偏置放大电路

偏置放大电路（精选3篇）

偏置放大电路 篇1

低噪声放大器(LNA)是现代雷达、射频通信、测试仪器、电子战系统中的重要部分。在接收系统中,它总是处于前端的位置,其主要作用是放大天线接收到的微弱信号,并以足够高的增益克服后续各级(如混频器)的噪声,制约着整个接收系统的性能。随着通信、雷达技术的发展,对微波LNA的要求越来越高,因此研制合适的宽频带、高增益、更低噪声系数的放大器,已经成为微波系统设计中的核心技术之一[1]。

1 低噪声放大器的设计理论

LNA的性能指标主要是噪声系数、增益、工作频率、电压驻波比和带内平坦度等,其中噪声系数和增益对整机性能影响较大。要实现最小噪声系数传输,必须使负载阻抗与源阻抗相匹配,这就需要插入匹配网络。放大管存在最佳源阻抗Zopt,LNA的输入端应按Zopt进行匹配,此时放大器的噪声系数最小。为了获得较高的功率增益和较好的输出驻波比,输出端采用共轭匹配方式。如果增益不够,则需要采用多级放大器。

n个放大器级联的噪声系数[2]为:

式中,Nf为放大器整机噪声系数,Nfn和Gn分别是第n级放大器的噪声系数和功率增益。由式(1)可知,在多级网络级联时,放大器的噪声系数主要由第一级决定。因此,要获得好的噪声性能,必须按最佳噪声匹配设计输入匹配电路。

低噪声放大器要有一定的增益,其大小要适中。太大会使后面的混频器由于输入太大而产生非线性失真;而为了抑制后面各级对系统噪声系数的影响,增益又不能太小[3]。

需要特别注意的是,微波放大器由于器件内部S12的作用会产生内部反馈,可能使放大器工作不稳定而导致放大器的自激,因此在做端口匹配前,先要判断放大器的稳定性。判断放大器绝对稳定的条件[4]为:

式中,K为判断晶体管是否稳定的林威尔系数;△为晶体管绝对稳定性的辅助判定因子;S11、S12、S21、S22分别是晶体管形成的二端口网络的4个散射参数。改变放大器自身稳定性可以采取多种方法,如串接阻抗负反馈法、铁氧体隔离器法以及阻性衰减器法等,常用的是串接阻抗负反馈法。

2 低噪声放大器的设计与仿真

LNA的设计实现主要包括器件选择、匹配网络设计、偏置电路设计、仿真优化以及测试与调试。

2.1 设计指标

低噪声放大器的主要技术要求:频率范围为10.3 dB～10.7 dB,噪声系数小于2 dB,增益大于30 dB,输入回波损耗小于-10 dB。

2.2 器件的选择和级数的确定

选择合适的器件对LNA的设计至关重要。考虑以上技术指标,采用Fujitsu公司的HEMT(高电子迁移率晶体管)器件封装的FHX13和FHX35晶体管。由数据手册知,晶体管FHX13在频率为12 GHz时,最小噪声系数只有0.45 dB,增益为13 dB。为了达到设计要求,采用三级级联,并且第一级用FHX13作放大管,后两级用FHX35。

2.3 晶体管稳定性的判断

根据晶体管的S2P文件,FHX13在Vds=2 V、Ids=10 m A时以及FHX35在Vds=3 V、Ids=10 mA时的S参数和按式(2)计算得到的K值如表1所示。

结合表1数据和式(2)可知,FHX13是绝对稳定的,而FHX35存在潜在不稳定性,因此需要注意后两级匹配电路的设计。

2.4 匹配网络的设计

为了同时满足增益和噪声这两大主要指标,本文采用双向设计法,利用等资用功率增益圆和等噪声系数圆相结合的方法来实现既能满足噪声系数要求,又能满足增益要求的低噪声放大器[5]。

首先在ADS中画出等资用功率增益圆和等噪声系数圆[6],取频率点为10.5 GHz,经过仿真后的结果如图1所示。其中,细线是等增益圆,m1点是最大增益点;粗线是等噪声系数圆,m2点是最小噪声系数点。为了兼顾噪声系数和增益,选用m3点作为匹配设计点,图中显示了该点处呈现在放大器输入端的源反射系数ГS为0.692/139.959,利用Smith圆图对输入网络进行匹配设计。

在输出端共轭匹配状态下,ГL可表示为:

根据式(3),求得ГL为0.455 4/41.546,再利用Smith圆图进行输出匹配网络的设计。后两级匹配网络按照此法继续设计并对其进行优化,最终电路图如图2所示。

2.5 直流偏置电路的设计

偏置电路至关重要,合理的偏置能让放大器工作在最佳状态下。由于单电源自给偏压偏置缺乏灵活性,且源极不能直接到地,影响增益和噪声系数,还容易产生自激,所以本文采用双电源设计直流偏置电路,如图3所示。

为了使直流偏置电路与射频电路之间互不影响,在电源与晶体管之间加入了中心频率的四分之一波长微带线;为了实现更宽频率范围的良好滤波特性,采用了扇形开路块作为偏置滤波电路;为了减小直流偏置电路所引入的噪声,还在电源处添加了电容去耦。

此外,本设计的直流偏置电路的最大特点是采用了直流偏置反馈控制技术,可以避免因温度等因素的变化而对电路性能造成影响,提高了该电路的稳定性。如图3所示,当温度变化导致Ids增大时,由于三极管发射极的电流很小,可忽略不计,从而导致电阻R4上分压增大,发射极电压变小,基极与发射极之间的电压变小,进而使得集电极电流变小,Vgs变小。根据微波放大管的特性曲线,当Vgs变小时会引起Ids变小,因而可以维持之前的静态工作点,保持电路的稳定工作。

3 测试结果及分析

根据仿真结果得到的尺寸和结构,采用介电常数较为稳定的Rogers的RO4350B(介电常数为3.66,厚度为0.508 mm,铜箔厚度为0.035 mm,损耗角为0.003)作为微带电路的材料基片。

对实体电路进行测试时,需要加上放大器的盖板并涂上吸波材料,以降低腔体效应的影响。使用Agilent公司的E8363A矢量网络分析仪测试增益和输入回波损耗,测试结果如图4所示。图4显示,在频率为10.5 GHz时的增益为34.54 d B,输入回波损耗优于-10 dB,并且在10.2 GHz～10.8 GHz的频带内,增益和输入回波损耗都达到了设计指标。

本文采用Y因数法计算噪声系数,其计算公式为:

其中,ENR使用R&S公司的FSP-40频谱分析仪进行测试,测试结果如图5所示。由图5可知,输出噪声功率谱密度在噪声源开启和关闭时的时差为12.07 dB。在频率为10.5 dB时,从ENR头读出的NF值为13.71 dB。根据式(4)得到噪声系数为1.92 dB(小于2 dB),因此满足设计的要求。

图6显示了在不同温度条件下对电路进行测试的情况:图6(a)显示在温度为80℃时测得的在10.2 GHz～10.8 GHz的频带内的增益(虚线所示)以及输入回波损耗(实线所示);图6(b)显示在温度为120℃时测得的在10.2 GHz～10.8 GHz的频带内的增益(虚线所示)以及输入回波损耗(实线所示)。经过测试,在温度为80℃时,该LNA的噪声系数为1.93;在温度为120℃时,该LNA的噪声系数为1.93。通过上述对比发现,在温度发生变化时,所设计的低噪声放大器的性能没有明显变化,能够满足工程设计的需要。

本文利用等资用功率增益圆和等噪声系数圆相结合的方法,设计了一个工作在X波段、不受温度变化影响、高增益的低噪声放大器。该放大器具有调试简单、稳定可靠、成本低廉、体积小的特点,大小仅为43.6 mm×34 mm×15 mm,使得小型化模块系列产品更加完善,进一步拓宽了低噪声放大器的应用领域。

参考文献

[1]陈爱萍,赵明,文斌.一种L波段低噪声放大器的设计与仿真[J].计算机仿真,2011,28(6):389-392.

[2]陈邦媛.射频通信电路[M].北京:科技出版社,2003.

[3]严兰芳.C波段低噪声放大器的设计[J].大众科技,2010,26(11):352-355.

[4]POZAR D M.微波工程(第三版)[M].张肇仪,周乐柱,吴德明,等译.北京:电子工业出版社,2006.

[5]陈天麟.微波低噪声晶体管放大器[M].北京:人民邮电出版社,1983.

[6]陈艳华,李朝辉,夏玮.ADS应用详解—射频电路设计与仿真[M].北京:人民邮电出版社,2008.

分压式偏置电路的故障诊断 篇2

基本放大器电路是电子电路中的基本单元电路, 其中分压式偏置电路是实践中使用较多的电路, 电路中晶体管的偏置电路的偏置不当, 通常会导致晶体管出现饱和或截止的故障。在诊断电路故障时, 我们可以检测晶体管的基极、集电极和发射极对地的静态电压, 判断是否合适。同时, 电路分析也可借助于电路仿真软件来验证分析结论。电路仿真软件常用的有TINA、Multisim等, 本文中使用的是Multisim软件。

二、Multisim软件简介

Multisim10.0是美国国家仪器公司下属的ElectroNIcs Workbench Group推出的交互式SPICE仿真和电路分析软件, 专用于原理图捕获、交互式仿真、电路板设和集成测试。

Multisim10.0新增1200多个新元器件和500多个新SPICE模块, 这些都来自于如美国模拟器件公司 (Analog Devices) 、凌力尔特公司 (Linear Technology) 和德州仪器 (Texas Instruments) 等业内领先的厂商。元件库中有大量与现实元件对应的元件模型, 用户可以自定义元器件的属性, 还可以建立自己的元件库, 便于调用, 最大限度地降低设计失误, 增强仿真电路的实用性;还具有人性化的测试功能, 允许多台测试仪表 (如失真仪、频谱分析仪、网络分析仪等) 与电路图一起放置在同一操作界面上进行各项测试, 允许元件的连线任意走向。此外, 根据电路图大小, 程序可以自动调整电路窗口尺寸, 不需要人为设置。

该软件提供了多种软件仿真器, 无论对模拟电路、数字电路、CPLD/FPGA或非常复杂的数字器件 (CPU、存储器) , 还是对复杂的模一数混合电路, 都能进行仿真分析并观察到结果。

三、电路分析

在实际检测VC、VB和UE时, 这些电压值往往会与电阻和晶体管的β值有关, 但偏差不应超过理论值的10%。假设此时电路偏置如图1所示, 接下来将分别讨论电路中偏置电阻RB1、RB2、RC、RE和开路的情况。

1.RB1开路

RB1开路时, 三极管无基极偏置, 因此基极电压较为特殊———为零, 我们也就很容易得出结论:三极管此时应处于截止状态, 相应的静态工作点参数为:IB=0, IC=0, UCE=ICC。

在本电路中, 三极管三个电极的对地电位分别为:VB=0V, VE=0V, VC=18V。

2.RB2开路

不少教材和讲义都对这种情况进行过分析, 但这些分析结论都值得探讨。美国Thomas L.Floyd编著的, 由清华大学出版社出版, 国外经典教材《模拟电子技术基础》 (双语版) 一书中认为此时三极管三个电极的电压分别为VB=18V, VE=17.7V和VC=17.7V, 三极管饱和;在RB2开路的情况下, 三极管的三个电极电位是否能有这么高, 可以通过计算分析。

此时的等效电路如图2, 电路中有两个闭合回路:电源—电阻RB1—三极管发射结—电阻RE—地;电源—电阻RC—三极管集电极—发射极—电阻RE—地。

我们可根据KVL、KCL定理列回路电压方程求解:

+UCC=IB·RB1+UBE+IE·RE%%%% (1)

+UCC=IC·RC+UCE+IE·RE%%%% (2)

IC=βIB (3)

IE=IC+IB%%%% (4)

根据方程组可知, 若此时IC=βIB, 则UCE<0。因此IC≠βIB, 即三极管处于饱和状态, 则UCE≈0, 代入可得VB=3.7V, VE=3V, VC=3V。

为了验证计算的结果, 我们可借助Multisim软件进行了仿真。仿真结果如图3所示, 我们可以看到其与理论计算结果相符合。

3.RC开路

当RC开路时, 三极管集电极电流IC=0, 因此发射极电流等于基极电流;三极管基极和发射极之间为一个PN结, 因此电路可等效为图4。

由图中可以看出, 此时基极、发射极间的PN结应是正偏导通的, 基极对地电位取决于电阻RB1和基极对地等效电阻的分压, 从而使基极电压下降。开路的集电极电阻使集电极电位接近地。

同样根据KCL、KVL定理列回路电压方程可得:

I1=I2+IE%%%%% (1)

+UCC=I1·RB1+I2·RB2%%%% (2)

I2·RB2=UBE+IE·RE%%%% (3)

VB=0.9V, VE=0.2V, VC=0.2V。

4.RE开路

VB=2.3V, VE=1.9V, VC=18V。

当RE。开路时, 基极电位正常, 但发射极电位高出正常值, 而18V的集电极电位已经表明晶体管工作在截止状态。

偏置放大电路 篇3

现代集成电路中通常含有大量有源器件 (MOS晶体管) 和无源器件 (电阻、电容、电感) , 它们的特 性都会受 到PVT (Process, Voltage, Temperature) 偏差的影响。ProcessCorner是指“工艺角”, 工艺上将NMOS和PMOS晶体管的速度波动范围限制在由快NFET和快PFET、慢NFET和慢PFET、快NFET和慢PFET、慢NFET和快PFET4个角所确定的矩形内, 通常左下角的corner (最小值) 、中心 (均值) 、右上角的corner (最大值) 就是集成电路仿真时所说的SS、TT和FF工艺角, 它们受到制造工艺的限制。Voltage指的是集成电路的偏置电压, 由于MOS管是电压控制元件, 所以电压值对电路性能的影响比较大, 一般在设计中不希望偏置电压随外电源的变化而改变。Temperature指工作环境的温度, 温度的变化会影响载流子的迁移速度, 使器件的参数产生改变, 通常也希望建立与温度无关的电路结构。

PVT偏差对LNA (低噪声放大器) 性能的影响, 主要体现在LNA的输入和输出阻抗失配, 从而导致电路的增益下降和噪声恶化。对于输出端来说, 匹配的恶化主要是由于不同工艺角的变化使无源器件的大小偏离了标称值, 导致匹配频率点发生偏移;对于输入端来说, 主要是因为晶体管的阈值电压和载流子迁移速率随着PVT偏差发生了变化, 使电路跨导随之改变, 从而导致输入失配。所以, 在LNA的设计中必须想办法对PVT偏差进行有效的抑制。

2PVT偏差的抑制方法

2.1工艺角偏差的抑制

当前减少工艺角偏差对电路的影响主要有2种方法:一是电路采用非最小尺寸设计, 晶体管的W (宽) 和L (长) 应大于工艺规定的最小值至少一个数量级;二是冗余设计, 就是在测试芯片后根据结果再对电路进行校正。但是在实际的LNA设计过程中, 2种办法都存在各自的问题, 第一种方法不能达到最佳尺寸, 从而会严重影响LNA的噪声性能;第二种方法要求电路冗余很多, 这样寄生参数会很大, 电路设计困难, 且成本也很高。在LNA设计中更多的是通过改进电路结构或改善偏置的方法来弥补工艺角偏差对电路的影响。

2.2电压偏差的抑制

简单偏置源一般对外置电源有很大的依赖性, 即偏置电压 (电流) 与电源电压存在一定的比例关系, 实际的工作电压会随电源电压变化。为了获得与电源无关的偏置, 就不能直接采用电源电压来设计偏置电路的电压, 而要采用一些对电源不敏感的标准量。相关研究结果表明, 采用自举偏置法 (也称自偏置法) 可以大大改善参考电压同电源的不相关性, 它不是通过用一个电阻接到电源来产生参考电流, 而是依靠电流源本身的输出电流来决定参考电流。如果这种接法形成的反馈回路具有稳定的工作点, 流入电路的电流与简单电阻偏置相比, 受电源电压的影响很小, 其特点是电路具有恒定的跨导。具体电路如图1所示。

由图示电路分析可以得到:M1、M2形成电流镜, M3、M4也形成电流镜, 参考电流为IREF, 即流过M1的电流, 直接镜像于流过M2的电流, 即输出电流IOUT。很明显得到IREF与IOUT是相等的。同时可以证明此时输出电流为:

式中, K为组成电流镜的管长之比。

如果忽略晶体管有限输出电阻的影响, 则IREF和IOUT与电源电压Vdd几乎无关, 达到消除电源电压偏置影响的目的。此时电路中每一个晶体管的跨导为:

整个LNA电路的跨导为βgm1 (β为偏置电流IREF的放大倍数) 。

不过上述电路的性能还是与工艺和温度有关。同时因为该电路存在一个正反馈环路, 当电路中没有电流时, 环路稳定使得晶体管始终不会导通, 所以实际使用的时候要利用一个启动电路消除这种状态。

2.3温度偏差的抑制

与温度无关的偏置的基本工作原理是:将2个具有相反温度系数的量以适当的权重相加, 就会获得零温度系数的量。一般来说, 双极性晶体管的特性参数具有最好的重复性, 并具有能提供正温度系数和负温度系数的量。双极性晶体管的基极—发射极电压VBE或者PN结二极管的正向电压具有负温度系数;如果2个双极性晶体管工作在不相等的电流密度下, 那么它们的基极—发射极电压的差值就具有正温度系数。当然集成度要求比较高时也可以使用MOS管来替代电路中的双极性晶体管。利用上述的正、负温度系数的电压就可设计出与温度无关的偏置, 即带隙基准源。具体电路如图2所示。

对电路进行分析可以得到:晶体管M1、M2和M3的宽长比相同, 三者构成一个等比例的电流镜, 运算放大器用来钳制晶体管M1、M2的漏极电压, 使加在电阻R1上的电压为2三极管的基极—发射极电压的差量。可以证明流过电阻R1、三极管Q1和三极管Q2的电流为:

该电流具有正温度系数, 即PTAT电流。

而此时流过电阻R2的电流为I2=VBE2/R2, 具有负温度系数, 即CTAT电流。

这样就形成了与温度无关的偏置电压, 但是该电路对工艺角的变化还是比较敏感的。

3综合抑制PVT偏差的偏置电路

当电路采用一个与电源无关的偏置或与温度无关的偏置做基准源时, 可较好地解决电源电压偏差和温度偏差对低频电路性能的影响, 但却难以抑制工艺角偏差对电路的影响。综合考虑3方面因素, 我们提出了一种可以补偿PVT偏差对晶体管跨导的影响的偏置电路 (图3) 。

图中左起第一个虚线框内的电路是启动电路;左二虚线框内的电路是常见的恒定跨导偏置, 是正温度系数 (PTAT) 的电流发生器, 该电流对电源电压的变化不敏感, 当晶体管M1和M2工作在饱和区时, 该PTAT电流对电阻R1的工艺角和温度变化较敏感, 但是如果晶体管M1和M2工作在亚阈值区, PTAT电流就不会受到电阻R1的工艺角和温度偏差影响了;右二虚线框内的电路是阈值参考电路, 该电路的输出阻抗非常大, 因此对后级负载的变化不敏感。采用该偏置方法使得电路的跨导保持恒定, 从而可使LNA的输入匹配不随PVT偏差而变化;通过电阻R2的是负温度系数 (CTAT) 电流发生器的电流;右一虚线框内的电路是参考电流合成器, 合成具有正温度系数的参考电流;为了消除PVT偏差对LNA电路的影响, 就要保证在任何工艺角下使用PTAT电流源对LNA进行偏置, 通过调节电阻R2的大小改变CTAT电流的大小, 就可以使参考电流变为某个刚好能补偿载流子迁移率负温度特性的正温度特性电流。

对该偏置以温度为变量进行直流扫描分析, 得到不同工艺角下与温度和电源电压的关系曲线, 如图4所示。

从图中可以发现, 同一种工艺角下不同电源电压之间的偏置电压相差不大, 小于20mV, 而不同工艺角之间的偏置电压相差很大, 在SS和FF两种极端工艺角之间的偏置电压大小相差约90mV;此外还可发现各种工艺角下的偏置电压具有近似相同的微弱正温度系数。

4结语

本电路较好地解决了PVT偏差对电路的影响, 具有一定的工程应用价值。

参考文献

[1]Jindrich Windels, Christophe Van Praet, Herbert De Pauw, et al.Comparative study on the effects of PVT variations between a novel all-MOS current reference and alternative CMOS solutions[R].2009 52nd IEEE International Midwest Symposium on Circuits and Systems, 2009

[2]Paul R.Gray, Paul J.Hurst, Steven Lewis, et al.Analysis and design of analog integrated circuits[M].USA:John Wiley&Sons Inc, 2001