宽带压控放大器（精选3篇）
宽带压控放大器 篇1
0 引言
宽带压控放大器指具有较宽带宽,放大倍数即增益可通过电压来控制的放大器。广泛应用于精密医疗电子仪器,自动控制仪器仪表,电子测量仪器等自动精密控制仪器中。主要参数指标有增益带宽积、压摆率、带内增益起伏控制、稳定性分析等,其中带宽和增益是压控放大器最重要的技术参数指标。目前,国内外宽带压控放大器的主要发展趋势是向着更高带宽、更大增益调节范围、更高精度方向发展。MSP430G2553 是德州仪器公司生产的MSP430系列单片机中一款简易单片机,具有超低功耗、内置AD转换器、成本较低等优点。本文所设计的宽带压控放大器可实现电压增益Av≥60d B,输入电压有效值Ui≤1m V,并且Av在0 ~ 60d B范围内可调; 输出端噪声电压的峰峰值UoNpp≤100m V; 在1MHz ~80MHz频带内增益起伏小于等于1d B; 最大输出正弦波电压有效值UO≥ 1V,输出信号波形无明显失真。
1 主要技术指标
所设计的宽带放大器的两个重要技术指标要求如下:
增益带宽积( GBP) : 指增益与带宽的乘积。本设计要实现最大增益大于等于60d B,放大器- 3d B带宽的下限频率fL≤ 0. 3MHz,上限频率fH≥100MHz,可以估算系统设计要求的放大器的增益带宽积大小为:
压摆率( SR) : 指单位时间( 通常使用微秒) 内器件输出电压值的可变范围,通常使用的单位有V/s,V / ms和V / μs三种。计算公式为:
式中,B是输入信号带宽; Vpk是放大器输出电压的最大峰值。
本次设计实现放大器BW- 3d B的下限频率fL≤0. 3 MHz,上限频率fH≥ 100MHz,最大输出正弦波电压有效值UO≥ 1V,因此可以估算设计要求的放大器的最小压摆率为:
2 系统框图设计
由于单级运算放大器无法实现较大放大倍数与带宽的要求,所以本次设计使用三级放大来实现增益可调放大器的设计。前级为固定增益放大模块实现信号10 倍放大、中间级为0 ~ 5 倍的增益可调放大模块、后级为大于20 倍的固定增益放大模块。系统整体框图如图1 所示。输入信号经前级固定增益放大后进入增益可调放大电路,增益可调放大电路的放大倍数由MSP430G2553 单片机通过D/A转换器控制,放大后信号经后级固定增益放大模块进一步放大后得到放大倍数较大信号,最后再经过电阻衰减网络对信号进行一定衰减得到所需信号强度。
3 各级放大模块中芯片选择
①前级固定增益放大模块
考虑到按设计目标要实现压摆率为888V/μs,且在1MHz ~ 80MHz通频带内增益起伏≤1d B。对于前级10 倍固定增益放大模块,对应100MHz的带宽要求,则器件的增益带宽积至少为1GHz。德州仪器生产的OPA847 完全能满足要求。且由于放大器在输入高频小信号的工作过程中很容易引入噪声,导致系统不稳定,而OPA847 具有超低输入噪声特点,故本次设计前级放大模块选用OPA847 芯片以实现目标并提高系统稳定性。
②中间级压控增益放大模块
对于中间级0 ~ 10 倍的可变增益放大模块,考虑到设计目标中100MHz的带宽要求以及888V/μs的压摆率等要求,此模块选用德州仪器推出的VCA824 芯片,该芯片还具有> 40d B增益调节范围等特点,完全可满足中间级增益可调模块的设计要求。
③后级固定增益放大模块
依据设计要求的压摆率以及后级放大倍数,该模块选用德州仪器公司研制的一款2GHz带宽低失真双路电流反馈型运算放大器THS3202 芯片。由于是电流反馈型运放,其增益和带宽相互独立,益于设定所需增益值而避免影响带宽。为进一步提高系统的增益可调精度及系统稳定度,后级固定增益放大模块选用两级5 倍增益放大,并结合继电器实现两路放大选择。
4 放大器稳定性分析与改进
由于本次设计的宽带压控放大器系统各级之间采用直接耦合的方式,存在直流零点漂移现象。为有效减少直流零点漂移,本次设计系统中的放大电路正负输入端与地之间都接有同等电阻值的电阻。
为抑制系统中信号在通过运放及其反馈回路过程中产生180°的奇数倍附加相移继而出现自激现象,本设计采用了多项措施以抑制自激,包括:
①对于电压反馈型运放人为地引入电阻电容消除自激。
②系统硬质电路板之间使用同轴电缆来传输模拟信号。
③系统布线时采用使射频电路的输入端远离输出端; 尽可能减小信号线的长度,并且尽可能地将高功率电路和低功率电路分离开一定远的距离,尽量减少过孔。
5 硬件电路设计与仿真
①前级固定增益放大模块
前级采用OPA847 芯片实现20d B放大的主要作用是使电路输入阻抗匹配,降低噪声与干扰,同时对输入小信号进行20d B放大有助于后续可变增益放大电路对信号的处理。为了改善放大电路的性能,电路中加入去耦电容和滤波电感以减少干扰,从而提高系统的稳定性。此模块电路原理图如图2所示。
为确定设计方案的可行性,使用德州仪器推出的模拟电路仿真软件TINA-TI对图2 进行仿真,由仿真曲线发现设计存在瑕疵,后通过理论分析进行改进,在反馈电阻两端并联1p F电容并将反馈电阻R1f改为500Ω 后仿真结果如图3 所示,频率响应曲线在通频带内有很好的增益平坦度,且3d B处指标远高于设计要求,固此模块选用改进后电路图即可。
②中间级增益可调模块
此模块选用VCA824 芯片,电路原理图如图4所示,由图得到系统的输出、输入及控制电压间关系为:
依据VCA824 芯片的器件手册可知其控制电压的控制范围为- 1V ~ 1V,由此可得该模块的增益调节范围为0 ~ 10 倍,即0 ~ 20d B的增益范围。设计中使用12 位的D/A转换芯片产生控制电压,由此可得系统控制电压的精度为:
同样,为验证设计可行性,使用TINA-TI软件对电路进行仿真,输入幅值10m V,频率为1MHz的正弦波信号,控制信号为幅值1V,频率30KHz的正弦信号。频率响应仿真结果证实电路满足设计要求。
③后级固定增益放大模块
后级采用电流反馈型运算放大芯片THS3202实现两级大于40d B的固定增益放大。电路图如图5 所示。
使用TINA-TI软件对上述电路进行仿真,仿真结果显示在最大增益下本级增益波动为1d B时对应带宽为200 多兆,完全可以满足设计要求。
④电阻衰减网络
在本设计中,由于放大倍数很大,为保护测试设备,应将功率较大的信号经过一定量的衰减才可以接入到测试设备中,为降低设计成本,尽量缩短设计周期,本设计采用电阻衰减网络来解决这一问题。为了保证输入阻抗不变,可选用 π 型和T型电阻网络,但因为 π 型电阻衰减网络对电阻精度要求更小,所以本次设计选用 π 型。电路如图6 所示。
⑤控制电压产生模块
中间级压控增益放大模块的控制电压由DA转换器产生,DA转换器产生电压需要由MSP430G2-553 单片机控制,由于该单片机接口数量有限,所以本次设计最终选用串行接口的TLV5616 芯片做D/A转换器,TLV5616 为12 位DAC,由于其输出电压为模拟正电压,而可变增益放大器VCA824 所需控制电压范围为- 1V ~ 1V,所以本设计中使用芯片NE5532 来降低TLV5616 输出电压。该模块电路原理图如图7 所示。
6 实验与分析
在系统输出端并联50Ω 电阻作为负载,输入电压峰峰值为1m V时,放大器电压增益测试结果如表1 所示。
由表1 结果可以看出,系统满足设计要求的在输入电压小于1m V的条件下,增益实现0 ~60d B的增益调节范围并且最大增益大于60d B的要求。最大输出电压可实现大于1V并无明显失真的要求。
放大器放大倍数为1000( 60d B) 时,放大器带宽测试结果如表2 所示。
由表2 看出,系统可以在内增益起伏为0. 94d B,小于设计要求的1d B的带内增益波动。并且系统的3d B带宽扩展到了147MHz,完全满足设计要求。且在增益为60d B时,系统输出噪声的峰峰值为69. 5m V,满足输出电压峰峰值小于100m V的设计要求。
7 结束语
本文设计完成了高性能指标的宽带压控放大器,通过使用TINA-TI软件对设计电路进行仿真,验证了本次设计的电路满足要求,可达到较高指标范围,最后对实际电路进行实验再次验证设计合理性。最终设计的宽带压控放大器的指标为电压增益Av≥60d B,输入电压有效值Ui≤1m V,并且Av在0 ~ 60d B范围内可调; 输出端噪声电压的峰峰值UoNpp≤100m V; 在1MHz ~ 80MHz频带内增益起伏小于等于1d B; 最大输出正弦波电压有效值UO≥1V ,输出信号波形无明显失真。
参考文献
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宽带压控带阻滤波器分析 篇2
由RC有源滤波器在电力载波机应用[1]可知, 与有源滤波器相比, 音频范围LC滤波器, 由于电感L影响, 特性显著恶化;LC源与滤波器不匹配, 会导致电路在某一频率下和其他元件产生谐振, 影响电路正常工作, 同时LC电路因较重较大, 不易集成。由电子滤波器设计[2]可知, 类似宽带阻滤波器装置有窄带阻滤波器和陷波器, 但窄带阻滤波器阻带过窄, 而陷波器是LC谐振电路, 能够阻止某些点的工频信号, 却无法阻止一定宽度的频段。另外, 低阶滤波器幅频衰减特性和相位特性却较差。
现在宽带滤波研究中, 几乎都是无限增益多路负反馈控制模式, 而压控型较多限制于低阶的研究。
选择宽带压控型带阻滤波器, 从选择滤波的宽度、控制模式、高阶数等方面与以往的研究有较大差异。同时其拥有RC环节, 避开了电感L干扰, 且电路性能稳定, 更容易小型化或集成, 此外还具有电路体积小、质量轻、制作价格低廉等优点。因此, 分析宽带压控带阻滤波器, 具有重要意义。
1 宽带阻压控滤波器建模
有源滤波器的传递函数表达式形式[3]为
高阶滤波器可经过级联得到。将Au (s) 分解成若干个子部分乘积形式进行级联, 如Au (s) =Au1 (s) ·Au2 (s) ·Au3 (s) …根据线性系统理论[4], 当n为奇数时, 分解成一个一阶滤波器和 (n-1) /2个二阶滤波器的级联;当n为偶数时, 分解成n/2个二阶滤波器的级联。在实际应用中, 二阶滤波器是构成高阶滤波器的基本单元, 根据需要, 通过级联方法可得到所需阶数的滤波器, 并做出实物。
1.1 构成模型及幅频特性
二阶宽带阻压控滤波器主要有低通滤波器和高通滤波器进行求和, 然后经过运算放大部分后, 进行输出, 模型图如图1所示。
幅频特性曲线如图2所示, 在处, 水平方向, f1是低通截止频率;f2是高通截止频率;fo是中心频率;BW是阻带宽度。在f1之前和f2之后是通带, 中间部分为阻带, BW=f2-f1。
1.2 模型及其传递函数
二阶宽带阻压控滤波器电路如图3所示, 其中C1、C2和R3构成高通环节, R1、R2和C3构成低通环。
令Af为放大倍数, 由Rf和Rr表示。首先对节点1和节点2列节点电压方程[5], 再根据运算放大器”虚短”、”虚断”列出相应的方程
在二阶宽带阻压控滤波器中, 一般令R1=R2=R, R3=2R, C1=C2=C, C3=2C综合式 (2) ~式 (6) , 可得到传输函数为
式中, Q为品质因数;wo为角频率;Rf为滑动变阻器, 可根据实际情况设置所需的参数。
得到电路性能参数fO=1/2πRC, Q=1/2 (2-Aup) , BW=f2-f1=2 (2-Aup) fo以及Af。
2 宽带压控带阻滤波器扩展
根据电子滤波器设计[2], 对某一输入信号, 滤波器的设置次数越高, 线性相位和衰减斜率越好。因此, 比较不同阶数宽带压控阻滤波器的放大增益、相频特性和幅频特性, 结合实例应用, 对分析继电保护通讯中宽带压控阻滤波器的性能具有重要意义。
设计要求:在继电保护通讯过程中, 假设受到10 k Hz为中心频率宽频带外界严重干扰情况下。设置一个信号发生器, 并发出波形信号, 使其分别通过中心频率fo=10 k Hz, 品质因数为1的二阶和八阶宽带阻滤波器, 比较分析两者的滤波效果。
2.1 八阶宽带阻滤波器模型
由有源电力滤波器[6]可知, 通过对4个二阶宽带阻滤波器级联 (串联) , 便可得到一个八阶宽带阻滤波器, 其电路图如图4所示。
2.2 波形发生装置模型
波形发生装置模型[7]如图5所示。
3 仿真模型及其参数设置
3.1 仿真模型
分别将图3二阶宽带阻压控滤波器模型、图4八阶宽带阻压控滤波器模型和图5波形发生装置进行连接。利用Multisim软件[8], 选取所需原件, 搭建电路仿真模型, 如图6和图7所示, 并使用双通道示波器和波特仪连接在输入和输出端。
3.2 参数设置
二阶宽带阻滤波器, 由fo可得到RC=1.591 5×10-5, 取R=2 kΩ, 理论上应取C=7.957 7×10-9F, 但根据现有成品, 需取C=8 n F则较为接近理论值。依据公式, 可求出Af=1.5, 取Rr=2 kΩ, Rf=1 kΩ, 此时可得到理论阻带宽度BW=10 k Hz。由于需比较二阶和八阶宽带阻滤波器性能, 因此, 无需八阶宽带阻滤波器传递函数, 其两者的参数设置是相同的。
波形发生装置参数设置如下:电源设电压为10 V, 频率为50 Hz, R1=R2=60Ω, R3=20 kΩ, R4=10 kΩ, C1=10 n F, C2=200 p F, C3=10 n F, Q1为2N1711。
4 仿真图
使用双踪示波器, A端接在其输入端, B端接在其输出端, 测量输入和输出电压波形。二阶和八阶宽带阻滤波器实例电压仿真波形分别如图8和图9所示。
在Multisim软件菜单中, 用交流小信号分析一项, 对输入和输出端的幅频特性和相片特性进行仿真。八阶和二阶宽带阻滤波器幅频、相频特性图分别如图10和图11所示。
5 仿真分析
(1) 在图8中, 同一个双通道示波器, A、B通道比例放大相同的情况下, 幅值变化较大的是输出电压。当响应时间为462.775 ms时, A、B通道电压幅值分别为570.599 m V、849.237 m V, 可知电压增益约为1.488, 与理论值1.5较为接近。同理, 可得图9中电压增益为5.211, 与理论值1.5的4次方值5.06接近。
(2) 从图10和图11可知, 阻带宽幅值最低点均是出现在频率为10 k Hz处, 阻带宽度均介于9~10 k Hz之间, 接近理论值10 k Hz。在以10 k Hz为中心左右宽度为6 k Hz频带内幅度衰减最为明显, 其余部分衰弱幅度较小, 同时八阶宽带阻滤波器衰减斜率较好。从幅频特性中, 二阶和八阶宽带阻滤波器, 相位均在10 k Hz为中心附近发生了变化, 与理论线性曲线一致, 且八阶宽带阻滤波器线性相位变化更为接近理论变化。
以上分析表明, 与研究较多的无限增益多路负反馈型宽带滤波器相比, 文中所提出的宽带压控型滤波器分析, 也可实现滤除一定宽度干扰频率, 且中心频率精确, 滤波效果较好。同时, 在压控型控制模式中尝试利用快速级联方法, 实现多阶滤波器的搭建, 在实例应用中, 又比较了不同阶数宽带阻滤波器, 得出高阶宽带阻更优良特性。为制作成品宽带组压控滤波器, 提供了理论参考, 且成品实用性较强。
6 结束语
(1) 文中从选择滤波的宽度、控制模式及高阶数等方面与以往研究相比均有较大不同。从理论分析, 到仿真验证, 均达到了一定的滤波效果。
(2) 利用低阶宽带阻滤波器经过级联后组成高阶宽带阻滤波器, 以中心频率为中心, 实现对外信号衰减, 越接近中心频率位置, 衰减效果越好。
(3) 由输入输出波形可知, 经过滤波装置的输入和输出波形增益发生变化时, 其之间的相位却并未发生改变。各阶宽带阻滤波器电压增益均与理论值接近, 高阶宽带阻滤波器电压增益是所有级联低阶电压增益的乘积。
(4) 在幅频特性和相频特性中, 宽带阻滤波器的阶数越高, 其线性相位、衰减斜率越好, 同时, 滤波效果也更理想。
(5) 虽该种宽带阻滤波器具有易于制作和实现、避开电感干扰等优点, 但其所带来的是损耗和成本升高, 且必须限制在一定阶段, 并需要与数字滤波器结合使用, 因此仍需进一步优化配置。
摘要：在继电保护通讯中, 通讯信号在传输过程中通常会受到外部某一宽频段信号的干扰。特别是在载波通讯方面, 其严重影响了通讯质量以及继电保护装置动作。但传统的窄带阻滤波器的衰减范围过小, 无法达到衰减此宽频段干扰信号的理想效果。而一种宽带压控型带阻滤波器能够满足这一要求, 同时具有电路性能稳定、增益便于调节的优点。因此, 分析这种压控型宽带阻滤波器, 研究其输入与输出电压波形、幅频特性和相频特性, 并扩展实例应用, 证明其具有一定的现实意义。
关键词：宽带,压控型,带阻滤波器
参考文献
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宽带压控放大器 篇3
本设计对LC压控振荡器的电路结构、调谐范围、相位噪声以及功耗等方面做了详细的分析研究,基于ADS仿真软件设计了一款宽调谐范围、低相位噪声、低功耗的互补交叉耦合型LC压控振荡器。
1 电路设计
1.1 工作原理
振荡器一般都由放大单元电路和实现正反馈的反馈网络两部分组成,若放大单元的传递函数用Ha(ω)表示,反馈网络的传递函数用Hf(ω)表示,则振荡器的起振条件和平衡条件[1]可表示为:
(起振振幅条件:环路增益大于1)
(平衡振幅条件:环路增益等于1)
(相位条件:环路相移为2π的整数倍)
理想LC谐振腔中所储能量在电容和电感中相互转换而没有损耗,故能无限振荡下去。但是由于实际电容和电感都存在着寄生电阻,因此LC谐振腔中所储能量在转换过程中不可避免地要在寄生电阻上损耗一部分,如若没有能量补充,则LC谐振腔将做幅度逐渐减小的阻尼振荡而不能持续振荡下去。一种解决方法就是利用负阻提供足够能量补偿LC谐振腔中的能量损耗从而使其能持续振荡。
1.2 负阻实现
负阻常由交叉耦合的NMOS对管或PMOS对管实现,常用结构有三种:单NMOS结构;单PMOS结构;互补NMOS和PMOS结构。相比于单MOS结构,互补结构有以下优点:(1)互补结构有两对MOS对管提供负阻,故可用更小的电流补偿电容、电感的损耗,降低了功耗。(2)互补结构有更大的输出振幅,故有更好的信噪比,且不需要后级缓冲电路。(3)可通过调整两种管子的尺寸使其跨导相等(gn=gp)以得到更对称的振荡波形,从而降低相位噪声[2]。不过互补结构也有占用面积大、工作电压高的特点,但高工作电压也意味着有宽的电压调谐范围,即低的调谐增益K,这也进一步优化了相位噪声性能。基于以上分析本设计最终选定互补型结构,其电路结构如图1所示。
图1中,共源放大器M2和M4对输入信号A进行反相放大后输出B,完成一次相位180°偏移,共源放大器M1和M3又对B进行反相放大输出A,至此,信号A完成360°偏移。同理B的相位偏移过程也是如此。同时为满足环路增益条件,M1～M4提供的总跨导(gnp)与LC谐振腔的总跨导(gtank=1/Rtank)须满足:gnp=α×gtank,其中α是安全系数,只要保证它超过1.2即可起振(经常取值在2～3之间),再通过合适调整M1～M4的长宽比即可保证振荡稳定持续地进行。
1.3 宽调谐实现
由调谐范围公式:可知,若要拓宽VCO的调谐范围,理论上可使用大电容系数比(Cmax/Cmin)的可变电容,使得在相等的控制电压Vctr变化幅度下Cvar有更大的变化范围,即相当于提高调谐控制灵敏度Kvco,由振荡频率:fosc=f0+Kvco×Vctr,其中。可知Kvco越大则振荡频率fosc对调谐控制电压的噪声干扰越敏感,因此Kvco应本着满足调谐范围要求下越小越好的准则,即变容管的电容系数比(Cmax/Cmin)要适当减小(可通过合适调整M5～M6的长宽比实现),且工作电压要稍微高一点以确保有较大的电压调谐范围,或在MOS变容管的两端并联高Q值的MIM电容等方法降低调谐增益Kvco。鉴于此准则,在VCO设计中常用电路切换技术实现宽调谐范围的目标,电路切换技术有三种:(1)电感切换技术。但由于片上电感具有占用芯片面积大、Q值不高、寄生电容大、自谐振频率低等特点故而不常用。(2)多窄带VCO切换技术。此方法实现简单、噪声性能较好,但占面积太大,且功耗也高,所以也不常用。(3)电容切换技术。就是通过电容开关阵列(SCA)和一个小变容管实现宽调谐范围,设计中常用具有二进制权重的高Q值MIM固定电容和MOS开关管构成开关支路,实现频率的离散调整,用MOS变容管实现频率的连续调整,以覆盖两个临近离散频率之间的差值(并要有一段重叠区域)。这种方法结构简单、噪声抑制能力强,因此本设计选择电容切换技术来实现宽调谐。
1.4 低噪声实现
频率合成器的相位噪声对信息传输质量和稳定性有极大影响,而频率合成器的相位噪声主要是由VCO决定的,因此,降低VCO的相位噪声是VCO设计的首要任务。由Leeson的线性时不变相位噪声模型[3,6]:
可知,VCO的相位噪声来源有内部噪声:尾电流源、互补差分对管、谐振回路的Q值以及外部噪声,主要是电源电压的抖动。对此可做如下考虑:(1)对于电源电压的抖动噪声可以在电源线附近加滤波网络减少干扰。(2)谐振腔的品质因数[4]而对于CMOS工艺的电容其Qc很高,所以Qtank≈Ql,即谐振腔的品质因数主要由电感的品质因数确定,片上电感实现方式有:有源电感(噪声大)、键合线电感(可重复性差)、螺旋电感。经常使用的是螺旋电感,并可通过线圈间距取最小、线圈金属尽可能的厚、L值要小、八边形状以及适当选取线圈半径、线宽等来提高其Q值[5]。(3)对于互补差分对,在满足起振条件的基础上,应适当减小MOS管的跨导(即减小宽长比),调整两种管子的尺寸使gmn=gmp来使输出波形对称,增加MOS器件面积,以减小1/f噪声。在确定沟道长度为最小值的基础上,既要增大MOS管宽度,还要在降低MOS热噪声和降低寄生电容间进行折中。(4尾电流源是一个很重要的噪声源,在共模点CM处,尾电流源偶次谐波(2nω0)附近的噪声将通过混频过程进入振荡器基频的噪声中。为消除和抑制偶次谐波上的噪声,可在尾电流上并联一个起低通滤波作用的大电容C2,C2的大小应使低通滤波器的截止频率低于二次谐波频率2ω0,从而把二次以上的偶次谐波滤掉,降低尾电流的沟道调制效应,减小振荡波形中的高次谐波失真[7]。但C2也同时降低了共模点CM处的高频阻抗,电流的二次谐波分量会通过并联的C2直接到地,减小了谐振回路的有效负载,降低了回路的有载品质因数。对此可在共模点与尾电流间设计一个谐振在2ω0的电感电容回路,在共模点CM处提供高阻抗,从而改善相噪。
另外,在满足了功耗要求的前提下应适当加大尾电流Ibias的值以提高输出振幅(Vtank=IbiasRtank)进而提高信噪比。
1.5 低功耗实现
在LC谐振回路中L所储最大能量等于C中所储最大能量,即有:
式中,Vtank为C上的电压峰值,Itank为L上的电流峰值。LC回路中Rtank的能量损耗为:
另外LC电路有两种工作区域[8],即:
Vtank=Vlimit(电压限制区)
由上分析可知,若要在不恶化相位噪声的基础上降低功耗则须:(1)在满足相位噪声和振幅指标要求的前提下适当降低工作电压和电流;(2)选择合适的Ibias值使LC电路工作在电流限制区和电压限制区的临界处;(3)尽可能提高谐振腔中电容,尤其是电感的Q值以降低Rtank的值;(4)适当提高谐振腔中L的值并降低C的值。
2 仿真结果
根据上面分析设计的电路利用ADS软件仿真,得到的相位噪声曲线和f-v调谐曲线分别如图2、图3所示。
结果显示:在电源电压Vdd=1.8 V时,调谐电压范围为0～1.8 V,中心频点为2.42 GHz,调谐范围为2.127 GHz～2.714 GHz,调谐范围达到24.26%,调谐增益小于100 MHz/V,相位噪声为-139.385 dBc/Hz@1MHz,静态功耗为7.74 m W。
本设计采用开关电容阵列对频率离散粗调和MOS变容管对频率连续微调相结合的方法实现宽调谐,通过选用小电容系数比的MOS变容管并在其两端并联高Q值的MIM电容降低调谐增益Kvco,同时采用互补结构,不但增加了调谐电压的输入范围,而且使输出波形更对称,从而降低了相噪。另外,在尾电流、电源电压以及调谐电压等处进行滤波,进一步降低了相噪,并通过选择合适的Ibias值在功耗和相位噪声之间进行了折中,最终设计出了一个宽调谐范围低相位噪声且低功耗的互补交叉耦合型LC压控振荡器,满足当前通信系统的要求,可广泛应用于各种射频前端中。
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