放大特性（共5篇）
放大特性 篇1
0 引言
近年来,光纤拉曼放大器以其增益频段可调、宽带平坦的增益谱、突出的噪声和非线性特性以及灵活的应用方式等优势得到日益广泛的应用。但到目前为止,实际应用的光纤拉曼放大器仍存在着能量转换效率较低、增益系数相对较小、成本较高等问题,在技术性能和经济性两方面难以完全满足光纤通信系统快速发展的需要[1,2,3]。为提高拉曼放大器的增益,可以采用大功率泵浦激光器和高非线性光纤的方法,但一方面采用大功率激光器将大大提高放大器成本,另一方面大的泵浦功率将导致布里渊散射和四波混频等非线性效应,导致系统噪声性能和OSNR性能恶化。近年来另外一种提高拉曼增益的方法是对信号回路同时进行双向泵浦和高阶泵浦[4],但这一方法的代价是增加了泵浦激光器或加大了泵浦成本,因此并未实现效率的真正提高。
2004年,M.Tang等人[5]首次提出了采用高非线性色散补偿光纤(DCF)为增益介质,引入反射器件(反射镜或光纤布拉格光栅(FBG))对信号光和泵浦光进行反射实现回溯式双程放大的新型分立式光纤拉曼放大器的设计构想。此后,对这一新型拉曼放大器的研究不断深入[6,7,8]。理论分析表明:这种新型拉曼放大器在非饱和放大的情况下,对同样泵浦功率,增益可提高50%~100%(或对实现同样放大参数的系统来说,泵浦功率可降低50%左右)。同时,这种新型拉曼放大器在动态特性和噪声特性等方面有很大的优化余地,其所用光纤介质的高色散补偿特性一方面对系统的色散管理非常有利,另一方面对四波混频、XPM等信道间窜扰效应具有良好的抑制作用,使其综合性能极具竞争力。目前,国际上对这种新型拉曼放大器的研究在理论处理和实验上仍处于探索阶段,国内尚未见到这方面研究的报道。本文通过光纤端面反射实现泵浦光的双程抽运,对这种新型拉曼放大器从理论模拟和实验测量两方面作了研究。
1 理论分析和计算
分立式DCF双程放大色散补偿拉曼放大器的基本原理参见图1(以后向泵浦为例):信号光从环路器的一个端子引入,在前向传播过程中经泵浦放大后,至Mirror1处反射,在后向传播过程中再经泵浦放大,再到环路器的另一个端子引出;泵浦光先是后向传播,在Mirror2反射后转为前向传播,在前后两个方向的传播过程中均对信号光抽运放大。与常规光纤拉曼放大器相比,双程放大器中泵浦光和信号光可以两次乃至多次经过增益光纤,因而显著提高信号放大率和功率转换效率。
在稳态条件下,由拉曼散射耦合方程考虑双向传输后可推得前向和背向传输的拉曼开关增益为[5]
式中L为光纤总长度。输出信号总的开关增益Gon-off可表为前后向各自开关增益的乘积,即
噪声指数可表为[5]
式中:PRb(0)为输出端总的MPI噪声,NSbASE(0)为输出端的自发辐射噪声谱密度。Be和Bs分别为电滤波和光信号的等效平方带宽。
目前一般光纤通信系统中采用的主要为SMF光纤或NZDF光纤,在1 550 nm通信波段SMF光纤的色散为+19 ps/(km⋅nm)左右,NZDF光纤的色散为+4.4 ps/(km⋅nm)左右,DCF光纤的色散为-100 ps/(km⋅nm)左右。目前,大多数NZDF光纤系统传输跨距一般在100 km以内,对应色散补偿的DCF光纤长度在5 km以内。
模拟计算对应的双程放大方案如图1所示。为简化考虑,反射镜1和2对应于相应信号光和泵浦光的反射系数均取为1。其它各项参数设定如下:DCF光纤在1 520 nm的色散为135.8 ps/(km⋅nm),传输损耗为0.49 dB/km,有效拉曼增益系数gR/Aeff为3.43/(W⋅km),背向瑞利散射系数为7×10-4 km-1。泵浦波长为1 427.2 nm,在DCF光纤中的传输损耗αP为0.642 dB/km。信号光波长为1 520 nm,功率为1 d Bm。WDM引入的损耗设为0.2 dB。
图2给出了归一化的泵浦光功率在DCF光纤中随距离的变化。由图可见,对10 km长度以内的DCF光纤,泵浦光残余的比例相当可观。对应于NZDF光纤75~100 km的传输跨距(也即对应的DCF补偿光纤5 km左右)时,有接近30%左右的泵浦光功率未得到利用,因此双程放大除了信号光的增益路径增加外,更可充分地利用泵浦光能量,从而大大提高放大效率。
图3给出了同样的信号光和泵浦光强度下常规单程放大的分立式拉曼放大器与双程放大分立式拉曼放大器的增益对比,由图可以清楚地看出信号光的双程放大及泵浦光的双程放大对总拉曼增益增大的贡献。在泵浦功率从100 mW左右增加到800 mW左右时,双程放大相对于常规单程放大增益可增加15~25 d B,增加率接近~50%,其中,单独对泵浦光进行双程反射获得的增益增加为4 dB左右。对实际运行的放大器,因各种损耗和饱和等因素的影响,其增益和效率的增加将小于模拟结果,但上图的结果对分立式双程放大的性能设计给出了可资参考的理论预期,特别对高泵浦能量区域的放大器性能设计具有参考意义。
2 实验装置
实验采用与图1类似的后向泵浦结构,放大器所用的DCF光纤长为5 km。信号源采用可调谐的外腔式半导体激光器(ECL),中心波长1 520 nm,光谱带宽小于100 MHz。泵浦源采用LPG公司生产的单波长光纤拉曼激光器,波长为1 427.2 nm,线宽0.67 nm,输出功率调谐范围0~1 200 mW。光谱测量采用Advantest Q8384光纤光谱分析仪,分辨率为10 pm。基于设备条件,实验中只在Mirror2处对泵浦光进行二次反射以提高放大效率。泵浦光反射的实现采取在光纤端面化学镀银的方法[9],采用Y探针型测量法对1 427 nm波长光实测的反射率约为83%。为避免反射光对泵浦源和光谱仪的影响,在信号输入端和光谱分析仪信号引入端均放置光隔离器。
3 实验结果及分析
图4给出了在泵浦功率为600 mW时对泵浦光进行反射和不反射两种情况下DCF分立式放大器拉曼增益的测量结果,信号功率为-5 dB m。从图中可以看出,在同样的泵浦和信号功率条件下,加入泵浦反射后,拉曼增益得到显著的提高,在1 520 nm附近的增加量接近2 dB。对照图3中曲线(b)所预期的结果,当泵浦功率为600 mW时,在1 520 nm处的增益增加大于3 d B,实验结果比理论预期值略小。分析原因主要是因为泵浦光的反射损失较大,一方面泵浦光在端面的反射率只有80%左右,衰减约为-0.8 d B;另一方面引入了耦合器和连接线的组合,往返反射其衰减约为0.45 dB,计入这些因素,实验结果与理论结果符合较好。由图可见加反射镜后的增益曲线总体轮廓与不加反射镜差别较小,3 dB带宽均为30 nm左右,表明采用泵浦光反射的方法在提高增益的同时,对放大器总的增益带宽特性影响不大。
由图4还可看出,泵浦光反射后噪声指数NF略有增加,但NF仍为负值。图5中给出了信号功率分别为-6 d Bm、-3 d Bm、0 d Bm和3 d Bm四种情况下泵浦功率从0增加到1 200 mW时测得的增益和噪声指数。由图可见,对于较小的-6 d Bm、-3 dB m信号,直到泵浦功率增加到1 200 mW,增益仍然基本上呈线性增加,对于0 d Bm信号,当泵浦功率增加到1 050 mW左右时,开始出现增益饱和,而对于3 d Bm信号,当泵浦功率增加到870 mW左右时,开始出现增益饱和。在这几种情况下,当增益饱和出现之前,噪声指数基本上都在零值或以下,表明系统在双程泵浦提升了增益的同时,仍保持了较好的噪声特性。而从对应于饱和增益的泵浦功率开始,噪声指数则开始急遽上升。
图6给出了在这几个特定的饱和泵浦功率处测得的后向布里渊效应图,图中,(a)、(b)、(c)为泵浦光反射条件下的测量结果,由图可以清楚地看出这种增益饱和及相应的噪声剧增起因于受激布里渊散射效应。结合图4、图5和图6的情况可以得出:双程泵浦引起的自发辐射噪声增加对放大器性能的制约影响相对较小,而制约其增益特性主要是受激布里渊散射效应,增益的提升上限取决于受激布里渊散射的阈值。图6(d)提供了泵浦光未反射条件下布里渊效应的测量结果,其受激布里渊散射的阈值大于1 100 mW,与图6(a)的情况相比较而言,约高250 mW。
对照图4可见,采用双程泵浦后中心波长处增益约提高近2 d B,而1 100 mW相比于870 mW增加比率约为1.1 dB,因此双程泵浦下功率870 mW时的增益大于非双程泵浦1 100 mW时的增益,表明加入泵浦光反射后,对应于受激布里渊散射阈值的信号强度得到提高,这一点对大功率泵浦下的放大特性相当有利。对此现象的详细分析将另文给出。
摘要：采用后向泵浦的方案,对新型双程放大分立式光纤拉曼放大器(D-DFRA)的增益特性进行了理论计算,并在双程泵浦放大条件下对增益和噪声特性及受激布里渊散射(SBS)效应进行了实验测量,计算与测量结果较好符合。本文的研究表明:对分立式拉曼放大器通过反射机制实现泵浦光的双程泵浦,可在泵浦功率不变和保持较好噪声特性的同时,大大提升放大器的增益和功率转换效率。增益的提升上限取决于系统受激布里渊散射的阈值,在双程泵浦下增益的上限可得到提高。
关键词：光纤拉曼放大器(FRA),双程泵浦放大,拉曼增益,噪声特性
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放大特性 篇2
EDFA是线路上使用最广泛的光放大器,但它的工作带宽较窄,增益带宽不够平坦,噪声系数较大。拉曼光纤放大器是一种基于受激拉曼散射(SRS)机制的光放大器,如果将一个弱信号与一个强泵浦光波同时在光纤中传输,并使弱信号波长置于泵浦波的拉曼增益带宽内,弱信号光即可得到放大。它的出现弥补了EDFA的不足,有望在宽带长距离传输系统上广泛地使用。本文主要介绍了拉曼光纤放大器的基本原理及其增益饱和特性,研究泵浦光功率和输入信号功率对增益饱和特性的影响。
1 拉曼光纤放大器(RFA)系统的搭建
拉曼光纤放大器与EDFA一样有三种泵浦方式:正向、反向和双向泵浦。在实际系统中,反向泵浦的噪声特性比其他两种结构较好,如果采用正向泵浦,由于拉曼过程是瞬时发生,泵浦噪声将严重对信道产生影响。当拉曼泵浦波有轻微功率波动,个别数据位放大将出现异常,导致放大过程的波动。如果采用反向放大,由于每个数据位会与几毫秒的泵浦光作用,拉曼泵浦功率的波动会被平均。在反向泵浦方式下,由于传输单元末端的光信号功率微弱,不会因为拉曼光纤放大而引起附加的光纤非线性效应。
搭建分布式反向泵浦拉曼光纤放大器的系统模型,参数设置为:连续激光器阵列的参数为f=1 520 nm,△f=-0.955 nm,P=-8d Bm;泵浦激光器,拉曼光纤的参数为L=25 km;双端波分复用器的参数f为1518~1625 nm之间。采用多波长泵浦方式。
2 RFA的增益特性与光纤长度的关系
设定系统中拉曼光纤的长度为1~60 km之间连续变化,测得RFA的增益随光纤长度的变化曲线,如图1所示。
由仿真结果可以看出,光纤长度在1~60 km之间变化时,RFA增益可达到一个峰值6.3 d B。初始时增益随光纤长度的增加而增加,但当光纤超过长度14 km后,增益反而逐渐下降,光纤长度存在一个最佳增益的最佳长度。
考虑光纤长度时,要获得较大增益,应选择长14 km的RFA,可获得的增益为6.3 d B。但应注意,这一长度只能是最大增益长度,而不是光纤的最佳长度,因其还涉及其他特性,如噪声特性等。
3 RFA的增益特性与输入信号功率的关系
设定仿真系统中连续激光器阵列的输入信号功率为-20~10dB m之间,测得RFA的增益随输入信号功率的变化曲线,如图2所示。
由仿真结果可以看出,输入信号功率在-20~10 d Bm之间变化时,RFA增益存在一个最大值6.8 d B和最小值3.8 d B。初始时,输入信号功率在-20~-10 d Bm范围内变化时增益平坦,越过一定功率后,增益反而随着输入信号光功率的提高而下降。
考虑输入信号功率时,要获得较大增益,应选择输入信号功率为-20~-10 d Bm之间的RFA,可获得的增益为6.8d B。改变输入信号功率将导致增益轮廓的变化,究其原因,是信号之间的拉曼光纤互作用所致。分布式拉曼光纤放大不仅发生在泵浦与信号之间,也发生在信号与信号之间,信号功率越大,这种作用就越强,增益轮廓变化也就越明显,因此,改变输入信号功率将导致增益轮廓的变化。
4 RFA的增益特性与泵浦光功率的关系
设定仿真系统中泵浦激光器阵列的泵浦光功率在1~3000 m W之间变化,测出RFA的增益随泵浦光功率的变化曲线,如图3所示。
由仿真结果可以看出,泵浦光功率在1~3 000 m W之间变化时,RFA增益可达到一个峰值10.5 d B。初始时增益随泵浦光功率的增加而上升,但当泵浦光功率增加到一定值2 350 m W后,增益开始下降。泵浦光功率在2 000~2 680 m W范围内增益基本平坦。
考虑泵浦光功率时,要获得较大增益,应选择泵浦光功率为2 000~2 680 m W的RFA,可获得的增益为10.5 d B。
5 拉曼光纤放大器(RFA)的优化设计
WDM系统对光放大器都有一个要求——增益平坦,目前RFA增益平坦的方法主要采用多波长泵浦和增益均衡器两类。采用多波长可以得到宽带、平坦的增益曲线,且所需的总泵浦功率相对较小,泵浦效率较高。此时就要考虑波长间隔及泵浦功率的波长分配。一般短波长区波长间隔比长波长区要小,波长间隔大引起的增益抖动也大。此外,由于泵浦间的拉曼作用,短波长区功率分配所占比重应大一些。但要获到一个比较好的泵浦功率与波长的配置,必须深入研究泵浦与泵浦之间、泵浦与信号之间、信号与信号之间的相互作用。
采用增益均衡器件实现RFA的增益平坦,与EDFA的增益平坦化方法相同。RFA的增益平坦化也可以使用滤波性元件,如闪耀光栅、长周期光纤光栅、声光调谐滤波器、干涉滤光片与光纤环镜等来实现。利用这些器件损耗特性和放大器的增益波长特性相反的增益均衡器来抵消增益的不均匀性,其关键在于精心设计增益均衡器,使放大器的增益曲线与均衡器的损耗特性准确吻合,增益峰值处的损耗也大,最终达到增益平坦的目的。
摘要：拉曼光纤放大器工作原理是基于光纤的拉曼效应,通过适当地改变泵浦激光光波的波长可以提供整个波长波段的放大,它是非线性光纤光学的重要应用。本文主要通过Optisystem仿真分析其增益饱和特性,研究光纤长度,泵浦光功率和输入信号功率对增益饱和特性的影响。
关键词：拉曼放光纤放大器,增益,泵浦,光功率
参考文献
[1]杨祥林.光放大器及其应用[M].北京:电子工业出版社,2000.
放大特性 篇3
当光纤激光器和放大器高功率运转时,较小的纤芯中功率密度很高;受激拉曼散射(SRS)、受激布里渊散射(SBS)、自相位调制(SPM)和交叉相位调制(XPM)等非线性效应相继出现,严重影响其输出特性,阻碍了功率的提高和进一步的发展[1,2]。为此,多种抑制方法和新技术相继提出;其中,通过增大芯径来降低纤芯内功率密度则是最简单也是最直接有效的抑制措施之一。
为了在降低功率密度的同时能进行单模运转,提出了大模场面积(LMA)光纤技术:增大纤芯直径,减小纤芯数值孔径。但是单纯通过这种方式获得LMA,模场面积的增加很有限,而且会出现弯曲敏感、传输损耗过大等缺陷,影响激光器和放大器系统的稳定运转[3,4]。因此采用大芯径多模掺杂光纤作为增益介质逐渐被人们重视。通过对大芯径多模纤芯内的模式进行有效激励、滤波和控制,能提高系统光束质量等特性。
近来,研究表明通过控制纤芯内掺杂离子的浓度分布可以对多模纤芯中的高阶模进行抑制[5,6],影响激光器和放大器系统的输出特性。目前,国内外的相关研究工作还只是理论上的分析和探讨,文献[5]基于Liekki公司开发的商业软件进行了数值模拟,Gong Mali等人则建立了多模光纤激光器理论模型,对几种典型掺杂进行了初步的讨论[6]。本文重点研究了种子光注入时的激励特性和纤芯内模式之间的功率耦合过程,建立了高功率多模光纤放大器理论模型。在此基础上,分析了掺杂离子分布对高功率多模光纤放大器输出特性的影响。理论研究的结果对于高功率光纤放大器的设计和模式控制技术研究有实际的指导意义。
1 理论分析
1.1 功率传输方程
根据纤芯内激光与掺杂离子作用过程[7]和模式耦合的机理[8],可以推导多模光纤放大器纤芯内速率方程组如下[6]:
式中:引入了各个模式的功率填充因子来描述其与掺杂离子作用的强弱,Γsi(r,ϕ)为模式i的在纤芯截面(r,ϕ)处的功率填充因子[7];引入模式i到模式j的耦合系数dij,反映纤芯内模式间的功率转换强度[8]。在此通过设定光纤端面上掺杂离子浓度N(r,ϕ,z)的取值,可分析不同掺杂情况下的系统特性。
1.2 双包层多模光纤放大器模型的建立
光纤放大器中信号光在纤芯内单程放大,没有激光器特有的谐振腔反射,因而不存在反复振荡过程。所以,信号光的初始功率分布直接影响系统输出特性,描述种子光端面激励是放大器建模的关键。在此,根据放大器结构,对掺杂多模纤芯速率方程加上边界条件限制:信号光在放大器输入端具有初始功率分布,泵浦激光分别从光纤前后端面输入:
式中:ρi表示种子光从光纤端面注入时各个模式的初始功率分布的百分比,K为纤芯内总的模式数。
一般情况下,种子激光是通过透镜组变换或耦合器等从光纤端面入射,可以看作是激光束对光纤端面的照射。根据Snyder W和Love D的光波导模式激励理论[9],假设光束平行于光纤轴或对光纤轴仅有小角度θi照射到光纤芯端面上(如图1(a));若电场Ei偏振方向如图1(a)中所示,其振幅具有对称分布f(r),则:
根据弱导近似,端面透射场可以描述为iEE=t和iHH=t。纤芯内每个模式的功率表示为
特别地,对于圆截面光纤
式中:ρ是纤芯半径,ψl表示Fl(R)coslφ或是Fl(R)sinlφ,Fl(R)满足标量波动方程[9]。
由此可见,在光纤端面激励光场中各个模式的功率分配主要和夹角θi相关,图1(b)给出了入射高斯光束的倾角与端面激励的各个模式功率的关系:随着入射高斯光束的倾角增大,耦合效率急剧降低;同时高阶模占光纤内激发光功率的比重逐渐增大,当kρsniθi>.23后,高阶模(l>0)的功率基本上等于甚至超过基模(l=0)功率。因此,认为纤芯中所有传导模式均具有相同的初始功率是不正确的,具体初始功率值得大小需要根据激励情况而定。
1.3 耦合系数的修正
多模纤芯中不同模式之间的耦合作用存在差异,耦合系数的大小与(βi-βj)4成反比[8],相邻模式之间的耦合强度远大于其它模式之间;而当纤芯中模式数目较少的时候,模式传播常数间隔差别不大;所以可近似认为相邻模式间耦合系数相同,而不相邻模式间耦合系数为0,用耦合系数矩阵表示为
但是,耦合强弱与诸多因素有关,受弯曲、应力和温度等工作条件影响;所以,系数d很难确定,只能通过实验测试得到,一般为0.001～0.1 m-1之间。为了便于讨论,在此令耦合系数d=0.01 m-1。
由此,通过对种子光端面激励特性的研究和对模式耦合系数矩阵的修正,结合速率方程组则可以对多模光纤放大器特性进行数值模拟。
2 数值模拟与结果分析
2.1 计算参数的选取
本文选取阶跃折射率分布双包层掺镱光纤结构为例进行分析和讨论,计算中所用相关参数值如下表1。
根据光纤结构参数可计算出,共有10个模式可以在纤芯内传输。但是,当光纤较短时,不是所有的模式都能被激励和获得功率。所以,在此只考虑了纤芯中四种主要传导模式:LP01、LP11、LP21和LP02。
由环带划分求解方法[6],按光纤半径100等分,所以有rk-rk-1=a/100(a为纤芯半径)。根据纤芯截面上各个模式的功率分布计算出每个模式在各个环带上的功率填充因子Γ。图2为纤芯内几个主要的模式的功率填充因子分布,与功率分布存在一定差异,主要是由于各个环带的面积不等造成的。其中LP01在靠近截面中心的位置具有较大的Γ值;LP11和LP21最大Γ值则较远离圆心;而LP02沿光纤半径则存在两个峰值。
2.2 单模激励条件下掺杂离子分布的影响
目前特种光纤生产工艺中,比较成熟的掺杂形式主要有两种:均匀掺杂(Flat-doped)和抛物线形掺杂(Parabolic-doped)。如图3所示,本文对以下几种掺杂分布情况进行了数值模拟:(a)表示全纤芯均匀掺杂,(b)和(c)表示75%和50%区域掺杂;(d)、(e)和(f)则表示在相应区域内进行抛物线形掺杂。
根据前面对双包层光纤放大器种子激光端面激励特性的分析,在此假设信号激光无偏角、没有离焦和偏轴,理想地照射在纤芯端面上,只有LP01模被激励。在忽略光纤弯曲损耗和模场畸变的情况下,图4给出了采用不同掺杂离子分布双包层光纤接入放大器时各个模式沿光纤的功率分布以及LP01模所占总功率百分比的变化情况。
计算结果表明:1)掺杂区域越大越饱满,总的输出功率越大,100%均匀掺杂时总输出功率最大,达到了40 W;2)无论均匀掺杂还是抛物线形掺杂,掺杂区域越向圆心集中,高阶模获得的增益越小,LP01所占总功率的百分比越高;3)在相同掺杂区域内,抛物线形掺杂时系统输出光束质量较均匀掺杂更好,掺杂区域较大时优势更明显。
2.3 其他激励情况下掺杂离子分布的影响
针对放大器中可能出现的多种激励情况,将单模激励和其余几个特殊激励条件进行了对比。在此,特别地研究了四种激励情况:(1)只有基模被激励ρi=100%,(2)LP01和LP11模被激励1ρ=80%、ρ2=20%,(3)LP01、LP11和LP21被激励1ρ=56%、ρ2=34%和ρ3=10%,(4)所有模式均匀激励ρi=25%。
图5给出了不同激励条件和掺杂情况下放大器输出特性。由此,可以看出:1)与单模激励存在差异,各种掺杂离子分布对系统输出的特性的影响不同;2)掺杂离子向截面中心集中可以有效抑制高阶模,在激励情况(4)时表现尤其明显;3)随着激励的高阶模式携带功率的增加,抛物线形掺杂对其的抑制效果并不如单模激励时那么明显,因为诸如LP02等模式在纤芯中心仍然具有较大的Γ值。
此外,单模激励时75%平均掺杂最佳(η=96%,1P=35.2W),可同时获得较好光束质量和较高的输出功率;激励条件(2)和(3)时,50%均匀掺杂和75%抛物线形掺杂最佳(激励条件(2)时采用光纤(c)可得:η=93.%61P=25.2W;光纤(e):η=90.%4,1P=25W;激励条件(3)时光纤(c):η=92.%2,1P=247.W;光纤(e):η=86.9%,1P=25W);而所有模式均被激励的情况下,75%抛物线形掺杂更优。
综合上述分析,可见纤芯掺杂离子分布对高功率多模光纤放大器输出特性影响明显,通过设计光纤内掺杂离子分布规律和形状可以有效抑制高阶模式;同时,由于放大器结构的特殊性,信号光注入时端面激励的情况直接决定其输出特性;不同激励条件下,最佳的光纤掺杂离子分布均不同。
3 结论
本文分析了端面激励情况的特性,并对纤芯内模式耦合系数矩阵进行了修正;给出了多模光纤放大器的理论模型和分析方法,研究了不同激励特性下,掺杂离子分布对放大器输出特性的影响。该物理模型和模拟结果对于高功率光纤放大器的构建和增益光纤选型有实际的指导意义。
摘要：针对高功率多模光纤放大器中稀土离子掺杂分布和形状对系统输出特性的影响,本文进行了数学模拟和理论分析。根据多模掺杂光纤速率方程考虑了种子光端面激励特性,并对纤芯模式耦合系数矩阵进行了修正,建立了多模光纤放大器理论模型。通过对功率传输方程组的求解,数值模拟了不同激励条件下6种均匀和抛物线形掺杂的双包层掺Yb3+光纤接入放大器的输出特性。计算结果证明:不同激励条件下,掺杂离子分布对输出特性的影响存在差异;通过设计光纤内掺杂离子分布规律和形状能有效抑制放大器中的高阶模式,提高输出光的光束质量。
关键词：高功率多模光纤放大器,理论模型,掺杂离子分布,高阶模
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放大特性 篇4
关键词：掺铒光纤放大器,增益,饵光纤长度,泵浦光功率
1 引言
掺铒光纤放大器的信号增益谱很宽, 具有较高的饱和输出功率和较低的噪声, 所需泵浦功率低, 因此, 是最具吸引力, 也是最成熟的光纤放大器。掺铒光纤放大器 (EDFA) 主要由掺铒光纤、泵浦光源、波分复用器、光隔离器及光滤波器等组成[1]。
2 EDFA系统模型设计
Opti System (光通信系统设计软件) , 有一个基于实际光纤通讯系统模型的系统级模拟器, 在系统中分别搭建正向、反向、双向3种泵浦结构的EDFA (见图1) 系统模型, 对常用的980nm和1480nm泵浦源工作波长进行仿真分析。
模型中连续激光器的参数为f=193.1THz, P=-20d Bm;泵浦激光器的参数波长设置为980nm和1480nm, 掺铒光纤长度为5M和4.5M。
光放大器的增益特性表示了光放大器的放大能力, EDFA的增益通常为15~40d B, 增益的大小与多种因素有关, 如光纤长度、泵浦光功率以及光纤中掺铒浓度。增益G定义为输出功率与输入功率之比, 表达式为:
式中, G为增益, d B;Pout、Pin分别表示放大器输出端与输入端的连续信号功率。
增益系数是指从泵浦光源输入1m W泵浦光功率通过光纤放大器所获得的增益, 表达式为:
式中, g (z) 为增益系数, d Bm W;g0是由泵浦强度确定的小信号增益系数, 由于增益饱和现象, 随着信号功率的增加, 增益系数下降;I、P分别为光强和光功率;Is、Ps分别为饱和光强和饱和光功率, 是表明增益物质特性的量, 与掺杂系数、荧光时间和跃迁截面有关[2]。
3 EDFA掺饵光纤长度对增益特性的影响
仿真系统设置掺铒光纤的长度在3~20m连续变化, 测得980nm泵浦EDFA增益随光纤长度的变化曲线如图2所示, 1480nm的泵浦曲线类似。
仿真结果表明:铒光纤长度在3~20m变化时, EDFA增益存在峰值。初始时增益随掺铒光纤长度的增加而上升, 但当光纤超过一定长度后, 增益反而逐渐下降, 可知存在一个最佳增益的最佳长度, 980nm泵浦的最佳光纤长度是8m, 1480nm泵浦的最佳光纤长度是10m, 。
3种泵浦方式的增益比较:当光纤长度为3m时, 3种泵浦方式的增益基本相同。当光纤长度增加时, 双向泵浦方式的增益最高, 正向泵浦方式的增益次之, 反向泵浦方式的增益最低。
2种泵浦波长增益特性比较:当光纤长度为3m时, 980nm泵浦EDFA的增益较1480nm泵浦EDFA的增益大10d B;当光纤长度增加时, 1480nm泵浦EDFA获得的最大增益较980nm泵浦EDFA获得的最大增益平均大4d B, 且增益下降较缓慢。
原因分析:当掺铒光纤超过一定长度后, 增益将下降, 原因是EDFA依靠泵浦光激发基态粒子到上能级, 通过受激辐射实现信号放大, 当泵浦光沿掺铒光纤传输时, 将因受激辐射而不断衰减, 导致反转粒子数不断减少。
4 EDFA泵浦光功率对增益特性的影响
设定系统中泵浦激光器的泵浦光功率在5~40d Bm变化, 测得泵浦波长为980nm和1480nm EDFA的增益随泵浦光功率变化的曲线。结果表明:EDFA增益可达到一个最大值。初始时增益随泵浦光功率的增加而上升, 但当泵浦光功率增加到一定值后, 增益最终趋于饱和。
3种泵浦方式的增益比较:光功率为8d Bm时, 正向和反向泵浦方式开始有正增益, 双向泵浦方式的增益较前两者大很多, 当泵浦光功率增加时, 双向泵浦方式的增益最高, 正向泵浦方式的增益次之, 反向泵浦方式的增益最低。
2种泵浦波长增益特性比较:当泵浦光功率为8d Bm时, 正、反向泵浦的增益基本相同, 双向980nm泵浦EDFA的增益较1480nm泵浦EDFA的增益大6d B;当泵浦光功率增加时, 正、反、双向980nm泵浦EDFA获得的最大增益较1480nm泵浦EDFA获得的最大增益大16d B。
原因分析:增益饱和的原因是当接入泵浦光功率后输入信号光将得到放大, 同时也产生部分放大自发辐射光, 2种光都消耗上能级上的铒离子;当泵浦光功率足够大, 而信号光与放大自发辐射光很弱时, 上下能级的粒子数反转度很高, 并可认为沿掺铒光纤长度方向上的上能级粒子数保持不变, 放大器的增益将达到很高的值, 但当泵浦光功率达到一定值后, 增益将趋于饱和。
5 结论
考虑光纤长度时, 要获得较大的增益, 应选择长10m的1480nm双向泵浦EDFA, 可获得的增益为40d B。但应注意, 因为还涉及其他特性, 如噪声特性等, 这一长度只能是最大增益长度, 而不是掺铒光纤的最佳长度。最佳长度是指在给定泵浦光和信号光功率下, 保证掺铒光纤全程粒子数反转并对信号光进行放大的最佳掺铒光纤长度。考虑到泵浦光功率时, 要获得较大增益, 应选择泵浦光功率为40d B的980nm双向泵浦EDFA, 可获得的增益为45d B。
参考文献
[1]张明德, 孙小菡.光纤通信原理与系统 (第3版) [M].南京:东南大学出版社, 2003.
放大特性 篇5
在工程实践中,很多物理量,如温度、流量、压力、液面等均为模拟量,它们通过各种不同的传感器转化成的电量也均为变换缓慢的非周期信号,而其比较微弱,这类信号只有通过放大才能驱动负载;由于这类信号一般变换缓慢,所以采用直接耦合放大电路将其放大最为方便[1]。差动放大电路是一种基本的放大电路,多级直接耦合放大电路的输入级几乎毫无例外地采用这一基本单元电路--差动放大电路,具有高度对称性,在放大差模信号时,能较好地抑制共模信号,有较高的共模抑制比,解决了直接耦合放大器中既要放大有用信号,又要抑制温度等引起的零点漂移的问题。
1 差动放大电路演变历程
差动放大电路是构成多级直接耦合放大电路的前级基本单元电路,它是由典型的静态工作点(Q点)稳定电路演变而来的。经历了:利用射极电阻构成电压负反馈回路稳定静态工作点,如图1所示单管射极偏置电路;由两个型号一样、参数一致的差放对管构造的对称电路,所谓对称是指在对称位置的电阻值绝对相等,两只管子在任何温度下输入特性曲线与输出特性曲线都完全重合,如图2所示基本差动放大电路;以及长尾式差动放大电路图,如图3所示典型差动放大电路。
2 差动放大电路特性分析
2.1 基本差动放大电路特性分析
如图2所示,基本差动放大电路,电路两侧组件对称,管子型号、参数相同。输入信号由两个管子的基极加入,输出信号取两个管子的集电极电压之差,即U0=UC1-UC2,此时电路对零点漂移有良好的抑制能力。
当输入为共模信号时,其工作原理同于由于温度升高时而引起的两个管子一系列的变换。即因输出为两个管子的集电极电压之差,故抵消掉了共模信号引起的输出变换,很好地抑制了共模信号。
2.2 典型差动放大电路特性分析
由上图可见,典型差动放大电路做了以下几点改进:
(1)在两个差放对管的发射极之间接入一个可调点器,这个电位器阻值一般在几十欧姆到百欧姆之间。由于在工程实践中难以做到电路的完全对称,为了弥补实际电路的这个缺陷加入这个电位器,通过调节此电位器可以使两个管子的集电极电位相等。取两个管子的集电极电位之差为输出,在集电极电位相等时,两个管子集电极间的输出为零,所以这个电位器也成为调零电位器。
(3)在电阻R17的一端接入了负电源,同时去掉了正电源与两个管子之间的电阻。为了提高差动放大电路的共模抑制能力,消除单管的温漂,接入了电阻R17,该电阻阻值一般都比较大,在直流量工作时将会在该电阻上产生客观的压降。如果只采用一个正电源供电,将会使管子的晶体工作点较低、动态范围较小。为此在R17的一端接入了负电源,为两个管子提供合适的偏置电压条件。
2.3 典型差动放大电路特性参数指标分析
为简化讨论,我们这里仅探讨典型差动放大电路的参数指标,如图3所示。在计算输出电压UO时,可由图4电路等效。
其中UO,-为不接负载时,差动放大电路的输出电压,RO为放大电路输出阻抗,计算公式如下:
式中,AT1、AT2、ViT1、VIT2分别为管子T1、T2的电压放大倍数和输入信号电压。
由晶体管电流公式得:
式中UT=26mV。
由以上公式可推导出差模电压放大倍数为:
其中,RWT1为调零电位置折合到T1管射极的电阻值。
由于电路的对称性,所以共模电压放大倍数为零;
3 虚拟实现技术在差动放大电路特性分析实验中的应用
虚拟实现技术作为EDA软件一大功能在电子实验中得到广泛的应用。如文献[2]应用Protel 99SE进行差动放大电路的性能分析;文献[3]应用multisim的虚拟仿真功能实现上述电路的性能分析;文献[4]应用ORCAD技术实现了该项性能分析。Proteus是一款将概念变为现实的虚拟实现技术,是我校实验教学改革的一项举措。我校投资近20万购买了这款软件。结合作者的教学实践,运用Proteus软件对差动放大电路进行了性能分析虚拟实验静态分析。
(1)调节调零电位器RV1。在测量差动放大电路各项特性参数之前,需调节电位器RV1,使电路尽可能对称。将输入端对地短接,将正电源的正极接在R10、R11的共同端,负极接地;负电源的负极与R17相接、正极接地。将电压探针放置在各个待测点,结果如图5所示。从上图可见,静态时两个管子的集电极电压均为6.39965v。
(2)静态工作点测量。差动放大电路两个对管的各电极电位如图6所示。本项性能参数的测试采用了虚拟电压表的实时测量功能。从测试结果可知:T1的发射极电压UBE=-0.0440761-(-0.682922)≈0.64V,集电极电压UCE=6.39965-(-0.682922)≈7.08V,集电极与基极电压UEB=6.39965-(-0.0440761)≈6.44V,由此知管子发射极正向偏置、集电极反相偏置、集电极与基极反相偏置,故管子工作在线性放大区(也称为衡流区);同理T2也工作在线性放大区。
3.1 动态分析
(1)差模输入信号。将频率为1kHZ、峰峰值为50mV的正弦波信号接入输入端。通过电阻R15、R16来实现双端差模信号输入。输出波形如图6所示。
4 结论
虚拟实现技术已经在各个领域得到广泛的应用。应用文献,结合作者的教学实践,运用Proteus软件对差动放大电路进行了性能分析虚拟实验。因篇幅原因,仅进行了差动放大电路的晶体管工作点调零、测试以及差模、共模输入时输出波形的虚拟实验。应用Proteus软件现有资源仍可以进行电压传输特性、温度特性的分析。本实验方法对现代实验教学改革有一定的借鉴意义。
摘要：介绍了差动放大电路演变历程,理论上分析了典型差动放大的工作原理以及特性参数的计算公式;应用虚拟实现技术--Proteus软件进行了静态特性、差模输入信号、共模输入信号的实验研究,并对实验现象进行了分析。
关键词：虚拟实现技术,典型差动放大电路,电压放大倍数,共模抑制比
参考文献
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