变总的粒子数来消除忽略能级4I9/2上的粒子数的影响。 (4) 由于MPR, 所以忽略了Er3+离子4I11/2能级上的粒子数。
依据以上假设, 可得出各能级粒子数浓度表达式如下 (为简化方程, 省略了参数z、t) :
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式中, N1、N2、N3和N4分别表示处于4I15/2、4I13/2、4I11/2和4I9/2能级上的Er3+粒子数浓度;N5、N6和N7分别表示处于3H6、3F4和3H4能级上的Tm3+粒子数浓度;NEr、NTm分别表示Er3+、Tm3+离子的掺杂浓度;Wij表示受激辐射跃迁几率;Aij表示自发辐射跃迁几率;A7表示整个3H4能级自发辐射的比率;NRij表示无辐射跃迁几率;UC和ETi分别表示能量上转换系数和能量转移系数;β表示3H4到3F4能级上的自发辐射占整个3H4能级自发辐射的比率。
泵浦光的受激吸收几率W13、W68和信号光的受激吸收和受激辐射几率W12、W21、W67和W76可表示如下:
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式中, Γp和Γs分别表示泵浦光和信号光的重叠因子;h表示普朗克常量;c表示光速;A表示纤芯截面积;σ13 (λ) 和σ68 (λ) 表示泵浦光的受激吸收截面;σ12 (λ) 、σ21 (λ) 、σ67 (λ) 和σ76 (λ) 分别表示信号光在Er3+、Tm3+离子上的受激吸收和受激辐射截面;Ppf (z, λ) 和Ppr (z, λ) 分别表示前向和后向泵浦光功率;Psf (z, λ) 和Psr (z, λ) 分别表示在波长λ处的前向和后向信号光功率。
泵浦光和信号光的传输方程可表示如下:
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式中, αp、αs为背景噪声;P0s表示在信号光波段范围内的自发辐射值, 其大小为2hc2/λ3。
3 数值模拟
本文模拟仿真所用到的主要数据如表1所示。
3.1 信号增益随光纤长度的变化
图2给出了泵浦功率为0.3 W、信号功率为1μW、光纤长度分别为2、3、4、5和6 m时的增益图。从图中可以看出, 当光纤长度为2～4 m时, 有两个增益峰, 分别对应Tm3+:3H4-3F4能级和Er3+:4I13/2-4I15/2的跃迁。增益在Tm3+:3H4-3F4跃迁段比较平坦, 在Er3+:4I13/2-4I15/2段衰减比较快。但随着光纤长度的增加, 两增益峰之间波段的增益逐渐增加, 当光纤长度超过5 m时, 两增益峰之间波段的增益变得非常平坦, 增益曲线非常理想, 这与Er-Tm离子间的能量转换有关系, 处于4I13/2能级的Er3+将能量传递给了其附近处于3H6能级的铥离子, 将铥离子激发到3F4能级, 从而降低了在Er3+:4I13/2-4I15/2段的增益, 增大了Tm3+:3H4-3F4跃迁段的增益, 而Tm3+:3H4-3F4跃迁段比较平坦, 所以随着Tm3+:3H4-3F4跃迁段增益的不断增大, 两增益峰之间波段的增益越来越大, 最终趋于平坦。可见, 光纤长度是影响放大器性能的主要因素之一。铒铥共掺碲基质的光纤放大器最大的特点就是高增益, 当取光纤长度为5 m时, 1 440～1 540 nm波段的平均增益是石英基质放大器的4倍还多, 且增益特性平坦, 带宽宽, 非常适合未来密集波分复用 (DWDM) 技术的应用, 是很有发展前途的一种放大器。
3.2 信号增益随泵浦功率的变化
图3给出了光纤长度为5 m、信号功率为1μW、泵浦功率分别为0.1、0.2、0.3、0.4和0.5 W时的增益谱。从图中可以看到, 随着泵浦功率的提高, 信号的增益有所提高, 当泵浦功率由0.1 W增加到0.2 W时, 信号增益变化很快, 说明此时泵浦功率对信号增益的影响最大, 增加的泵浦功率绝大部分转换成了放大后的信号功率。当泵浦功率由0.2 W增加到0.5 W时, 信号增益虽然也有所增加, 但增加幅度不大, 而且信号的平坦度有所下降, 带宽宽度也有所下降, 所以泵浦功率也是影响放大器性能的因素之一, 要综合考虑增益值和带宽宽度来最优化泵浦功率。
4 结束语
通过以上的分析可以看出, Er-Tm共掺碲酸盐基质的光纤放大器有着较高的增益和较宽的增益带宽:1 440～1 540 nm波段增益平坦, 且平均增益是石英基质放大器的4倍还多, 达到了50 dB, 非常适合未来DWDM技术的应用, 是很有发展前途的一种放大器。本文的研究可以为此种宽带放大器的开发提供一种可行的优化方案。
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宽带直流放大器 篇6
新一代半导体功率器件主要有SiC场效应晶体管和GaN高电子迁移率晶体管。有别于第一代的Si 双极型功率晶体管和第二代GaAs场效晶体管,新一代SiC和GaN半导体材料具有宽禁带、高击穿场强、高功率密度以及抗辐射能力强等优点,理论上特别适合应用于高频、高功率、抗辐射的功率器件的场合。由于具备这些优点,宽禁带半导体功率器件可以明显提高电子信息系统的性能,广泛应用于雷达、通信、战斗机、海洋勘探等重要领域。本文使用Agilent ADS 仿真软件设计实现一款GaN 宽带功率放大器,并对放大器进行了详细测试,验证了放大器在S波段2 GHz带宽内的宽带性能。
1 设计目标
设计一款S波段宽带放大器,满足如下指标:
工作频率:S波段;
工作带宽:±1 000 MHz;
输出功率:≥44 dBm;
效率:≥30%。
2 宽带放大器设计
2.1 功率器材的选择
为了在S波段2 GHz带宽内输出25 W的功率,对射频功率管有一定的要求:例如低的输出寄生电容、导通电阻等。常用的硅双极管由于单管胞输出功率有限,在高输出功率下,多管胞合成后的特性不能满足宽带设计要求。因此,具有较高功率密度、低导通电阻、低寄生电容、高输出阻抗的宽禁带器件是实现该设计的首选。
基于GaN器件的宽带功率放大器,国外公开的报道已经完成了三代基于管芯的宽带功放研制。第一代功率放大器采用改进的行波放大器结构,带宽为1~8 GHz,小信号增益为7 dB,Vds=18 V时输出功率3.6 W;第二代功率放大器采用LCR匹配,并使用2个Wilkinson合成器实现4路合成,带宽3~10 GHz,小信号增益是7 dB,在8 GHz处最高输出功率可达8.5 W,功率附加效率达到20%;第三代功率放大器采用改进的2×2矩阵行波功率放大器结构,带宽1~6 GHz,输出功率7.5 W,功率附加效率达到25%。
然而由于宽禁带固态器件目前还处于迅速发展阶段,且在军事及航空航天领域的应用潜力,导致高频、大功率、管芯等器件还处于禁运状态,因此该设计使用的宽禁带功率管为允许对国内销售的货架产品。经综合比较,选定的器件指标如表1所示。
2.2 ADS射频仿真
经典的宽带匹配理论由H·W·Bode发表于1945年,他应用环路积分的方法对RC并联负载计算了匹配网络的增益带宽积,证明其小于等于一个常数。其后R·M·Fano,D·C·Youla等人进一步发展了宽带匹配理论。然而,在工程应用设计中,设计一个宽带功率放大器,需要在宽带匹配理论的基础上,兼顾其拓扑结构、宽带匹配网络和宽带偏置网络等;因此,该设计将基于功率匹配的概念,利用大信号下的输入/输出阻抗、精确的非线性模型、谐波平衡仿真、负载牵引仿真设计等,实现目标频段的射频性能。
在仿真设计过程中,单节拓扑结构电路因其本身Q值较高,匹配的频率范围窄,只有在窄频范围内匹配较好,不能用于宽带匹配。因此,只能利用结构复杂的多节拓扑结构电路进行匹配,并利用负反馈技术提高稳定性和拓展带宽。多节匹配电路的特点相对于单节电路结构复杂,占用几何空间大,可控变量多,仿真分析需要更多时间,但其优点是能够在更宽的带宽中寻求更好的匹配设计。
在多支节匹配网络中,输入端各有多段微带线,每个微带线有长度和宽度两个变量,这样在输入端和输出端都有多个可控变量,进行ADS优化仿真设计。在阻抗匹配电路的设计时,实际上是通过共轭匹配将要匹配的器件的端口逐渐匹配到50 Ω的特性阻抗上。又因为一般器件的输入/输出阻抗在射频频段内是随着频率的变化而变化的,所以在用分布参数进行电路匹配时,不可能在所要求的频段内达到完全的匹配,在宽带要求的情况下,更加难以实现。
因此,只能采用一些拓扑结构形式,设计出符合指标的匹配电路,才可以将输入/输出阻抗匹配到50 Ω的特性阻抗上。
构建的匹配电路仿真模型如图1所示。
在电路的仿真设计中,对功率管进行静态工作点设置、稳定性分析后,利用负载牵引仿真,确定输出阻抗,再利用原牵引仿真确定输入阻抗。在兼顾功率及效率的情况下,考虑实际馈电电路的影响后,对设计好的宽带匹配电路进行大信号S参数、谐波平衡等仿真优化。通过仿真优化,在S波段2 GHz带宽频带范围内(f1~f9),仿真结果如图2所示。
功率管的最高频率点F9附近容性特征比较明显,从仿真图也可以看出,在高频率点F9附近的增益较小。在增加带宽的情况下,损失了一部分的增益和效率。
2.3 制作匹配微带版图
根据仿真结果,该放大器的匹配电路版图,如图3所示。
2.4 宽带放大器测试
设计的宽带放大器在S波段2 GHz带宽内的功率输出大于44 dBm,增益大于7.2 dB,带内增益起伏为1.4 dB,达到设计目标。测试结果如表2所示。
此宽带放大器在确保散热良好的情况下,具有连续波工作能力。脉宽300 μs占空比20%。宽带放大器实物图如图4所示,仪表测试如图5所示。
3 结 语
本文对宽带放大器进行了计算机模拟仿真,详述了电路仿真过程,并对设计的放大器电路进行测试。实验数据表明设计的放大器在S波段2 GHz带宽内可实现功率超过44 dBm的输出,验证了GaN 功率放大器的宽带特性。给出了可用于实际设计的方法,对宽带放大器设计实践工作具有一定的帮助。
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宽带直流放大器 篇7
加州Irvine市2015年5月20日电/美通社/--业界领先的射频、微波和毫米波产品制造商及供应商美国Pasternack公司推出了覆盖0.5~18GHz的多倍频程带宽的全新宽带对数视频放大器产品线。此次发布的产品有5种型号, 包括4种连续检波对数视频放大器 (SDLVA) 及1种检波对数视频放大器 (DLVA) 。这些产品均具有输入动态范围宽、信号灵敏度高、恢复时间快、以及温度稳定性优异等性能。
上述发布的对数放大器用于在要求整个频段内可实现快速精确信号跟踪的应用中测量在高频大幅变动信号, 其可将脉冲密度高、脉冲宽度窄、波幅变异大的信号压缩成随输入功率的增大而线性增大的输出视频电压响应。虽然此类射频放大器通常用于雷达和电子战系统中的探向和电力监控, 但是其也可用于实验室测量测试设备以及电信和数据通信系统。
这些新型对数视频放大器采用砷化镓半导体技术。该技术有利于在实现高速应用的同时, 在整个所需频段范围内保持平坦性和准确性。此类对数放大器的性能参数如下:工作动态范围可至75d B, 对数线性度范围为+/-1~+/-2.5d Bm, 对数斜率范围为20~50m V/d B, 以及40~150ns的快速恢复时间。此外, 这些产品的50欧姆混合电路组件封装于坚固耐用且带有SMA连接器的外壳内, 从而具有高可靠性且可满足MIL-STD-202F标准的各项环境条件要求。
“有证据表明, 复杂射频微波信号响应的处理及其结果测定非常具有挑战性。”Pasternack有源射频器件产品经理Tim Galla先生表示, “此系列涵盖多个多倍频程微波频段的对数视频放大器, 可帮助跟踪大幅变动信号并将其处理为精密准确的可用信号。”