线性放大（共4篇）
线性放大 篇1
0 引言
由于红外成像机理、红外传输特性、传感器件本身以及环境因素的影响,其成像质量远远低于可见光图像,导致了红外图像呈现出分辨率低、对比度低、灰度范围窄、边缘模糊、信噪比较低等缺点[1]。插值放大是改善红外图像空间分辨率的有效途径,传统的图像插值方法有最近邻插值、双线性插值和高次多项式插值等[2]。最近邻插值简单地将邻近像素进行复制,使得放大图像中的方块效应及边缘锯齿现象难于避免,从而破坏了边缘或轮廓的正则性;双线性插值法利用源像素点周围邻近的4个像素点的线性平均权值来计算目标像素点的值,这样虽然可以得到较好的整体效果,消除了方块效应,但图像的边缘会变得模糊,细节部分不够清晰;高次多项式插值放大虽然效果比最近邻插值、双线性插值要好,但运算复杂,也同样会出现边缘模糊等问题。本文将传统的线性插值算法与正弦灰度变换相结合,提出一种新的红外图像插值放大方法,具有插值放大图像清晰度高,运算量小的特点。
1 正弦灰度变换
灰度映射变换是一种最简单的但却非常有效的空间域对比度增强方法[3,4],已广泛应用于红外图像的增强处理。它是根据红外图像灰度分布特点,寻找一种映射函数f,把原始图像灰度x(i,j)映射到新的图像灰度y(i,j),该映射具有低灰度(背景)压缩及高灰度(目标)增强的功能。灰度映射变换法是直接对像素灰度进行映射变换,计算量小,可实现图像的实时处理。虽然该方法存在确定变换函数比较困难,且通用性差的缺限,但由于实时性好,受到许多学者的关注。目前,常用的映射函数采用S曲线,有双曲正切、幂函数和伽马函数。由于这些函数均通过渐近线取得极限值,而且大部分是关于拐点对称的[5],会导致部分灰度区域无法达到,而且不能够结合图像灰度特征进行针对性增强[6]。
本文提出一种新的非线性S形状映射曲线。该S形状映射曲线由两段正弦曲线组合构造而成,其导数是光滑的,灰度伸缩性能好;灰度伸缩的拐点及伸缩强度均可控制,应用灵活方便,通用性强。数学表达式为
式(1)的波形图见图1。整个映射曲线呈S形状,q为拐点,其参数独立可调;指数因子k改变变换曲线各部分的斜率,k值的范围为k≥0。k=0时,g(x,y)=f(x,y),无增强作用;k值增大时,对灰度的伸缩强度增大,增强效果增加。结合图像灰度特征选择q和k的参数值,可获得较好的增强效果,并且正弦函数易于实现,运算简单。
如何选择拐点q的参数,是本文的一个重点问题。通过直方图分析可以把图像灰度分为目标和背景,对红外图像来说,一般情况下,背景区域温度较低,相应的图像灰度值相对较小,而目标区域温度较高,图像灰度值相应较大。因此,可将红外图像的目标与背景分离的阈值作为拐点q的参数值,这样式(1)就可实现低灰度(背景)压缩及高灰度(目标)增强的功能。红外图像分割阈值的方法有很多[7,8],这些方法虽然准确,但计算量大。本文采用简单的平均灰度方法,即:
式中:Wi为点(x,y)的邻域,邻域中像素的数目为m。
2 基于线性插值和正弦灰度映射的图像放大
由于线性插值运算量较少,又能在一定程度上保证图像质量[9]。本文采用线性插值与正弦灰度映射相结合,实现高质量、快速的红外图像插值放大。具体方法如下:
1)对于任一插值点(x,y),先采用双线性插值法计算该点的初步插值f(x,y);
2)在插值点附近取一邻域W,计算W内像素的平均灰度值t,并搜索W内最大灰度值fmax和最小灰度值fmin;
3)将平均灰度值t作为式(1)中的拐点q值,最大灰度值fmax和最小灰度值fmin分别作为式(1)中的b和a的值,选择合适的k值,按式(1)对初步插值f(x,y)进行正弦变换,将变换值g(x,y)作为最终的插值;
4)对所有插值点按以上三个步骤全部进行处理,即可获得最终插值图像。
本文以插值点邻域平均灰度值作为拐点q值,对初步插值f(x,y)进行伸缩增强处理,其策略是:对低于邻域平均灰度值的插值视为背景进行压缩,对高于邻域平均灰度值的插值视为目标进行扩展,以达到增强插值图像目的,克服线性插值带来的边缘模糊缺限。实验证明,该策略不仅简单而且增强效果好,插值图像清晰度得到有效提高。
本文方法将线性插值与正弦灰度映射增强二者有机结合,具有二个优点:一是由于利用了原始图像的插值点邻域局部信息进行增强,是一种有指导性的增强,所以插值后的图像不仅清晰度高而且失真小;二是只需对原始图像像素进行一次扫描处理,运算量减少。若将插值与增强二者分开独立进行处理,则各需一次对图像进行扫描处理,运算量增大。
3 实验结果
为验证本文算法的有效性,将本文算法与传统的双线性和三次多项式插值法进行对比实验。实验图像为两幅电力设备红外热像灰度图像,见图2(a)和图3(a),放大倍数为3倍。实验中,本文算法的有关参数选择为:邻域W大小取4×4,对于图2(a),式(1)中k取3,对于图3(a),k取4。插值放大效果的定量评价指标采用熵(Entropy)和平均梯度(Gavg):
其中:
式中:M、N分别是图像f(x,y)的长和宽。平均梯度反映了图像中微小细节反差与纹理变化特征及清晰度,平均梯度越大表示放大图像清晰度越高,放大效果越好。图像的熵(Entropy)反映图像包含的信息量,熵越大,信息量越大,插值放大效果越好。实验结果数据如表1所示,三种算法的插值放大图像如图2和图3所示。
在主观评价上,由图2~图3可见,双线性插值放大图像边缘比较模糊,三次多项式插值法优于双线性法,而本文算法的边缘清晰度最高,优于其它二种算法。在客观评价上,由表1可知,本文算法的图像平均梯度和熵值最大,插值放大效果最好,这正好与主观评价的结果保持一致。实验结果表明,本文算法对于提高插值图像清晰度和改善插值图像的质量是有效的。
4 结论
传统的线性插值法具有算法简单、计算量小、易于硬件实现的特点,但存在插值图像边缘模糊问题。本文将线性插值与正弦灰度变换增强二者有机结合提出一种新的图像插值放大方法,先采用双线性插值法计算插值点的初步插值,然后采用正弦灰度变换进行伸缩增强处理作为最终插值。正弦灰度变换函数为两段正弦曲线构造的S型变换曲线,灰度伸缩的拐点及伸缩强度参数独立可调,拐点值及灰度动态范根据插值点邻域局部信息进行设置。实验结果表明本文方法的插值图像清晰度高、边缘保护性能好,并且运算量小,有一定工程实用价值。
摘要：将线性插值与正弦灰度变换增强二者有机结合,提出一种新的红外图像插值放大方法。先采用双线性插值法计算插值点的初步插值,然后采用S形正弦灰度变换曲线进行增强处理作为最终插值。充分利用线性插值具有的算法简单、计算量小优势,同时又克服了线性插值带来的图像边缘模糊缺限。实验结果表明,本文方法的插值效果优于传统的双线性插值法。
关键词：红外图像,图像插值,双线性插值,正弦灰度变换
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线性放大 篇2
802.11n是宽带无线局域网 (WLAN) 的一种传输标准。在WLAN组网时, 可以利用无线桥接技术将两个不同物理位置, 不方便布线的用户连接到同一局域网内。但是由于WLAN自身发射功率较低, 桥接的距离非常有限。因此在为桥接路由器设计大功率、高线性、符合802.11n要求的功率放大器是非常有价值的。
在实际应用中, 为满足传输距离要求, 需要线性输出2W的功率放大器。为得到2W的线性输出, 通常功率放大器的饱和输出功率需要达到10W以上。10W功率放大器通常是由电路模组实现的, 体积大, 一致性不高。本文介绍的是一款10W功率放大芯片, 芯片采用10×10×1.1mm3的LGA封装, 相比于电路模组, 大大节约了电路板面积, 同时在稳定性、一致性方面具有很大优势[1]。
1 电路总体结构设计
考虑到放大器的输入功率限制, 10W的功率放大器必须具有高增益。设计的增益指标定在35d B以上。考虑到电路的级间匹配损耗, 整个功率放大器需要由4级放大电路构成[2]。
为降低芯片的使用难度, 将输入、输出匹配电路设计在芯片内部, 做到输入、输出端口50欧姆阻抗匹配。
该功率放大器工作在2.4 G H z , 匹配电路需要占据一定的芯片面积。设计的面积指标定为: 放大模块与匹配电路总面积控制在10mm×10mm以内。最终芯片选择的也是10×10×1.1mm3的LGA封装。
为进一步降低芯片使用难度, 芯片设计时, 尽量减少外围元器件。外围管脚尽量简化, 仅有射频输入、射频输出、直流供电与控制端口。
2 末级放大电路设计
在系统设计中, 通常阻抗变换比可以做到1:10。也就是说在50欧姆系统中, 从功放输出端看出去的负载阻抗最小可以做到50欧姆的1/10, 也就是5欧姆。根据且R =5Ω , 可以得出Vout=10V 。考虑到电压利用效率, 芯片的末级供电电压选择为12V。
芯片末级供电12V, 那么输出电压的摆幅将达到20V以上。单个Ga As HBT晶体管耐压通常在12V-14V, 是无法承受这么高的电压变化的[3]。因此芯片末级放大电路采用Cascode结构, 利用两个晶体管分担电压。
本设计中采用了一种新颖的Cascode结构, 如图1所示, Q1的基极带有阻容元件, 这是一种级间功率匹配技术[4,5]。在普通Cascode结构电路中, 晶体管Q1的基极对于射频信号是接地的, 因此从Q1的发射极看到的阻抗非常小, 也就是说晶体管Q0的负载阻抗非常小。这导致绝大部分电压将由晶体管Q1承受, 两个晶体管分担电压的效果不理想。而在本电路设计中, 该电路结构配合输出匹配电路, 可以使晶体管Q0与Q1平均分摊电压摆幅。这样两个晶体管都处于良好的工作状态下, 可以提升Cascode放大器的线性与效率。
3 供电方式设计与控制端设计
末级放大器需要采用12V供电。然而对前级放大器而言, 只需要5V的工作电压就可以驱动末级放大器。如果统一采用12V供电, 会降低整个放大器效率。而且高供电电压会大大增加ESD保护电路的面积。因此芯片设计时采用了12V与5V两路直流供电。
此外芯片还带有偏置控制端口。该端口与各级放大器的偏置电路相连, 可以通过该端口来关断功放的偏置电路, 达到关闭整个功率放大器的效果。
4 热分流设计
大功率的功率放大器芯片工作时, 巨大的热功耗会导致HBT温度的急剧上升。其实质为电子、空穴以及半导体晶格组成的热动力系统发生变化[6]。HBT工作于放大状态时, 基极-集电极之间的耗尽结产生的电场最大, 电流密度大。在强电场作用下, 载流子被加速并从电场中获得能量, 致使其平均能量比平衡时高出很多, 从而载流子温度升高, 相应的电学特性发生变化[7]。
为保证电学特性的稳定, 必须采用合理的散热方式降低晶体管温度。图2为HBT的热流流动图。其中, 散热途径1为传统的散热方式, 即晶体管通过衬底散热。途径2采用将发射极与金属连接的方式进行散热, 可以采用金属银, 其热导率为420W/m•K , 此方法提供了快速的散热通道。由于在HBT功放设计中, 发射极通常接地, 因而, 此种连接方式并不会影响电气的连接。途径3为本文提出的增加的散热途径。由于集电极的热量最大, 实际温度最高, 因而也是最需降温的部分, 采用正交排列的双层金属条, 尽管在电气上没有互联, 热量却可以通过金属条再次散入背孔中, 增加的散热路径为晶体管提供更好的散热环境, 从而可以有效抑制器件的温升。
图3为3组功率单元的版图示意图。其中晶体管T1~T8的集电极与T9~T16集电极通过金属层2相连, 其中金属层1与背孔C1、C2直接相连, 而位于上层的金属层2与其正交放置, 如区域AB所示。金属层1与2之间由于存在绝缘介质Si3N4, 因而电气上并未直接连接, 这与放大器中集电极的偏置方式一致。此外, 由于采用正交方式, 此种分流技术并没有增加版图面积, 且金属层1与2的重叠面积最小, 在优化散热路径的目标下最大程度减小耦合的寄生电容, 从而对放大器射频性能的影响可以忽略。
5 芯片测试结果
该芯片采用2微米的Ga As HBT技术与10×10×1.1mm3的LGA封装。
图4是芯片评估板原理图, 图5是评估板照片。芯片只有5个管脚, 而且芯片所需要的外围电路非常简单。
芯片的频率特性测试结果如图6。在2.4GHz-2.5GHz频率范围内, 芯片的回波损耗都在-20d B以下。在802.11n系统的工作频点, 功放增益达到38d B。
芯片的饱和输出功率如图7。在2.4GHz频点上饱和输出功率达到41d Bm, 即12W。在2.4GHz-2.5GHz频率范围内, 饱和输出功率都在10W以上。
芯片的功率附加效率随输出功率的变化如图8所示, 芯片效率可以达到40%。
用信号源产生802.11n信号输入功率放大器测试板, 使用Agilent频谱分析仪N9020A测量EVM。在2W输出时, EVM为-30d B, 满足802.11n线性度要求。
6 结论
该芯片的输出功率可以达到12W, 可以满足多数桥接设备的需求。同时在电路设计中采用了堆叠式功率放大器的功率匹配技术以及热分流设计, 提高了整个功率放大器的性能。从评估板设计可以看出, 使用该芯片非常简单。输入输出匹配均在片内集成, 此外芯片内部还集成了ESD保护电路, 大大提高了芯片的可靠性。
摘要：本文介绍了一款用于无线局域网802.11n的10W功率放大芯片。该芯片具有高功率、高增益、高效率和高集成度的特点, 并且使用方便。芯片采用Ga As HBT技术, 芯片面积仅为10mm×10mm。功率放大器采用了热分流式结构, 饱和输出功率可达41d Bm, 功率附加效率达到40%, 功率增益为38d B。此外芯片内部设计了50欧姆的输入输出匹配电路与片内ESD保护电路, 方便用户安全使用。
关键词：功率放大器,802.11n,GaAs HBT,热分流
参考文献
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线性放大 篇3
1 对基本放大电路进行最佳设计
(1) 放大电路进行工作时的影响因素。放大电路在进行工作时, 不仅受到其自身参数的影响, 而且还受输入信号、静态工作点、工作电源电压、环境温度变化的影响。在这些因素中, 对电路工作影响最大的是静态工作点 (也就是Q点) , 由于放大电路动态范围需要进行不失真的输出, 而Q点的选择将对这个起决定性的作用, 从这一点来说, 放大电路的放大能力很大程度上受Q点的影响。
(2) 最佳的集电极动态放大输出范围。
要确定最佳的动态范围, 就是要在电源电压、电路参数一定的情况下, 怎样把Q点进行确定, 以保证在输出端能够得到最大的输出能力。在图1中, 只有当Vc在高和低两个方向的最大变化幅度呈对称时, 才可以达到最佳的计算范围。由于有极高的信号频率, 在动态时发射极电位Ve与静态工作点保持相等[1]。在这里假定晶体管的管降压Uce在最低时为1V, Vc进行输出开路时, 方向在上和在下的变化一次是:
向上:△Vc+=Ic Rc向下:△Vc-=Vc-Ie Re-I.如果要得到最佳的动态范围, 就要求Vc把整个动态范围分成相等的两个部分才可以, 即就是△Vc+=△Vc-。又因为Ic约等于Ie, 根据向上和向下两个公式可得到以下方程式:Ucc-Ic Re-U=2Re Rc, 进一步求出Vc, 就能够为静态工作点的调整提供理论基础[2]。这个计算方法可以更好地加深对放大电路的工作原理的理解, 同时也可以有效地指导实验操作。
2 集成运算放大器线性应用的补充
(1) 集成运算放大器的工作原理。集成运算放大器是一种可以进行高电压放大倍数的最直接耦合多级的放大电路。在把不同的非线性或者线性元器件在外部进行接入, 最后形成输入和负反馈电路的情况下, 能够把各种既定的函数关系进行很好地完成。在进行线性应用时, 可形成积分、微分、加减法、比例、对数等多个模拟电路。
(2) 集成运算放大器的基本运算电路
1) 减法电路。
图2所示的是集成电路的减法运算图, 第一级为反相比例放大电路, 如果Rf=R1时, 则ui1=ui2;第二级是反相加法电路, 就有公式导出
如果R2=R1, 则变成U0=ui1-ui2。在减法电路进行反相输入时, 其结构出现虚池, 致使放大电路不可能形成共模信号, 因此, 就可以准许Ui1、Ui2的具有范围很大的共模电压, 并使其具有较低的输入阻抗。能够最大限度地提高运算精度, 减小温漂, 因此在电路的相同端需要做出平衡电阻的加入连接[3]。
2) 积分电路。运用虚地概念, 使Uo=0, U1=0, 因此U1=U0=U, 电容C就以电流I=Us/r进行充电。再假设电热器c的初始电压是零, 则U1-U0=1/C∫idt=1/C∫idt1=1/C∫us/rdt, U0=-1/RC∫Usdt.由此可以看出, 输出电压U0是输入Us对时间进行的积分, 其中的负号表示两者是相反的相位。
进行积分计算时, 经常会因如下的原因出现积分误差, 有集成运算输入偏置电流、失调的电压、失调的电流等这些因素的影响。比如:当Us=0, Uo不等于0时, 并且进行逐渐地改变时, 就会导致出现误差电压的输出。针对这种情况, 可以选择运用Uio.Uib、Iio进行对和低漂移的运放, 可以把能够调整的电压阻介入在电路的同相输入端。或者是运用由FET构成的BIFET对电路输入级进行运放。
电路产生积分误差还有一个重要的原因就是积分电容器C存在漏电流的现象, 采用如聚苯乙烯、薄膜电容等这些泄漏电阻较大的电容器, 就可以很大程度上减少这种积分误差。
3 结束语
运算放大器在以前是电子电路计算机的一个最基本的存在部件, 其实, 它在本质上来讲, 是一种高效增益的放大器, 它与外部网络进行有效的反馈配合, 就可以使它容易地完成在输出与输入电压之间的多种特定的函数关系, 所以, 集成运算放大器具有对不同信号进行处理、组合、运算的功能。
摘要：集成运算放大器的用途越来越广泛, 它能够把人们在过去都知道的全部的基础电路功能完全实现。集成运算放大器的出现, 给电路设计人员减轻了多方面的负担, 主要是在制作一般的放大器不要进行电路设计、电路元件的选择配送以及调整组装等过程。
关键词：放大电路,集成运算放大器,线性应用
参考文献
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线性放大 篇4
在高精度伪码测距系统中, 高功率放大器 (HPA) 是信号发射链路的重要组成部分。一个理想的放大器, 其输入/输出响应呈线性关系, 即其幅频响应和相频响应均为常数。实际的放大器则偏离了此线性特征, HPA会将非线性失真引入到信号中, 而导航信号的非线性失真导致扩频码自相关函数发生性变, 从而恶化系统的伪码测距性能, 从而引起较大的伪码测距误差。对于放大器对伪码测距的影响, 主要集中在放大器的工作点选择对测距误差的影响, 但多都是基于恒包络信号进行的分析。在实际情况下, 噪声和干扰的引入, 使得信号包络发生变化, 这使得放大器的非线性失真更加明显。基于此考量, 本文给出了在噪声和干扰条件下导航信号的伪码测距的理论分析和仿真验证。
1 信号失真模型
导航系统信号发射的原理框图如图1所示。对导航信号进行伪码调制和载波调制, 由于传播信道中引入的干扰, 信号成分变得复杂;在接收端经过滤波和放大处理之后, 再对信号做载波相关和伪码相关处理。这里, 假定对信号的载波实现完美跟踪。
1.1 导航信号模型
直扩导航信号记为s (t) :
式中:dm (t) 表示导航信息;cj (t) 是伪码, 取值为1或-1;p (t) 为信号的调制波形, 本次仿真采用的是BPSK调制;Tc是单个码片长度;T是单个导航比特的长度, 这里T=NTc。
记干扰信号为i (t) , 则接收信号记为:
1.2 放大器模型
的放大特性一般为非线性无记忆模型。该模型由两个非线性函数作为表征, 即AM-AM特性和AM-PM特性, 表现为给定条件下的输入信号幅度, 放大器的输出会有幅度和相位上的非线性转换特性。本文采用的放大器模型是Saleh模型, 其AM-AM特性和AM-PM特性表达为:
式中:A是输入信号幅度;FA, FP分别表示输出信号幅度和相位的特性函数, 本次仿真模型系数为:α1=2.401 1, β1=1.466 3, α2=1.158 3, β2=0.409 4。基于此, 得到了带干扰信号经过放大器之后的输入/输出:
考虑到干信比很大, 放大器的输出主要受干扰信号的影响, 因此, 式 (4) 可以写作:
2 非线性放大条件下伪码跟踪误差理论分析
在载波实现完美跟踪的条件下, 载波成分被剥离出来, DLL对接收信号做伪码相关处理:
其中:
假如干扰信号包络在积分时间内起伏不明显, 则:
而根据文献[3]中提出来的环路分析理论, DLL的跟踪误差与鉴相曲线S (ε) 在S (ε) 为0时的一阶导数有关。当积分时间足够长, 且干扰在积分时间内包络起伏比较稳定的条件下, 干扰信号与导航信号无关的时候, 可以得到:
而文献[4]中给出的鉴相曲线在零点的导数为:
式中:Gs (f) 表示的是信号s (t) 的功率谱密度函数。基于此, 可以得到, 强干扰条件下的经过放大器非线性失真之后的码环鉴别器在零点的导数发生了变化。在不存在干扰的条件下, 码环鉴别器增益为式 (10) 的后半部分, 而引入干扰之后, 鉴别器增益为:
而根据线性环路理论, 鉴别器的输出在测距误差不大的情况下表现为线性特性, 当信干比和信噪比不变的的情况下, 干扰的存在必然会影响伪码测距的精度。
3 非线性放大失真对伪码测距误差的仿真分析
第2节的理论分析表明, 伪码跟踪环路的鉴相S曲线形状决定伪码测距误差的系能。放大器输入端信号幅度的变化会使放大器之后的输出呈现出非线性, 而经过失真的信号使得码环输出的鉴相曲线形状发生变化, 这必然会影响到伪码测距误差。
本次仿真的导航信号采用恒包络的BPSK调制, 引入的干扰为包络起伏宽带干扰。基于两种考虑, 首先, 导航信号对宽带扫频式干扰的抗干扰性不明显;包络不恒定时, 放大器非线性失真更加明显。仿真结果如图2~图4所示。这里采用的干信比为30 d B, 其形式为:
图3中的干扰中a b=4 3, 则其峰值-平均功率比为2.39;图4中a b=1, 峰值-平均功率为1.333。仿真结果表明, 无干扰时, 信号包络恒定, 放大器不会引入非线性失真, 经过放大器和未经过放大器的信号, 其相关曲线和鉴相曲线几乎重合;经过放大器和未经过放大器的信号, 其相关曲线和鉴相曲线几乎重合;而当引入干扰之后, 经过放大器前后的信号做伪码相关时, 其相关曲线已经发生变化, 而在非线性区域两条鉴相曲线差异尤为明显且恶化严重, 在本地码环未锁定在线性区域内的情况下, 伪码跟踪情况不理想, 而且通过图3和图4对比发现, 同样工作在IBO=0 d B的情况下, 峰值-平均功率小的情况下, 信号的非线性失真稍小一些。
同时也得到了干扰条件下放大器工作在不同工作点上的测距误差, 如表1所示。
4 结语
强干扰的加入使得信号经过放大器之后的非线性失真更加复杂, 当强干扰包络保持恒定或者峰值-平均功率比接近1时, 信号的非线性失真不太明显;当强干扰包络不恒定或者峰值-平均功率较高时, 信号的非线性失真较为明显, 测距性能恶化。此时应该在功放效率和伪码测距性能之间折中选取, 即在峰值-平均功率较小时, 放大器工作点选择靠近功率饱和点;当峰值-平均功率较大时, 放大器工作点尽量工作在线性区域。
摘要：高功率放大器 (HPA) 作为高精度伪码测距系统中发射链路的重要组成部分, 会将非线性失真引入到信号中, 影响导航信号的测距精度。在干扰信号存在的条件下, 放大器引入的幅频失真和相频失真也更加复杂。通过理论推导和仿真分析, 研究干扰条件下的非线性特性对伪码测距的影响, 给出了放大器工作在不同工作点下的伪码测距误差结果。研究结果对实际工程有一定的参考价值。
关键词：高功率放大器,非线性失真,伪码测距,干扰
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