宽带低噪声放大器（精选7篇）
宽带低噪声放大器 篇1
0 引 言
低噪声放大器(low noise amplifier,LNA)是射频接收机前端的重要组成部分。它的主要作用是放大接收到的微弱信号,足够高的增益克服后续各级(如混频器)的噪声,并尽可能少地降低附加噪声的干扰。LNA一般通过传输线直接和天线或天线滤波器相连,由于处于接收机的最前端,其抑制噪声的能力直接关系到整个接收系统的性能。因此LNA的指标越来越严格,不仅要求有足够小的低噪声系数,还要求足够高的功率增益,较宽的带宽,在接收带宽内功率增益平坦度好。该设计利用微波设计领域的ADS软件,结合低噪声放大器设计理论,利用S参数设计出结构简单紧凑,性能指标好的低噪声放大器。
1 设计指标
下面提出所设计的宽带低噪声放大器需要考虑的指标:
(1) 工作频带:10～13 GHz。工作频带仅是指功率增益满足平坦度要求的频带范围,而且还要在全频带内使噪声系数满足要求。
(2) 噪声系数:FN<1.8 dB。FN表示输入信噪比与输出信噪比的比值,在理想情况下放大器不引入噪声,输入/输出信噪比相等,FN=0 dB。较低的FN可以通过输入匹配到最佳噪声匹配点和调整晶体管的静态工作点获得。由于是宽带放大器,难以获得较低的噪声系数,这就决定了系统的噪声系数会比较高。
(3) 增益为25.4 dB。LNA应该有足够高的增益,这样可以抑制后面各级对系统噪声系数的影响,但其增益不宜太大,避免后面的混频器产生非线性失真。
(4) 增益平坦度为0.3 dB。指工作频带内增益的起伏,低噪放大器应该保持一个较为平坦的增益水平。由于是宽带放大器,使得增益平坦度比较小,应该在高频段匹配电路,使频带低端失配,从而改善放大器的增益平坦度。
(5) 输入/输出匹配。为了满足良好的噪声性能,输入端口通常失配。此时,增益将下降,端口驻波比性能变差。此外,由于微波晶体管自身增益大约是以每倍频程下降6 dB,为了获得工作频带内良好的增益平坦度,也要牺牲一定的端口驻波性能。
(6) 稳定度。它是保证放大器正常工作的基本条件。当放大器的输入端和输出端的反射系数模都小于1 (即| Г1 | < 1, | Г2 | < 1)时,不论源阻抗和负载阻抗如何,网络都是稳定的,称为绝对稳定;反之,则称为相对稳定。对条件稳定的放大器,其负载阻抗和源阻抗不能任意选择,而是有一定的范围,否则放大器不能稳定工作 。
根据以上的论述,该设计的重点是保证在较宽带宽内噪声系数低和增益平坦。为保证上述设计指标的实现,采用了两级级联的设计方案:第一级根据噪声最小设计输入匹配电路获取优良噪声系数;第二级根据功率最大准则设计输出匹配电路以获取最大的放大增益。设计LNA一般选择砷化镓场效应晶体管(GaAs FET),其优点是频率高,噪声低,开关速度快以及低温性能好。本文即是选用NEC公司的砷化镓异质结场效应晶体管NE3210S01。
2 设计方案
2.1 稳定性分析
放大器稳定性的判定条件如下[1]:
undefined
式中:Δ=S11S22-S12S21;K为稳定因子。当同时满足上面3个条件时,放大器绝对稳定。
根据NE3210S01的S参数模型,通过软件仿真计算,该放大器在全频带内并非绝对稳定。在漏极串联电阻能够有效地改善稳定性并且不会增加设计的复杂度。设计中在第一级放大器漏极串联1个10 Ω的电阻,使放大器在全频带内保持绝对稳定,而对增益的影响却很小。高频段放大管都存在内部反馈,当反馈量达到一定强度时,将会引起放大器稳定性变坏而导致自激。因此,必须保证放大器的绝对稳定,若放大器不满足绝对稳定条件时,需要采取一些措施来改善放大器的稳定性。主要方法有[1]:源极串联负反馈;漏极与栅极间并联负反馈;漏极串联电阻和漏极并联电阻;插入铁氧体隔离器。
2.2 输入匹配电路
微波器件的二端口网络方框图如图1所示。其中,Γ1,Γ2分别为输入和输出反射系数;ΓS,ΓL分别为信源和负载的反射系数[2]。
图1中输入匹配电路设计主要考虑放大器的噪声系数,按照放大器的噪声系数可表示为:
undefined
式中:FNmin是最佳噪声系数;ΓS是信源反射系数,Γopt是最佳信源反射系数;RN是等效噪声电阻。当ΓS=Γopt时可以得到最小的噪声系数[3,4]FNmin。但是是通过输入端的失配达到电抗性器件之间噪声相消,所以一般情况下输入驻波比比较大,也会降低放大器的增益,需要综合考虑噪声系数与输入驻波比之间的取舍。
匹配电路的形式选择微带阻抗变换型匹配法,该匹配法在形式上相当与若干条微带线相互串联而成。在匹配过程中,可以先用史密斯圆图得到合适的LC型匹配电路,再通过ADS附带的微带线计算工具解出等效微带线型的电路形式。该匹配方式的优点在于高频段可以大大减少尺寸,与分支线匹配相比电路尺寸会比较紧凑,并且适合构造宽带匹配[5]。可以适当的增加串联微带线的数量,以保证在宽带条件下达到比较好的增益平坦度。
2.3 级间匹配电路
由于采用两级级联的设计方式,所以合理的级间匹配电路会对电路整体性能产生重要的影响。级间电路的目的是使后级微波管输入阻抗与前级微波管输出阻抗共轭匹配,以获得最大增益,同时兼顾输出平坦度的要求。级间电路共使用了4节微带线,增加的尺寸参数改善了输出平坦度。两级之间需要加隔直电容,但是由于隔直电容很难在X波段保持良好的特性,电路中用λ/4耦合微带线代替。取耦合线宽为0.2 mm,耦合间隙为0.1 mm,在很宽的频带内隔直效果好且传输损耗小。
2.4 输出匹配电路
根据图1所示,第二级二端口网络的输入匹配电路其实是级间匹配电路,根据功率增益最大准则设计输出匹配电路,采用共轭匹配方式,要求此时级间电路的输出阻抗与后级微波管输入阻抗共轭匹配,后级微波管输出阻抗与输出匹配电路的输入阻抗共轭匹配。放大器具有最大功率增益和最佳的端口驻波比性能。当信源和负载都为50 Ω时,放大器的实际功率增益为[6,7]:
undefined
2.5 偏置电路设计
由于噪声系数与晶体管的静态工作点有密切的关系,所以必须选择合适的偏置电路,才能让放大器工作在最佳状态下。该电路采用双电源供电,所谓双电源是指漏极正电压和源级负电压分别用正压和负压两个电源供电。在初步的电路设计中,可以根据器件的S参数模型提供的偏置条件,用串联分压电阻将放大器的静态工作点设置为VD=2 V,IDS=10 mA。馈电方式选择λ/4高阻微带线端接70°的扇形线,λ/4高阻微带线以遏制交流信号对直流电源的影响,扇形线对高频短路,又相当于电容,可以滤除电源噪声,尤其适合宽频带的设计。当在低频段时,引入衰减,把增益的尖峰消除,改善增益平坦度。在以后的调节优化过程中,可以适当改变分压电阻,以追求更好的整机性能。
3 仿真与优化
首先要在ADS中定义介质参数,本文选用Rogers4003介质板,在进行ADS仿真时需要设置介电常数εr=3.38和介质板厚度h=0.5 mm。
其次要建立晶体管芯的模型,模型的形式有两种,一种是SP模型:属于小信号线性模型,模型中已经带有了确定的直流工作点,和在一定范围内的S参数,仿真时要注意适用范围。该模型只能得到初步的结果,对于某些应用来说已经足够,不能用来做大信号的仿真,或者直流馈电电路的设计,不能直接生成版图。另一种是晶体管的SPice电路参数模型,一般由芯片公司提供,可以在ADS中安装NEC 公司提供的Design Kit,该工具包集成了NEC 系列低噪声放大器的FET,JBJT,HJ-FET,选择FET中的NE3210S01。由于Design Kit 中的元器件是已经封装好的晶体管,其仿真的结果要比使用S参数模型的晶体管模型要可靠。很多时候,在对封装模型进行仿真设计前,通过预先对SP模型进行仿真,可以获得电路的大概指标。
考虑过孔寄生效应,在高频段对电路的仿真效果影响较大,所以晶体管源级与地之间加入接地过孔。在微带线连接处用阶梯变换接头或T型接头进行连接,从而获得更精确的仿真模型。在输入和输出的最前段,采用标准的50 Ω传输线与λ/4耦合微带线相连。
上述的仿真都是在f=12 GHz单频点内仿真得到的微带线的大致尺寸,为了能够使得电路在3 GHz的带宽下依然保持优良的性能,就必须要对电路实施优化。在优化前可以先用调谐工具手动调整各元件参数,观察哪些参数对电路的性能比较敏感,在优化时应当优先考虑调节。
常用的优化方式分为随机优化(random)和梯度优化(gradient),随机法通常用于大范围搜索,梯度法则用于局域收敛。优化时可设定少量的可变参数,对放大器的各个指标分步骤进行优化,先用100～200步的随机法进行优化,后用20～30步的梯度法进行优化,一般可达最优结果[8]。
最后再整体仿真,看是否满足到指标要求。若优化结果达不到要求,一般需要重设参数的优化范围、优化目标或考虑改变电路的拓扑结构,然后重新进行仿真优化。在仿真中要考虑到实际微带线加工的精度和最小尺寸,按照加工精度,有些线条太细是不能实现的,另外追求小数点后面的多位精确也是无实际意义的。一般微带线线宽不应该小于0.2 mm,保留小数点后2位即可(单位:mm)。
经过反复的优化仿真,最终的参数满足了所提出的设计指标: 在10～13 GHz频带内,噪声系数:小于1.8 dB,增益为25.4 dB±0.3 dB,输出驻波小于1.6,输入驻波小于2。ADS优化后的各个参数指标如图2、图3所示。
4 版图设计
利用AutoCAD将优化后的最终结果绘制成版图,注意要在匹配微带线加入隔离小岛,以便以后的调试,可以适当地更改微带线的尺寸,获得更好的性能。在电路的四周大面积附铜,并留下较密集的金属化接地过孔,增强电路的接地性能。四个角处留有螺丝孔,可以将电路板固定在金属屏蔽盒内。最终的版图如图4所示。
5 结 语
低噪声放大器设计主要考虑的指标是噪声系数和增益,重点是保证放大器的稳定性和匹配电路的设计,非平衡结构输入驻波和噪声系数之间存在矛盾,二者不能同时达到最佳,要根据实际需要,通过合理设计输入匹配电路在二者中间做出平衡。砷化镓场效应管有良好的噪声和增益特性,是设计低噪声放大器的较好选择。ADS是功能强大的射频微波仿真工具,提供了丰富和精确的器件仿真模型,使用ADS软件可以设计出性能优良的射频微波电路,并且可以缩短研发周期,节约研发成本。
由ADS仿真结果可知,所设计的低噪声放大器在频带10～13 GHz工作频带内,噪声系数小于1.8 dB,增益为25.4 dB±0.3 dB,输出驻波比小于1.6,输入驻波比小于2,性能完全满足射频接收机的要求,在雷达和通信中可得到广泛应用。文中有关设计的理论和经验对其他频段的低噪声放大器设计也有借鉴意义。
摘要：介绍一种X波段宽带低噪声放大器(LNA)的设计。该放大器选用NEC公司的低噪声放大管NE3210S01(HJFET),采用微带阻抗变换型匹配结构和两级级联的方式,利用ADS软件进行设计、优化和仿真。最后设计的放大器在1013 GHz范围内增益为25.4 dB±0.3 dB,噪声系数小于1.8 dB,输入驻波比小于2,输出驻波比小于1.6。该放大器达到了预定的技术指标,性能良好。
关键词：低噪声放大器,NE3210S01,噪声系数,匹配结构
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宽带低噪声放大器 篇2
随着现代雷达技术的迅猛发展,对雷达性能的要求越来越高,低噪声放大器(LNA) 已被广泛应用于雷达系统中,成为了雷达接收系统中必不可少的重要电路。低噪声放大器位于雷达接收系统的前端,其主要功能是将来自天线的微弱信号进行小信号放大。因为LNA位于整个接收放大电路的最前端,所以它的噪声系数直接影响了整个雷达接收系统的噪声系数和灵敏度[1]。同时,LNA的输入/输出驻波比也影响着整个链路的性能。LNA 不仅仅被应用在雷达接收系统中,目前已被广泛应用于通信、电子对抗以及遥控遥测系统接收设备中。研制出性能优良的微波低噪声放大器对满足市场需求具有重要意义。
ADS(Advanced Design System)是Agilent公司推出的微波电路和通信系统仿真软件。其功能非常强大,仿真手段丰富多样,可实现包括时域和频域、数字与模拟、线性与非线性、噪声等多种仿真分析手段,并可对设计结果进行成品率分析与优化,从而大大提高了复杂电路的设计效率,是非常优秀的微波电路、系统信号链路的设计工具[2]。主要应用于:射频和微波电路的设计,通信系统的设计,DSP设计和向量仿真。本文着重介绍如何使用ADS 进行低噪声放大器的设计。
1 宽带及平衡式放大器的设计理论
宽带放大器的设计主要是解决补偿晶体管增益随频率增大而下降的问题。常用宽带放大器主要有以下几种:分布放大器、负反馈放大器、补偿匹配网络放大器和平衡式放大器。分布放大器使用器件过多,调试复杂,一般用于单片宽带放大MMIC;负反馈放大器能反馈有平坦的增益并降低输入/输出电压驻波比,但限制了最大功率增益并增加了噪声系数;补偿匹配网络放大器中的匹配网络还要为获得小的输入/输出驻波比和噪声等指标服务,设计相当困难,并且一般需要多级配合[3]。平衡放大器虽然电路面积和耗电比单路放大器增加了一倍,但有良好的输入/输出驻波比以及增大3 dB的功率容量。成为宽带放大器的一种重要形式[4,5]。平衡式放大器常采用的结构形式如图1所示。
进入输入耦合器端口1的功率在幅度上被分成两部分,它们到达端口2和端口3的时候有90°相位差,而端口4没有功率输出。输出耦合器通过引入90°的附加相移,使两个放大器的输出信号恢复同向,再把功率合成起来。这里将两个放大器分别标记为A,B,其S参数分别为SA11,SA12,SA21,SA22,SB11,SB12,SB21,SB22,则整个放大器的S参数为:
式中1/2为耦合器的3 dB衰减;由于3端口有90°的相移,负号表示信号两次经过3端口所产生的180°总相移。如果放大器的两个支路完全相同,则两路放大器的S参数完全相同,则|S11|=|S22|=0,也就是平衡式放大器有很好的输入/输出驻波比性能,同时平衡式放大器的正向、反向增益等于每个支路的相应增益。
对于LNA而言,由于耦合器的损耗,平衡式放大器的噪声系数有相应的增大。由公式:
可得,输入端耦合器的损耗将直接加在平衡式LNA的噪声系数上。与在LNA前加隔离器等同样改善驻波比的电路相同,这是必须要付出的一个代价。
2 LNA的指标和设计
2.1 LNA设计指标
LNA设计指标如表1所示。
2.2 微带线的设计
S波段的电路主要采用分布式参数进行设计。因为频率较高,所以微带线的性能对信号传输的影响很大。在该设计中,除了微带线采用50 Ω特征阻抗以外,对微带线的拐角用HFSS进行了专门的性能仿真和设计。仿真模型如图2所示。
经过仿真,确定微带线拐角的切角长度大致为50 Ω微带线宽度的20%时传输效果最好。
2.3 分支低噪声放大器仿真和版图设计
平衡式LNA的每一支路的LNA为相同性能的两个LNA。在该设计中重点关注它们的增益平坦度和噪声系数的指标,因为平衡式放大器输入/输出驻波比这一性能由耦合器来决定,所以设计分支放大器时,驻波比可以先不关注。
2.3.1 晶体管的选择和偏置电路的设计
晶体管选择AVAGO公司的EPHEMT(增强型假晶高电子迁移率晶体管)ATF-54143。AVAGO公司提供可以在ADS软件里进行仿真的ATF54143的Spice模型,所以可以直接在ADS里做放大器的直流、交流、S参数、谐波等各类仿真而不必受到在一定偏置条件下S参数的束缚。由ATF54143的芯片资料以及综合考虑噪声系数等因素,该设计确定ATF54143的偏置为Vds=3 V,Id=25 mA。经过仿真优化以及考虑到标称电阻值的问题,最后确定的偏置电路如图3所示。
2.3.2 源极反馈电路的设计
一般的放大器网络为共源极结构,栅极为输入端,漏极为输出端。放大器能正常工作的前提是电路是稳定的,即稳定因子K>1。改善放大器稳定性的途径有在栅极加串联电阻和增加反馈电路等。在栅极加串联电路虽然可以增加稳定性,但恶化了噪声系数,而源极负反馈因为不涉及电路的信号通路,所以对放大网络噪声的影响很小。通过给晶体管加入源极负反馈,可以改善晶体管的稳定状态。通常源极负反馈都是加入电感性元件。但是电感值通常太小,所以不用集总元件实现,而是使用终端短路微带线来实现[5]。该设计采用源极加终端短路微带线的方式,通过ADS仿真可以较为准确的评估晶体管的稳定性。
2.3.3 输入/输出匹配设计和仿真
在设计匹配网络的时候,选择合理的拓扑结构对于低噪声放大器的设计至关重要。本文采用的拓扑结构是并联导纳式结构,即利用串联微带传输线进行导纳变换,然后并联一个微带分支线,微带线的终端开路(或短路),用其输入导纳作为补偿电纳,以达到电路匹配。因为是最前端的低噪声放大器,所以输入端匹配电路按照最小噪声系数进行匹配,当ΓS=Γopt时,噪声系数最小,NF=NFmin。当ΓS≠Γopt时,
选取等噪声系数圆上的最佳噪声系数点的阻抗做输入端匹配。输入端匹配完成之后,输出端匹配按照最大增益进行匹配。 在ADS里可以进行原理图和版图仿真的调谐和优化。因为频带内增益平坦度也是一个重要指标,所以在设计的过程中增益平坦度和噪声系数之间需要做一个折中和妥协。分支LNA的版图如图4所示。
ADS中可以把layout中的无源电路和原理图中的元器件有机结合在一起进行联合仿真,既考虑到了版图的场的效应,又考虑到原理图中有源器件和集总元件的路的效应[6]。这样仿真结果和实测结果可以非常接近,大大缩短制版调试的周期。由仿真结果可以得出:分支LNA的增益达到了10.6 dB,频带内增益平坦度小于0.5 dB,噪声系数小于1.003 dB,稳定性系数K在1.02～1.06之间。放大器为无条件稳定。因为设计中使用的为ATF54143的Spice模型,因此在ADS中可以作谐波仿真。由仿真结果可得,分支LNA的输出P1 dB压缩点为17.7 dBm,此时输入功率为8.5 dBm。由ATF54143的芯片资料可得,该晶体管的输出1 dB压缩点约为20.4 dBm。因为电路采用晶体管源极负反馈以及宽带低噪声匹配牺牲了部分增益,所以电路的1 dB压缩点有约2 dB多的下降。
2.4 90°宽带功分器的仿真和版图设计
在S波段,通常的90°分支线耦合器和Wilkinson功分器要做到3～4 GHz的带宽和较好的性能需要采用两级或更多,尺寸会较大(3～4 GHz两级分支线耦合器在RO4003射频板上的尺寸达到了10 mm×20 mm)。而Wilkinson功分器要达到宽带性能也要牺牲尺寸,并且还需要解决一个宽带90°微带延长线的问题。而采用Mini-Circuits公司的QCS-442+ 90°宽带功分器,在电性能较好的同时可以有很小的尺寸,这给平衡式放大器的设计带来了新的思路。
为了验证QCS-442+ 90°功分器的性能,在ADS里用QCS-442+ 90°功分器的S参数模型进行原理图版图联合仿真,如图5所示。
2.5 平衡式放大器的版图设计和联合仿真
将90°宽带功分器和分支放大器的版图合在一起,进行原理图-版图的co-simulation,如图6所示。
仿真结果如图7～图10所示。由仿真结果可以得出,受益于90°宽带功分器的良好性能,该平衡式LNA的输入/输出驻波比在设计频带内很好。因为输入端90°宽带功分器的插入损耗,所以放大器增益减小,噪声系数增大,但也都在可接受的范围之内。用谐波平衡法仿真该平衡式放大器的P1 dB压缩点等性能。仿真结果如图10所示。
由图10可知,该LNA的输入1 dB压缩点为12 dBm,输出1 dB压缩点为20.5 dBm。正好比每个分支的LNA的P1 dB值大3 dB。
3 结 语
低噪声放大器设计主要考虑的指标是放大器噪声系数和增益,但是这通常会牺牲放大器输入驻波比的性能。并且低噪声放大器为晶体管小信号放大,动态范围较小,又在雷达接收通道的最前端,很容易因为外来的大信号而饱和。平衡式放大器能够在增加一定的噪声系数和损失一定的增益的条件下较好的改善输入/输出驻波比,同时平衡式低噪声放大器的功率容量比单路放大器大一倍,可以有效增大接收机的动态范围。高电子迁移率晶体管具有良好的噪声和增益特性,是设计低噪声放大器的较好选择。同时随着制造技术的提高,新型90°宽带功分器能够比通常的微带形式的耦合器有更小的体积,给相应频段的平衡式放大器带来了新的设计思路。Agilent的ADS是功能强大的射频微波仿真平台,可以提供丰富且精确的器件仿真模型,使得设计更加贴合实际的电路。在射频微波电路的设计中使用ADS 软件仿真可以在设计中预先对电路的性能进行较为精确的优化和评估,减小实际电路制造中的风险,缩短研发周期,节约研发成本。
本文给出了基于ATF54143 的S波段平衡式低噪声放大电路的设计、仿真分析。仿真结果表明,所设计的低噪声放大器在3～4 GHz,噪声系数大小于1.5 dB,增益为(9.6±0.3) dB,输入/输出驻波比不大于1.3,输出1 dB压缩点为20.5 dBm。
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X波段低噪声放大器设计分析 篇3
在通信系统中, 衡量通信质量的一个重要指标是信噪比, 而改善信噪比的关键就在于降低接收机的噪声系数。一个具有低噪声放大器的接收机系统, 其整机噪声系数将大大降低, 从而灵敏度大大提高。因此在接收机系统中低噪声放大器是很重要的部件。
1电路仿真设计
该项目的微波低噪声放大器是利用微波低噪声场效应管在微波频段进行放大。特别需要注意的是, 因为场效应管都存在着内部反馈, 当反馈量达到一定强度时, 将会引起放大器稳定性变坏而导致自激, 改善微波管自身稳定性采取的是串接阻抗负反馈法, 在场效应管的源极和地之间串接一个阻抗电路, 构成负反馈电路。实际的微波放大器电路中反馈元件常用一段微带线代替, 相当于电感性元件负反馈, 这样对电路稳定性有所改善。
1.1确定电路形式
噪声系数是低噪声放大器的重要技术指标之一, 低的噪声系数与低的输入驻波在低噪声放大器的设计中是一对矛盾。该项目低噪声放大器在设计中摒弃了通常为实现低输入驻波采用输入加隔离器的方法, 采用负反馈放大电路。负反馈放大电路具有频带响应宽、输入输出驻波小和稳定性好等特点。利用PHEMT芯片, 应用混合集成工艺进行设计, 在宽频带范围内实现了低噪声系数和低驻波特性。
器件的选用恰当与否直接关系到性能指标的优劣, 宽带低噪声放大器最关键的器件就是放大器的基础——GaAs PHEMT芯片。为满足高增益指标, GaAs PHEMT应具有尽可能高的跨导;同时, 为了满足低的噪声系数, GaAs PHEMT自身的噪声系数应尽可能低;由于型谱产品频段较高, 为了避免分布参数带来的影响, 同时减小体积, GaAs PHEMT选择采用管芯。
该项目为了兼顾噪声和增益, 所以采用2级放大。第1级放大器的设计必需是最佳噪声设计, 即输入匹配网络必需是最佳噪声匹配网络, 不必追求最大增益;第2级放大器保证输出功率和总增益。
1.2第1级放大器的仿真设计
经过选择该项目第1级使用Fujits的FHX13X, 其噪声特性比较好, 使用2个场效应管来进行并联放大设计。并联放大器的好处在于它的低噪声特性, 而且容易进行匹配。为了改善稳定性, 第1级放大器的2个源极和地之间各串联一个RLC谐振电路, 并且加入负反馈, 在栅—漏之间加入RL串联的反馈电路, 这样虽然会降低增益, 增加噪声, 但是会对电路的稳定性, 增益平坦度, 宽带的实现, 输入输出驻波比有很大改观。
利用软件进行仿真的结果如图1所示。
如图1所示输入输出阻抗均完美的匹配好, 输入输出反射系数在7～8 GHz的频带内均小于-15 dB, 在匹配的中心点7.5 GHz其更是达到了-35.322和-44.042, 可以说匹配相当好。
如图2所示, 噪声在7～8 GHz的范围内低于1.1 dB。增益在7.5 GHz的时候为13.954, 与预估值13.955相差无几, 且增益平坦度小于1 dB。
这样就完成了第1级设计, 输入输出阻抗完美匹配, 噪声小于1.1 dB, 且有良好的增益为13.954 dB。
1.3第2级放大器的仿真设计
接下来进行功率输出级的设计, 功率输出级选用的是Transcom 公司的TC1201。偏置方式采用的是自给偏置的方式, 将其偏置在4 V 25 mA, 做好偏置后生成它的S2P文件, 建模并仿真, 仿真过程同第1级一样。接好负反馈和稳定性偏置, 并且对器件参数进行优化, 由于单靠源级的串联电路和栅—漏间的负反馈电路不足以使得电路在7～8 GHz达到稳定, 所以在栅极加入了一个对地并联匹配电感, 优化后的仿真结果如图3所示。
如图3可知, 输入输出阻抗匹配良好, 且增益最高点为12.449, 与预估的12.463相差无几。在7～8 GHz的频带内, 输入输出反射系数也均小于-20 dB, 增益均大于11.5 dB。这样就完成了第2级功率放大级的设计。
1.4两级级联的仿真设计
接下来将2级级联在一起, 由于第1级的输出端和第2级的输入端均完美的匹配到50 Ω, 所以级联也没有什么问题, 由图4可以看出, 输入输出阻抗匹配方面, 在中心点7.5 GHz处, 均匹配良好, 驻波比在1.086左右。而在7～8 GHz范围内, 驻波比也均小于2。
从图5可以得到, 增益在中心频率达到26.401 dB, 在7～8 GHz范围内也均在25 dB以上。噪声系数在7.5 GHz为1.007 dB, 应用频段内的噪声最大也不超过1.1 dB。
1.5仿真结果分析
通过仿真结果可以看出, 放大器的输入输出驻波比、噪声和增益等指标基本上都合格。从设计中可以了解使用ADS来设计低噪声放大器的基本方法, 首先要做的就是偏置电路的设计, 然后用S参数仿真来进行稳定性的判断, 若在使用频段内不稳定, 还需要进行稳定性的设计。当场效应管工作稳定后就要对其进行阻抗匹配。一般低噪声放大器的第1级需要良好的噪声特性, 所以第1级的输入端进行最佳噪声阻抗到50 Ω源负载的匹配, 输出端进行共轭匹配。如果要考虑到第1级的增益输出不能太低的话, 则需要画出增益圆图和噪声圆图, 然后选择合适的源阻抗值, 牺牲一部分噪声来提高增益。第2级一般为功率输出级, 需要的是最大的增益输出, 所以第2级一般对输入输出同时向50 Ω负载做共轭匹配, 在匹配之前, 需要算出最佳共轭匹配的ZS和ZL值, 这个值只有在电路稳定的情况下才唯一存在的。
2级分别设计, 再级联, 由于计算机已经进行了参数优化, 通常不需调整就可达到比较满意的效果。器件参数的离散性, 以及加工误差, 实际加工出来的结果有一些微小差异, 这就需要在实际调试中, 稍微调整一下分布参数, 就可达到最佳的效果。
2结束语
该放大器利用ADS2008优化设计和仿真, 在研制过程中, 通过优化噪声系数、增益和输入输出驻波比之间的矛盾, 由计算机调节噪声匹配及负反馈的深度, 改变放大器各指标间的相互矛盾, 使整个放大器达到最佳工作状态, 最终实现的放大器噪声低、增益高、体积小、重量轻, 作为接收机的射频前端, 已经在无人机机载和地面设备中得到应用。
参考文献
[1]黄智伟.射频小信号放大器电路设计[M].陕西:西安电子科技大学出版社, 2008.
宽带低噪声放大器 篇4
本文采用TSMC 0.18μm工艺设计了一种基于噪声消除技术、工作在3 GHz~5 GHz频段的CMOS超宽带、低噪声放大器。采用单端转差分的balun结构, 对LNA噪声进行优化。本文采用共栅管 (CG) 作为输入匹配, 共栅管与共源管并联实现噪声消除的目的, 并运用串联电感负载的办法提高高频增益, 实现了噪声消除与宽带的匹配。
1 共栅结构分析
UWB LNA的输入匹配电路由共栅管M1、L1、C1组成, 如图1所示。Cgs为M1管的栅源电容, Cd是M1管的漏极电容, Co是杂散电容。CMOS放大器的主要噪声来源于主放大器MOS管的沟道热噪声, 其噪声表达式为:
其中, RL是共栅管的负载电阻, RS是信号源阻抗, 假设 , 其噪声系数NF约为4 d B[3,4], 不能满足超宽带低噪声放大器的设计要求, 须针对其缺点对电路进行噪声优化。
该超宽带低噪声放大器的输入阻抗为[5]:
其中, gm是共栅管M1的跨导, ZL是M1的负载电阻, rds是M1的漏源电阻。由于ZL的阻值远远小于rds, 输入阻抗的实部表达式为:
2 噪声消除设计分析
2.1噪声消除技术
本文采用共栅管作为输入匹配, 有用信号经两条Cascode支路后幅度相同, 相位相反, 差分输出后增益加强。噪声信号经两条Cascode支路后幅度相同, 相位相同, 差分输出后噪声消除。
图2为共栅管输入匹配电路图, 输入电流iin可表达为输入电压与输入阻抗之比:
其中, 共栅管的输入阻抗匹配到信号源阻抗Rin, CG=RS=50Ω。流入负载的电流设为iR1:
由式 (7) 可得, 共栅管M1的放大倍数等于负载电阻R1与信号源阻抗RS之比。
采用常用的噪声消除技术设置原则优化共源管M1的栅宽值, 其值的大小与M3管的栅宽值大小有一定的比例关系, M1的跨导与M3的跨导也就有着对应的比例关系, gm (CS) =ngm (CG) 。负载则有相反的比例关系, 即RCG=n RCS。n值的选取根据电路的不同而有不同的设置。
在增益、输入匹配及噪声系数指标中做折中, n=4是较好的选择[6]。M1的跨导为gm, M2的跨导取值为4gm, 为了满足电路所需的平衡状态, 差分输出的两路应该有相同的放大倍数, 即:
式 (9) 表明, 差分输出后有用信号增强。
2.2 Balun-LNA Topology
图3所示为采用噪声消除技术设计的UWB LNA的完整电路图, 共栅管M1与共源管M3通过耦合电容C2并联, 其目的是加大增益及增强电路的隔离度, 同时能够有效减少M1管、M3管的Miller效应。M1与M2管组成了共源共栅结构, M3与M4组成了共源共栅结构, M5与Rf组成了电路的偏置电路。
有用信号经M1管后被同相放大, 即X节点与Y节点相位同相;有用信号经过M3管后被反相放大, 即X节点与Z节点相位反相。由于M1管与M3管应具有相同的放大倍数, 即Y节点与Z节点是幅度相同、相位相反的两个信号, 由差分电路输出后有用信号被增强。
对于MOS管的沟道热噪声信号而言, 经过共栅管M1的电流噪声在X节点与Y节点的相位相反。经过共源管M3的电流噪声在X节点与Z节点相位相反, 即Y节点与Z节点的噪声信号是幅度、相位相同的两个信号, 由差分电路输出后共模噪声得以消除。
3 仿真结果分析
本文基于TSMC公司的0.18μm标准工艺设计了超宽带低噪声放大器。图4~图7是S参数和噪声系数的仿真结果图。
由图4、图5可见, 在3 GHz~5 GHz频率范围内, 输入反射系数S11小于-11 d B, 输出反射系数S22小于-11.2 d B, 表明电路具有较好的输入、输出匹配特性, 能够有效减少信号的反射;反射隔离系数S12小于-60 d B, 表明电路的反相隔离度性能良好。由图6可见, 在3 GHz~5 GHz频率范围, 电路正向增益S21大于17.5 d B, L1与C1谐振位于低频点, 有效提高了输入阻抗特性和低频增益, 其中螺旋电感L1的品质因子Q在整个频率范围内均大于8;负载电路合理的选择能够有效提高电路的高频增益。由图7可见, 电路的最小噪声系数NFmin在3 GHz~5 GHz范围内小于2.4 d B, 且频率越高, 各种寄生效应越明显, 因此噪声系数恶化越严重。与其他文献LNA相比, 噪声系数达到了较优结果。
在1.8 V电压下, 电路的功耗为12.5 m W。表1总结了本文所提出的超宽带、低噪声放大器与其他文献中设计的LNA的仿真对比结果。结果表明, 本文所设计的采用噪声消除技术的电路在增益、噪声系数、插入损耗及功耗方面较其他设计都有更好的效果。
根据噪声消除技术原理, 利用共栅管较容易实现输入匹配的特点, 采用差分输出电路的模式, 设计了一种在3 GHz~5 GHz频带内超宽带、低噪声放大器电路。本文对电路的设计原理和参数设计进行了定量分析。基于0.18μm CMOS工艺对电路进行仿真设计, 在3 GHz~5 GHz带宽内, 电压增益大于17 d B, 噪声系数低于2.7 d B;在1.8 V电源电压下, 电路功耗为12.5m W。与其他文献相比较, 所设计的低噪声放大器达到了较好水平。
参考文献
宽带低噪声放大器 篇5
芯片是电路可调型放大器, 由砷化镓制成。在0.1--3GHz频带范围内可提供良好的线性和较低的噪声系数。封装方式为小型SOT-363封装, 参看外观图。
外部电阻 (Rbias) 被用于设置偏置电流。这就允许设计者可以在电路中几个位置都能使用它, 并且可以改变线性性能和电流消耗以满足不同的需要。
在一个较宽的频带范围内, 放大器输出匹配为50欧姆, 同时也提供较宽的动态范围, 和较高的稳定性。内部的反馈电路保证了电路在整个频带内的稳定性。参看下图。
做为射频LNA放大器, 我们往往比较关心增益 (GAIN) , 三阶互调 (OIP3) , 噪声系数 (N.F.) 等参数。下面我们给出三种温度条件下的相关参数关系曲线图。
+3V供电, 偏置电流60m A时:
+3V供电, 偏置电流30m A时:
+3V供电, 500MHz时通过调整偏置电阻可以使电路工作在Id=60m A的状态下, 可以获得22db的增益, 和17.8dbm的P1d B。原理图如下。
电路中被动元件, 可采用0603或者0402封装。INPUT (输入端) 和OUTPUT (输出端) 可以接SMA座。本电路可以作为接收灵敏度不高的收发芯片的前端LNA, 以提高整个电路的接收灵敏度。经实验证实在用于400MHZ~500MHZ之间时效果显著。
布板时充分的接地是取得良好性能和稳定性的前提条件。所有的IC接地脚都要接到RF的大地上, 通过放置过孔使芯片接地端离地更加近。原则上讲, 应该降低板子的厚度, 以减弱放置过孔带来的传导效应。应该保证在芯片的接地脚处放置至少一个过孔, 比较好的办法就是放置多个过孔来减弱传导效应。
对于成本较低的无线电设备来说, FR-4和G-10这两种板材是比较经济的选择。一般可以选择20mil或30mil的板子厚度。笔者选择的是30mil板厚的FR-4双面板。印制板图略。
参考文献
http://www.avagotech.com/
《安华高MGA-62563数据手册》
《高性能砷化镓MMIC放大器设计文档》
专利:
专利号:201220304907.3
《无线电模块的标准接口》发明人:吕建民;李志刚;索建民
专利号:201220304719.0
平衡式S波段低噪声放大器设计 篇6
1 电路结构的选择
低噪声放大器常用分布式、有源匹配式、有耗匹配式、负反馈式、平衡式等几种电路结构形式实现[2]。平衡式放大器, 与其他几种电路结构相比, 它可以获得良好的输入输出驻波, 频带宽度较宽, 可以达到倍频程, 阻抗匹配特性优良, 输出功率的线性度很好, 噪声系数也比较低, 多级级联也较容易, 在所设计的频段内是综合实现效果最好的一种方法。
采用两个三分贝的90度相移耦合器和两个微波放大电路构成对称结构, 通过隔离入射信号与反射信号, 降低了输入端口和输出端口的电压驻波比[3]。
平衡式放大器原理如 (图1) 所示。
(图1) 所示的电路结构, 根据三分贝的90度相移耦合器的传输特性, 即使两个微波放大电路在输入端口产生很大的反射, 但是在平衡式放大电路的射频输入端口可以没有射频信号的反射, 实现比较低的输入电压驻波比。同理可知, 经过放大电路后的输出信号会在放大电路的输出端口进行功率合成, 而反射信号则会被50欧姆的匹配电阻所吸收, 因而放大电路的电压驻波比大幅度地降低。具体分析如下:
平衡式放大器的S参数可以表示为:
式中, a和b分别表示平衡式微波放大器的两个微波低噪声晶体管。
由上式可见, 若两个微波低噪声晶体管的特性相同, 这就表明, 如果选择对称的微波晶体管, 则平衡式放大器的输入输出端口处于匹配状态, 因此多级级联会很容易, 这也是平衡放大器的一个重要的优点。
通常, 输入端口的反射系数Γin很容易就可以做到小于-15d B。由此便知采用3d B的90度相移耦合器的平衡式放大器的另外一个显著的优点是可以确保微波放大器的稳定性。若将单级平衡式放大器进行级联, 在微波晶体管并不是完全对称的情况下, 级间失配会使微波放大器的增益、噪声系数性能下降, 这时级联平衡式放大器的输入反射系数S11和输出反射系数S22就不等于零。在此, 不去推导级联平衡放大器的S参数表达式, 仅取三级为例说明在此情况下输入反射系数S11和输出反射系数S22的大小。三级平衡式微波放大器的S11近似为:
上式中右边的第一项、第二项以及第三项分别表示第一级、第二级和第三级的反射对S11的影响。由上式可以看出, 后级电路对S11的影响因前级S2 1 (n) S1 2 (n) 的缓冲作用而得到减弱。当时, 第三级的影响降低到该级固有反射的ρ2=0.16倍。当频率改变时, S21 (n) S12 (n) 和S11 (n) 的相位也改变, 这会导致它们在某部分频率上会相互抵消, 而在另外一些频率上会相互叠加。但若每级的反射幅度一样, 且则三级平衡放大器的反射系数是单级放大器反射的1+ρ+≈ρ2 1.56倍。对于级联放大器, 其反射系数是单级放大器反射系数的1+ρ+ρ2+…=1/ (1-ρ) ≈1.67倍。用类似的方法也可以分析输出端的S22。
2 晶体管的选取
微波低噪声晶体管的选取要考虑以下几个特征[4]: (1) 频率范围要覆盖工作频段; (2) 最小噪声系数NFmin和等效噪声电阻Rn要尽量小; (3) 相关增益Ga要尽量大。基于以上考虑, 本设计选用Avago公司的膺配高电子迁移率晶体管ATF-34143 (p HEMT) 。p HEMT ATF-34143的典型指标如下:
0.3d B NFmin@3GHz;
16.5 d B Gain@3GHz;
如 (图2) 和 (图3) 所示为4V偏置下的最小噪声系数和相关增益与频率和电流的关系曲线。
依据如 (图2、3) 所示的器件参数可知在保证噪声系数指标的前提下的相关增益指标。考虑到放大器的增益指标, 由于一般的微波低噪声晶体管单管增益为9~15d B左右, 前两级可以通过阻抗匹配实现28d B左右的增益和0.6d B左右的噪声系数的指标, 前面两级采用平衡式实现, 后面两级用RFMD公司的单片微波增益模块SBB-4089Z, 以实现低噪声放大器模块60d B的增益。
3 LNA的设计
3.1 直流偏置电路的设计
直流偏置电路通常以有源偏置电路和无源偏置电路两种方式实现。有源偏置电路使用低频晶体管为微波低噪声晶体管提供静态工作点。无源偏置电路通过电阻网络为微波晶体管提供适合的偏置电压和电流, 并在一定程度上抑制静态工作点受温度影响而产生的变化。
该LNA采用双电源供电的无源偏置电路, 与单电源相比, 它具有最佳的噪声特性。这种无源偏置电路需要分别施加正负两个偏置电压, 栅极电压加负电 (VG<0) 和漏极电压加正电 (VD>0) 。
3.2 LNA电路仿真设计
低噪声放大器的噪声系数和源阻抗有关, 输入匹配电路应按照微波晶体管的最佳反射系数Γopt进行匹配设计。为了得到比较好的输出电压驻波比和功率增益, 输出匹配电路采用共轭匹配。设计微波低噪声放大器时, 尤其是第一级, 首先要考虑的是噪声系数尽可能地低, 其次才考虑的是功率增益的问题。因而牺牲一些功率增益来换取噪声系数的降低是有必要的。S波段LNA采用两级放大的方式实现, 为了使LNA具有更低的噪声系数, 第一级的静态工作点应该根据最小噪声系数来选取最佳的工作电流。为了保证有足够的功率增益, 第二级放大电路应该从最佳功率增益条件来进行考虑, 同时兼顾噪声系数[1]。从ATF-34143的datasheet中可以看出该管子在3V, 20m A偏置时噪声特性最佳, 以此为依据设计偏置电路。
工作点选定之后最重要的是解决放大器的稳定性问题。将管子的S2P文件导入到ADS软件中进行仿真, 利用K-B稳定性判据可以看出该管子在所需的工作频带是潜在不稳定的, 故需要采取稳定性措施。改善放大器的稳定性措施主要有源极串联负反馈、漏极与栅极间并联负反馈、漏极串联电阻、漏极并联电阻等方法。本设计采用增加源极负反馈电感的方法, 这种方法的优势在于增加稳定性的同时不会恶化低噪声放大器的噪声系数。
匹配电路的设计方法有很多, 现在通常采用计算机辅助设计法。本文利用ADS的smith圆图网络综合模块实现了自动匹配网络的设计。取Γs=Γopt=0.811∠24.95, 这样就获得了最佳噪声系数匹配条件, 使放大器满足低噪声参数指标要求的同时又能兼顾足够的增益。输出匹配点Γout按照公式求出的值进行输出匹配电路的设计。
在设计过程之中, 总结了一些仿真设计的经验如下:
(1) 微波低噪声放大器的输入输出匹配电路可以采用带通或者高低通滤波器的综合方法设计, 将网络综合之后的参数作为整个低噪声放大器匹配网络的参数再进行整个电路的优化设计。
(2) 对于存在有多个优化变量参数的情况, 应分清主要影响性能的参数, 区分出优先级别, 再进行加权优化处理。
(3) 对于优化方法的选择, 可以选用混合优化的设计方法, 即先选用随机法仿真优化, 后选用梯度法进行优化, 这样将有助于使优化达到全局最优值。
3.3 仿真结果与实物测试结果分析
(图4) 为单支路低噪放在工作频带 (2.0~2.3GHz) 内的仿真结果, 噪声系数NF≤0.5d B, 可以看出单支路仿真取得了不错的结果。加上单支路电路前端的正交电桥0.12d B插损, 理论上平衡式LNA的噪声系数能达到0.65d B左右。
实物测试的噪声系数在工作频带内为0.8d B左右, 比仿真结果略微偏大。测试结果满足前面的指标, 但与仿真结果相比较, 增益小1d B左右, 电压驻波比大0.3~0.7左右, 噪声系数大0.1d B左右, 产生的原因:整个微带电路的设计都是在理想无损耗状态下进行的, 在实际制作中的工艺误差、接头以及非最佳匹配等引起的损耗, 微带基片本身的固有损耗以及基片的温度系数等都会影响低噪声放大器的噪声系数、输入输出驻波比、功率增益等性能, 通过ADS软件仿真以及实际测试结果可以看出该设计是成功的。
4 结语
从以上的仿真设计和分析过程可以看出, 应用ADS的S参数仿真分析, 可设计出稳定性高、性能优异的低噪声放大器, 并且缩短了研发周期、节省研发成本, 这种方法具有普遍的工程应用价值。利用平衡式结构实现了S波段低噪声放大器的设计, 该LNA可广泛应用于无人机测控和航天测控系统的接收信道链路之中, 具有一定的通用性。
摘要：为了满足无人机 (UAV) 测控系统高接收灵敏度的系统需求, 采用平衡式结构实现了一种S波段低噪声放大器 (LNA) 的设计。该放大器选用Avago公司的膺配高电子迁移率晶体管ATF-34143 (PHEMT) , 首先对第一级放大器进行最佳噪声系数匹配, 对第二级进行最大增益匹配设计, 然后利用ADS进行电磁仿真、优化。仿真结果显示, 该放大器在工作频带内满足噪声系数, 增益和电压驻波比的要求。利用该方法设计的低噪声放大器具有较高的稳定性、性能优良, 并且大大缩短了研发周期、节省研发成本, 这种方法具有普遍的工程应用价值。
关键词：低噪声放大器,噪声系数,ADS仿真及优化,电磁仿真
参考文献
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[2]高葆新.微波集成电路[M].北京:国防工业出版社, 1995.
[3]ReinholdLuding, PavelBretchko.射频电路设计—理论及应用[M].电子工业出版社, 2002.
宽带低噪声放大器 篇7
在现代雷达接收机中,应用最广的结构是超外差结构[1]。在该结构中,单片系统往往需要片外滤波器去除镜像信号,例如SAW滤波器,因而给系统的集成度带来影响。为了达到一定的镜像抑制比,而又不使用片外滤波器,通常使用镜像抑制混频器能提供60 dB左右的抑制度。但现代雷达接收机至少需要80 dB的抑制度,这就给镜像抑制混频器的设计增加了难度。
为解决该问题,研究工作主要集中在镜像抑制LNA的设计上[2,3,4]。从文献[5,6]中,可以看到通过LNA与陷波滤波器(notch filter)的连接,其单片LNA的抑制度分别达到20 dB和75 dB。本文结合雷达接收机中LNA的指标,通过设计电路结构提高抑制度,与后级的镜像抑制混频器连接达到了较高的镜像抑制比,提高了整个雷达接收机对镜像信号的抑制度。
1 陷波滤波器
在本文中,对低噪声放大器的要求是工作频段为S频段,噪声系数FN为2～3 dB,功率增益在30 dB以上,输出1 dB压缩点不低于10 dBm,工作电压为5 V。针对以上要求,采用的LNA基本结构为发射极电感负反馈。式(1)表明,选择适当的感值就能使端口得到匹配,最重要的是,这种结构在信号的通道上避免了噪声电阻,大大降低了噪声系数,如图1所示。
陷波滤波器分为有源和无源2种结构[7,8],为减少设计的复杂度,在镜像抑制LNA设计中,采用无源结构,如图2所示,其中包括了C1,C2和L1 3个无源元件(L1中寄生电阻值为RL1)。
抑制的镜像频率fim和通过的信号频率fuse分别为:
滤波器的Q值为:
2 LNA设计分析
LNA的性能很大程度上决定了雷达接收机的性能指标。为了满足设计指标中的功率增益,实际的LNA采用三级级联的方式设计。
式中:Fn,GAn,(IIP3)n分别为LNA每级的噪声系数(这里n=1,2,3), 功率增益和三阶交调参数。
从式(6)、式(7)不难得出:
(1) 降低模块的噪声系数,主要是降低前级电路的噪声系数;
(2) 为了降低后续电路的噪声对整个模块的噪声影响,前级模块需要提供适当的增益;
(3) 要提高模块的线性度,除了提高各级电路的线性度之外,各级的增益不能太高。
为了满足整个LNA的噪声要求,第一级放大器应主要面向优化噪声设计,以得到最小的噪声系数,整个系统的噪声系数基本取决于第一级的噪声系数。第二级放大器应在面向噪声优化的同时,提供一定的增益和线性度,以避免整个放大器的增益过低。第三级放大器主要面向线性度的优化,通过诸如增大发射极电感的大小和晶体管偏置电流等手段,可以有效地提高1 dB功率压缩点输出功率,但是增益会受到一定的影响。
基本放大器采用共源共栅结构[9],既可以增加输入/输出的隔离度,又降低了Ld1和M2间的Miller效应。同时,M1与M2之间接入电感Ld1[10],有助于改善放大器的增益和噪声情况。
在三级电路设计中,最复杂的是第三级电路。第三级放大器要满足1 dB功率压缩点输出不小于10 dBm的要求,因此主要是面向优化线性度设计。
放大器的电路图如图3所示,放大器的输出功率三阶交调点可以由式(8)来估计:
从式(8)中可以看出要提高放大器的线性度,可以通过提高放大管的Vce电压和集电极电流Ic。由于Vce不会很高,主要就是通过提高集电极电流Ic来提高放大器的线性度,但是一味地提高电流也会带来功耗的增加。
增加发射极电感可以提高1 dB功率压缩点的输出功率,但是放大器的增益会随之降低,同时1 dB功率压缩点的输入会增大,加大对前一级放大器线性度的压力。所以发射极电感只能选择一个合适的感值,不能过大。
3 LNA仿真结果
仿真结果如图4、图5所示。
在镜像频率附近,增益由无陷波滤波器时的25 dB 左右,降到-21.9 dB值附近,对进入LNA的镜像信号起到一定的抑制作用。表1表明电路在频段内稳定度状况,系数远大于1,电路绝对稳定。
另外,从式(5)可看出陷波滤波器的Q值受电感中的寄生电阻所限制。所以,在CMOS工艺中,电感的特性影响着LNA最后的性能。
通过表2可以看到LNA在有陷波滤波器和没有陷波滤波器两种情况下的仿真结果的对比。
4 结 语
为了达到单片雷达接收机对镜像抑制度的要求,采用CMOS 0.18 μm工艺设计了一个三级级联的镜像抑制LNA。通过在LNA中接入无源限波滤波器,实现对镜像信号的衰减,从而减小了后端混频器电路的设计难度。最后在ADS中对设计的放大器进行仿真,其结果为,最大供电电压为5 V情况下,信号频段3.0～3.2 GHz,中频输出为225 MHz,功率增益≥31 dB,噪声系数≤0.5 dB,输入/输出1 dB点的功率分别为-19.5 dBm和11.5 dBm,对镜像信号的抑制度达22 dB。避免了使用片外滤波器,提高了系统的集成度。由于目前的CMOS工艺中,电感的品质依然有待提高。单片镜像抑制LNA要想达到更好的性能,还有待进一步研究。
参考文献
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