微弱信号放大

微弱信号放大（通用7篇）

微弱信号放大 篇1

紫外光在近地层大气中的传输特性使得其在通信方面具有低窃听率、抗干扰能力强、非视距通信等众多优势,因而得到了越来越多的重视[1,2,3]。然而,紫外信号在自由空间中散射传播的特点使得光信号到达接收机时衰减很严重,经过光电转换之后的电信号将十分微弱,而且器件本身的噪声可能比信号强得多。所以设计一个合适的放大器是保证接收系统能正常检测并解调出原始信息的关键。

1 放大器技术要求与结构组成

对于紫外光通信,常用的调制方法是二进制频移键控(2FSK),这种调制方式可以通过电子镇流器驱动紫外气体放电灯来实现[4]。文中设计了对应的频移键控载波为:发送“1”时对应50 kHz的正弦波,发送“0”时对应30 kHz的正弦波。因此放大器需要兼有滤波的特性,即选频放大。提出放大器的选频特性如图1所示。

放大器主要技术指标如下:(1)总放大倍数:要求在10 000～100 000之间连续可调;(2)通带中心频率:30 kHz,50 k Hz;(3)通带中心频率附近带宽:2kHz;(4)放大器输入等效噪声电压:5 n V/Hz@30 kHz、50 k Hz.放大器整体结构图如图2所示。

2 选频电路设计

2.1 选频电路结构与指标

要得到如图1所示的选频特性,可以采用带通电路与带阻电路串联的结构形式,而带通电路又可以用低通电路和高通电路串联。为了达到总体指标要求,对这些单元电路提出更细化的指标如表1所示。表1中,对低通,高通以及带阻电路的截止频率均留有1 kHz的余量,这是因为考虑到信号在传播过程中可能有微小的频移。

2.2 选频电路设计

图3a给出了带通滤波器的电路图。该带通滤波器由低通和高通电路组成。低通部分由2个二阶巴特沃斯低通滤波器串联成一个4阶的巴特沃斯低通滤波器。高通部分也是类似构成。

以图3a中低通电路为例,取R2=R5=R6=R,C1=C2=C3=C4=C。设计中先选定C的大小,由确定R的值。对于由2个二阶巴特沃斯低通滤波器串联成的4阶电路,前一个2阶电路的增益必须为1.152,即满足;后一个2阶电路增益必须为2.235,即满足。只有同时达到这2个增益要求才能保证幅频特性曲线在截止频率处的平坦性,而这也是巴特沃斯滤波器滤波特性的基本特点[5]。在确定R3、R4、R7、R8的值时还要尽量保证运放同相输入端和反向输入端的直流等效电阻相等。根据这些要求可以确定低通电路各元件的取值如图3a所标示。采用类似的方法可以确定高通电路的元件参数取值。

在前面的分析中看到,一个4阶低通滤波器和一个4阶高通滤波器的通带放大倍数相同,均应该是1.152×2.235=2.575,那么整个带通滤波器的增益为2.5752。为了能使带通电路的通带增益为0 dB,这里采用了电阻分压来调整了增益,具体见图3a中的电阻R1和R22。利用戴维南定理可知,当这两个电阻造成的增益衰减满足时就能达到要求。此外,这2个电阻的等效阻值必须等于前面已经确定了的R才不致改变电路的滤波特性,从而可以得到关系式。由这两个约束条件就可以确定电阻R1、R22的大小。

带阻滤波器电路图见图3b。其中的电阻取值之间满足关系R1=R2=R,电容取值满足关系C1=C2=C,C3=2C。

通带截止频率为

式中,f0是中心频率,且;通带增益

通过式(1)、式(2)联立方程,并代入设计指标所要求的fp1,fp2,可以解出Aup和f0。再取定C的值,则可以算出R的大小。和之前的讨论类似,R3和R4的取值除了考虑增益Aup外,还要尽量保证运放同向输入端和反向输入端的直流电阻相等。计算结果已标示在图3b中。

选频环节的幅频特性曲线如图3c所示。由图3c可以看到,在中心频率30 kHz和50 k Hz处的增益并不严格相等,这主要是由于计算过程中用了较多的近似和器件的损耗引起的。如果经过后续放大电路的放大,其增益差别会更大。为了进行增益补偿,需要设计对应的增益调整电路。将增益调整电路放在整个放大器的最后一级可以达到很好的调整效果。这将放在下一小节中讨论。

3 三级放大电路设计

级联放大器中各级的噪声系数对总噪声系数的影响是不同的,越是前级影响越大,第一级影响最大。在设计用于微弱信号检测的低噪声系统时,必须保证第一级的噪声系数足够小[6]。因此,前置放大器(第一级放大电路)的器件选择和电路设计是至关重要的。通常放大器设计中的运放尽量要选择低噪声运算放大器。所设计的三级放大电路如图4所示。其中第一级放大电路和第二级放大电路的放大倍数均为100,第三级放大电路的放大倍数在1～10之间连续可调。

3.1 第一级放大电路

图4a是第一级放大电路,它应该具有I/V转换和阻抗匹配的功能,这里设计其放大倍数为100。为了能达到规定的总体指标,即等效噪声谱密度不大于,这里选用运放AD797来构成。AD797的主要特点是低噪声(等效噪声电压为0.9 nV/)、低失真度(在20 k Hz的情况下为-120 dB)、转换速度高(可以达到20 V/μs),其满功率带宽为280 kHz,最大输入失调电压为80μV。利用这些特点对于构成I/V转换电路是有益的。

图4a中,电容C25、C13、C26均属于旁路电容,其目的是滤除噪声的影响。通常,紫外探测器存在结电容和结电阻,电阻通常也有寄生电容,这样会使放大器的频率特性变坏。电容C12的目的就是进行相位补偿以防止自激振荡[7]。此外,为了达到和下一级放大电路的噪声匹配,根据后续器件噪声匹配的需求增加了电阻R32作为匹配电阻,其取值为200Ω。电阻R23作为I/V转换电阻,该电路的输入输出关系为Vo=-Ii⋅R23,其中Ii为输入电流信号,Vo为经过转换的输出电压信号。这里电阻R23取值为100Ω,保证了该级电路有100倍的放大能力。

3.2 第二级放大电路

图4b是第二级放大电路,其放大倍数设计为100倍。作为主要放大环节,对其基本要求有以下几点:噪声系数要低;共模抑制能力强;输入阻抗大,输出阻抗小;输出失真要小。这里选择INA103来构建电路。INA103是一种低噪声、低失真度的精密仪表放大器芯片。其主要技术指标是:等效噪声电压为1nV/;在1 kHz,增益100的情况下失真为0.0009%;在增益1 000时的带宽也能达到100 MHz;共模抑制比大于100 dB。

图4b中使用了INA103内部60.6Ω的电阻使放大倍数为100。芯片INA103存在着补偿电压失调,必须为其设置偏置电流。当输入电压源有内阻时,偏置电流会在内阻上形成压降,导致同向输入端和反向输入端偏置电压出现差异,成为了差模信号,该信号经放大会成很大的直流漂移信号输出。解决办法就是加电阻R30、R31,滑动变阻器和输入端的耦合电容。通过调节滑动变阻器,可以改变同向和反向输入端的偏置电阻,这样可以改变偏置电压,从而保证两输入端的偏置电流大约相等以抑制直流输出。

3.3 第三级放大电路

图4c是第三级放大电路,要求它具有连续可调的放大倍数。前2级放大电路已经有10 000倍的放大能力,故只需要让第三级电路的放大能力在1～10倍之间连续可调即可。由于在I/V转换电路中引入了负的放大倍数,所以此处用反向接入的连接方式以使放大倍数为正。当滑动变阻器阻值为0时,放大倍数为1,滑动变阻器阻值为最大时,放大倍数为10。

图4c矩形框中的电路主要起增益调整作用,即用以调节图1所示的放大器整体幅频特性曲线两个峰值高度尽量相等。该部分电路频率特性曲线如图5所示。

该增益调整电路的系统函数可以表示为

再设x|F|f→0处对应的频率为fL(x待定),则

设在没有加增益调整电路前两个中心频率的增益比值为,为了达到使两个中心频率增益相等的效果,需要满足

增益调整电路不能改变选频特性曲线的中心频率,所以应该让fH=50 kHz,f L=30 kHz,K值则可以在仿真图上测出来。联立式(4)～式(6),可以解出f1、f2、x的值,再取定电容值后就可以算出电阻的取值了。

4 放大器仿真

放大器的总体频率响应特性曲线如图6所示。由图6可以看到,整个曲线的要求符合预期指标,而且在两个中心频率处的峰值基本一致,这样就体现了增益调整电路的重要作用。

对于滤波效果的测试见图7。图7中上面的曲线是混有噪声的50 kHz微弱信号,下面的曲线是经过放大器后的输出信号。可见,经过放大器后噪声得到了极大衰减,信号本身的特征得以显现出来。放大器整体噪声特性如图8所示。其中,在低频段起作用的是1 f噪声,中频段起主导的是高斯白噪声,高频段主要是晶体管的分配噪声或场效应管的感应噪声。通过仿真测试,该电路等效输入噪声电压为1.042 4 nV/@30 k Hz,1.486 9 n V/@50kHz,符合指标要求。

5 结束语

针对紫外信号采用2FSK调制的特点,设计了用于近地层紫外自由空间通信的微弱信号放大器。通过仿真测试表明,整个放大器的设计结果满足技术指标要求。设计中采用了多种低噪声器件,使得该放大器适合用于紫外光通信的微弱信号检测中。另外放大器采用了增益调整电路,可以弥补由于器件损耗和近似计算所带来的中心频率增益不相等的情况,而且放大器的增益还可以根据信号强弱进行调整,这给使用带来了一定的灵活性。

微弱信号放大 篇2

由于工程需要、检测环境以及电路本身的噪声等的影响,当检测信号非常微弱时,常常会出现检测信号湮没在噪声背景中的情况,输出信号的信噪比过小,导致常规的检测手段无法提取有用信号。因此强噪声背景下微弱信号的检测逐步成为光电探测领域的一个重要环节,也是亟待解决的难点之一。目前常见的检测方法包括时域检测法、频域检测法、时频分析法等,常规的检测方法由于对探测器输出的信噪比要求较高,往往无法满足弱信号检测的工程要求,本文将基于红外探测器设计一种二级微分放大电路并对该电路进行噪声分析和噪声匹配研究,从理论的角度论证放大电路系统噪声对弱信号检测的影响,并针对前置放大器最佳噪声匹配设计提出可行性建议。

1 放大电路内部噪声分析

电路噪声包括很多种类,常见的一种是由于电荷载体的随机运动所导致的电压或电流的随机波动,第二种是来自电路外部的干扰,包括磁场耦合和电场耦合等。对于极弱信号检测电路而言,为了把微弱信号幅度放大到可以感知的幅度,必须使用放大器及后续的信号处理电路对其进行信号处理。但是从噪声产生角度来说,几乎所有电子器件本身就是噪声源,经过放大器放大微弱信号的同时也会放大电路噪声,往往容易导致有用信号部分甚至完全淹没在噪声中。在各种测试系统中,固有噪声的大小决定了系统的分辨率和可检测的最小信号幅度,因此,对检测系统的固有噪声进行理论分析是十分必要的[1]。

电路内部噪声一般包括电阻的热噪声、PN结的散弹噪声、1/f噪声、爆裂噪声等,对于这些噪声源的估算只能通过统计特性分析其功率分布特征,在放大电路工作频带范围内对其积分,得到大致的噪声功率值。

运算放大器内部包含大量晶体管,因此有大量PN结,都属于散弹噪声源。运算放大器还包括一定数量的电阻,它们都会产生热噪声。放大器引脚及内部连接也会引入1/f噪声。正常情况下,放大器输出端总会有一定幅度的与输入信号无关的噪声输出,其直流分量和极低频率分量是由放大器的失调电压、失调电流及其漂移造成的,属于内部噪声的一部分。

根据线性电路理论,电路网络内的电源可以等效到网络的输入端,本文中对于运算放大器的噪声分析将基于这一理论展开。根据常用的运算放大器噪声分析方法,放大器的内部噪声源可以等效为连接到输入端的噪声电压源en和噪声电流源in,本文采用如图1所示的运算放大器噪声模型进行分析,图中的en、in是运算放大器内部电阻的热噪声、PN结的散弹噪声和1/f噪声等效到输入端的综合结果,具体参数来源于运放的资料手册。

运算放大器噪声模型中的电压源en和电流源in为随机噪声源,其幅值和功率取决于系统频带宽度,一般情况下en和in的功率谱密度函数Se(f)和Si(f)大致形状如图2所示,曲线包括两部分:左边部分主要分布运算放大器内部的1/f噪声,随系统频率增大而减小;右边部分表示运算放大器内部的白噪声,包括热噪声和散弹噪声,拐点频率为fc。

在工作频段fA～fB分别对Se(f)和Si(f)积分,可以得到等效噪声电压源的功率En2和电流源的功率In2,En和In分别表示等效噪声电压源和电流源的有效值(rms值)。

根据图3.2的功率谱密度曲线计算可得

对图2积分时要注意当系统的频带范围所处区间,从理论上来说当fA=0时1/f噪声趋于无穷大,而实际上当电路频率低到一定程度时1/f噪声的幅度趋于常数,所以一般取fA>0Hz的某一个常数。

2 前置探测放大电路噪声模型分析

将运算放大器内部噪声等效到输入端可得到如图4所示的放大电路噪声模型[2],检测电路中的运算放大器可以等效为一个理想无噪声放大器的同相反相端串联一个噪声电流源和同相输入端串联一个噪声电压源。电路中的电阻由热噪声电压源和无噪声电阻串联或者由热噪声电流源和无噪声电阻并联来表征,电阻两端的噪声电压为

噪声电流为:

式中k为波尔兹曼常数,k=1.38*10-20V2/(HzΩ);T为电阻的绝对温度,单位为K;R为电阻阻值;B为电阻的噪声测量带宽。

由等效电路法可得运算放大器等效输入电压en的归一化功率和有效值分别为

式中en是热噪声、散弹噪声和1/f噪声在运算放大器内部电阻上产生的噪声电压等效到输入端的综合结果。fce为运算放大器等效输入噪声源的功率谱密度曲线的拐点频率,fB和fA分别为工作频带的高低频率;

同理可得运算放大器的等效噪声电流源归一化功率和有效值为

式中fci为运算放大器等效噪声电流源的功率谱密度曲线拐点频率;

则由运算放大器同相输入端等效噪声电压源引入系统的等效输出电压噪声功率为

式中En为等效噪声电压源归一化功率有效值,RF为反馈电阻,RS为信号源电阻;由于运放的输入电阻很大,根据虚断的定义,同相输入端的等效电流源对运放的输出噪声无影响,而反相输入端的等效电流源在输出端产生的噪声功率为

从而得到运算放大器内部噪声在输出端产生的噪声功率为

当输入源电阻产生的等效热噪声电压源单独作用在运放的反相输入端时,在放大器输出端产生的热噪声功率为

综上可得,运算放大器输出端的总噪声功率有效值为

其中ERf、ER6分别为反馈电阻Rf、R6的等效热噪声电压源在输出端产生的噪声功率。

3 二级放大电路噪声模型分析

用ER1、ER2、ER3分别表示R1、R2、R3的热噪声有效值,用En和In分别表示运算放大器的等效噪声电压源和等效噪声电流源的归一化功率有效值[3],同2计算方法可得由电路中电阻的热噪声源引入系统的等效输出噪声功率如下:

由运算放大器内部噪声等效到输入端的噪声电压源和噪声电流源产生的噪声功率为

则二级运算放大器等效输出总噪声为

则系统输出端的总噪声电压有效值为

4 系统噪声匹配分析

根据放大器噪声系数的定义有

其中Pno为运算放大器输出总噪声,Pni为放大器无内部噪声时的输入噪声,K为放大倍数;F表征了放大器内部噪声源在输出端产生的噪声功率占总噪声功率的比重[4],因此对于微弱信号检测而言,其前置放大器的噪声系数应该越小越好,为了确定前置运算放大器噪声系数和等效源电阻以及前置运算放大器内部噪声源谱密度的关系,我们对式(25)进行了matlab仿真,结果如图6所示:

resistance

图中纵坐标为噪声系数F,横坐标为归一化源电阻,从仿真结果可以得到如下结论:

1)放大器噪声系数存在唯一最小值,且最小值的大小和运放内部噪声谱密度en和in的比值密切相关;

2)运放内部噪声谱密度en和in的值越接近,则噪声系数越小

3)归一化阻值偏离1相同变化量时,放大器噪声系数F改变量不同,且阻值减小时F迅速增大;

为了寻求最小噪声系数,对式(25)关于RS求导,令导函数为0,可以得到:

当信号源电阻取该阻值时,运放的噪声系数达到最小值:

由噪声匹配可得,当运算放大器的型号确定之后,由其等效噪声源平方根谱密度可以计算出使之输出噪声系数最小的匹配源电阻,从而得到最佳信号源电阻的阻值,有些情况下由于其他原因已经确定了运放的型号和信号源,为了减小噪声系数,可以通过增加匹配电阻等方式调整信号源电阻,从而达到或者尽量接近噪声匹配状态,如果无法实现噪声匹配,可以尽量保证源电阻归一化值位于1的右侧,以尽量减小前置放大器的噪声系数,从而降低前置放大器内部噪声对输出信号信噪比的影响。

前置微分放大器采用AD549,该运放具有极低的输入偏置电流,输入偏置电压和偏置电流漂移,并且输入端具有1015Ω共模阻抗,特别适合用于各种电流输出的传感器,包括光电二极管,APD管等前置放大器。其等效噪声源平方根谱密度分别为谱密度曲线拐点频率为考虑运算放大器的输出信噪比要求和放大电路的抗干扰性以及电阻热噪声对输出信号的影响,信号源电阻和反馈电阻分别取5*105Ω和106Ω,R6=10kΩ,级联放大电路工作频带宽度Δf=26Hz,k为波尔兹曼常数,T取室温17℃,一般情况下近似取二级放大器OP07等效噪声源平方根谱密度分别为R1=1kΩ,R2=15kΩ,R3=750Ω,带入式(11)、(15)可得

以上分析可以看出,对于级联放大电路而言,其电路噪声主要来源于前置微分放大器内部电压噪声和反馈电阻引入的热噪声,由于信号源输出属于极弱信号,因此要求反馈电阻必须足够大,才能保证微分放大器一定的输出信噪比;另一方面,大阻值反馈电阻又会引入大量的热噪声,导致输出信号信噪比劣化;因此反馈电阻阻值的确定需要考虑到有用信号的大小和输出信噪比以及噪声系数的要求,条件允许的情况下应尽量选择金属膜电阻或者金属丝线绕电阻以减小自身热噪声。

5 结论

由以上分析可知,对于极弱信号二级探测电路而言,其主要噪声来源在于前置放大器的内部噪声,具体来自前置放大芯片的内部热噪声及反馈电阻引入的热噪声,输出噪声占到总输出噪声近81%,主要是由于内部噪声源和一级放大电路反馈噪声会经过后面两级放大,其对输出信号的劣化会更加明显。在设计前置放大器的时候需要需要按照以下原则设计:

1)根据噪声系数的定义选取合适的信号源,以确保源电阻尽量靠近最佳源电阻

2)通过增加匹配电阻等方式改变等效源电阻,实现噪声匹配

3)通过噪声匹配无法取得最佳匹配源电阻时,归一化源电阻值应尽量取大于1的值,以减小前置放大器的噪声系数,提高输出信噪比。

参考文献

[1]郑群生,张理兵,毛建智,陈龙.基于光电倍增管的弱光检测电路设计.电子世界,2012(2):43-45.ZHENG Q S,ZHANG L B,MAO J Z,et al.The design of weak light signal detection circuit based on PMT.Electronics World,2012(2):43-45.(in Chinese)

[2]龚涵,陈浩字.微弱光信号检测电路的设计与实现.科技信息,2007(27):85-87GONG H,CHEN H Y.The Design and Realization of an Optic-Electric detecting Circuit for weak signal.SCIENCE&TECHNOLOGY INFORMATION,2007(27):85-87(in Chinese)

[3]刘东旭,王志斌,张记龙,李晓,田二明.红外瓦斯传感器微弱信号处理电路设计.仪表技术与传感器,2010(6):69-71LIU D X,WANG Z B,ZHANG J L,et al.Design of Faint Signal Processing Circuit Based on Infrared Methane Sensor.INSTRUMENT TECHNIQUE AND SENSOR.2010(6):69-71(in Chinese)

生物微弱信号检测与分析 篇3

关键词：QNX,PC/104控制器,力平台

0前言

随着科学技术的深入发展, 微弱特征信号的检测在国民经济及军事等领域有广泛应用。在军事变革的趋势下, 武器装备向着隐形化、信息化发展, 提升对隐形战机、潜艇的侦查能力至关重要。在国民经济中适用范围更广, 包括光、磁、热、声、电、力学、生物、通信、地震、机械、医学及材料等领域。如工业测量, 生物电测量, 医学信号处理以及机电系统的状态监测都会遇到微弱信号监测问题[1]。微弱信号检测是一门综合技术, 涉及信息理论、电子学、非线性科学、信号处理及计算机技术等学科, 是研究提取有用信号的一种新技术。微弱信号检测方法与理论日新月异。从传统的时域平均法、同步相关检测、频谱分析到最近发展的小波分析、混沌理论、神经网络等, 在微弱信号检测中均有广泛应用[2]。

1 方法

为了更精确地采集生物微弱信号, 本实验要求被测者静止直立站位于力检测平台中心, 用力传感器实时采集人体重心数据并通过C编程实时显示重心点的运动轨迹, 通过力检测平台采集人体重心数据并经串口传送给上位机, 由上位机软件对数据进行分析、显示和存储, 应用混沌理论中的方法对数据进行处理, 得到相关参数, 并进行结果分析, 可以得到一个评估受试者平衡能力的指标。静态站位评测系统由以下四部分组成:PC/104模块, AD与嵌入式单片机, 显示装置和人体压力中心 (center of pressure, COP) 检测装置。完整的评测系统如图1所示。

操作系统采用加拿大QNX软件系统公司开发的一种分布式、多用户、多任务嵌入式实时操作系统——QNX操作系统。对比Windows操作系统而言, QNX操作系统可靠性更高, 速度更快, 实时性更强。QNX操作系统对力检测平台采集的数据进行读取和保存。

系统控制器采用PC/104单板微机作为中央处理器, 该模块与PC总线系统在体系结构、软硬件方面完全兼容, 开发者可以很快掌握其软、硬件的使用。费用低, 风险小, 大大的缩短了产品的开发周期;同时它采用了适于嵌入式应用的紧凑型堆栈式结构, 体积小、重量轻、可靠性高、配置灵活, 因此在工控领域得到了广泛的应用。

实验对象为男女比例1:1的20名健康的大学生。测量时, 在一间安静的屋内, 要求被测者双脚站立于力检测平台中心, 上身自然站立, 双手自然下垂于身体两侧, 不能扭头、人为晃动身体。本研究提出一种新的评价指标, 将人体平衡能力定义为最大Lyapunov指数 (largest Lyapunov exponent, LLE) [3]。

现将20名被测者详细实验数据的LLE的数据以柱状图的形式显示于图2。

2 结论

随着电子技术的不断发展, 微弱信号的检测能力得到了大大提高。所有信号检测仪器正朝着微元化、数字化发展。本文设计了一套生物微弱信号采集系统, 具有结构简单、响应速度快、可靠性及精确度高的特点, 实现了程序化、数字化。为精确采集生物微弱信号提供了强有力的支持。

参考文献

[1]高晋占.微弱信号检测[M].清华大学出版社有限公司, 2004.

[2]江国舟, 江超.微弱信号检测的基本原理与方法研究[J].湖北师范学院学报 (自然科学版) , 2001 (04) :45-52.

微弱信号采集处理电路研究 篇4

关键词：血小板聚集,微弱信号,处理电路

由血小板聚集功能异常可检测出因聚集功能低下所造成的出血倾向疾病,或因聚集功能过高所形成的血栓,诊断血栓栓塞并发症,如中风、心梗等疾病元监测,并可提早预防避免发生。同时可用于研究,如血小板药物学研究、中西药节选抗血小板药物之测定研究中医药活血化淤机理等。全血经低速离心,去除红细胞、白细胞,制备富含血小板血浆(PRP)。在特定的连续搅拌条件下于富含血小板血浆(PRP)中加入诱导剂时,由于血小板发生聚集,悬液的浊度就会发生相应的改变,光电池将浊度的变化转换为电信号的变化,在记录仪上予以记录,根据聚集曲线可计算出血小板聚集的程度和时间。

一、总体设计

1.整体设计。上述血小板聚集功能检测过程很容易受到外界电信号和客观环境的干扰,为了抗干扰,准确的采集有用信号,应系统采用调制解调电路。调制电路使用的是光电调制,解调电路采用精密整流型相敏检波电路。整体设计主要包括激励电路、采集电路、调理电路三部分,功能主要是进行检测信号的采集。整个硬件功能齐全,结构简单,成本低廉,易生产。

2.影响检测精度的因素。(1)机械定位的准确性。根据检测的原理,检测装置的光电发射与光电接收的光轴应一致,因此要求发射部件与接收部件应该水平,中心对应,并且为了避免引入杂光,发射部件与接收部件都一定要采用黑色阳极氧化的工艺,且光轴应在试样中心。另外,我们设置了4条并行的检测通道,为了达到一致性,要求各通道发射部件发射的光束平行,光强一致,发射部件的发射面积相同,同时各接收部件的接收面积也要相同,这就对机械定位要求很高,这将直接影响检测的重复性、一致性。(2)供电电压的稳定性。按照检测原理我们知道供电电压一个微小变化就会改变检测结果。为了滤出供电电压的干扰,我们设置了4条并行的检测通道和一个参考通道,所有通道的硬件电路完全相同,只是检测通道的激励光源发出的光线透过检测血液照射到光电池上,而参考通道光线是直接照射到光电池上的,这样采用差动的方法就可以有效地滤除电源的窜扰信号,提高检测的精度。(3)标准容器的误差。检测中使用的反应试管的透光率也会引起检测误差,这个透光率误差是与更高精度的标准容器比对修正而得到的,这里我们未做任何补偿,进行总体系统误差分析时不能忽略。

二、电路设计

1.激励电路。本系统是使用双光束发光二极管来作为激励光源,分别能发出波长为405纳米的蓝光和660纳米的红光,这样既能满足多种血液检测项目检测光源波长不同的要求,又能降低电路的成本。但这样易于受到外界自然光的影响,而检测信号又均为微弱信号,因此为了减少噪声,提高检测精度,我们一方面对仪器装置做了准确的机械定位,一方面对光源进行了调制。因而该部分电路包含有两部分:一部分是振荡电路,一部分是光电调幅调制电路。(1)振荡电路。这里采用RC正弦波振荡电路,稳幅环节采用的是稳压管,后面又采用了滞回比较器电路将一定频率的正弦波信号变为方波信号来作为载波信号。这样可以消除振荡效应,提高电路的抗干扰能力,保证信号同步。这里注意运放参数的选取,滞后的范围不宜过小,否则会降低抗干扰的能力,但也不宜过大,否则将会影响调解参考信号与调制信号的相位关系,对相敏解调不利。(2)调制光源。这里检测的信号变化微小,很容易淹没到噪声信号中,我们加了调制解调。本系统中使用的是光电调幅调制电路,将方波信号作为载波,发光二极管光强的变化为调制信号。由于检测信号的频率不太高,载波信号频率应大于调制信号频率的10倍以上,方能得到一个良好的调制效果。

2.采集电路。这里采集电路包括光电接收转换电路和精密相敏解调电路两部分,其中的光电接收转换电路为关键部分,它将直接影响电路的成功与否。(1)光电接收与转换电路。这里我们采用的检测传感器为硅光电池,它价格便宜、寿命长、性能稳定。我们通过硅光电池来讲透过检测试剂光强的变化转化为电流的变化,再通过一定的电路将电流的变化转化为电压的变化。因为电压变化信号微小,且检测信号的频率较低,我们选用OP27运算放大器对信号进行去噪和放大处理。OP27精密运算放大器兼有低失调电压和漂移特性与高速、低噪声的特性。失调电压低至25μV,最大漂移为0.6μV/°C,因而该器件是精密仪器仪表应用的理想之选。极低噪声(10Hz时en=3.5n V/√Hz),低1/f噪声转折频率(2.7Hz)以及高增益(180万),能够使低电平信号得到精确的高增益放大。8MHz增益带宽积和2.8V/μs压摆率则可以在高速数据采集系统中实现出色的动态精度。(2)精密相敏解调电路。精密相敏检波电路具有判别信号相位和频率的能力,能够提高抗干扰能力,所以我们选用它。相敏检波电路的主要特点是,除了所需解调的调幅信号外,还要输入一个参考信号。有了参考信号就可以用它来鉴别输入信号的相位和频率。在本电路设计中,采用方波信号作参考信号。这时输入信号不是与单位参考信号相乘,而是与归一化的方波载波信号相乘。这时的输出电压对所有的n为偶数的偶次谐波,输出为零;而奇次谐波的传递系数随谐波增高而衰减,因而相敏检波电路具有抑制高次谐波干扰的能力。

3.调理电路。我们设计采用一阶有源低通滤波电路来作为调理电路,具体的做法是在一阶RC低通电路的输出端,再加上一个同相比例放大电路,使之既能起放大作用,又与负载很好隔离开来。

从幅频响应来看,一阶滤波器的效果还不够好,它的衰减率只是20d B/十倍频。我们后面还设计了数字滤波再进行更深层次的滤波。

实验结果表明该信号采集系统在凝血检测单通道的重复性和多通道的一致性方面均达到检测规程的要求,但对检测系统的安全性和稳定性还需进行运行可靠性分析和其他相关的运行评定。从检测结果可以看出该技术设计方案是切实可行的,在技术上和经济上都具有比较高的优越性。

参考文献

[1]阙英男,宋晓萍,邹琳.比浊法测定血小板聚集功能在临床中的应用[J].江西医学检验,2007,(1).

[2]苍金荣.凝血/止血检测的质量保证[J].现代检验医学杂志,2004,(9):33-35.

[3]张国雄.测控电路[M].北京:机械工业出版社,2013.

微弱GPS信号捕获算法研究 篇5

全球定位系统 (GPS) 能够为用户提供精确的位置, 速度, 时间等信息, 已经得到了广泛的应用。这种不断增长的个人导航和定位服务的要求, 对于一些低信噪比信号的GPS接收机工作提出了迫切的要求。如在隧道的情况下, 由于卫星信号非常微弱, 很难有效捕捉卫星信号, 导致无法正常的定位。因此, 在信噪比下GPS信号的捕获有着广阔的发展和应用前景[1]。

2、GPS信号捕获算法分析与改进

2.1 传统的GPS信号捕获算法介绍

这里主要介绍基于FFT的并行捕获算法[1,2],

通常情况下, 由于输入信号的C/A码的起始位置是未知的, 所以在进行捕获之前, 波形实现产生一个伪随机码, 这里假设将接收到的模拟信号数字化为5000个点, 然后与输入的信号在数字域进行相乘, 将相乘得到的结果进行快速傅里叶变换, 从而得到其频率。

当接收到的为10ms的电文, 由于在进行卷积运算的时候, 我们需要的电文长度为1ms, 即只需要卷积1ms, 此外, 由于将每个信号数字化为5000点, 故需要5000次操作。因此, 对于10ms的电文, 每次操作需要进行50000个乘积操作和50000次的FFT变换。在20Khz的范围内, 只需要201个频率分量, 那么需要从计算得到的1.005*10^6个计算结果中进行挑选。所以, 当电文长度从1ms变为10ms的时候, 计算量的增长是非常明显的。寻找其C/A码的起点位置的时间分辨率为200ns, 其基本结构如图1所示。

2.2 传统的GPS信号捕获算法的仿真分析

由于C/A码长lms, 所以至少要用lms的电文来捕获, 但在实际中, 1ms的电文仍有可能发生导航点相位偏移。因此, 使用两组连续的10ms电文来捕获, 就保证了在某一组电文中未含有相位偏移。

我们将一个信号分为10段, 每段则对应与一个CA码片[3]。C/A码是由两个10级反馈移位寄存器构成的Gold码产生。其特征多项式分别为:

将产生的GPS信号送入本地接收机, 根据图3提供的接收方法进行接收。此外, 考虑在实际中, 接收到信号的多普勒频率偏移一般在±5k, 所以, 在本仿真中, 我们设置频率搜索的范围上下限为, 搜索的步进为±5k/100。

下面的仿真结果为C/A码相位捕获结果, 其中峰值的坐标代表捕获得到的C/A码相位抽样码片值。其峰值的坐标分别代表载波频率捕获的值。

图2是10db时候的捕获情况。

从上面的仿真结果可以看到, 对于一般的捕获算法, 当SNR=-10db的时候, 系统基本无法工作。

2.3 改进的GPS信号捕获算法

通过上一节的仿真可以看到, 当SNR=-10db的时候, 系统基本无法正常工作[4]。

搜索GPS信号在本质上就是搜索CA码相关峰的过程, 但是当噪声较大的时候, 相关峰的峰值相对于噪声来讲, 就会变小, 通过相关峰的叠加, 来增强相关峰的信噪比。根据这个思想, 本文将提出一种改进的GPS捕获算法, 综合考虑信号捕获速度、硬件资源、以及性能方面等问题。算法采用分段FFT的方法进行运算, 算法基本结构如图3所示。

其中每条支路的算法与传统的算法相同, 唯一不同是将一个信号做多段的FFT变换处理。假设这里分段数目为K, 那么每个相关器的相关时间为TCA/K。每个相关器处理的C/A码长度为LCA/K, 然后再对处理后的数据进行FFT变换。由于每个FFT对应的点数仅仅为原来的1/K, 故其硬件资源较直接的并行FFT算法要节约。

在这种情况下, 获得的信号频谱非常差, 甚至难以搜索到其峰值。考虑相干累加对噪声没有放大作用, 因此, 这里通过相干累加来进行处理。得到分段后的FFT, X (1) , X (2) , ...., X (K-1) , X (K) 。然后得到的相干累加后的的结果如下式所示:

然后对得到的结果取模。当获得超过门限的峰值, 则说明此时信号已经捕获, 就得到对码相位和多普勒频移估计值, 这样做的优点是可以获得峰值更为明显的谱线。

2.4 改进后的GPS信号捕获算法的仿真分析

这里采用相同的中频信号进行测试, 将信噪比加到-2 0 d b开始测试, 其测试结果如图所示。图4是S N R=-2 0 d b的时候的捕获情况。

通过上面仿真, 可以看到在低信噪比条件下, 通过运算, 系统还能够捕获GPS信号。相关峰的值与均值的比值较小, 噪声毛刺较大, 相比较零噪声时的虚部较小结果, 强噪声情况下相关结果虚部变大, 这说明随着噪声的增强, 捕获的概率在逐渐减小, 虚警概率在逐渐增加。这里的相关峰, 即通过前面加窗的方法进行搜峰, 即可得到相关峰的峰值幅度和位置。

上面提出的低信噪比信号捕获的方案, 在M A T L A B中对该方案进行了仿真分析, 仿真证明该方案在低信噪比下系统的工性能良好, 通过相干累加后的GPS信号捕获算法具有更高的性能, 传统的算法只能在信噪比为-10db以内的情况下工作, 而改进后的算法可以达到-20db。

3、结语

针对目前软件GPS接收机运算能力有限, 工作环境的局限性, 本文提出了一种改进的GPS信号捕获算法, 使其能够在低信噪比环境下正常工作。这种新的GPS信号捕获算法是基于分段处理和频谱叠加的思想, 使其能够在恶劣的环境下获得明显的算法相关峰, 本文通过M A T L A B对系统进行了仿真, 仿真发现系统能够在S N R=-20db的环境正常工作。

本文的研究成果在微弱信号下GPS信号的捕获方面具有较大的参考价值。

摘要：本文提出了一种改进的分段叠加捕获算法。其具体做法是将接收到的信号分为多段, 然后对每段信号进行叠加, 再对叠加后的信号做C/A码相关和FFT操作, 该算法能够识别-20db信噪比下的GPS信号。论文对该算法进行了仿真与分析, 说明该算法具有较高的应用价值。

关键词：GPS信号,捕获,C/A码,FFT

参考文献

[1]Elliott D.Kaplan and Christopher J.Hegarty著[M].寇艳红译.GPS原理与应用.第二版.北京:电子工业出版社, 2007.111~224

[2]赵昀, 张其善.软件GPS接收机架构与捕获算法实现.北京航空航天大学学报.2006, 53-56.

[3]丁继成, 赵琳, 余小辉.应用频率误差修正的高灵敏度GPS信号捕获技术[J].哈尔滨工程大学学报, 2009, 3 (8) :887-892.

微弱信号放大 篇6

针对待测信号是大参数条件，冷永刚、赖志慧等人提出了利用二次采样的方法来实现大参数随机共振[6,7]，林敏、夏均忠等人提出了调制随机共振[8,9]。在研究以上方法的基础上本文提出了系统参数调整法，不需要对待测微弱信号进行预处理，通过对系统参数的调整直接将待测大参数信号输入非线性系统就能实现随机共振。

1 双稳系统随机共振模型

在随机共振的研究中，采用二阶Duffing振子非线性系统，其Langevin方程[10]如下:

式(1)中，k为阻尼比系数，U(x)为非线性系统势函数，s(t)表示外加微弱信号且s(t)=Acos(2πft),x表示系统输出信号;n(t)是均值为0，噪声强度为D的高斯白噪声，满足

白噪声可以表示为

式(3)中，σ2表示噪声方差，ξ(t)表示均值为0，方差为1的高斯白噪声。方程(1)描述了双势阱粒子收到驱动信号s(t)，随机力n(t)共同作用时，在过阻尼条件下的运动。令系统势函数为计算可知系统势函数存在一个势垒点(x=0)和两个势阱点()，当非线性系统中只收到周期驱动力s(t)作用的时候存在系统临界值当A<Ac时，粒子只能在单个势阱中运动而不能越过势垒完成跃迁;当A≥Ac时，粒子将越过势垒做大范围的跃迁运动。这是由于足够大周期驱动力引入，使得粒子能够越过势垒，从而打破系统的平衡。然而，将驱动信号噪声同时加入非线性系统时，即使A<Ac时，只要系统、信号和噪声达到最佳匹配，随着周期驱动力和噪声的系统作用，将噪声部分能量转移到信号能量，从而放大信号，实现随机共振，并且在系统输出功率谱中出现谱峰值特征。

当输入信号满足绝热近似理论的小参数条件时，设输入正弦信号幅值A=0.1，频率f0=0.01 Hz，采用频率fs=5 Hz，噪声强度D=0.4，系统参数a=b=1。将以上参数带入方程(1)，采用四阶RungeKutta算法进行数值求解，采样点数为4 096，图1(a)和(b)为未加入噪声系统输入波形和输出功率谱图，图1(c)和(d)为加入适量噪声的系统输出波形和功率谱图，由图1分析可知，即使输入信号幅值小于临界值，只有加入适当的噪声使得系统产生协同效应，系统就能达到随机共振。

2 大参数随机共振

2.1 信号频率为大参数

基于绝热近似理论的随机共振产生条件中，输入信号频率必须满足其中rk为Kramers逃逸率[11,12]，其表达式为

当参数a=b=1时，由式(4)可以计算出Kramers逃逸率极限值因此，双稳Duffing系统随机共振只能在频率为小参数条件下实现，理论上输入信号频率必须满足0<f0<0.112 Hz。将双稳系统势垒ΔU=a2/4b代入式(4)得

从Kramers逃逸率极限值可以看出，增大参数a可以使极限值rklim增大，由式(5)可知，随着参数a的增大，rk将更快的减小并趋于0，因此只调整参数a并不实现大频率信号的随机共振。增大参数b可以使rk增大趋近于极限值rklim，但是并不能改变极限值rklim的大小，因而只调整参数b也不能实现大频率信号的随机共振。由此可知，只有同时对参数a、b进行调整，使得rk、rklim能够同时增大，即rklim增大，ΔU变小，这样才能实现大频率信号随机共振。令a2=Ra,b2=R3b(R≥1)，代入式(1)得

经过参数调整，rklim 1=Rrklim，ΔU2=ΔU/R。因此只需要调整适当的R就能实现大频率随机共振。

2.2 噪声强度为大参数

当输入信号中包含高强度噪声[13](即噪声强度D>>1)，双稳系统将会产生过共振，使得微弱信号特征难以被检测。大量的仿真数据表明，调整阻尼比k能够改变系统输出功率谱的形状特征。当阻尼比k越小，功率谱中高频成分越多，低频成分越少然而当阻尼比k越大，功率谱中高频成分越少，低频成分越多，说明了阻尼比k决定了噪声能量的转移特性。由此可知，只有选择适当的阻尼比k才能使得系统在某一特定噪声强度下达到最佳随机共振输出。

3 数值仿真分析

3.1 输入微弱信号频率为大参数

设输入正弦信号幅值A=0.1 V，频率f0=5Hz，采样频率fs=100 Hz，噪声强度D=0.4，取Duffing方程系统参数k=0.5,a=b=1。系统输出信号波形及功率谱如图2(a)和(b)，由图2(a)、(b)可以看出，大频率信号经过未经调整的双稳系统之后，输出信号中仍然包含较多的噪声信号，所以波形也较为混乱，从功率谱图中可以看出，在频率f0=5 Hz处也没有出现谱峰值，由此可知系统未能产生随机共振。令R=100，即理论上最大可以满足频率为1.12 Hz<f0<11.2 Hz的信号产生随机共振。调整参数后系统输出信号波形及频率如图2(c)和(d)，由图2(c)和(d)可以看出，系统输出信号中只包含少部分噪声信号且波形较为整洁，输出信号频谱中f0=5 Hz也出现了谱峰值特征。由以上分析可以得出结论，通过调整系统参数，能够实现大频率信号随机共振。

3.2 输入微弱信号噪声强度为大参数

设输入正弦信号幅值A=0.1 V，频率f0=0.01Hz，采样频率fs=5 Hz，噪声强度D=5,Duffing方程系统参数k=0.5，α=β=1。系统输出信号功率谱如图3(a)，由图可知噪声强度过大使得系统不能产生随机共振，微弱特征信号湮没在噪声中不能被识别。调整阻尼比参数分别为1.2,1.9和2.6，其系统输出功率谱如图3(b)、(c)和(d)。从功率谱图中可以看出对于噪声强度D=5的输入信号，在k=1.9即图3(c)的时候达到最佳系统输出，从而产生随机共振。在特征频率f0=0.01 Hz处出现了明显的谱峰值特征，由图3(b)可以看出，当阻尼比较小的时候系统输出功率谱包含大量的高频成分，然而由图3(d)可以看出，当阻尼比较大的时候系统输出功率谱中又包含过多的低频成分，由此可见在阻尼比k=0.5,1.2,2.6的时候系统都不能实现最佳系统输出，使得特征信号难以识别。

4 结论

一种简单微弱信号检测系统的设计 篇7

1 项目方案

1.1 总体设计方案

系统的总体设计方案如图1所示。输入正弦波信号VS的频率为1 k Hz、幅度峰峰值在200m V到2V范围内叠加VN的均方根电压值固定为1V+-0.1V的噪声源时, 能够成功检测输出正弦波, 振幅误差不超过5%。采用TI公司超低功耗单片机MSP430G2553为核心的Launchpad开发板来处理数据和驱动1602液晶屏显示正弦波信号的幅度值。

1.2 微弱信号检测电路

微弱信号检测电路是核心, 相敏检波器构成的微弱信号检测部分的原理框图如图2所示。混叠信号通过带通滤波器滤除带外噪声, 与检测标识信号经过移相器后一起通入相敏检波器, 则混叠在噪声中的原信号会被取出, 再通过低通放大后恢复出标识信号。

2 电路设计

附属电路包括加法器、带通滤波器、低通滤波器、正弦波振荡器和移相器。其中, 加法器为输入信号分别为1KHz的正弦波信号和噪声信号, 通过主要由TL084ACD构成的加法器电路后得到一个与正弦波同频同相、幅度一致的带毛刺的正弦波 (VC=VS+VN) 。带通滤波器是一个允许特定频段的波, 通过同时滤除带外噪声的电路。在本电路图中, 保留在1KHz频率左右的信号 (500Hz~2k Hz) 。移相器电路:如果一个频率为ω的正弦信号通过系统后, 它的相位落后D, 则该信号被延迟了D/的时间。所以我们利用LF353P芯片, 对相位进行调整。低通滤波器:从相敏检波器得到的交流信号经过低通滤波器后将被滤除掉 (大于40Hz的频率被滤除) , 得到平稳的直流电压信号 (幅值等于输入正弦波的VS的幅度) 。

主要电路为相敏检波电路:

两个同频信号之间的相位进行检波, 经过相敏检波后的波形为整流后的波形, 频率变成正弦频率的两倍即2KHz。如图3所示。

3 信号处理电路相关设计及测试情况

本设计以带通滤波电路、移相电路、相敏检波电路、低通滤波电路实现锁相放大的功能;加法器和电阻分压网络为辅助电路;MSP430G2553单片机实现信号输出和显示功能。测量结果见表1所示测量数据, 由表中数据知此方案性能良好, 能够达到微弱信号检测的设计要求。

结束语

该系统目前可以应用于正版光碟的防伪中。在制作光碟时, 加一个微弱的正弦信号作为防伪标记 (该微弱信号不会对光碟的音质产生任何影响) , 通过该微弱检测装置检测到防伪标记, 从而达到防伪的目的。

摘要：为了实现在强噪声背景下检测已知频率的微弱信号, 本设计主要利用锁相放大的方法进行微弱信号检测的电路设计方案, 以带通滤波电路、移相电路、相敏检波电路、低通滤波电路实现锁相放大的功能;加法器和电阻分压网络为辅助电路;MSP430G2553单片机实现检测输出信号的显示功能。该系统可以应用多领域的微弱信号检测环节中。

关键词：锁相放大,相敏检波,带通滤波,低通滤波

参考文献

[1]王卫东.高频电子线路 (第二版) [M].北京:电子工业出版社.