运算跨导放大器

运算跨导放大器（共4篇）

运算跨导放大器 篇1

0 引 言

随着微电子技术的发展,混合信号集成电路得到了广泛应用。集成电路已发展到系统级芯片(SOC)阶段[1,2]。特别是随着CMOS工艺的进步,CMOS电路所具有的低成本、低功耗以及高速度等特点,使集成电路的应用、理论和技术发生了深刻的变化。另外随着CMOS模拟电路设计的不断进步,CMOS技术不仅是实现SOC的最好选择,而且是实现模拟集成电路的有效方法。近年来,基于CMOS技术的低压、低功耗便携式产品在人们日常生活中的应用越来越广泛。在低电源电压条件下,需要增大运放输入/输出信号的动态范围,实现轨对轨输出,即供电电源电压和地(或另一电源电压)之间的输入共模范围和输出摆幅[3,4]。对于轨对轨运放,输入级中跨导会发生变化,这将会引起信号的失真、环路增益的变化等[5]。所以,必须使输入级跨导在整个共模输入范围内保持恒定。

本设计是采用电流镜改变互补差分对尾电流来获取恒定跨导以实现轨对轨。为了获得较大的带宽和增益,输入级中采用了电流源控制,中间级的电流求和电路采用折叠式共源共栅电路,输出级采用AB类控制电路,并且通过适当选择最佳的管长比,减少了补偿的复杂度。

1 输入级原理与设计

轨对轨运算放大器在整个共模范围内,输入级的跨导基本保持恒定,这对低电压应用是至关重要的[6],其在低电源电压和单电源电压下可以有宽的输入共模电压范围和输出摆幅。轨对轨输入/输出功能扩大了动态范围,最大限度地提高了放大器的整体性能。

1.1 基本原理

一般情况下,运放的输入级都采用差分放大器,通过NMOS或PMOS的差分对可实现基本的差分输入。然而这种单一的差分,并不能满足轨对轨输入的需求。

本文设计的输入电路如图1所示,输入电路由一个PMOS输入对和一个NMOS输入对并连构成。工作原理如下:

(1) 若 Vss≤Vcm≤VgsP+Vdsat,仅PMOS输入对导通。其中,Vcm为共模输入电压,Vss为负电源,VgsP为PMOS管的栅源电压,Vdsat为电流源两端的电压。

(2) 若Vdd≤Vcm≤VgsN+Vdsat,仅NMOS输入对导通。其中,Vdd为正电源,VgsN为NMOS管的栅源电压。

(3) 若Vcm处于以上两种情况之外,PMOS,NMOS输入对均导通。

由此可见,NMOS与PMOS差分对并连时,Vss≤Vcm≤Vdd。

对于该输入级电路的跨导[7]具体分析如下:

假设:

$\gamma =\mu {}_{\text{Ρ}}(W/L){}_{\text{Ρ}}=\mu {}_{\text{Ν}}(W/L){}_{\text{Ν}}$

由跨导公式:

$g{}_{\text{m}}=[2{\rm I}{}_{\text{d}}\mu {}_{\text{x}}C{}_{\text{o}\text{x}}(W/L){}_{\text{x}}]{}^{1/2}(1)$

可知:若PMOS或NMOS输入对分别单独导通,其跨导均为:

$g{}_{\text{m}}=[2{\rm I}{}_{\text{d}}C{}_{\text{o}\text{x}}\gamma ]{}^{1/2}(2)$

若2个MOS差分对管同时导通,则:

$g{}_{\text{m}}=2[2{\rm I}{}_{\text{d}}C{}_{\text{o}\text{x}}\gamma ]{}^{1/2}=[2\times 4{\rm I}{}_{\text{d}}C{}_{\text{o}\text{x}}\gamma ]{}^{1/2}(3)$

式中:μP,μN分别为PMOS,NMOS载流子迁移率,Cox为单位面积的栅氧化层电容。所以,当Vcm处于输入差分对管不同的工作状态时,跨导不恒定,即两个MOS差分对管同时导通是二者分别单独工作时的2倍。

1.2 输入级的设计

非恒定跨导是轨对轨运放中存在的主要问题之一,实现恒跨导的方法有多种。其中电平移位法需要及时调整,具有电路不稳定的缺点。齐纳二极管恒压法可以节约芯片面积,降低功耗,但对跨导控制不是很理想。最大电流选择法的电路设计比较复杂。本文采用电流镜改变互补差分对管的尾电流来实现恒跨导[8]。

通过电流镜改变互补差分对管的尾电流来使跨导恒定。基于式(2),式(3),可采用3倍电流镜和电流开关使2个差分对管单独工作时的电流为原来单独导通时的4倍,这样整个输入级的跨导就可以保持恒定。通过给开关管加固定偏压来控制输入差分对管尾电流的变化,进行偏压选取,使尾电流的变化和输入电压同步变化。

运算放大器整个电路组成如图2所示,在输入级中,PMOS差分对M1,M2和NMOS差分对M3,M4组成互补差分对,2个开关管M5,M8分别控制3倍电流镜M6,M7和M9,M10产生4倍尾电流,控制电路的输入差分对管尾电流。MOS管M51,M52,M53以及电压源VB1,VB2,电流源IB1组成偏置电路,给M5提供所需电压。当Vcm接近于Vss时,M1,M2,M8导通,M5截止,则尾电流经开关管M8和3倍电流镜 M9,M10给PMOS差分对提供4倍尾电流;当Vcm接近于Vdd时,M3,M4,M5导通,M8截止,则尾电流经开关管M5和3倍电流镜 M6,M7给PMOS差分对提供4倍尾电流;当Vcm处于中间状态时,开关管M5,M8均截止,此时仅MOS管MA,MB作为电流源提供尾电流。从而,可以得到恒定的跨导。

2 输出级

2.1 AB类输出级

运算放大器的输出级可在允许失真范围内将功率传输给负载,对高性能运放来讲,要求输出级可以向负载传输正、负双向电流,提供尽可能大的输出电压摆幅,同时要求拥有高的效率、小的失真及良好的频率特性。因此,为了最大效率地利用电源,输出级必须具有大的输出摆幅和尽可能小的静态电流。为此可采用AB类的输出级。

AB类输出级结合了A类和B类优点,在静态功耗及输出电流方面做出了折衷,大大减小了交越失真,同时实现了较大的输出电流。为了减少芯片面积,可将AB类驱动电路放入折叠共源共栅求和电路中去,由于浮动AB类控制器可以产生有别于供电电压的静态电流,在输出级中采用叠接二极管电路,可以对AB类控制器产生栅压偏置。如图2所示。浮动电流源M21,M22对于折叠共源共栅电流求和电路和AB类控制器产生偏置,其与图3所示的AB类驱动电路[9]中M19,M20有着相同的结构,这样,输出管M27,M28的静态电流不会受到输入共模电压的影响。

由于MOS晶体管的栅源电压的限制,为了获得轨对轨的输出范围,在输出级使用共源级的晶体管是必须的。图3所示的为该运算放大器的AB类输出级,M21,M22,IB5和M23,M24,IB8分别提供晶体管M20,M19的栅极偏置电压。M25,M26的静态电流分别由M21,M22,M20,IB7,IB6,IB5和M23,M24,M19,IB7,IB6,IB8确定;输出级工作时M25,M26的栅极电压差是稳定的,并以此来保证该输出级为AB类输出级。该输出级的缺点是输出管M25,M26的静态电流会受到输入共模电压的影响。图2中采用MOS管M31～M35,M26,M271组成的偏置电路来提供电路所需电流。

2.2 频率补偿

两级CMOS运算放大器的密勒补偿有直接密勒补偿和共源共栅密勒补偿方法。用共源共栅密勒补偿技术设计出的CMOS运放与直接密勒补偿相比,具有更大的单位增益带宽、更大的摆率和更小的信号建立时间等优点,还可以在达到相同补偿效果的情况下极大地减小版图尺寸。

对于该运放的频率补偿,采用了共源共栅密勒补偿方式。如图2所示,总体设计的补偿回路中包含了共源共栅级M14,M16。

本文采用0.5 pF的密勒补偿电容,通过仿真可得到相位裕度为70°,单位增益带宽为121 MHz,补偿效果较好。

3 仿真结果

3.1 输入级跨导

为了验证该电路的性能指标,用HSpice[10]进行了模拟仿真。共模输入电压直流扫描输入级跨导的变化曲线如图4所示为输入级跨导随输入共模电压变化的曲线,由图中可以看出,输入共模电压从0～3.3 V变化,跨导的变化维持在±5%内,基本上保持恒定,达到了设计的要求。

3.2 放大器的性能指标

采用HSpice对图2所示CMOS运算放大器进行仿真分析的条件为:电源电压为3.3 V,输入共模电压为1.65 V,负载电阻为10 kΩ。在对该放大器各个性能指标进行仿真的同时,与输出级为A类时进行了比较。本文所设计电路的仿真结果如图5,图6所示。表1所示为两类输出级的仿真性能参数。

4 结 语

本文设计了一种CMOS运算放大器,该运算放大器在输入级中采用电流镜和控制互补差分对管的尾电流来使跨导恒定,中间级为一折叠共源共栅电流求和电路,输出级为前馈AB类输出级。仿真结果表明,在3.3 V的供电电压下,该运放输入级跨导在整个共模输入范围内仅变化±5%,其输入共模范围和输出信号摆幅接近于地和电源电压,有较好的单位增益带宽和相位裕度,输入输出线性动态范围宽,静态功耗小于0.45 mW,在低压低功耗应用方面,如便携式电子设备方面较为适用。

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运算跨导放大器 篇2

1 恒定跨导输入级

输入级电路如图1(a)所示，考虑到在低电源电压下，CMOS运放的共模范围大大减小，为了克服该缺点，并能达到轨对轨的共模范围，图中采用了NMOS管M1a、M1b和PMOS管M2a、M2b并联的互补输入差分对结构，以实现轨到轨输入[1,2]。同时为了保证输入级的跨导gm在整个共模电压范围内恒定，图中采用了电压补偿差分对的跨导控制方法[3,4]，具体的跨导控制电路如图1(a)所示，轨对轨输入级包括互补输入差分对M1a、M1b和M2a、M2b;跨导控制电路包括电压补偿差分对M5a、M5b和M6a、M6b。具体原理分析如下：

当共模电压很低时，只有PMOS差分输入对M2a、M2b和PMOS补偿差分对M6a、M6b工作，M1a、M1b截止，尾电流源M4的电流流经M2a和M2b，同时M6a和M6b的电流流过M3，此时的跨导为：

式中

同理，当共模电压很高时，只有NMOS差分输入对M1a、M1b和NMOS补偿差分对M5a、M5b工作，M2a、M2b截止，M1a和M1b的电流流经尾电流源M3，而M5a和M5b的电流流过M4，此时的跨导为

由式(1)、(2)可知，NMOS和PMOS差分对分别单独工作时跨导相等须满足KP=KN=K，所以

当共模电压为电源电压中间值的狭小区域时，NMOS差分输入对(M1a和M1b)和PMOS差分输入对(M2a和M2b)同时工作，在这种情况下，补偿差分对(M5a、M5b和M6a、M6b)限制了差分输入对的栅源电压，使其均工作在弱反型区，这一区域的跨导约为：

式中nn、np分别为NMOS管和PMOS管工作在弱反型区的斜率因子。

根据以上的分析，输入级在整个共模电压范围内保持跨导恒定须满足

图1(b)所示为上述输入级结构中跨导与共模电压的关系,从图中可以看出跨导在整个共模电压范围内基本保持不变,只有大约8.5%的浮动,这是由于NMOS管和PMOS管的不完全匹配以及CMOS管在弱反型区和饱和区之间过渡的非理想因素造成的。

2 电流求和电路

轨对轨运算放大器另一个非常重要的模块是电流求和电路。实现电流求和电路的传统方法如图2所示，但是此种方法在运算放大器的频率补偿时会出现一些问题。参看图2,M11a和M11b的偏置电流IB除要为NMOS差分对提供电流IN外，还需提供偏置电流IF。因为输入级NMOS差分对的电流随着共模电压VCM的变化而变化，其值可以从0变化到2In以上，其中In为NMOS差分对在共模电压中间时的值。所以晶体管M11a和M11b的偏置电流要能够为NMOS差分对提供这样的电流增量还要为电流求和电路提供最小的静态电流。

另一方面，当共模输入电压为中间值或负电源电压时，M11a和M11b中额外部分的偏置电流将流过晶体管M12a和M12b，因此改变了这些晶体管的静态偏置电流，从而改变了它们的跨导和输出电阻，这些变化将导致运算放大器零极点位置以及低频增益的变化，进而对运算放大器的低频增益产生剧烈影响，为了优化运算放大器的低频增益、频率补偿、功耗及谐波失真，稳定这些晶体管的静态电流是非常重要的。

文中采用了浮动电流源来稳定求和电路中的静态电流,即在晶体管M10a和M12a的漏极之间插入浮动电流源M13a和M14a,具体实现在运算放大器的整体电路图3中给出。

3 Class-AB输出级

在运算放大器输出级的设计中，为了最大效率的利用电源，输出级必须要有大的摆幅和尽可能小的静态电流。B类输出级可以满足上述条件，但它一般存在严重的交越失真;A类输出级没有交越失真，但A类输出级的效率只有25%。因此采用AB类的输出级是较好的折衷方案。

AB类输出级的输出晶体管被偏置在一个相对很小的静态电流下，可以有效地减少交越失真，同时也可保证最大动态输出电流远大于静态电流，从而提高输出级的效率。AB类输出级的关键在于保持两个输出晶体管栅极间电压的恒定。如图4(a)所示，这里的AB类控制采用两个浮栅MNC和MPC,相对于采用电阻,它能更有效地减少芯片面积。AB类浮栅控制形成两个线性回路MPA、MPB、MPC和MPO以及MNA、MNB、MNC和MNO，确定了两输出管的静态电流，固定了两输出管MPO和MNO栅极之间的电压。

AB类输出级的具体原理如下：Iin1和Iin2为两个同相位的交流小信号电流源，设Ib1=Ib2=Ib3=Ib4=I;Iin1=0,Iin2=0。MPA、MPB和MPC构成了MPO的偏置电路，MNA、MNB和MNC构成了MNO的偏置电路，分别决定了MPO和MNO的静态偏置电流。设

因此MPB和MPC,MPA和MPO同为一个栅源电压;同理，MNB和MNC,MNA和MNO也同为一个栅源电压，若Ids,MPO=mI,Ids,MNO=mI;则

各管的宽长比还应满足如下要求

因为A、B间可以视为一个浮动电压源，交流小信号下可视为短路，即VA=VB。于是有如下两种情况：

1)当Iin1=Iin2>0时(流入节点A和B)，节点A和B电压将升高，最终MPO截止、MNO导通，VA=VB=VDD;

2)当Iin1=Iin2<0时(流出节点A和B)，MPO导通、MNO截止，VA=VB=VSS，从而实现了轨到轨的大动态输出。

图4(b)给出了AB类输出级的推、拉电流与输出电流的关系。在没有输出时，输出晶体管被偏置在一个相对很小的静态电流下，有效地减小了交越失真，同时也可保证最大动态输出电流远大于静态电流，从而提高输出级的效率。采用这种结构，当一个输出管的电流非常大时，另一个输出管的电流能够保持一个最小值Imin，而不是截止到零。图中输出晶体管偏置于一个很小的电流Imin时，它不传输输出电流。最小电流Imin可以防止截止的MOS管的开关延迟，该延迟会产生交越失真[5]。

4 共栅频率补偿

传统的Miller补偿要求在M15和M16栅漏两端分别接入两个补偿电容[6],其输出极点可简单的表示为(假设gm15等于gm16,CL是负载电容)

由于电容的前馈通路,Miller补偿引入了一个相平面右侧的零点,如(10)式所示,该零点减小了相位裕度,限制了单位增益带宽，可以通过在补偿电容一端串联消零电阻或者共栅补偿来消除这个零点,增大运算放大器的带宽[7]。

针对Class-AB输出级的特殊结构，本文采用共享一个补偿电容的共栅频率补偿来阻止通过电容的前馈电流,并将相平面右侧零点移至高频。假设只考虑图3中晶体管M16所构成的NMOS共源输出级，M17与M18以及补偿电容CC构成了共栅补偿级。该共栅补偿电路允许电流经补偿电容从输出端流向输出级晶体管M16;同时,阻止从第一级放大电路输出端流向输出端的前馈电流。图5是上述情况下简化的小信号模型,其中Iin和RS分别表示第一级放大电路的输出电流和输出阻抗,RL是负载电阻。假设沟道长度调制系数λ和体效应系数γ均等于0,通过推导可以得到

其中s是拉普拉斯算子。(11)式说明该补偿电路只引入了一个位于相平面左侧的零点

整个运算放大器主极点可以近似等于

对于较大的RL,输出极点可以近似为

分析M15所构成的PMOS共源输出级也可以得到类似的结论，此时共栅补偿电路由M17与CC组成。上述两个共栅补偿电路共享同一个补偿电容，节省了芯片面积。

(14)式与(9)式相比，输出极点增大了约gm18RS倍,而且增加M18(和M17)的跨导还可将此极点移至高频;因此采用较小CC就能实现频率补偿，获得较高的单位增益带宽。但是增加gm17、gm18将会增加M17和M18的漏电流Ids17、Ids18，减少流经M13b和M14b的电流，从而减小M13b和M14b的源漏端的饱和压降Vdssat13b、Vdssat14b;流经M15和M16的电流Ids15、Ids16因此增加，而输出电阻r0(近似等于1/λID)减小，最终放大器的开环增益Av0减小。此外增大gm17、gm18还会增加等效的输入噪声和运算放大器的功耗。所以gm17、gm18的设计只需使得两个极点分离到足以满足稳定性所需的相位裕度，比如大于60°。M9b、M10b、M11b和M12b为共栅补偿电路提供偏置电流。而因为流经M17和M18的漏电流总是相等，M17和M18的引入并不会影响运算放大器总体的失配。同时(14)式也说明采用较小的补偿电容CC还可以减少负载电容CL的增加对电路频率特性的影响。

5 仿真结果

整个电路采用标准的0.5μm CMOS工艺参数进行设计,并且经过Hspice工具仿真。在±1.5V的低电源电压下，负载电阻RL为10kΩ，负载电容CC为2pF时，运算放大器的幅频和相频特性曲线分别如图6(a)和图6(b)所示，仿真结果表明低频增益约为77dB，相位裕度约为70°，单位增益带宽约为4.5MHz;此外表1还给出了运算放大器其他的一些仿真结果。

6 结束语

文中探讨了一种低压、恒跨导、轨对轨运算放大器。该运算放大器的输入级总跨导在整个共模范围内的变化仅为8.5%;运算放大器的输出级采用Class-AB类，并且将其与求和电路有机结合，不但节省了芯片的面积，而且优化了噪声及失调;整个运算放大器采用共栅电容进行频率补偿，从而得到了较大的带宽。采用CSMC的0.5μm工艺并使用Hspice进行仿真验证，对运算放大器的主要性能参数进行了较为详细的仿真分析，仿真结果基本上和设计目标一致，此种运算放大器可以在模拟集成电路和数模混合电路中广泛应用，也可以应用于其他VLSI的设计之中。

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运算跨导放大器 篇3

在模拟集成电路设计领域,如在开关电容滤波器、AD转换器等电路中,运算跨导放大器(OTA)是十分重要的模块。在运放的设计中,他的各项参数之间存在着折衷。开环直流增益和单位增益带宽(GBW)是两个重要的参数,开环直流增益决定着运算放大器的精度,比如要保证增益误差在0.01%～0.1%以内,至少需要60～80 dB的低频增益;GBW则决定着运放的速度。

相对于单端输出的运放,全差动运放有以下优点[1]:对共模噪声的抑制;较大的输出摆幅;消除偶次谐波失真;在开关电容电路中可以通过增加一个开关消除电荷注入效应[2]。因此尽管全差动运放需要额外的共模反馈(CMFB)电路来稳定输出电压,但目前高性能模拟电路仍大多采用全差动的工作方式。

在深亚微米设计中,沟道长度调制效应随着沟道长度的缩短越来越明显,使得器件的本征增益受到限制,而增益增强技术[3]可以有效提高运放的增益并且不会影响频率特性。本文采用增益增强技术,在1.8 V电源电压下,设计了一种全差动低功耗的运算跨导放大器。采用一种改进的SC- CMFB电路,在不占用更多芯片面积的前提下有更快的建立时间和更高的精度。

2 电路原理与结构

2.1 电路原理与结构

如图1所示,在两条共源共栅支路上,辅助运放A1和A2从支路电流取样,控制M3～M6的栅极电压,相当于给M3～M6引入了电流串联负反馈,由负反馈的理论[1]可知,这种类型的负反馈将使每条支路输出阻抗提高A1或A2倍。

在没有两个辅助运放A1和A2时,输出点的阻抗为:

undefined

带有A1和A2时,总阻抗为:

undefined

如果A1=A2=A,则上式可写为:

Rout=A·gm5ro5ro7//gm3ro3(ro9//ro1)

可见在两个辅助运放的作用下,输出阻抗提高了A倍。

2.2 主运放结构的选择

目前流行的OTA结构中,套筒结构有最优秀的性能,但遗憾的是他的输出摆幅受限,因此不适用于低电压设计。折叠共源共栅结构有更大的输出摆幅以及可以使输入和输出短接,共模输入电平也更容易选取,所以得到了广泛的应用。本设计主运放采用折叠共源共栅结构,总体电路如图1所示。

选择P管使得次极点较远,有较好的频率特性,并优化了1/f噪声。另外对于Gain-Boost,后面会看到辅助运放单位增益频率的选择也受到主运放带宽和第一非主极点的限制,P输入对管两个极点距离较远,也使得设计更为方便。

2.3 辅助运放结构

两个辅助运放也为折叠共源共栅结构,其中A1管输入共模电平较低,用PMOS作为输入对管,A2则采用N管输入。辅助运放的共模反馈电路采用连续时间共模反馈,因为辅助运放驱动的负载电容较小,为不影响带宽,开关电容电路势必需要更小的电容,导致时钟馈通效应、电荷注入效应更加明显;另外辅助运放不需要大的输出摆幅,采用连续时间共模反馈也能使建立时间更短。辅助运放A1及其共模反馈电路如图2所示(A2结构与此类似)。

3 电路设计

3.1 开关电容共模反馈

主运放采用开关电容共模反馈,具有大的输出摆幅并且几乎不消耗静态功耗等优点。图3为一种常用的SC-CMFB结构。

F1和F2为两相不交叠时钟,Vs控制主运放的尾电流源。在F1阶段,电容C1和C2并联,C2两端的电压也由C1决定,并在每个F1周期进行刷新;在F2阶段,C1被充电至Vcm-Vb,与输出端Vo+和Vo-相连接的电容C2将产生控制电压Vs,稳定运放的输出共模电平[4]。

在一些手提及电池供电系统中要求有电源关断模式以降低功耗,因此开关电容共模反馈的建立时间是重要的,他决定了模拟电路从电源开启或从关断模式到激活模式的过渡能否可靠工作。基于以上考虑,本设计采用的一种SC-CMFB电路[5],如图4所示。

SC-CMFB电路何时开始工作取决于C2上的电压何时建立到Vcm-Vb,图4所示电路在F1和F2两个周期都有C1和C2并联,给C2充电,理论上讲将有比图3的电路快一倍的建立时间。另外,由于在C2两旁的时钟总有相反的相位,当一个开启时,另一个关断,使得时钟馈通效应和沟道电荷注入效应都得到了抑制,C2的值也可选得更小。

开关电容的选取原则:

(1) Ct=C1+C2连到了运放输出端,这增加了运放的总负载,要求Ct尽量小;

(2) 共模环路也要求有足够的带宽以抑制共模扰动,一般要设为等于或大于差模环路带宽的1/2[4],这要求Ct不能太小;

(3) C1和C2的比值决定了电压收敛的速度(C2,C1以及两旁的开关实际上组成一个SC的一阶低通滤波器,输入为直流电压Vcm- Vb),另外选择C1大于C2还可以减小电荷注入误差和泄漏电流误差。

根据以上规则,经过计算和仿真调整,选择C1=120 fF,C2=20 fF已能满足要求。图5为分别使用图3和图4电路的输出共模电平建立时间仿真图,两种结构选择相同的总电容。时钟周期为50 ns,图中可见,改进的SC-CMFB电路有更快的建立时间和更理想的稳定电压值。

3.2 辅助运放设计

在设计辅助运放时必须注意零极点的偶对(doublet)现象,如果偶对出现在系统的-3 dB点以内,则会使系统的建立时间加长。在Gain-Boost中,偶对通常出现在辅助运放的单位增益频率附近,提高偶对的发生频率可以避免他对建立时间的影响,但如果提高到主运放次极点附近时,将会使运放出现不稳定。因此辅助运放的设计必须满足[6,7]:

βωu≤ωa≤ωp,2

其中β为闭环系统反馈系数,ωu为主运放的单位增益带宽,ωa为辅助运放的单位增益带宽,ωp,2为主运放第一非主极点频率。在设计中先假设β=1,这样对于更低β值也能满足条件。主运放第一非主极点的位置不好确定,可以选择辅助运放单位增益频率略大于主运放的单位增益频率,根据仿真结果看是否需要调整或加补偿电容。

4 电路仿真

电路采用中芯国际(SMIC)0.18 μm混合信号工艺设计,1.8 V电压供电,在Hspice中进行仿真验证,仿真时,负载电容CL取0.75 pF,加上共模反馈电路电容和输出寄生电容,输出端总负载电容实际约为1 pF。图6所示是运放的频率响应。

运放的低频增益为92.2 dB,单位增益带宽为504 MHz,相位裕量为78°。把运放接为单位增益模式,测量出建立时间为4.5 ns(0.1%建立误差),压摆率为530 V/μs。运放的其他一些主要参数示于表1中。

5 结 语

本文对增益增强技术的工作原理进行了分析,并利用0.18 μm混合信号工艺设计了一个全差动跨导运算放大器,采用了一种改进的SC-CMFB电路,有更快的共模电平建立时间和更高的精度。仿真结果表明,在1.8 V电源电压下可以达到92.2 dB的直流增益、504 MHz带宽和78°的相位裕量,功耗也仅为3.2 mW。该OTA可用于高速A/D转换器等领域。

摘要：设计了一种低电压全差动增益增强CMOS运算跨导放大器。主运放为一个P管输入的折叠式共源共栅结构,两个辅助运放被设计用来提升电路的输出阻抗和开环增益。主运放采用了一种改进的开关电容共模反馈电路,有更快的建立时间和更高的精度。电路采用中芯国际(SMIC)0.18μm混合信号CMOS工艺设计,1.8 V电压供电,仿真结果表明,运算放大器的开环直流增益为92.2 dB,单位增益带宽可达504 MHz。

关键词：跨导运算放大器,增益增强,全差动,开关电容共模反馈

参考文献

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[4]Ojas Choksi,Richard Carley L.Analysis of Switched-Capac-itor Common-Mode Feedback Circuit[J].IEEE Transac-tions on Circuits and Systems-II:Analog and Digital SignalProcessing,2003,50(12):906-916.

[5]Garrity.Common-Mode Output Sensing Circuit[P].U.S.Patent 5894284,April 13,1999.

[6]Mohammad Mahdi Ahmadi.A New Modeling and Optimizationof Gain-Boosted Cascode Amplifier for High-Speed and Low-Voltage Applications[J].IEEE Transactions on Circuits andSystems-II:Express Briefs,2006,53(3):169-173.

运算跨导放大器 篇4

相对于传统的电压模电路,电流模电路具有频带宽、速度高、不受增益带宽积常数的限制等特点。因此在高频领域受到广泛的应用。

同时作为模拟电子计算机基本组成单元的积分器电路在控制测量系统中被常常用到。而且在各种波形(矩形波、锯齿波等)发生电路中,积分电路也是重要的组成部分。而OTA积分器具有突出的优点,外接元件只需电容,电路简单,容易集成,积分时间常数可调,高频性能好,这些都是它的突出优点,在有源滤波器、正弦振荡器等电路中获得了广泛的应用[1,2]。

本文基于0.18 μm CMOS工艺仿真设计一个基于OTA的低功耗,高增益的电流模式积分单元。并采用HSpice软件对电路进行仿真。

1电流模积分器原理

运算跨导放大器(Operat- ional Transconductance Amplifier,OTA)是通用性很强的器件。它在增益可控放大器、滤波器和电流模式的模拟信号处理系统中应用非常广泛。

跨导运算放大器分为双极型和MOS型2种,相对于双极型跨导运算放大器而言,CMOS跨导运算放大器的增益值较低,增益可调范围小,但是它的输入阻抗高,功耗低,容易与其他电路结合实现全CMOS集成系统。因此在COMS电路中一直被采用。其电路符号如图1所示:

其传输特性是:

${\rm I}{}_{\text{o}}=g{}_{\text{m}}V{}_{\text{d}}=g{}_{\text{m}}(V{}_{+}-V{}_{-})(1)$

跨导是ID的函数等效电路如图2所示。

对于这个理想模型,2个电压输入之间开路,差分输入电阻为无穷大;输出端是一个受差模输入电压控制的电流源,输出电阻为无穷大。同时,理想跨导放大器的共模输入电阻、共模抑制比、频带宽带等参数均为无穷大,输入失调电压,输入失调电流等参数均为零。

由以上OTA的原理,很容易实现电流模积分器的设计。电路如图3(a),(b)所示:

图3(a)为同相电流模积分器,即有:

${\rm I}{}_{\text{o}}(t)=\frac{g{}_{\text{m}}}{C}{\displaystyle \int {\rm I}}{}_{\text{i}}(t)\text{d}t(2)$

图3(b)为反相电流模积分器,有:

${\rm I}{}_{\text{o}}(t)=-\frac{g{}_{\text{m}}}{C}{\displaystyle \int {\rm I}}{}_{\text{i}}(t)\text{d}t(3)$

无论同相或者反相电流模积分器始终满足输出电流与输入电流的积分成正比且积分时间常数[3]为gm/C。

2积分器设计

由以上分析可知要设计一个电流模式的积分器首先需要设计一款高性能OTA。本文设计了一款低电压的CMOS两级OTA,并将其应用于积分电路的仿真设计。OTA的核心电路如图4所示。

此电路在第一级采用共源共栅结构M1～M11,相比基本的两级放大器可以提高增益,并克服了套筒式结构的输入范围窄的缺点。输入采用PMOS折叠式差分输入结构,输入共模范围可以非常宽,甚至可以低于底电压。同时第2级放大结构的存在,输出范围可以达到全摆幅。设计中此电路采用差转单的结构将输出转换为单端输出,这样给电路增加了一个镜像极点,但是与此同时带来的零点共同作用使得其极点的影响可以忽略。并且电路中为了增加电路稳定性,提高相位裕度,减小非零主极点的影响,还进行了米勒电容的频率补偿。将米勒电容CC接在第1级共栅输入端和和第2级输出段之间这样在反馈通路上存在一个共栅结构,消除了频率补偿原本因前馈同路而带来的零点[4,5]。

电路采用PTAT基准电流源,电路如图5所示。整个电路通过手工计算推导,然后采用计算机进行仿真,微调电路参数。最终所得到的OTA放大器在负载为5 pF的开环增益为81.3 dB,无偏置情况下的功耗仅为607 μW。输出电压范围为0.2～1.6 V,基本实现全摆幅的输出。输出电压为SR>5 V/μs。

电路的设计过程主要推导公式如下:

$\begin{array}{l}\text{S}\text{R}={\rm I}{}_9/C{}_C\\ \text{G}\text{B}\text{W}=g{}_{\text{m}1}/2\text{π}C{}_C\end{array}$

稳定性条件公式:

$\frac{g{}_{\text{m}12}}{g{}_{\text{m}1}}\ge 4\frac{C{}_L}{C{}_C}$

MOS管的长宽比计算公式:

$\frac{W}{L}=\frac{g{}_{\text{m}}^2}{2{{\rm K}}^{\prime }{\rm I}{}_{\text{D}}}=2\frac{{\rm I}{}_{\text{D}}}{{{\rm K}}^{\prime }(V{}_{\text{G}\text{S}}-V{}_{\text{t}\text{h}}){}^2}$

由以上公式可得到OTA核心单元电路中的各个MOS管的参数如表1所示根据图3(b)可在图4输入端加入电容C构成反相电流模积分器。

3仿真结果

采用COMS 0.18 μm工艺库及表1中的参数,使用HSpice软件进行功能仿真[6]。图6(a),(b)分别为输入信号为正弦和三角波时所对应的输出信号。

4结语

由以上仿真可以看出,此电路实现了电流的反相积分功能。此电路可应用于集成电路内部作为积分电路单元使用。并且在此基础上根据应用,重新调整参数即可获得不同性能的电路单元。

参考文献

[1]SABADELL J,ALDEA C,CELMA S,et al.Low-voltagehigh-frequency integrator for CMOS continuous-time cur-rent-mode filter[C]//Proceedings of 1998IEEE Interna-tional Conference on Electronics,Circuits and Systems.Lis-boa,Portugal:IEEE,1998:339-342.

[2]秦世才.模拟集成电子学[M].天津:天津科学技术出版社,1991.

[3]张先永,郑仲明,尹光.OTA在电流模电路中的应用[D].信阳:空军第一航空学院,2010.

[4][美]ALLEN P E,HOLBERG D R.CMOS集成电路设计[M].2版.北京:电子工业出版社,2005.

[5]SANSEN W M C.Analog design essentials[M].北京:清华大学出版社,2007.