宽带功率放大电路（共7篇）
宽带功率放大电路 篇1
在功率放大电路中应采取必要的保护措施对功率输出器件进行保护, 以保证其工作的正常进行。保护措施通常有过流保护和过热保护两种, 本文以广泛使用的互补对称功率放大器为例简做说明。
1 过流保护
1) 作用:功率放大电路的过流保护电路用于防止电路的实际输出电流大幅度超出正常工作的额定输出电流, 因电流过大造成功率输出器件损坏。
2) 电路形式及其原理分析: (1) MOSFET (场效应管) 互补对称功率放大电路的过流保护:
电路形式如图1所示。由三极管T3、T4, 电阻Rs1、Rs2以及二极管D1、D2构成的过流保护电路对功率输出管T1、T2进行保护。Rs1、Rs2是两个阻值很小的电阻, 在正常情况下, T1、T1的源极电流流过Rs1、Rs2时在其上产生的电压降低于0.6V, 故过流保护三极管T3、T4均截止, 不影响电路的正常工作。当功率输出管T1、T2的源极电流出现过流时, Rs1、Rs2上的电压降就会超过0.6V, 于是三极管T3、T4开始导通, 从而使功率MOSFET管T1、T2的栅-源电压下降、漏极电流, 达到过流保护的目的。
T4Rs1T1 T10.6VT3 T4T2 Rs1 Rs2MOSFET TT-二极管D1、D2的作用是防止正常情况下三极管T3、T4的基出现误导通。在输入信号ui为负电压时, T2导通, 使输出电压uo也为负电压。但由于P沟道MOSFET管T3的栅极-源极电压需要-4V～-2V才会开始导通, 形成大电流输出时, 栅极-源极电压将会达到-7V～-4V, 也即B点电位比输出电压低4V～-7V, 这使得电路中A点的电位也可能低于输出电压uo。由于此时N沟道MOSFET管T1截止, 输出电压uo就是三极管T3的基极电位。因此, 如果没有二极管D1, 三极管T3的集电结就会因承受正向电压而导通。同理, 在输入信号ui为正电压时, 二极管D2也可防止三极管T4的集电结导通。
(2) 采用大双极型功率三极管 (GTR) 为输出级功率放大电路的过流保护:
T3 T4PMOSFETT3-电路形式如图2所示。此过流保护电路形式与图1基本相同, 但二极管D1、D2被省去。这是由于GTR管的基极-发射极导通压降比较低, 当输出信号uo为负电时, T1、T2偏置电路保证了三极管T1的基极电位低于uo+0.7V, 使T1处于截止状态。同时, T1的基极电位又高于uo, 使过流保护三极管T3的集电结不会因承受正向电压而导通。输入信号uI为正电压时, 过流保护三极管T4的集电结也不会因承受正向电压而导通。
2 过热保..护2 GTR
1) 作用:功率放大电路的过热保护电路用于防止功率输出器件因自身温度过高而出现损坏。
2) 电路形式:功率放大电路的过热保护通常采用专用的集成开关来完成。温度开关内集成有热敏元件, 可以感知外界的温度, 当外界温度超过其温度设定值时, 即以逻辑信号形式反映出过热信息。
MAX6502就是这样的温度开关系列器件, 其温度设定值为45℃、55℃、65℃、75℃、85℃、95℃、105℃和115℃八种。其引脚及功能为:
(1) Vcc:电源引脚。可使用2.7V~5.5V的电源电压; (2) GND:接地引脚。同时, SOT23-5封装中的热敏电阻通过此引脚感知环境温度; (3) TOVER:输出引脚, 当外界温度超过芯片的温度设定值时, 产生逻辑输出信号。其输出端采用推拉式电路, 当外界温度低于芯片的温度设定值时2, 此引脚输出低电平, 当外界温度超过芯片的温度设定值时, 此引脚输出高电平; (4) HYST:温度滞环输入引脚。当此引脚接地时, 温度滞环为2℃, 而此引脚接Vcc时, 温度滞环为10℃。如使用温度设定值为95℃的MAX6502芯片, 若将HYST引脚接地, 则当外界温度高于95℃时, TOVER引脚输出高电平, 并一直维持, 至外界温度低于93℃后, TOVER引脚输出转变为低电平。而将HYST引脚接Vcc时, 则当外界温度高于95℃时, TOVER引脚输出高电平, 并一直维持, 至外界温度低于85℃后, TOVER引脚输出才转变为低电平。
利用MAX6502的TOVER引脚输出, 可以控制电路在过热时停止工作, 也可以控制电路在过热时启动风扇进行降温。以MAX6502控制风扇启停的电路如图3所示。当外界温度超过MAX6502的温度设定值时, TOVER引脚输出高电平, 使晶体管T1导通, 风扇加电工作。至外界温度降于温度设定值10℃后, TOVER引脚输出低电平, 使晶体管T1截止, 风扇停止工作。
参考文献
[1]林欣编著.功率电子技术[M].清华大学出版社.
[2]杨帮文编著.新型实用功率放大电路锦集[M].人民邮电出版社.
[3][美]J.Michael Jacob著.功率电子学[M].蒋晓颖, 译.清华大学出版社.
宽带功率放大电路 篇2
基于对数比率放大电路的光功率测量
光功率测量是光纤通信系统最基本的测试参数之一.本文提出一种基于对数比率放大电路的光功率测量方法,相对于线性放大电路具有控制简单、动态范围大和线性度好的优点,是光缆在线监测的`最佳选择.
作 者：杨家桂 钟跃明 YANG Jia-gui ZHONG Yue-ming 作者单位：杨家桂,YANG Jia-gui(安徽财经大学信息工程学院,安徽,蚌埠,233041)钟跃明,ZHONG Yue-ming(中国电子科技集团第四十一所,安徽,蚌埠,233006)
刊 名：电光与控制 ISTIC PKU英文刊名：ELECTRONICS OPTICS & CONTROL 年，卷(期)： 13(1) 分类号：V24 TN72 关键词：光功率测量 线性放大 对数比率放大超音频信号功率放大电路 篇3
设计的功率放大器采用了多级级联的结构。第一级为输入缓冲和前置放大级, 如图1所示, 它由AD812设计成, 缓冲放大级的输入阻抗为50欧左右, 起到了阻抗匹配作用, 其输出接前置放大级, 它的放大增益通过高精可调电位器可进行调整。选用的AD812是双运放, 一片AD812便能同时作为输入缓冲和前置放大级, 其中的增益带宽积为150MHz, 压摆率1600V/us, 用它对5MHz以下的频率信号能进行20倍以上的放大。
2 驱动级
第二级为驱动级, 如图2所示, 由3个放大管组成, 其中2SD669构成共射放大电路, 它具有较大的电压、电流及功率放大作用且输入, 输出电阻适中, 由Q1 (2SD669) 和Q5 (2SD649) 及D4 (FR107) 和D5 (FR107) 组成甲乙类双电源互补对称功率放大电路作为输出级, 其特点是电压放大倍数约为1, 但是效率高, 波形失真较小, D4和D5上的压降使得Q1和Q5一直处于微导通状态, 可以减小交越失真。第三级为场效应管功率放大级, 如图3所示, 由IRF640和IRF9640构成OCL电路, 其特点是是电压放大倍数约为1, 但是效率高, 波形失真较小。为了减小交越失真, 利用R18, R15和Q3构成微导通电路, 调节R18即可改变IRF640和IRF9640的导通状态, 该方法较直接利用二极管的固定偏压要好。采用这类三级结构, 具有如下优点:一是易于安排电路元件, 且可使级间的相互作用忽略不计。二是放大器之间可采用交流耦合, 各级放大器的补偿比较简单。实验发现, 该部分电路可将峰峰值0.1V的1MHz正弦信号放大到峰峰值48V且基本无失真, 最大输出功率可达100W以上。当ui=0时, 应通过调整静态工作点, 得到uo=0。
3 输出级
为了获得一个200V以上的输出信号幅度, 采用了1:6的升压变压器来放大输出幅度。采用这样的结构, 避免了用上百伏电压作为功放驱动电压时存在的一些问题, 例如需要实现一个上百伏的直流电源及电路调试较危险等。缺点是由于变压器属于感性元件, 需仔细调试输出匹配电路, 如图4所示。
4 电源
功放的电源采用了开关电源电路, 设计了基于继电器的短路保护电路, 它主要包括输出电流检测, 比较器部分, 继电器及其控制电路组成。为了减小电源噪声的影响, 采用了电感电容滤波电路。在元器件的布局方面, 尽量把相互有关的元件放得靠近一些, 在设计硬件的过程中, 电源线的布置除了要根据电流的大小尽量加粗走线宽度外, 在布线时应使电源线与数据线、地线的走线方向相一致, 在布线工作的最后, 用地线将电路板的底层没有走线的地方铺铜, 这有助于增强电路的抗干扰能力。功率放大电路实物如图5所示, 实验发现, 该功放电路能很好的放大测试信号。
5 结束语
功率放大电路是一种在大信号状态工作电路, 放大电路工作是否正常, 性能指标是否达到要求, 除要按照一定的工艺进行安装焊接外, 还要借助于仪器仪表进行调试和测试。
参考文献
[1]吴丽峰.基于互补推挽结构的MOS功率放大电路设计[J].电子科技.2011.10
[2]李圣清.一种新型功率放大电路设计[J].中南工学院学报.1998.6
[3]王文如.射频大功率放大器的设计研究[J].压电与声光.1987.4
宽带功率放大电路 篇4
功率放大电路是电子技术基础的重要内容。从实际应用角度分析,如收音机的扬声器要发出声音,电动机要旋转,继电器触点要动作等,均必须供给足够的功率才能发挥其功能,而这项任务就是由功率放大电路完成的,为此功率放大电路尤其是OTL(Output Transformerless,无输出变压器)功率放大电路(简称:OTL功放) 则是电子技术理论及实验的必修环节。
Multisim是EWB软件的升级版本, 是一款专用于电路设计和仿真的EDA专业软件,它不仅继承了EWB用户界面友好和使用方便等优点,还大大地丰富和加强了EWB的各类分立器件和集成芯片的种类和性能。同时,Multisim为用户提供了完备的电路分析手段,包括直流工作点分析、交流分析、瞬态分析、傅里叶分析、 噪声分析、噪声系数分析、失真分析、直流扫描分析、灵敏度分析、参数扫描分析、温度扫描分析等19种基本分析方法,基本上能满足一般电子电路的分析设计和仿真要求。
对于OTL功放电路而言,其存在知识内容相对复杂和抽象,相应的传统实物实验综合要求高、难度较大等特点,若能利用Multisim对OTL功放电路进行仿真和参数分析,将有效提高学习效果,从而加深对其全面掌握和理解的深度。
1 OTL功放的仿真电路
考虑到电路的仿真分析力求简便易懂,且达到最佳的静态工作点,在此省去辅助性的自举电路部分以及设置合适静态工作点时各元件参数的推敲和分析过程,直接给定与元件实际标称值相一致的参数值,设计、搭建的OTL功放仿真电路如图1。
图1是实用OTL功放的原型电路, 其中T3(2SC945, NPN管)实现信号前置放大,工作于甲类状态,对输入信号全周期放大,T1(2SC1815,NPN管)、T2 (2SA1015,PNP管)组成互补推挽放大, 工作于乙类状态,T1放大输入信号的负半周,T2放大输入信号的正半周。R1、 R3、Re是各管的偏置电阻,R2是负反馈电阻,同时使电路中的K点直流电位稳定在Vcc/2=4.5V左右。D1、D2构成钳位电路,以保证T1的基极电位始终比T2的基极电位高约1.4V,以克服交越失真。
2 OTL功放仿真电路的主要参数测量和分析
2.1最大不失真输出功率Po(max) 测量及效率 η
最大不失真输出波形以人耳对音频信号5% 以内的失真不敏感为准,即我们设定失真度在5% 以内作不失真处理。 选择单频信号1KHz正弦波输入,由幅值400m V逐渐增大,借助Multisim的失真度分析仪XDA1和示波器XSC1作双重辅助分析,发现当输入幅值达915m V时,失真度分析仪显示4.996%,输出信号uo的波形如图2所示。
经万用表XMM1检测,此时的输出电压Uo=1.306V,输出电流Io=163.222m A, 则输出功率Po(max)=Uo×Io=0.213W。万用表测得电源供电电流Icc=113.213m A, 电路采用的是单电源供电,故电源的功率Pcc=1/2×Vcc×Icc=0.509W。
OTL功放的效 率由于电路的管耗、前置放大及电路中的电阻等耗能元件的存在,所以相较于理想的乙类功放的效率78.5% 要小得多。
2.2输入电阻和输出电阻的测量
OTL功放电路的输入输出电阻测试电路如图3所示。
根据加压求流法求输入电阻 :
测得,因此计算得
根据分压 原理求输 出电阻 :
取输入信号电压,空载输出电压,加入一定负载)后,输出电压,将数据代入公式(2)中,计算得。根据电路测得的、 的值,相较而言,输入电阻则还有较大的改进空间,以减小信号源内阻对功放的影响。
2.3上下限截止频率的测量
在输出信号不失真的前提下,输入1KHz的任意给定幅值的正弦波信号,取C1=1μF,C=220μF,在图3电路的基础上改动,并调用波特图测试仪XBP1,正确接入OTL功放电路,可对电路的上下限截止频率进行测试和频率分析,由于篇幅有限,故不再给出具体的测量电路,可参照图3。运行电路,则可进行幅频特性分析和相频特性分析。同时可以直观而准确地获得电路的下截止频率,上它们的电压增益分贝值均为3.9d B。适当改变C1和C的值,对电路的值有一定的影响。
3结束语
宽带功率放大电路 篇5
单片微波集成电路 (MMIC) 是在同一块半导体衬底上, 采用一系列半导体工艺方法, 将有源与无源器件连接起来构成的微波电路。这种电路具有集成度高、体积小、重量轻、可靠性高、寄生效应低等优点[1]。
当前MMIC的衬底材料以第三代宽禁带半导体材料Ga N为典型代表。这种半导体材料耐高温、高压, 电子迁移率高, 工作温度范围大, 微波传输性能好。因此Ga N基的功放管一般具备更高的工作电压、更大的输出功率以及更高的功率输出效率。对此类功放管的研究与应用能够整体提高微波组件的性能与稳定性, 为电子对抗、制约通信、雷达发射机系统的发展带来革命性的变化。
近年来以Ga N为衬底的微波功放管取得了长足的发展。国外Tri Quint和东芝公司先后推出大功率器件, 东芝公司有X波段50 W的芯片批产。国内X波段50 W芯片已经有试验件, 相信不久就会进入批产阶段。
本文以X波段50 W Ga N功放管的应用为基础[2], 设计出了输出功率为85 W的功率放大模块, 并且在此微带电路的基础上进行了改进设计。本次电路改进在满足原有指标的条件下, 同时提高了电路的工作稳定性。更重要的是巧妙改变微带电路结构, 去除了原电路所用的高成本的电感, 并在不影响电路指标的前提下适当减少了电容、电阻的用量, 为整个电路的设计节约了成本。
1 50 W Ga N功放管微波电路的改进设计
1.1 直流偏置电路设计原理[3]
为了确保场效应晶体管稳定工作, 必须设计相应的直流偏置电路。通过直流偏置电路把正确的偏置电压分别加到功放管的栅极和漏极。同时还要尽量减小微波主路对直流电源的影响[4]。
图1给出了栅极馈电网络的原理图。由于功放管为内匹配电路, 此时微波主路输入/输出阻抗已匹配到50Ω, 直流馈电网络的接入要避免影响到微波通路的特性。通常采用长度为λ/4的高阻线作为射频扼流圈, 另一段长度为λ/4低阻线作为高频旁路。
在主传输通道与高阻线之间通过栅极电阻RG连接, 原则上RG应尽可能靠近器件的栅极以进行ESDs保护和防止自激振荡, 在馈电网络不参与匹配的前提下, 栅极电阻RG接在λ/4的高阻线与主传输通道之间。C2由分别对高频、中频、低频起滤波作用的电容器组成。由于栅极电流很小, 高阻线的线宽可以细一点, 所以其特性阻抗可以取值很高。电容器C1是用来起高频接地的作用的, 自谐振在基频, 容值很小, 保证高阻线高频接地, 馈电网络和输入匹配电路是并联的, 在基频上馈电网络的阻抗应该是无穷大 (假设电路的损耗很低) , 对输入匹配电路而言, 相当于开路。
图2是漏极馈电网络原理图。在第一节微带线的末端与地之间, 并联去耦电容和一个RC串联电路 (电阻Rd和电容Cd) 。这个电路中引入了一个有耗元件Rd和去耦电容Cd串联, 以改善放大器的稳定性。该节微带线必须能通过较大的漏极电流Ids, 对于大功率晶体管, Ids有可能超过20 A。这就意味着该节微带线的最小宽度是有限制的, 另外它的特性阻抗也不能很高。为了减小偏置电路的直流压降, 该节微带线的宽度应尽可能宽。当配合电源调制电路时, 微带线的宽度同样能够实现高阻线的要求。
1.2 直流偏置电路的改进设计
本文选用的Ga N HEMT功放管为东芝公司X波段内匹配功放管, 型号为TGI8596-50。该功放管在50Ω微波系统链路中输出功率可达47 d Bm, 增益为6 d Bm。
原有的直流偏置网络中, 低阻线采用方形结构[2], 如图3左所示, 再加入适当的电感线圈起到射频扼流的作用。现改为图3右所示的扇形结构, 从仿真结果可见相应的隔离度有所提高, 在加入适当高频滤波电容的前提下, 可以取消原电感线圈, 同样能够起到射频扼流的作用。并且在主传输通道与栅极偏置电路之间加入电阻RG, 加强ESDs保护和防止自激振荡, 使得整个电路的工作状态更加稳定。
图4分别给出了方形直流偏置网络和扇形直流偏置网络的隔离度仿真结果。F S31为方形偏置网络1端口和3端口的隔离度, S S31为扇形偏置网络1端口和3端口的隔离度。从仿真结果来看, 整个频段内扇形网络的端口隔离度要比方形提高10 d B, 这也是能够取消电感扼流圈的主要原因。
为了将微波主路与电源隔离开, 还要在主传输通道上加入适当的隔直电容。隔直电容的选取应遵循低损耗和高功率容量的特性。
隔直电容的选择可以按照图5的方式进行小信号测试。用矢量网络分析仪分别测试1、2端口的驻波和两个端口之间的插损, 当驻波合适且端口插损取最小值时即为合适的隔直电容。当然当整个电路用于大功率信号传输时, 隔直电容的取值可能会有适当的变动。对功放部分的微波电路设计完成之后就是对两路50 W功率芯片进行电路级功率合成, 本文采用电路结构简单且较为实用的Wilkinson两路功分功合器进行功率合成。
2 Wilkinson两路功分功合器的仿真与制作
2.1 功分功合器的电路原理图[5]
图6所示为微带3端口功分器的原理图。从图中可以看出, 其结构比较简单, 类似于微带T型接头。信号从1端口 (端口处特性阻抗为Z0) 输入, 分别经过特性阻抗为Z02、Z03的两段微带线, 然后从2、3端口输出, 端口处的负载电阻分别为R2及R3。中间两段微带线的电长度为λ/4, 两输出端口之间跨接一纯电阻R。由于此电阻的存在, 使得两端口输出等幅、等相位的功率, 并且彼此之间互为隔离端。
由Wilkinson功分器的特性可知k=1, 于是有:
2.2 功分功合器的仿真设计与制作
取Z0=50Ω对Wilkinson功分功合器进行仿真设计, 图7给出了其在HFSS软件中的仿真模型。
将功分功合器置于金属腔体中进行模型仿真, 使得仿真模型与实物尽量保持一致。图8、图9中分别列出了该模型的端口之间的插入损耗和端口反射系数, 从仿真结果看出其能够满足指标要求。
最终制作了将微带结构放入腔体中的功分功合器。将功分功合器与两路50 W功放连接在一起最终得到85 W功率放大模块的整个微波电路。
3 测试数据与结论
将两个功分功合器与设计并制作的两路功放相连接, 按照图10中的功放测试框图最终测得的输出功率见表1。
从表1中可以看出, 隔离器输出端的功率值在每个工作频点上均大于等于85 W。
从整个实现过程中可以看出, 以X波段50 W功放管为设计基础的功率放大电路具有体积小、功率输出稳定、带内功率平坦等特点。栅极偏置电路加入电阻RG使得功放的工作稳定性进一步加强。该模块可以运用到对体积和重量要求较高的X波段固态发射机中。
参考文献
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宽带功率放大电路 篇6
1 同轴变换器模型
同轴变换器有三个重要参数:阻抗变换比、特征阻抗和电长度。这里用电长度是为了分析方便。当同轴线的介质和长度一定时,电长度就是频率的函数,可以不必考虑频率。
1.1 理想模型
理想的1:4变换器的输入、输出阻抗都匹配,每根同轴线的输入、输出阻抗等于其特征阻抗Z0,其等效模型如图2所示。
其源阻抗Zg与ZL负载阻抗变换比为:
图2和公式(1)表明:变换器的阻抗变换比等于输入阻抗与输出阻抗之比。同轴变换器的输入阻抗等于同轴线的输入阻抗并联,输出阻抗等于同轴线的输出阻抗串联。
1.2 通用模型
由于特征阻抗是实数,而源阻抗与负载阻抗一般都是复数,所以,就不能简单的用变换比来计算。阻抗匹配就是输入阻抗等于源阻抗的共轭,实现功率的最大传输。特征阻抗为Z0,电长度为E的无耗同轴线接复阻抗的电路如图3所示。
由于源阻抗与同轴线特征不匹配,电路的反射系数就不是负载反射系数。由于同轴线是无耗的,进入同轴线的功率就等于负载消耗的功率。那就可以把电路简化只有一个负载Zin,又因为Zg与Zin都是复数且串联,就可以把Zg中的虚部等效到Zin中,最后得到反射系数为:
其中,
当反射系数为零时,功率可以无反射的传输,这时阻抗实现完全匹配。
由公式(2),反射系数为零可以等效为分子为零,即:
其中,
当E为90°时,可得:
由于特征阻抗为实数,ZLZg*为实数时,方程才有解或才能完全匹配。当ZL和
Zg为实数时,就是常用的λ/4阻抗变换。当E不等于90°,利用实部与虚部都等于零得方程组:
整理化简得:
公式(3)说明,不是任意两个复阻抗都可以完全匹配,必须满足特征阻抗为正实数;可以并联或串联电抗元件,使两个不可能完全匹配的复阻抗完全匹配。
通用模型是结合理想模型和同轴线分析建立,如图4所示。把1:N同轴变换器等效一根同轴线,利用同轴线的分析结果,更容易获得特征阻抗和电长度参数。特别对于利用同轴变换器设计的匹配电路,可以简化设计步骤,减少工作量。
2 宽带匹配电路的设计
通过对同轴变换器的分析,可以通过调谐特征阻抗和电长度完成阻抗匹配。但是实际同轴线的特征阻抗是有一定规格的,不是任意的,而且电长度又是随频率变化的,所以采用同轴变换器和集总元件联合实现宽带匹配的方式。
2.1. 集总元件匹配电路
复阻抗可以用电阻与电抗串联表示,也可以用电阻与电抗并联表示,这两种表示的等效电路如图5所示。
它们都是指同一个复数,其转换关系为:
公式4表明,电阻并联电抗可以减小其复阻抗的实部,再串联电抗抵消其虚部,就可以实现Rp到RS阻抗匹配。所需的电抗值可以通过表达式4计算,且Xp与XS取不同性质的元件,如果Xp用电容,XS就用电感。
集总元件实现阻抗匹配原理:电阻并联电抗减小其实部,再串联电抗抵消其虚部,达到两个纯电路的匹配;当匹配的不是纯电阻时,可以采用抵消和吸纳虚部的方法实现复阻抗的匹配。
2.2 联合匹配电路
以Freescale公司MRF6V P2600推挽式MOSFET管的匹配电路设计为例,首先确定匹配电路的基本结构和同轴变换器的阻抗变换,然后再确定特征阻抗、电长度和集总参数。由于输入匹配电路设计与输出匹配电路类似,下面详细研究输出匹配电路设计。MRF6VP2600的DATASH EE T给的源极-源极的输出阻抗如图6所示。输出匹配电路中,由于功率管采用推挽式工作,所以在输出端加入1:1巴伦实现不平衡—平衡变换。利用通用模型,下面的工作就简化为同轴线与集总参数的匹配电路设计。同轴线的特征阻抗和电长度计算公式为:
式中,Er为内部填充介质的相对介电常数;D为外导体内径;d是内导体外径;为内导体系数,单股内导体时为1;C为空气中光的速度;f为工作频率,L为同轴线的长度。
公式5表明,电长度与频率呈线性关系,且其长度越短,电长度受频率的影响越小。
2.3 仿真验证
利用安捷伦公司的ADS工具进行输出匹配电路设计与仿真,一般可采用大信号S参数仿真和谐波仿真,由于本文设计用于推挽式工作的匹配电路,所以选用更直观的谐波平衡仿真。利用同轴线和巴伦的模型进行仿真的电路如图7所示。
由于图7的负载阻抗的实部是随频率增减而减少,所以在同轴变换器的两端并联电容。可以很容易对电路进行手动调谐和自动优化,最后的仿真结果如图8所示。
由图6,图8可以得到各频点的反射系数;再根据反射系数与频率的关系,可以求得匹配电路在工作频带的反射系数;最后根据匹配效率与反射系数的关系,求得匹配电路的匹配效率。具体结果见表1。
从表1可以得到,匹配电路的在工作频段内匹配效率达99.93%,实现了较好的匹配。
3 总结
本文建立同轴变换器的理想模型和通用模型,提出一种新颖的和简单的分析方法。通过分析,同轴线的特征阻抗和电长度对匹配电路的性能有很大影响。设计了一款推挽式MOSFET管的输出匹配电路,仿真结果表明:匹配效率达99.93%。
摘要：介绍了一种分析同轴线变换器的新方法,建立了理想与通用模型,降低了分析难度和简化了分析过程。通过研究分析,提出了一种同轴变换器与集总元件相结合的匹配电路设计方法,通过优化同轴线和集总元件的参数,实现放大器的最佳性能。利用该方法设计了一款应用于推挽式功率放大电路的匹配电路,仿真结果表明,匹配效率高达99.93%。
关键词：宽带射频,同轴变换器,匹配电路,巴伦
参考文献
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宽带功率放大电路 篇7
新型继电保护测试仪是一种智能电力设备，可对各种继电器(如电流、阻抗、差动等)和微机保护进行鉴定，并可模拟各种复杂的瞬时性、永久性故障进行整组试验。测试仪应能根据实验需要正确产生保护所需的各种电压、电流、相位、频率信号。
为了模拟保护二次现场实际情况，测试仪的电流输出信号必须达到0～20(有效值)可调，输出精度要保证≤0.2%;输出电压信号需达到0～100(有效值)可调，输出精度≤0.2%。同时保证电压、电流放大的总谐波THD≤0.5%。为此，所设计的功率放大器必须满足小信号输入、大功率精密输出，同时能承受大电流、高电压的要求。采用集成的电流功率放大芯片可以使电流输出满足要求，而对于电压信号的输出，很难找到高电压下的大功率输出集成功率放大芯片，如APEX公司能输出有效值100 V的线性集成功率放大芯片只有几款，而这些芯片售价都比较贵，如果在电压信号输出上用上2片这样的集成芯片，那么整个测试仪的成本将大大增加。
因此，本文着重论述了一种性价比高的电压功率放大电路方案。
1 继电保护测试仪结构
继电保护测试仪的系统结构主要包括主机通信单元、数字信号产生单元、CPLD逻辑控制单元、D/A转换单元、功率放大单元、开入开出单元等。系统结构框图如图1所示。
主机通信单元负责通过RS232与上位机通信，负责试验参数设置和仿真数据的发送和接收;数字信号发生单元主要由高速数字信号处理器TMS320F2812及其外围电路组成，负责波形数据的产生、实时信号的控制;CPLD逻辑控制单元作为逻辑粘合芯片负责将DSP产生的多路16位数字波形数据进行并/串转换,同时作为系统控制片选及电平转换;开入开出单元主要完成从继电保护测试仪到继电保护装置的控制和实时监测，通过开入开出单元实现对保护装置反馈信号的统一管理;D/A转换单元使用高精度的串行数字模拟转换器将CPLD产生的串行数字信号转换为模拟信号输出，经低通滤波和多路开关的选择去驱动功率放大电路;功率放大单元包括电压功率放大和电流功率放大两部分，分别将模拟小信号进一步放大，以得到继电保护测试所需的各种交直流电压、电流信号，电流功率放大电路采用集成的功率放大芯片实现，如OPA549，电压功率放大电路将在下文做重点分析。
2 电压功率放大电路的设计
因采用集成功率放大芯片价格昂贵，故采用分立元件制作功放，电压功率放大电路原理图如图2所示。Vin是D/A转换再经多路开关后传送过来的模拟小信号输入端，信号范围是±10 V,Vout是功放的输出端，要求放大输出最大有效值可达±100 V、电流1 A。该电路由三部分构成，分别是前置输入级(运放U1)、电压放大级(Q101、Q102)、功率输出级(Q103、Q104、T101、T102)。
前置输入级对输入小信号具有缓冲作用，整个电路的电压串联反馈引至运算放大器U1的负输入端，使电路能够输出稳定的电压信号，总的放大倍数为：1+R103/R104，并且运算放大器摆率高，可以消去输出信号的交越失真现象。电压放大级由三级管对管组成，对运放输出的信号放大。功率输出级起到功率输出的作用，T101、T102为功率MOSFET管IRFP460，该MOS管漏源级可承受电压VDSS为500 V，漏级电流ID可达20 A，总耗散功率高达250 W。三级管Q103、Q104是MOS管的驱动管，改变电阻R119、R121两端的电压从而改变MOS管漏源电压VDS以控制MOS管导通程度，达到控制输出电压的目地，也可以将Q103、T101和Q104、T102看成一对达林顿对管。
测试仪在某些环境下工作时有可能发生电压输出短路，为避免输出短路使MOS管变得过热甚至烧毁，必须对功率放大电路添加限流保护及过热保护，Q105、Q106在电路中就起到限流作用，以Q105为例，当经MOS管T101输出的电流高于0.7/R124(假设Q105基极-射级电压为0.7 V)时，Q105导通，从而限制了输出电流。
过热保护可采用集成温度开关芯片连接在散热器上，测量电压功率放大管在散热器上产生的温度，如果散热器的温度超过93℃(这时晶体管的结温度TJ靠近150℃半导体熔化点)，这时应迅速通过逻辑电平的变化来关断功率电源。
3 管耗计算
考虑到T101和T102在一个信号周期内各导通约180°，且通过两管的电流和两管两端的电压在数值上都分别相等(只是在时间上错开了半个周期)。因此，为求总管耗，只需求出单管的损耗就行了。设输出电压为vo=Vomsin wt，则T101的管耗为：
式中：Vcc为电源电压，RL为负载电阻，RTO=R124+R125+R126,R124、R125、R126为图2中对应的电阻阻值。
将式(1)化简得：
由式(2)知，管耗PT1是输出电压幅值Vom的函数，因此可以用求极值的方法求得最大管耗。
令d PT1/d Vom=0,
则当时功率管具有最大管耗，所以，
设电源电压Vcc为160 V，电路中R124为0.33Ω,R125、R126为1Ω，带100Ω阻性负载时。最大管耗发生在输出电压幅值Vom约为99.59 V时，PT1m为25.37 W，此时输出功率为49.6 W。因此，当输出电压有效值达100 V时，输出功率有100 W，而管耗比25.37 W更低，因IRFP460在壳温80℃时允许的耗散功率也高达137.5 W左右，故功率管的输出功率还能大为提高。
4 功放电路仿真分析
使用Multisim2001对电压功率放大电路进行仿真试验，电源电压取±160 V，放大倍数约为28.3倍。图3为带100Ω阻性负载时，输入峰值为5 V，输出约为有效值100 V的波形，此时电路输出功率为100 W，从仿真图可以看出在输出这么大功率的情况下，输出电压波形仍然较好。
图4为电压功率放大电路的幅频响应和相频响应曲线，从图中可知，电路在频率为10 kHz的范围内都有很稳定的电压增益，且相位差为0°。满足保护测试仪输出10次谐波的要求。
5 试验结果分析
对电压功率放大电路进行试验，给定输入和负载阻值，测得输出电压，并计算输出功率。部分测试数据如表1所示。
用示波器观测输出电压波形在过零点时叠加有一定量的噪声波，可能是两功率管在交替导通时产生的。由测试数据可以得出，输入电压值与输出电压值的比值基本为常数，表明电路具有良好的线性度;在输入电压为3.54 V，负载为100Ω时，输出功率为100.5 W，输出电压为100.25 V，且波形无失真，与计算值基本一致。
6 结论
电压功率放大电路对于小信号和较大信号均能无失真放大，将电路仿真试验和实际电路调试时从示波器观察到的波形相比较可以看出，两种情况下输出电压波形基本一致，并由实验数据表明所设计的电路可以满足测试仪对电压功率放大的技术要求。该电压功率放大电路不仅可以用于继电保护测试仪，而且还可以应用于其它需要高电压、大功率输出的装置中，例如可以用在电子式互感器驱动传统继电保护的场合等。
参考文献
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