导航信号（共7篇）
导航信号 篇1
摘要：本文介绍了导航信号的特点及低信噪比条件下的捕获思想和方法, 分析了相干积分、非相干积分及二者相结合的原理。对于GNSS信号的搜索捕获采用长时间相干积分算法, 会导致频率的搜索范围增加;采用非相干积分算法将增加平方损失;采用相干积分与非相干积分结合的方法提高整体信号强度, 避免多普勒现象产生的影响, 实现对弱信号的捕获。仿真结果表明, 采用20ms的相干积分时间和5次非相干积分, 在没有互相关干扰的情况下, 可以接收信噪比为-35dB的弱信号。
关键词：全球卫星导航系统,相干积分-非相干积分,捕获,弱信号
一、引言
信号的捕获是导航信号接收机设计的关键环节。捕获原理是利用伪随机码的强自相关特性, 接收机以某个搜索点的频率和码相位为参数, 当产生的本地信号的码相位和载波频率与接收到的码相位和载波频率相匹配时, 当得到的相关值高于信号检测阈值, 则认为捕获成功。如果得到的相关值低于信号检测阈值, 则以下一个搜索点的频率和码相位为参数, 重新生成本地信号进行检测。在强信号条件下, 接收机对接收到的导航信号做一个伪码周期的相干积分, 信噪比就可达到15d B的理想值。在弱信号条件下接收到的导航信号可能会衰减20d B以上, 因此必须获得20d B以上信号处理增益, 才能将信噪比提高到接收机可以做出正确的信号检测所需要的理想强度, 从而捕获到信号。
弱导航信号是指信号强度在-180d BW~-188d BW之间的信号。随着导航技术应用的日益广泛, 在室内、深山峡谷、戈壁滩等信号条件恶劣的环境中, 由于信号的多径效应, 电离层等各种因素造成卫星导航信号有近30d B的衰减。通常, 导航信号达到地面的功率在-160d BW左右, 2M H z带宽的信噪比约为-19d B。每深入建筑物1m, 信号功率就要衰减1d B。普通写字楼内, 置于衣袋内的信号接收机端的信号功率只有-176d BW左右, 信噪比约为-35d B。本文以快速傅里叶变换为基础, 采用相干与非相干积分结合的方法, 验证对弱信号捕获的有效性。
二、信号模型
GNSS软件接收机捕获模块的输入信号是经过接收机前端降频处理后得到的中频 (IF) 信号。信号模型可表示为
式中, 为采样时刻接收到的基带信号;下标m表示可见星的编号;Am为信号幅值;dm (t) 为导航数据, 周期为TD;cm (t) 为伪随机码, 周期Tc;η为由多普勒频移引起的码速率相对变化;ts为伪随机码的起始时刻, 即码相位的测量值;fm, D为信号m的多普勒频移;vk为零均值、方差v2的加性高斯白噪声。
三、捕获方法
1. 相干积分
相干积分是充分利用伪随机码的强自相关性。长时间的相干积分可以滤掉更多的噪声, 因此可以提高捕获性能。相干积分原理结构如图1所示。
由图1可知:相干积分将相关结果直接进行累加, 保留了信号中的相位信息, 此时信号功率呈平方倍数增加, 而噪声功率只是线性增加, 因此累加次数越多、积分时间越长, 信噪比提高就越显著。然而, 由于受到导航电文数据比特宽度和多普勒频移误差的影响, 相干积分在没有外部辅助源的情况下, 积分的时间长度最大为一个电文数据位周期;否则, 由于数据位极性变化, 将引起不必要的损失。如需要更长时间的积分, 则采用非相干积分时间实现。
2. 非相干积分
为了消除导航电文周期对相干积分时长的影响, 可通过将相干积分结果进行平方处理后再累加, 从而获得信号增益。其相关累加值可表示为
式中, RM (m) 为Rms的导航数据与本地C/A码的非相干捕获相关值。可以看出平方运算有效降低了导航电文数据位翻转对积分结果的影响。因此非相干积分的积分时间可以超过导航电文一个周期。非相干积分原理如图2所示。它将相干积分的结果平方后, 再进行K次累计。
非相干积分法消除了电文数据位可能发生翻转造成的影响, 同时平方处理去除了相位误差造成的副作用, 理论上能够使积分时间无限长。然而, 在非相干积分过程中, 噪声同时被平方, 信噪比增益受到平方损失的影响, 降低了对弱信号捕获灵敏度。
2.相干与非相干积分结合
相干积分能得到较大的增益, 但会受到数据比特跳变的影响;非相干积分虽然存在平方损耗, 其增益效率不如相干积分, 但它不受数据比特跳变和频率误差的影响, 理论上没有时间限制。为了得到更好的捕获效果, 根据数据位长度采用相干积分与非相干积分相结合的方法对弱信号进行捕获。
基于相干-非相干积分的捕获方法原理如图3所示。接收信号分别与本地载波相乘得到基带同相分量 (I) 、正交分量 (Q) , 然后将基带信号与本地伪码相乘并相干累加, 得到同相正交相干积分值, 最后利用相干积分的平方求和进行二次累加得到相干积分值。
四、仿真实验
本文采用Matlab对各种算法进行仿真分析。PRN码产生周期为20ms, 仿真输入数据如表1所示。
对PRN1信号采用1ms的相干积分时间, 结果如图4, 图5所示。显示结果表明可以捕获到PRN1信号。
对PRN2信号分别采用30ms的相干积分和非相干积分产生结果如图6, 图7, 图8所示。图6中, 由于相干积分时间超过一个周期, 最大多普勒频移对应的码相位值不明显, 而图7采用非相干积分, 时间尽管超过一个周期, 最大多普勒频移对应的码相位值仍然明显。图8表明超过一个周期, 非相干积分仍能够捕获到多普勒频移。
对PRN2信号采用20ms的相干积分时间和5次非相干积分, 结果如图9, 图10所示。显示结果表明捕获到PRN2信号码相位和多普勒频移。
五、结束语
本文通过产生的PRN加入大小不等的噪声, 分别采用不同的捕获算法进行仿真分析。结果表明:相干积分过程中, 相干时间越长, 增益越大。相干积分的时间长度不能超过一个电文数据位周期, 否则, 就有可能由于数据位极性变化, 使增益变小甚至抵消;非相干积分法虽然消除了电文数据位跳变产生的影响, 但由于噪声同时也被平方, 降低了信噪比的增益。采用相干积分和非相干积分组合的方法, 可以克服这两种方法的弊端, 实现对低信噪比信号的捕获。
民用航空导航信号的干扰探究 篇2
(一) 通过电力线侵入的电磁干扰。
这方面的干扰主要存在于电网中, 比如说电网切换、负载切换以及其他一系列与之有关的故障等。这些情况的产生, 都可能导致电网产生瞬间变化, 进而影响其电压波动, 导致其产生无规律的正负脉冲。这些脉冲就可能通过电力线侵入, 对民用航空导航信号产生干扰。不仅如此, 雷电也会通过电力线侵入, 这可以通过安装避雷针等规避雷电产生的干扰。
(二) 通过信号线侵入的电磁干扰。
一般来说, 因为民航导航设备所使用的电缆多为多芯电缆, 电缆内各导线之间就可能产生感应, 进而对其他临近线路内信号产生干扰。一旦这些干扰信号大过正在传输的有用信号, 就严重影响了信号的有效传输。
(三) 直接侵入导航设备的电磁干扰。
这种直接侵入导航设备的电磁干扰主要原因在于接收机混频组件具有的非线性。除此以外, 如果在安装设备时没有考虑到天线的地理位置、净空条件等因素, 也有可能产生这样的干扰。
二、民用航空导航信号的反干扰措施与建议
(一) 建立起电磁环境监测制度。
一个好的电磁环境监测制度在改善民用航空导航质量方面发挥着重要的作用。尤其是一些未经过相关部门批准而自行搭建的广播电台, 这些电台使用的设备往往达不到国家要求的标准, 因此杂散发射的情况也经常出现, 从而形成干扰源。所以说, 进一步加强电磁环境的检测力度是必不可少的。除此以外, 无线电管理相关部门也同样需要加强对无线电设备的检测、监管力度, 如果发现有可能存在产生干扰源, 从而对民用航空产生干扰影响安全的行为, 应该及早、严厉查处。而那些符合国家标准的大型发射装备, 也应该有着完善的年检制度, 通过定期检查, 保障其信号发射的正常, 不会对民用航空导航信号产生干扰。
(二) 采取相对应的技术措施。
1. 合理设置接地。
电子设备只有采取合理的接地措施, 才能保障系统运行的安全性, 避免因为各设备之间出现的电位差影响民营航空导航信号。另外, 通过设置接地, 还能够防止外界电磁干扰产生的影响。并且, 接地措施还能够有效保障设备外表可能集聚的电荷释放, 防止高压放电现象干扰信号。
2. 屏蔽措施得当。
民航部门众多电子设备所产生的电磁干扰可以借助屏蔽措施进行预防。为了有效降低干扰信号, 必须将机箱、机柜的门严密闭合。并且如果部门内的设备本身就属于电磁辐射非常严重的机械, 就应该慎重对待, 最好将其单独存放或者采取屏蔽措施。
3. 改善电源。
主要就是在设备较多的房间内, 使用净化过的电源, 以免因为电源的共用导致各设备之间的传导干扰现象。
4. 确定合适的闭路电视频率。
为了有效防止干扰信号, 民航部门还必须确定合适的闭路电视频率, 防止其与民航信号波段的重叠对其产生干扰。
(三) 建立起有效的管理机制。
总的来说, 民用航空导航信号的反干扰是一项复杂、长远的工程, 这在广播电视事业不断发展的背景下显得更为明显。为此, 就必须建立起长效的管理机制, 加强对广播电视频段的监控。这就要求相关部门严格把关广播电台的申请, 不断严格要求, 确保其资质达标、设备正常。对于违法乱搭乱建的行为, 应该严厉禁止, 严重者追究其法律责任。除此以外, 民航导航信号的保护所涉及的部门众多, 这就要求各部门能够相互配合, 建立科学、有效的长效合作机制, 从而提高民航部门应对信号干扰问题, 提高民用航空导航信号的质量。并且, 各级政府部门也应该与民航部门保持密切联系, 通过宣传教育等方式营造一个良好的无线电管理氛围。这样以来就可以在管理机制的保障下实现民用航空导航信号管理的突破。
结语
综上所述, 民航部门的安全性关乎众多人民群众的生命财产安全。为此, 就必须充分了解干扰民用航空导航信号的主要途径, 并在此基础上通过建立起电磁环境监测制度、采取相对应的技术措施、建立起有效的管理机制等有效措施加以处理和预防。只有这样才能不断消除民航部门的安全隐患, 保障民用航空的安全性, 为人们的交通出行带来便利。
参考文献
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导航信号 篇3
目前, 卫星/惯性组合导航凭借其高精度、低成本和抗干扰的优点, 已经广泛应用于社会的各个方面, 尤其是在航空航天和精确制导武器等领域[1,2]。在对组合导航算法及其系统的研究改进和测试验证上, 需要用到卫星/惯性组合导航信号, 而采用实际的卫星和惯性信号成本代价高, 可控性差, 难以广泛采用。因此, 研究设计卫星/惯性组合导航信号仿真系统具有重大工程意义。
目前, 主要是通过将独立产生的卫星和惯性信号进行一定的同步处理获得组合信号。但这类信号无法从根本上解决信号的同源问题, 难以实现高精度的同步, 因而在信号同步性、参数相关性上难以满足对高精度组合导航系统进行测试验证的需求。
为此, 提出了卫星/惯性组合导航信号仿真器系统化的设计思路, 借鉴目前卫星信号模拟器的设计方案, 融合惯性数据输出模块, 并通过引入天线坐标系研究载体姿态对卫星信号的影响, 弥补组合信号同步性差与卫星信号模拟无姿态信息的不足。
1 信号仿真原理
本系统所研究的组合导航信号仿真器其本质是将模拟产生的卫星信号与惯性信号进行同步处理, 进而为组合导航系统提供所需的高精度同步的组合信号。由于2种信号产生方式不同, 传播途径不同, 因此, 在仿真过程中需要考虑的因素也有一定差别。
1. 1 卫星信号仿真原理
GPS卫星向用户发送的信号为射频信号, 包含载波、测距码和数据码[3]3种信号分量, 其表达式为:
式中, 载波L分别是中心频率fL1= 15 753. 42 MHz的L1载波和fL2= 1 227. 6 MHz的L2载波, 2个频率的间隔为347.82 MHz, 可以利用双频精确地估计电离层延迟。载波主要用于信号的调制, 产生高频信号以改善信噪比, 便于卫星信号的传输。
测距码C/A码和P码是2组伪随机噪声 ( Pseudo-Random Noise, PRN) 序列, 可预先确定又可重复产生, 并具有类似白噪声随机统计特性。GPS系统中采用由m序列产生的方法。其中, C/A码2个10级线性反馈移位寄存器特征多项式分别为:
G1和G2经过模2相加 ( 即波形相乘) 得到乘积码, 亦称Gold序列, 可表示为:
式中, ni= 1, 2, …, ( 210- 1) , i对应于卫星, 因此每颗卫星发射唯一的C/A码。
测距码又称扩频码, 一方面用于信号的扩频, 极大地提高了信号的保密性和抗干扰性; 另一方面, 接收机通过捕获测距码测量信号传播延时, 实现测距和导航定位功能。
数据码D码也就是通常所说的导航电文, 包含卫星星历、卫星钟校正、电离层延迟校正、工作状态和全部卫星的概略星历等信息。用户通过对GPS信号进行解调得到其数据信息。
GPS卫星发射的广播电文就是先将扩频码与数据码模2相加构成复合码PD和C/AD , 再对L波段的载波L1和L2进行双向移相键控调制 ( Binary Phase Shift Keying, BPSK) 得到的[4]。GPS信号合成过程如图1所示。
卫星信号仿真就是在上述信号生成的基础上, 根据模拟的载体空间位置以及电离层误差、多径效应误差和对流层误差等模型计算测距码延迟, 进而仿真得到模拟卫星信号。
1. 2 姿态信息仿真
上述的卫星信号仿真技术将载体及其GPS天线当作一个质点, 仅仅考虑了信号的生成与载体的空间轨迹参数。而在真实情况中, 载体的姿态运动会使得GPS接收机天线对空间的覆盖特性发生变化, 导致部分或全部卫星信号减弱甚至中断[5]。因此, 必须研究并在仿真中考虑载体姿态运动对卫星信号的影响。
本系统通过引入天线坐标系 ( 如图2所示) , 综合考虑载体与卫星相对位置、天线安装方位和天线波束增益等因素, 利用姿态仿真和坐标转换等方法, 导出姿态变化与GPS信号强度的数学模型, 进而通过调节卫星信号增益强度来反映载体的姿态变化。
式中, φ, φ, γ分别表示载体的俯仰角、偏航角和滚动角; x, y, z表示天线至卫星矢量; Ciw, Cbi, Cab分别表示天线坐标系、弹体坐标系、惯性坐标系和WGS-84坐标系之间的转换矩阵。α, β表示天线坐标系中对卫星信号强度影响较大的2个夹角参数。根据卫星信号增益模型得到其增益G关于φ, φ, γ的函数表达式为:
1. 3 惯性信号仿真原理
惯性导航是根据牛顿第二定律测量加速度, 自动推算载体速度和位置数据的自主式导航方法。它是由陀螺通过实体模拟或计算的方法来建立测量加速度的参考坐标系, 用加速度计测量沿参考坐标轴的比力分量, 用计算机将比力分量与引力加速度的分量相加, 得到载体相对惯性坐标系的加速度分量, 再进行运算处理, 得出载体的速度和位置数据。这种导航方法无需外界提供信息, 不受外界的干扰和机动飞行的影响, 但受限于惯性器件的工艺水平, 其误差难以完全消除并随时间积累[6]。陀螺测量值表达式为:
式中, ω为真实角速率; Sz为刻度因数误差系数;Bf为零偏误差; nz为随机漂移误差。在载体运动状态数据已知的情况下, 通过构建并融合上述误差, 即可模拟生成陀螺的测量值。加速度计的输出值与陀螺类似。需要注意的是, 通常的惯性信号多为脉冲信号, 且根据信号接收对象的不同, 其电平幅值的要求也存在差异, 因此必须在信号生成后进行相应的电平转换。
2 系统设计
2. 1 系统总体设计
在一定程度上, 系统的设计方案决定了其整体性能。立足现有技术基础, 合理硬件平台搭建与软件流程设计, 为系统各项功能的实现提供前提条件。
硬件方面, 目前主流的设计方案有“DSP + FPGA”、“ARM + FPGA”和“工控机 + FPGA”3类。综合考虑其各自特性, 本文采用“工控机 + DSP + FPGA”的方案, 如图3所示。
这一方案的优点在于可以充分利用工控机CPU强大的浮点计算能力和FPGA的快速并行处理能力, 且控制简便、扩展灵活。其中, D/A转换器用于卫星信号的数模转换; 电平转换模块用于惯性脉冲信号的电平调整; SDRAM作为外设存储器对由工控机传来的数据进行存储; FLASH主要功能在于系统掉电后保存DSP的运行程序; FPGA是本仿真器的核心部件, 主要用于实现与DSP通信、信号合成和D/A控制的功能; 工控机主要完成仿真器的数字信号处理与数据在PCI接口和DSP间的传递; DSP作为工控机和FPGA之间的通信桥梁, 主要完成2个方面的工作: ①定时接收工控机运算生成的各种控制字和电文, 并按照时序要求, 将各通道的控制字发送给FPGA; ②数据类型校正处理, 由于工控机进行的是双精度浮点计算, 而FPGA中只能对整型数据进行处理, 这样必然会造成两者相位累加值的差异, 随着时间的流逝, 误差会越来越大, 必须加以校正[7,8]。
根据仿真器实现功能及其理论原理, 设计系统程序, 其流程结构如图4所示。从用户参数设置到组合信号输出, 主要包括系统初始化、信号生成和同步处理3个阶段。其中前2个阶段主要通过工控机运算完成, 然后将产生的信号经DSP传输给FPGA处理, 最后由各具体硬件仿真得到组合导航信号[9]。
在上述软硬件基础上, 主要设计了卫星信号仿真模块和惯性信号仿真模块2个模块。下面分别就各个模块具体设计进行阐述说明。
2. 2 卫星信号仿真模块
根据上述卫星信号仿真原理, 设计系统的卫星信号仿真模块, 如图5所示。
首先, 通过飞行导航数据或者对应的运动模型, 生成载体的运动状态。前者数据真实性较好, 但无法自由设置参数, 灵活性较差。因此, 通过运动模型实时产生是发展的主流趋势, 尤其对于弹道导弹等特殊载体, 通过运动模型可灵活配置其参数, 实现测试验证目标, 相关模型的理论技术可以参考文献[10]。同时, 根据设置的仿真时间生成实时星历数据, 计算每颗卫星的空间坐标, 然后分别结合载体运动的轨迹参数、相关误差模型以及姿态变化进行导航电文的生成与信号强度的姿态化处理, 最后经过卫星信号模拟硬件仿真得到卫星信号。
2. 3 惯性信号仿真模块
惯性信号仿真模块如图6所示, 与卫星信号仿真类似。其第一步也是载体运动模型的建立, 由于惯性导航的高度自主性, 不需要考虑其他外部因素, 因此只需将得到的标准轨迹和姿态参数与各类误差模型进行融合, 再根据信号接收对象对信号制式的要求进行对应的电平处理, 最后通过电缆输出对应的数字脉冲信号[11]。
3 信号同步处理
在得到卫星与惯性仿真信号后, 需要对2类信号进行高精度的时间同步处理, 这是研究的重点和难点, 关系到最后得到的信号能否为组合导航系统利用。
影响信号同步的因素主要有2个: 系统时差和启动时差。系统时差是指2个模块之间由于时钟源不同而产生的时差, 这是造成独立的卫星与惯性仿真系统之间信号难以同步的主要原因之一; 启动时差是指2个模块从加电启动到信号生成这一过程中的时差。对于高动态空间飞行器而言, 极小的时差也会导致巨大的导航误差, 影响导航数据的精度和系统的整体性能, 甚至导致整个系统无法正常工作[12], 因此必须尽可能减小卫星与惯性导航信号的时差。
针对二者不同产生机理, 本设计方案采用不同的解决办法。系统时差产生的根本原因在于信号时钟的不同源, 本系统通过合理硬件设计, 优化资源配置, 在确保2个信号模块相互不干扰的前提下, 使二者共用时钟源, 从根本上消除系统时差。实现这一点需要对仿真器硬件设计有较深入的研究, 具备一定的底层开发能力。造成启动时差的原因相对较多: 时间起步不一致、电路延迟不稳定和信号复杂程度不相同等。如果将其分离开解决, 需要考虑的因素多而杂, 实现难度大。本文基于系统化设计思路, 在系统内部进行精确的硬件时差标定, 再通过选取公共时间零点, 设置同步握手协议, 进行时漂实时补偿等多种方法, 软硬件共同作用, 最大程度地提高组合信号的同步性。
4 仿真验证
为了验证信号仿真器设计方案的可行性, 根据上文所述, 构建基础性的软件仿真平台。通过对卫星模拟信号与惯性模拟信号分别进行解算, 比对二者之间的导航误差, 进而对系统性能进行定性分析验证。
实验场景1: 用户位置为北纬60°00'00″、东经110°00'00″、高程200 m, 静止状态。
利用成熟的商业接收机 ( CG24) 对卫星仿真信号进行解算, 得到定位结果: 北纬59°59'58. 748″、东经109°59'57. 748″、高程206.78 m。静态条件下, 惯性仿真信号不产生误差。
实验场景2: 用户在WGS-84坐标系中速度分别为15 m/s、20 m/s和25 m/s。
通过接收机解算卫星信号得到用户速度为34. 97 m /s, 惯性仿真信号输出速度信息35. 21 m /s, 均与设定的用户速度35. 36 m/s较为吻合。
通过静态、动态仿真实验, 验证了卫星与惯性信号仿真的正确性与可行性, 并在一定程度上体现了系统的组合导航验证功能。
5 结束语
根据卫星/惯性信号仿真原理, 提出了针对高动态载体尤其是大姿态变化飞行器的卫星/惯性组合导航信号仿真器设计方案。该方案立足组合导航信号仿真与卫星信号姿态化处理, 适应导航系统发展趋势, 具有广阔的应用前景。经过初步仿真验证, 其结果表明本系统产生的信号对卫星/惯性组合导航系统有一定的测试验证效果。
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导航信号 篇4
导航雷达作为当代雷达技术的一项重要应用领域, 继20世纪40年代问世以来一直受到各国的重视, 不论是在军事上的反恐作战、敌情预警、还是民用上的防撞规避、灾害救援等方面, 均有广泛的应用前景。1988年, Philips研究实验室将FMCW技术引入到导航雷达系统中[1]。相比于传统脉冲模式工作的雷达系统, FMCW系统的主要优点在于采用简单结构就能获得较高的距离分辨率, 因而更容易携带或安装在小型舰船和车辆上。此外, 其发射信号波形的特殊性决定了FMCW系统在发射时不需要很高的发射功率。在系统实现上, 采用较低峰值功率的固态发射机即可满足性能要求, 同时, 由于FMCW信号的功率谱在调制带宽上近似为矩形, 使得非合作截获难度较大[2]。
目前, 市场上导航雷达多为非相参结构, 即无法获得回波信号的相位信息。而采用相参正交 (I, Q) 双通道接收结构, 不仅可以改善信噪比 (SNR) , 提高微弱目标检测概率, 还可能得到目标的速度信息, 并利用多普勒处理技术抑制杂波干扰。为研制相参FMCW导航雷达系统, 在微弱目标检测、杂波抑制等技术瓶颈方面有所突破, 需对其探测原理、系统结构和信号处理流程进行详细的分析与设计, 建立雷达系统模型并仿真回波信号处理, 从而对其探测性能做出科学分析与评估。
1 FMCW雷达探测原理
采用无调制波形的单频连续波雷达不能测量目标距离。为了同时获取目标的距离和速度, 连续波雷达的发射频率必须随时间变化。相参FMCW雷达通过天线向外辐射和接收一系列的调频连续波, 跟据回波信号相对发射信号的频率变化确定目标距离和多普勒信息[3]。由于调制不能总沿着一个方向连续变化, 所以一般为周期调制方式。综上考虑本系统采用如图1所示的锯齿形线性周期调频信号调制电磁波。其中回波延迟和目标运动会使得发射信号与回波信号之间存在一定的频率差值。
相参FMCW雷达发射瞬时频率为[4]:
式中:fc为载频频率;ΔF为发射调制带宽;tm为调制周期。
发射信号的相位为:
假设当t=0时, 初相ϕ0=0, 则有:
发射信号表达式为:
式中A为发射信号的幅度。
对于距离为R的静止目标, 发射信号到达目标并返回的延迟时间为:
式中c为光速。
回波信号的表达式为:
式中α为衰减系数。
回波信号与从发射支路引出的参考信号正交混频后, 分离成I, Q正交两通道, 这里只给出其中I路的混频信号:
通过低通滤波器后信号中的和频分量被滤除, 输出的I路差频信号为:
式中B为差频信号幅度。
式 (8) 包含了时变的频率项和非时变的相位项, 差拍频率为式中的第三项, 即:
式中为调频斜率。
如果目标以速度v移动, 则差拍频率为:
式中第二项是由目标多普勒频率引起的。
继而得到目标距离的表达式:
从上式可以看出, 目标距离与差拍频率有关, 差拍频率越大, 目标距离越远。由于差拍频率fdb反比于调制周期tm, 为使差拍频率积累足够多的能量并提供高的速度分辨率[6], tm应数倍于目标回波的最大往返延时Td, 同时要求目标在一个完整的tm内必须驻留在同一个距离单元, 则tm需满足:
式中:δR为距离分辨率;Vt为目标最大相对速度。
由于tm的值是有限的, 因此目标探测距离不能无限增加。此外, 由式 (11) 可以看出, 距离分辨率取决于中频信号的频率分辨率, 即:
从上式可知, 相参FMCW雷达在不同的探测距离上有不同的距离分辨率。探测距离越远, 距离分辨率就越差。如前所说tm≫td, 则有tm-td≈tm, 式 (13) 简化为:
在此忽略了加窗处理带来距离分辨率降低的影响[5]。
2 相参FMCW雷达系统结构及信号处理流程设计
相参FMCW导航雷达系统主要可分成七个模块:固态FMCW频率源、发射组件、收发天线、接收组件、中频电路、数字信号处理模块和显控软件。整体系统设计如图2所示。
固态FMCW频率源中的恒温晶振为系统提供稳定的参考频率, 直接数字频率合成器 (DDS) 在现场可编程门阵列 (FPGA) 的控制下产生所需的线性调频信号, 采用锁相环 (PLL) 直接倍频的方式调制到射频段。发射组件包括20 d B耦合器、可变衰减器和功率放大器。其中, 射频信号通过20 d B耦合器功率分配后分成两路, 一路经过发射组件中的可变衰减器和功率放大器后馈入发射天线中, 向外辐射FMCW信号, 另一路则作为本地振荡信号与回波信号进行混频。由于发射机的相位噪声边带可能会掩盖小目标, 使得接收机灵敏度下降, 为提高系统收发的隔离度, 这里采用分置的发射和接收天线。
由FMCW雷达探测原理可知, 发射信号与接收信号的瞬时频差正比于信号往返的回波时延, 因此测量这个频差就能得到目标的距离, 该频差可通过零差拍混频处理获得, 接收的差拍频率则能由后级的频谱分析得到。
通过接收组件的限幅、滤波和低噪声放大后, 来自接收天线的目标回波信号与本地振荡信号零差拍正交混频, 产生中频I路和Q路信号。两路中频信号分别经低通滤波和灵敏度频率控制 (SFC) 放大器放大后由模数转换器 (ADC) 采样和量化成数字I, Q信号。数字信号处理模块对中频数字信号进行频谱分析和过门限检测:当判断目标存在时, 在频域中解算出距离与速度信息;当频域中无差拍频率幅度超越门限时, 继续重复检测, 判断。最后, 将处理后的结果显示在平面位置显示器 (PPI) 上[6]。
为准确快速的从回波信号中检测、提取出目标信息, 需设计一套适合的数字信号处理流程对采样信号进行处理和谱分析。如图3所示, 相参FMCW导航雷达数字信号处理主要包括加窗、快速傅里叶变换 (FFT) 、恒虚警 (CFAR) 检测、距离解算、多普勒处理、速度解算、检测后积累等部分。
由于在密集目标环境下, 大目标的旁瓣谱线可能远高于邻近小目标的主瓣谱线, 干扰到小目标的检测和分辨, 从而需要采用加窗处理来压低旁瓣。接下来进行FFT处理将信号转换到频域上, 经过CFAR检测后可以确定是否存在目标。如果存在则计算目标距离、速度等信息。其中, 距离信息在频域上通过测量接收信号和发射参考信号的瞬时差频获得, 速度信息通过多普勒处理后获得。最后为提高目标检测概率, 对所得结果做检测后积累。
3 雷达系统指标参数计算
导航雷达通常工作在S波段和X波段, 由于本系统对径向分辨率有较高的要求, 故工作频段设计为X波段, 对应的载频频率fc=9.2 GHz。发射信号调制周期设为tm=1.2 ms, 因实际FMCW信号源在一个扫频周期开始和结束时的线性度较差, 因而实际发射信号调制周期取t′m=1.024 ms (1~1 024 ms) 。
则系统有效带宽为:
其中ΔF为系统带宽, 随雷达量程的变化而改变。
根据式 (10) 、式 (14) 和式 (15) 可以设计出雷达在不同量程下的性能见表1。
在不同量程下, 通过改变系统扫频带宽, 可以将回波最大差拍频率控制在4 MHz以下, 根据Nyquist采样准则, 这里采用2.5倍过采样, 取ADC最大采样频率fs=10 MHz。
雷达发射机功率可由雷达方程确定[7]:
通常雷达发射机的最大功率是通过最远径向距离上可探测到的最小目标进行估算的。由于地球曲率的影响, 导航雷达的极限距离一般不超过10 km, 在这么远的距离上只分辨可能遇到的岛屿、高山、楼房等大型目标, 这里取最远距离目标截面积σ=5 000 m2。
在式 (16) 中, k为波尔兹曼常数1.38×10-23, T0=290K, 在远程模式下FMCW雷达接收机带宽Bn以最大差拍频率为限, 这里取Bn=4 MHz, 接收机噪声系数Fn=4 d B, 识别系数M=10 d B, 系统损耗L=4 d B。本系统中收发天线采用相同结构, 方位波束和俯仰波束宽度分别为5.2°和25°, 根据公式[8]:
式中:θ是方位角, φ是俯仰角, 可以得天线增益GT和GR约为23 d B, 雷达信号检测的处理增益K=2 048。将上述参数代入雷达方程中, 得到发射机功率:
一般导航雷达的天线转速rp为12 r/min或24 r/min, 这里暂取12 r/min, 则相参积累时间为:
相参积累时间内的脉冲数:
为计算方便, 实际中可采用补零的方法将脉冲数扩充为64个。
多普勒分辨率为:
最小速度分辨率:
综合上面的参数分析, 可以得到导航雷达的系统设计参数如下:
波段:X;雷达体制:FMCW;最小距离分辨率:1.1 m;最小速度分辨率:0.23 m/s;天线方位波束宽度:5.2°±0.52°;发射机功率:100 m W;噪声系数:<4 d B;载频频率:9.2 GHz;信号形式:锯齿波;扫频带宽:20~150 MHz;扫频周期:1.2 ms;天线俯仰波束宽度:25°±0.5°;ADC采样率:10 MHz;天线转速:12 r/min, 24 r/min。
4 雷达系统建模与信号处理仿真
为了验证设计方案的正确性和可行性, 需参照系统实际设计对本雷达进行建模仿真。雷达仿真模型框图如图4所示[9]。
其中, 系统噪声主要来源三个方面:接收机热噪声、模数转换 (ADC) 的量化噪声和发射扫频源附加的相位噪声。在仿真过程中, 接收机热噪声以高斯白噪声的形式叠加在中频数据上;量化噪声用符合实际系统的白噪声来模拟;相位噪声由发射扫频附加产生。
根据所建仿真模型, 现对系统进行信号处理仿真。假设距离雷达R=300 m, 700 m, 800 m远处各有一目标, 其散射截面积分别为RCS=500 m2, 800 m2, 1 250 m2, 目标径向速度分别为vt=1 m/s, 3 m/s, 5 m/s, 扫频带宽取ΔF=150 MHz, ADC采样频率设为fs=10 MHz, 在虚警概率Pfa=0.01的情况下, 信号仿真结果如图5~图8所示[10]。
通过对回波信号进行加窗处理、FFT变换、CFAR检测、MTI-MTD处理和相参积累以后, 可以清楚地检测并得到目标的距离和速度信息。其中, 加入系统噪声干扰以后的中频I, Q信号如图5所示。图6为经过CFAR处理后的频谱, 其中高于门限的部分即为目标, 目标所对应的频率为差拍频率。经过MTI-MTD处理后频谱如图7所示, 可由此粗略估算出目标速度。相参积累处理后的结果如图8所示。从上面的仿真结果可以看出, 经过信号处理可以得到目标径向距离和速度, 证明了所设计的雷达方案准确可行。
5 结语
本文对相参FMCW导航雷达进行了详细的系统分析、方案设计、参数计算和建模仿真。通过上述分析可以看出本文所设计的导航雷达具有可行性和有效性, 并且, 由于接收机对回波进行I, Q解调处理, 不仅可以获得目标的径向距离, 还能显示普通导航雷达没有的速度信息。未来将在实际研制的相参FMCW雷达系统上验证本设计方案的正确性和相关抗干扰算法的实际效果。
摘要：相比于脉冲模式工作的雷达系统, 调频连续波 (FMCW) 系统具有高距离分辨率、低成本、低功耗和无近距离盲区等优点。根据导航雷达的研制需求, 讨论并设计了一套切实可行的基于相参FMCW体制的导航雷达实现方案。该方案深入分析了FMCW雷达目标探测原理, 合理设计了系统结构和信号处理流程, 并完成了系统的指标参数解算、雷达系统建模与信号处理仿真。经过论证, 该导航雷达设计方案具有可行性和有效性。
关键词：相参FMCW系统,导航雷达,信号处理,建模仿真
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导航信号 篇5
随着北斗应用的不断扩展,北斗终端在城区环境下的应用成为必然趋势。在典型城区环境下大多数卫星信号由于城市高楼、树木和隧道的遮挡,造成了直达信号衰落,功率衰减达到10 d B甚至是20 d B以上,采用传统锁相环架构的接收机无法完成正常的载波跟踪。因此为了解决这一问题,就需要采用跟踪门限更低的锁频环来完成载波跟踪。引入锁频环能够保证接收机在弱信号环境下的可靠跟踪,但与传统接收机相比,其信号能量不集中在同相支路,而是在同相正交支路均包含有信号能量,造成了弱信号环境下信息同步困难,因此,需要找到新算法来解决这一难题。本文提出了2种比特同步判决方法,可以实现弱信号环境下的比特同步,并在硬件接收机上得到了验证。
1 导航型接收机结构
传统接收机的结构如图1所示。
天线接收卫星信号由射频前端下变频至中频,通过模数转换器转换为数字中频信号IF( n) 。输入信号进入混频器同本地产生的载波复制信号进行混频,其中与余弦载波混频的支路称为同相支路,也称I支路; 与正弦载波混频的那条支路称为正交支路,也称Q支路。正弦和余弦载波信号生成则由数控振荡器( NCO) 来驱动。数控振荡器根据载波环和码环鉴别器输出的误差值经滤波后得到的控制字来完成控制。复制得到的载波频率十分接近输入中频频率,经过混频器的I,Q信号完全剥离了载波,然后进入相关器进行码剥离和累加运算,进行相关运算的本地伪码由伪码NCO驱动的码发生器产生,同时处理器也可以控制伪码发生器产生伪码的初始相位。载波NCO和伪码NCO都由载波环和码环鉴别器的误差值驱动,相关器输出的I、Q两路相关值则送入信息处理器中,用于同步和电文解析。
一般传统接收机采用锁相环环路来进行信号跟踪,典型锁相环I、Q支路相关值如图2所示,锁相环稳定后能量主要集中在I支路,Q支路则基本为噪声[1,2]。锁相环实现了对相位的跟踪,属于精密跟踪,典型跟踪门限在28 d B - Hz左右[3],不同条件决定了不同的跟踪门限,取决于积分时间、带宽以及硬件品质。但是如此高的跟踪门限无法满足在城区等弱信号环境下的正常使用。
为了解决这一 问题,就需要采 用锁频环 跟踪[4]。同样条件下锁频环可提高10 ~ 15 d B左右的跟踪增益。锁频环频率锁定时会存在一个相位差,所以信号能量并不集中在同相支路上,典型的锁频环同相/正交支路相关值如图3所示。
2 弱信号环境下的比特同步算法
接收机跟踪到信号后,首先要完成的就是比特同步和帧同步。以北斗MEO卫星的B1信号为例,一个数据比特的周期是20 ms,当20 ms内没有数据比特的翻转时,20 ms内的相干积分结果会达到最大值。如果这期间发生了比特翻转,由于数据比特极性的反转,相干积分结果会有一个明显下降。常规接收机的载波环路采用锁相环,信号能量均集中在同相支路[5,6,7],从图2可以看出,只要发生了比特翻转,这种翻转是很容易发现的。通过多次判决比特翻转就能实现比特同步,进而实现帧同步[8]。
采用锁频环后,信号能量并不集中在同相支路,这样通过符号翻转的方法就变得不适用。在锁频环中就需要采用新算法来处理数据比特翻转的问题。为了解决这一问题,本文提出了2种可以用于判决比特翻转沿的方法。
2. 1 基于点积和的比特同步判决
点积和判决法是基于在同一个20 ms间隔内2个相邻1 ms的同相支路和正交支路的相干积分值的点积和的原理来实现的。在图1中所表示出的北斗接收机结构中混频器输出1 ms相关值I( n) 和Q( n) ,可以看作是复数相关值的实部和虚部表示如下:
相关值s( n) 可以等价表示为s( n) = s( 20k + j) ,其中k为数据比特的计数,j是一个数据比特内的1 ms计数。北斗的数据比特持续时间为20 ms,而数据比特的跳变可以发生在任意一个毫秒。如果相邻2个相干积分值s( n - 1) 和s( n) 是在比特边沿的两边,并且这2个相邻的数据比特的极性是相反的,这2个相邻的相干积分值的点积就为负值,即s( n - 1)* s( n) < 0。否则,点积结果就为正值,即s ( n - 1 )* s( n) > 0。这个算法可以分解为以下3个步骤:
1计算一对相邻归一化的相干积分值的归一化的点积值:
计算归一化值是为了减小由于信号强度变化所带来的影响。
2对于20个可能出现比特翻转的的位置j,计算这些位置的数据比特的归一化点积和。
3对于j的20个值,所有20个点积值Sum( j)要和一个高门限值和一个低门限值做比较,这2个门限值是一个预先设定好的常量。对于每一个计数j,如果Sum( j) 小于高门限值,则高门限计数器加1。同时,如果Sum( j) 也小于低门限值,则低门限计数器加1。然后依次检验20个点积值,比较完成后检验高门限计数器是否为1。如果不为1,则说明有多个数据比特沿或者没有数据比特沿。因为没有检验出唯一的比特沿,所以比特沿的搜索值加1扩展到下一个数据比特。如果高门限计数器值为1,则继续检验低门限计数器值是否为1,如果低门限计数器值不为1,则没有比特边沿满足低门限检测,则继续扩展搜索数据比特。如果低门限计数器值为1,则证明搜索到了数据比特边沿,这一步保证了低于低门限的比特判决同时也是唯一的低于高门限的比特判决。设置2个门限值的大小需要考虑信噪比大小和比特沿判决的虚警率,一般的典型值为0.3和0.09。
在这个方法中,数据比特极性的符号是基于软判决而不是硬判决。一个检测到的数据比特值可以是 - 1和1之间的任意一个实数值,这等同于归一化的点积结果。同时这也符合比特数据正负的随机性。在比特符号估计中使用软判决是由于它相对于硬判决在抗干扰性能上更好。
2. 2 基于相干积分功率和的比特同步判决
相干积分功率和法是基于以下的原则。如果相邻的2个相关值s( n - 1) 和s( n) 分别在数据比特边沿的两侧,并且这2个相邻的比特极性相反,则相邻的2个相关值有着相反极性,相比于有着相同极性的2个相邻相关值,极性相反相关值的相关功率明显较小。因此,不用取相邻2个相关值的点积,而是计算相邻2个相关值对的相关功率。
1计算相邻2个相关值s( n) 的相关累积功率:
2对于20个可能发生比特翻转的位置j,分别计算每个位置的相干累加功率值Accum Power( j) :
式中,k为求和过程中总的数据比特数。
3对于j的每一个值,将Accum Power( j) 的值和预先设置的高低功率门限值进行比较,同上面算法一样,如果满足相应条件,则对应高门限计数器和低门限计数器相应加1。当所有j值被检测过后,通过检查高门限计数器和低门限计数器的数值来确定是否真正检测到了比特边沿。如果这里只有一个比特边沿位置j使得Accum Power( j) 既小于高门限值,同时也小于低门限值,这样比特边沿就确定了是在位置j。如果没有检测到比特边沿,那么搜索将扩展到下一个比特,继续执行上述循环。直到确定检测到比特边沿,使得Accum Power( j) 小于低门限值同时也是唯一的小于高门限值。2个门限值的设置同样是考虑了信噪比大小和比特沿判决的虚警率。
3 实测结果
在接收机中,如果检测出了比特沿跳变,则将相应位置的比特翻转位置计数器加1,若同一个位置的计数器超过了所设置的门限值,则证明找到了比特边沿位置。将以上2种算法分别在硬件接收机进行了实现,并在城区信号环境下接收实际信号进行测试,同时和传统算法进行对比,测试结果如图4和图5所示[9,10]。
从结果可以看出,图4( a) 和图5( a) 中使用传统判别方法不存在达到边沿判决门限的位置,而图4( b) 和图5( b) 中2种新方法则存在达到判决门限的位置,说明检测到了比特跳变的位置。2种新方法在城区弱信号环境下都能很好地检测出比特边沿位置,并能成功地进行比特同步、帧同步以及定位结果输出。以上结果表明,2种算法在城区弱信号环境下可行。
4 结束语
导航信号 篇6
GNSS卫星发送的导航定位信号, 是一种可供无数用户共享的空间信息资源。陆地、海洋和空间的广大用户, 只要持有一种能够接收、跟踪、变换和测量GNSS信号的接收机, 就可以测定用户的七维状态参数 (三维坐标、三维速度和时间) 和三维姿态参数。但是, 随着使用目的之异, GNSS信号接收机需具有不同的特性和能力;纵观现况, 它主要分为静态定位型和动态测量型;两者的主要区别如下:
(1) 静态定位。用户天线在跟踪GNSS卫星的过程中固定不变, 接收机高精度地测量GNSS信号的传播时间, 联同GNSS卫星在轨的已知位置, 而算得固定不动的用户天线之三维坐标。后者可以是一个固定点, 也可以是若干点位构成的GNSS网。静态定位的特点是多余观测量大, 可靠性强, 定位精度高。广大测绘工作者都很了解常规静态定位, 而对于准静态定位也较熟悉。例如, 地球动态参数的测定和人为位移的监测, 后者包括蓄水负荷所导致的大坝形变, 速率达几十厘米的海上平台的沉降, 地下采矿和抽水引起的地表沉陷。由于上列两种动态效应是非常缓慢的运动结果, 观测一次卫星通过, 很难捕捉到它们的动态信息, 而要依靠较长时间 (如几十天, 甚至更长时间) 的观测。因此, 将GNSS信号在上述情况下的应用, 称为准动态定位, 这是一个既有科学价值、又有经济和社会效益的新兴应用领域。
(2) 动态测量。它是用GNSS信号接收机测定一个运动物体的运行轨迹和姿态。GNSS信号接收机所位于的运动物体叫做载体, 包括陆地车辆、河海船舰、空中飞机、宇空飞行器, 等等。按照这些载体的运行速度之快慢, 又将动态测量分成秒速为几米至几十米的低动态, 秒速为100米至几百米的中等动态和秒速为几千米的高动态等三种形式。所谓“动态测量”, 就是载体上的用户天线在跟踪GNSS卫星的过程中相对地球而运动, 接收机用GNSS信号实时地测得运动载体的状态参数和姿态参数。动态测量的特点是逐点测定运动载体的状态/姿态参数, 多余观测量少, 精度较静态定位低一些, DGNSS的伪距测量解, 可以达到米级的测量精度, D G N S S载波相应测量解, 可以达到亚米级甚至厘米级的精度。
GNSS卫星导航, 是用GNSS卫星发送的导航定位信号“引导”运动载体安全而经济地到达目的地的一门新兴学科, 它要求GNSS动态测量的精度, 随着引导目的之异而不同, 后续章节将作较详细论述。
某些领域, 既要求静态定位, 又要求动态测量。例如, 在建立海底大地测量控制网时, 用GNSS信号测定测量船的实时位置, 在疏通河道时, 用GNSS信号测定挖泥船的前进航线 (可节省33.3%的费用) ;在航空摄影测量和航空航天遥感时, 用GNSS信号测量每一个摄影瞬间的相机 (摄站) 位置。值得特别指出的是, GNSS在航空摄影测量中的应用, 将发展成为无需地面大地测量控制点的航测快速成图新技术;然而, 它不仅是在航速为每秒几十米到几百米的动态环境下进行GNSS定位测量, 而且要求较高的实时动态测量精度;例如, 对中等比例尺 (1︰50, 000) 的航摄成图, 用GNSS信号测量摄站坐标的精度要求达到±4m;对于大比例尺 (1︰4, 000) 的航测成图, 用GNSS信号测量摄站坐标的精度要求达到±15cm。航空遥感则随着它的不同应用, 而要求不同的摄站坐标精度 (如10米级到亚米级) , 但是, 航天遥感则是在载体每秒几公里的运行速度下, 用GNSS信号测定摄站位置的;在这种高动态下应用, 需要解决捕获、跟踪和测量GNSS信号的一些特殊问题。这是发展GNSS信号接收机的一个重大研究课题。从上可见, 用于测绘行业的GNSS信号接收机, 不仅要求高精度, 而且要求能够适用高中等动态的应用场合。因此, 测地型GNSS信号接收机, 是一种研制难度较大的GNSS用户设备。
纵观应用, 按照GNSS信号的不同用途, GNSS信号接收机可分成三大类:导航型、测地型和守时型。按照GNSS信号的应用场合之异, 可以分为袖珍式、背负式、车载式、船用式、机载式、弹载式和星载式等七种类型的GNSS信号接收机。根据GNSS信号接收机使用一个载波, 还是多个载波, 又分成单频和多频两种类型;统计数据表明, 单频接收机的售价比多频接收机的售价低60%左右;一般情况下, 若生产作业的最远站间距离仅为30km左右, 只需购买单频接收机;如果超过40km, 则应购买多频接收机, 以确保GNSS的测量高精度。近年来, DGNSS实时测量系统的研制取得了丰硕成果;一套DGNSS系统包括一台基准接收机、一台动态接收机、一套数据处理软件和一套作用距离为几十千米甚至更远的DGNSS数据链 (DGNSS数据收发机) 。
2 GNSS信号接收机的构件
GNSS信号接收机的种类虽然如此之多, 但是, 从仪器结构的角度来分析, 则可概括为天线单元和接收单元两大部分 (如图1所示) 。对于大多数的非便携式的GNSS信号接收机而言, 图1中的两个单元被分别装成两个独立的部件, 以便天线单元能够安设在运动载体或地面的适当点位上, 接收单元置于运动载体内部或测站附近的适当地方, 进而用长达10 m~10 0 m的天线电缆将两者联接成一个整机, 仅由一个电源对该机供电。现对图1所示部件功能分别予以简要介绍。
2.1 天线单元
它由接收天线和前置放大器两个部件组成, 也有文献将天线单元叫做天线前端 (frontend) 。它的作用是, 将到达GNSS信号接收天线的功率约为-160d BW的GNSS电磁波变换成微波电信号, 并将如此微弱的GNSS电信号 (前端热噪声电平约为-11.4d Bm W·MHz) 予以放大。GNSS信号工作于1.6GH z微波段, 易受邻近频段信号的干扰, 例如, 超高频电视发射信号, 移动电话信号, 各种袖珍发射机发射信号, 工作于数百兆赫的空间控制雷达所发送的强脉冲信号, 甚至会引起GNSS信号接收机测量故障。因此, GNSS天线前端, 除了具有较理想的接收和放大功能以外, 还必须具有较强的抗干扰能力。图2和图3分别表示GNSS天线前端的基本结构及其类型。
GNSS信号接收天线必须具有下列特性:
⊙波束半带宽大于70°的半球状天线方向图。
⊙电波右旋圆极化。
⊙精确定义和稳定的相位中心。
⊙较强的多径效应抑制能力。
⊙能够接收GNSS信号的多个载波频率。
⊙轻便的尺寸和重量。
⊙高度稳定的机械性能。
自第一台GPS信号接收机于1980年问世以来, 所用的GPS信号接收天线有下列几种:全向振子天线、小型螺旋型天线和微带天线。它们的特点如表1所示, 图4表示它们的概貌。从目前的应用和生产看来, 微带天线 (Microstrip Antenna) 已成为GNSS信号接收天线的主要发展方向, 拟用专题予以论述。
2.2 信号波道
信号波道 (Channel) 是接收单元的核心部件, 它不是一种简单的信号通道, 而是一种软硬件相结合的有机体, 故以“波道”之名称予以区别。按照捕获伪噪声码的不同方式, 信号波道分成相关型、平方律和码相位等三种类型。三者的基本特点如下:
(1) 相关型波道:用伪噪声码互相关电路, 实现对扩频信号的解扩, 解译出卫星导航电文。
(2) 平方律波道:用GNSS信号自乘电路, 仅能获取二倍于原载频的重建载波, 抑制了数据码, 无法获取卫星导航电文。
(3) 码相位波道:用GNSS信号时延电路和自乘电路相结合的方法, 获取P码或C/A码的码率正弦波, 仅能测量码相位, 而无法获取卫星导航电文。
近年来, 美国“GPS World”期刊的每年第一期, 公布国际上GNSS信号接收机的生产统计资料。他们按跟踪GNSS信号的不同方式, 而将信号波道分成平等 (Parallel) 跟踪式、序贯 (Sequence) 跟踪式和多重 (multiplex) 跟踪式, 且采用“par., seq., multi.”的简称, 它们的基本差别如图6所示。
根据美国“GPS World”期刊于2014年第一期的统计报告可知, 受访的47家生产厂商生产了380种GNSS信号接收机, 其中, Trimble公司的仅重1.75kg的Net R9 TI-1基准接收机具有440个波道, 能够接收GPS, GLONASS, Galileo, 北斗, QZSS, WA AS, EGNOS导航信号及Om ni STA R V BS, H P, X P差分改正信号, 且其GNSS定位精度能够达到毫米级。平行跟踪式波道, 是每一个波道连续而固定地跟踪一颗特定的GNSS卫星。序贯跟踪式波道, 采用一个或多个波道定时而转换捕获、跟踪和测量来自不同卫星的GNSS信号。当跟踪和测量甲颗GNSS卫星时, 其他能见卫星到达接收单元的GNSS信号均被拒之于“波道”之外。甲颗卫星“处于”波道内的持续时间, 叫做“闭锁时间”, 只有甲颗卫星被测量完毕后, 波道才自动地转换到另一颗GNSS卫星闭锁测量。换言之, 序贯波道对GNSS卫星的跟踪和测量, 是开关式的, 其闭锁测量时间一般为0.16s~2s。多重跟踪式波道是一种快速转换型波道, 它类似于序贯跟踪式波道, 依次转换而逐一测量所有能见的GNSS卫星.但是, 多重式波道的闭锁测量时间比较短促, 仅为20ms。近年来的统计资料表明, 平行跟踪式波道, 已成为应用的主流, 特别是用于中高动态环境下的GNSS信号接收机, 几乎均采用平行跟踪式波道。
2.3 存储器�
为了差分导航和相对定位的测后数据, 许多接收机能够将导航定位现场所采集的伪距、伪距率、载波相位测量和人工量测的数据, 以及所解译的G N S S卫星星历, 都储存在机内存储器里面, 或者通过外接微型计算机直接储存在磁盘上。
在1988年以前, 许多接收机采用盒式磁带记录器。例如WM101GPS单频接收机, 采用带有时间标识符的每英寸800比特的记录磁带, 当每次观测4颗GPS卫星时, 可以记录19小时的单频观测数据。对于经常使用接收机的用户而言, 磁带记录存在着购带、换带、存带和读带等许多麻烦。为了更加节省劳力和免除从磁带上读取GPS导航定位数据之烦, 美国Trimble导航仪器公司于1988年推出的Tr i mble 40 0 0SL GPS信号接收机, 取消了盒式磁带记录器, 代之以1兆比特的内装式半导体存储器 (简称为内存器) 。此后, GPS信号接收机多采用内存器存储数据, 例如, Norstar1000, Asshtech XⅡ, Tr i mble/40 0 0ST和40 0 0SST, 等等。这些接收机内存器的存储容量, 是随着数据率和被测卫星数的不同而异的;例如, Trimbble 4000SST的内存器, 在15秒数据率的情况下, 能够存储对5颗卫星作14个小时的双频 (L1/L2) 观测数据 (选购件可存储112个小时的数据) , 但在1秒数据率的情况下, 只能储存56分钟的双频观测数据。为了防止数据溢出, 当内存器的存储数据达到饱和容量的95%时, 便会发出“嘀嘀”的报警声, 以此提醒作业员进行及时处理。为了转移内存器所存储的GPS定位数据, 有的接收机随机配备了转换器 (OSM) , PC机通过转换器不仅能将内存器的数据转存在磁盘上, 而且能够给接收机预置有关观测指令, 例如, 实现无人值守的数据采集。
Tr i mble公司于20世纪末推出的Tr i mble 570 0GPS信号接收机, 采用内置小型的48M B Flash存储器, 可以存储对6颗卫星以15秒更新率作双频 (L1/L 2) 观测的1, 0 8 0小时 (45天) 的GPS数据;若连续运行的基准站 (CORS) , 采用Trimble 5700 GPS信号接收机, 则可选用能够存储2, 750小时观测数据的Fla sh存储器, 其所存储的数据仍为对6颗卫星以15秒更新率作双频 (L1/L2) 观测的GPS数据。LEICA公司于20世纪末研制成功的SR530 GPS信号接收机, 采用LEICA闪存PC卡存储GPS数据 (如图9所示) , 一张4MB卡 (可提供256MB卡) 能存储15秒更新率/平均5颗卫星的150小时双频观测数据。
2.4 计算与显控
图1中的显控器通常包括一个视屏显示窗和一个控制键盘, 它们均安设在接收单元的面板上。在作业过程中, 使用者通过键盘按键的控制, 可以从视屏显示窗上读取所要求的数据和信息。这些数据和信息是由微处理机及其相应软件提供的;接收机内的处理软件是实现GPS导航定位数据采集和波道自校检测自动化的重要部分, 它主要用作信号捕获、环路跟踪和点位计算。在机内软件的协同下, 微处理机主要完成下述计算和处理:
⊙当接收机接通电源后, 立即指令各个波道自检, 适时地在视屏显示窗内展示各自的自检结果, 并测得、校正和储存各个波道的时延值。
⊙根据跟踪环路所输出的数据码, 解译出GNSS卫星星历;联同所测得的GNSS信号到达接收天线的传播时间及其变率, 计算出测站的三维位置和速度;并按照预置的位置数据更新率, 不断更新 (计算) 点位坐标和速度。
⊙用已测得的点位坐标和GNSS卫星历书, 计算所有在轨卫星的升落时间和方位;并能为作业员提供在视卫星数量及其正常工作与否, 以便作业员选用“健康”的分布适宜的定位星座, 达到提高点位精度的目的。
2.5 频率合成器
频率合成器 (如图10所示) 是用一个独立的基准频率源 (如晶体振荡器) , 在压控振荡器的支撑下, 运用信号的分频和倍频功能, 获得一系列与基准频率稳定度相同的信号输出, 即, 用一个频率合成器, 可以获得多个高稳定的输出信号。
2.6 电源
2 0世纪的G P S信号接收机一般采用蓄电池作电源, 甚至采用机内和机外两种直源电源, 例如, W M10 2双频接收机采用12伏机内镉镍电池, 或者12伏外接蓄电池。设置机内电池的目的是, 便于在更换外接电池时而不中断连续观测。当机外电池下降到11.5伏时, 便自动接通机内电池, 后者的容量为6.7安培小时, 可供3~4小时的观测之用;当机内电池低于10伏时, 若没有连接上新的机外电池, 接收机便自动关机, 停止工作, 以免缩短使用寿命。W M102的接收单元还安设了一个3.6伏和1安培小时可用两年左右的锂电池, 它专为机内时钟供电。并在关机后, 为RAM存储器供电, 以防止丢失数据。美国Trimble公司于21世纪第一春投放市场的Trimble5700 GPS信号接收机, 在机内安设了两块锂电池, 可供5700 GPS信号接收机进行10个小时的野外作业。在用机外电池的观测过程中, 机内电池能够自动地被充电。图11表示两种不同电池供电的GNSS信号接收机。
综上所述, GNSS信号接收机的主要任务是:当GNSS卫星在用户视界升起时, 能够捕获到按一定卫星高度截止角所选择的待测卫星, 并能够跟踪这些卫星的运行;对所接收到的GNSS信号, 具有变换、放大和处理的功能, 以便测量出GNSS信号从卫星到接收天线的传播时间及其变率, 解译出GNSS卫星所发送的导航电文, 实时地计算出测点的三维位置、三维速度和时间, 甚至三维姿态参数。应该强调的是, GNSS信号接收机需要功能强和运行快的两种功能数据处理软件:一是接收机内置软件, 它既能解算用户的位置、速度和时间, 又能作数据编辑、数据压缩、数据管理、载波相位测量的周跳探测及其注记、仪器自诊断及其控制;二是测后数据处理软件, 它能够作观测数据的初加工、预处理、基线向量解、网平差计算、坐标变换 (包括从通用横轴墨卡托平面坐标变换成高斯平面坐标) , 等等。因此, GNSS信号接收机是一种软硬件集成的用户设备。
3结束语
自从1978年2月22日第一颗GPS试验卫星的入轨运行以来, 且不论GPS在航空、航天、航海和陆地测量中的广泛应用, 仅仅入户伴人随行的应用便有:戴在人们头上的GPS眼镜、穿在人们脚上的GPS鞋、挂在人们腰带上的GPS跟踪器和握在人们手中的GPS照相机, 等等, 这些应用都需要接收机。广言之, GNSS信号接收机是GNSS导航卫星的用户设备, 是实现GNSS卫星导航定位的终端仪器, 它是一种能够接收、跟踪、变换和测量GNSS卫星导航定位信号的无线电接收设备, 既具有常用无线电接收设备的共性, 又具有捕获、跟踪和处理弱达3.5 E-16 W~2.5 E-17 W卫星微弱信号的特性。本文对GNSS信号接收机的GNSS信号接收天线、信号波道、存储器、计算与显控、电源等构件进行了概述, 为读者深究它们打开了方便之门。
值得注意的是, GNSS信号接收机, 不仅需要优秀的硬件, 而且还需要优秀的内置软件, 后者既能解算用户的位置、速度和时间, 又能作数据编辑、数据压缩、数据管理、载波相位测量的周跳探测及其注记、仪器自诊断及其控制。此外, 还需要有优秀的测后数据处理软件, 它能够作观测数据的初加工、预处理、基线向量解、网平差计算、坐标变换 (包括从通用横轴墨卡托平面坐标变换成高斯平面坐标) 等功能。
参考文献
[1]刘基余.GPS卫星导航定位原理与方法 (第二版) .北京:科学出版社, 2008.6
[2]We11s, D.E., et a1, Guide to GPS Positioning, University of New Brunswick, Canada, 1987
导航信号 篇7
大多数盲人其实还残存着一些有限的视觉功能,他们可以觉察到光和运动,但一直未曾有合适的技术来利用并增强这些能力。对于盲人来说,有时盲文指示跟不上他们的需求,能实时帮助他们重新获得足够多的独立性才更实用。现在,牛津大学的科学家们研发的这套复杂眼镜,能使用照相机和软件来探测物体并将物体显示在眼镜的镜片上。
这款智能眼镜的工作原理是位于眼镜拐角处的两个小型照相机会像人眼一样,拍下两张不同的图像。随后,眼镜将照相机提供的信息显示在镜片上透明的LED显示屏上,因此,戴眼镜的人能够看见增强版的图像。眼镜上的一套听筒会将信息翻译成语音,为佩戴眼镜的人指示方向或大声地将信号读出。另外,这套眼镜也配备有一个指南针、一个GPS以及一个测量眼镜方位的工具。
该研究团队希望能研发出相应的软件,以便提供多种对盲人来说有用的功能。例如,这款眼镜将会使用明亮程度来显示深度;可以依据某人的运动方式来探测到他(她)是否在场。另外,这款眼镜或许也能阅读公交车的位置或数量,并通过头上的听筒提供GPS导航。该研究的领导者斯蒂芬·希克斯表示:”这款智镜或许标志着计算机视觉黄金时代的开始”