功率因数校正电路

功率因数校正电路（精选10篇）

功率因数校正电路 篇1

摘要：阐述了谐波存在的危害, 论述了单相功率因数校正 (APFC) 的原理和控制方法, 介绍了专用集成芯片UC3854的内部结构及其工作原理, 对UC3854集成电路的典型应用电路作了分析, 通过实验证明了其可行性和优越性。

关键词：功率因数,有源功率因数校正,UC3854

随着电力电子技术的飞速发展和计算机、通讯及IT网络的广泛应用, 大量电力电子装置投入电网。电力电子装置中的相控整流和不可控二极管整流使输入电流波形发生严重畸变, 呈脉冲状。电流波形中含有大量的谐波。这些谐波注入电网, 引起严重的谐波污染, 一方面致使电源输入端功率因数低, 造成电能浪费;另一方面可能影响负载的正常工作甚至损坏用电设备, 许多国家都已制定了限制谐波的国家标准。本文即讨论了功率因数校正方案, 讲述UC3854的内部结构及其工作原理, 并在此基础上分析了UC3854集成电路的典型应用电路。

1 功率因数校正及控制方法

功率因数 (PF) 是指交流输入有功功率 (P) 与输入视在功率 (S) 的比值, 即:

式中, U1表示输入电压基波有效值;I1表示输入电流基波有效值;Irms表示输入电流有效值;表示输入电流畸变因数;cosφ表示基波电压和基波电流的相移因数。

可见功率因数由电流畸变因数和相移因数决定。cosφ低, 则表示用电电器设备的无功功率大, 设备利用率低, 导线、变压器绕组损耗大。同时, γ值低, 则表示输入电流谐波分量大, 将造成输入电流波形畸变, 对电网造成污染, 严重时, 对三相四线制供电, 还会造成中线电位偏移, 致使用电电器设备损坏。

总谐波畸变 (THD) 用来衡量电网的污染程度, 定义为所有谐波电流分量的总有效值和基波电流有效值之比。

由功率因数PF=γcosφ可知, 要提高功率因数, 有2个途径: (1) 使输入电压、输入电流同相位, 同相位是使cosφ=1; (2) 使输入电流正弦化, 使γ=1。

利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形, 使输入电流波形呈纯正弦波, 并且和输入电压同相位, 此时整流器的负载可等效为纯电阻。目前功率因数校正技术主要分为有无源功率因数校正和有源功率因数校正。

提高功率因数的传统方法是采用无源校正, 即在主电路中串入无源LC滤波器。该方法虽具有简单可靠、成本低廉等优点, 但很难做到非常高的功率因数, 工作性能会随频率、负载、输入电压等因数变化而变化;且尺寸、重量都很大, 使用范围也会受到限制。针对上述情况, 提出了有源功率因数校正 (APFC) :在整流器和负载之间用有源器件构成了一个DC-DC开关变换器, 运用电流反馈技术, 使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形, 使输入电流接近正弦, 故功率因数可提高99%或更高, 它可在宽频带下工作, 且具有体积小、重量轻、输出电压稳定等优点。

有源功率因数校正 (APFC) 电路按结构分为:降压式、升/降压式、反激式、升压式。由于升压式PF值高, 总谐波失真小, 效率高, 应用最为广泛。

有源功率因数校止 (APFC) 按输入电流的控制原理分为:平均电流型 (TI的UC3854工作在平均电流控制方式) 、滞后电流型峰值、电压控制型。本文采用TI的UC3854进行控制。

2 UC3854的组成

UC3854是一种工作于平均电流的升压型APFC电路, 它的峰值开关电流近似等于输入电流, 是目前使用最广泛的APFC电路。其内部框图如图1所示。系统电路采用BOOST升压电路, 控制电路采用专用芯片UC3854, 其内部主要结构由电流误差放大器CA、电压误差放大器VA、模拟乘法器M、PWM信号发生器等组成。其工作原理简述如下:

一路输入端Y检测全波整流正弦波电压值, 另一路X是输出电压VO/H与基准电压Vref之间的误差 (经过电压、误差放大器VA) 信号;X和Y的乘积是Z, 作为电流的基准信号, 和输入整流电流一起进入电流误差放大器CA中, 该电流环不断调节输入电流平均值, 使与输入整流电压同相位。该输入电流在和基准电流比较后, 其高频分量 (例如100 k Hz) 的变化, 经由电流误差放大器CA, 被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波比较后, 给开关管VT以PWM信号, 于是电流误差被迅速而精确的校正。由于电流环具有较高的增益——带宽, 使跟踪误差产生的畸变小于1%, 很容易实现接近于1的功率因数。

UC3854各引脚功能:1号引脚GND接地端;2号引脚PK LMT峰值电流限制输入;3号引脚CA Out电流放大输出;4号引脚ISENSE电流检测负输入;5号引脚Mult out乘法/除法器输出, 电流检测正输入;6号引脚IAC交流输入电流输入;7号引脚VA out电压误差放大器输出;8号引脚VRMS电网电压有效值输入;9号引脚VREF电压基准输出;10号引脚ENA使能控制端;11号引脚VSENSE电压误差放大器反向输入;12号引脚RSET振荡器充电流和乘法/除法器限制设置端;13号引脚SS软启动;14号引脚CT振荡器定时电容器;15号引脚Vcc电源电压;16号引脚GTDRV栅极驱动。

3 UC3854典型应用

UC3854的典型应用电路如图2所示。

UC3854的管脚2接检测电阻的电压负端, 用以限定主电路的最大电流值;管脚4和管脚5分别接检测电阻Rs2两端用以取得电感电流iL的反馈信号;全波整流输出电压信号即U通过Rac加到UC3854的管脚6作为电压取样信号IAC;管脚8的信号由APFC输入电压经分压得来, 即URMS;管脚11接输出电压的反馈信号;管脚12和14外接的电阻电容共同决定振荡频率;与管脚15相连的部分为芯片提供电源;管脚16输出开关管的驱动信号。UC3854的这种典型的应用功率因数高达0.99。5 k W以下的单相升压PFC均可采用该芯片作为控制器。输出功率不同时只需要主电路中的电感L和电流检测电阻R、控制电路中的电流控制环参数。

4 实验波形分析及结论

由以上可见, 本实验中的功率因数校正电路起到了改善输入电流波形, 提高功率因数的作用。在APFC控制过程中, UC3854引入了前馈、乘法器和除法器, 并且工作于平均电流的电流连续 (CCM) 工作方式, 性能较优, 使用效果较好, 得到了广泛应用。

参考文献

[1]苏玉刚, 陈渝光.电力电子技术[M].重庆大学出版社, 2005

[2]王兆安, 黄俊.电力电子技术[M].第4版.北京:机械工业出版社, 2006

[3]沈锦飞.电源变换应用技术[M].北京:机械工业出版社, 2007

[4]路秋生.采用UC3854的有源功率因数校正电路[J].电子产品世界, 2004 (2) :35～38

功率因数校正电路 篇2

摘要：介绍了一种固定关断时间控制的功率因数校正电路，它的主要特点是通过外部简单电路来控制开关管的关断时间，从而实现了固定关断时间，这样可以提高输出功率等级。实验表明：这种控制方法实现了固定关断时间控制。

关键词：固定关断时间；功率因数校正；电流连续模式

引言

目前以Boost为主电路的PFC电路的控制方法有两种，即固定频率PWM（CCM）和临界导通PWM（DCM）。对于相同的输出功率等级来说，DCMPFC电路中的峰值电流要比CCMPFC电路中的峰值电流大。一般说来，对于小功率PFC电路，采用DCM的控制方法；对于大功率PFC电路，则采用CCM的控制方法；对于中间功率，则希望电路根据输入电压和负载工作在CCM或DCM，这样就可以提高电路的效率。

本文介绍了一种固定关断时间，开通时间可以调整的功率因数校正电路，它的控制方法被称为固定关断时间控制(Fixed?off?time?control)。本文以L6562芯片为核心，增加少量的无源器件，实现了关断时间固定的目的，并以这种固定关断时间的控制方法制作了一台350W的PFC电路原理样机，进行了理论分析，给出了实验波形。

(本网网收集整理)

1 工作原理

固定关断时间控制的电路图如图1所示。如果一种控制芯片的工作频率可以自动调整，另外，它的某个管脚有一个高的钳位电压（Vclamp）和一个低的触发电压（Vtrigger），再利用芯片的PWM信号就可以实现固定关断时间控制。我们把具有这样特性的管脚定义为管脚A，输出PWM信号的管脚定义为管脚B。下面介绍这种固定关断时间控制方法的工作原理。

当管脚B输出高电平时，二级管D就正向导通，通过R1快速给电容C2充电，因为管脚A有一个钳位电压，所以电容C2就会被钳在管脚A的.钳位电压；当管脚B输出低电平时，二级管D就反向阻断，此时电容C2就通过R2放电，一直到电容C2上的电压等于管脚A的触发电压时，管脚B就会由低电平变为高电平，电容C2将重新被充电至管脚A的钳位电压。根据上面的分析，开关管的关断时间就由电容C2和电阻R2来确定，因此，只要电容C2和电阻R2的大小确定，那么电容C2的放电时间也就确定，也就是开关管的关断时间就确定了，这样就可以控制关断时间。

2 参数设计

这种新颖的功率因数校正电路如图2所示。其主要参数如下：

输入电压AC90～265V；

频率47～63Hz；

输出电压400V；

输出最大功率350W；

最大开关工作频率fmax=100kHz。

2.1 确定所需要的关断时间tof

2.2 确定R2及C2

选取一个大概几百pF的电容C2，然后就可以确定电阻R2

2.3 确定R1电阻R1必须满足式（3）。

式中：VB为门极驱动电压；

VBmax为最大的门极驱动电压；

Vclamp为管脚A的钳位电压；

VF为二级管正向导通时的压降；

IA为芯片的钳位电流。

2.4 C1的选取

为了使芯片能够承受相应的过应力，电容C1必须满足式（4）。

根据上面的公式，可以确定所需的参数：

R1=2.2kΩ；C1=220pF；R2=3.9kΩ；C2=560pF

3 实验结果

本文以L6562为核心设计了一种固定关断时间的新颖PFC电路，它的主要特点就是固定了MOSFET的关断时间。在这种控制方法下，当输入电压过零点附近时电路以DCM模式工作，在输入电压峰值附近时电路以CCM模式工作。实验证明实现了固定关断时间控制。图3和图4分别给出了在电压过零和峰值附近时的PWM驱动信号波形；图5和图6分别给出了输出满载时，在输入电压为115V和230V时的电感电流波形；图7和图8分别给出了输出满载时，在输入电压为115V和230V时的输入电流波形。实验结果表明，在整个输入电压范围之内，实现了固定关断时间控制。

4 结语

功率因数校正电路 篇3

关键词：ADP1047；PFC；功率计量；ADP1043

在设计AC/DC时，不但要有数字控制的全桥控制IC—ADP1043，而且其功率因数校正部分也需要数字控制型的器件，ADP1047即是这样一款新产品，它不但可以完成功率因数校正，还能精确计量交流功率，控制接通电源时抗冲击的能力。

数字PFC功能是基于传统升压模式的PFC拓朴，将多个输出电压反馈组合在一起，提供最佳的谐波校正及良好的PF值，全部信号控制都进入数控领域并提供最大的柔性——全部关键参数都能报告并通过PM总线接口给出，这样可以使用户获得最佳性能，最高效率的功率因数校正电路，而且可以大幅度减少设计时间。

数字PFC控制特别适用于智能电源管理系统，并容易计量，通过智能电源管理系统改善终端用户系统的效率。通过调节频率进一步减小轻载时的功耗，并能减少输出电压给低压负载。

1 主要特点

ADP1047可以提供精确的均方根输入电压、电流及功率的测量，并可以通过PM总线报告到电源的二次侧。ADP1047具有增强的集成度和功能应对浪涌冲击，可以大幅度减少外围元件数量，极易达到最佳化设计。

器件数字化的目标还为了更高的可靠性，为了多种电源应用开路。该电路有坚固耐用的保护功能，有过压保护，过流保护，接地连续计量，AC检测，内部过热保护，外部温度报告。

ADP1047内部有8KB 的EEPROM存储调整器，并允许不用微控制器独立地控制，通过容易使用的GUI调节。ADP1047以3.3V电源供电，为24PIN外引脚，工作环境为-40～+85℃。

2 引脚功能

ADP1047的引脚排列如图1所示。以下为ADP1047的各引脚介绍。

1PIN：AGND。模拟地，直接接到DGND，这里将模拟电压送至模数变换器ADC。

2PIN：VAC。输入的线路电压检测，此信号参照PGND。

3PIN：VFB。反馈电压检测端，从PFC输出电压取样送到此处，参照功率地，用作模拟电压送至模数转换器ADC处。

4PIN：OVP。过压保护，这个信号参照PGND，用作OVP功能。

5PIN：PGND。功率地，接至输入和输出功率的轨线上。

6PIN：ILIM。电流限制端，限制峰值电流，参照PGND。

7PIN：NC。空脚。

8PIN：CS-。电流检测负输入端，用于电流测量，计量及保护。

9PIN：CS+。电流检测正输入端，用于电流测量，计量及保护。

10PIN：DGND。数字地，确保与模拟地AGND低阻抗连接。

11PIN：PSON。电源使能信号，此信号用于使能或禁止PFC控制器。

12PIN：VCORE。2.5V输出稳压器，外接0.1μF电容旁路到DGND。

13PIN：PWM。对PFC的脉宽调制输出。

14PIN：PWM2。辅助PWM，此信号参照DGND。

15PIN：AC-OK。开路漏极输出，用于信号标志输出，参照DGND。

16PIN：PGOOD。开路漏极输出，用于信号标志输出，参照DGND。

17PIN：INRUSH。浪涌控制信号，用于对外部浪涌的控制驱动器。

18PIN：SYNC。控制器外同步端，此端允许与之并联的PFC控制器去同步，以减小干扰。

19PIN：SCL。I2C串联时钟输入，参照DGND。

20PIN：SDA。I2C信号数据输入输出端，参照DGND。

21PIN：ADD。地址选择输入，从此端外接一支电阻到AGND。

22PIN：RTD。温度信号输入，将一个热敏器件放于此处接至AGND。

23PIN：RES。内部电压基准，外接一支50kΩ电阻到AGND。

24PIN：VDD。IC供电端，从3.0～３.6Ｖ。外接电容旁路到AGND。

3 工作原理及应用

ADP1047的内部功能方框图如图2。ADP1047是一款执行AC功率因数校正的数字PFC控制器，有着众多的传统PFC特色：采用BOOST拓朴，可产生检测电压和检测电流，能产生可调节的PWM输出。

ADP1047设计有坚固耐用的保护功能，包括过压保护(OVP)、过流保护(OCP)、欠压保护(UVP)、接地连续计量、AC检测，及内部过热保护和外部温度报告，因此可以应用在多种电源中。

ADP1047的这些功能均可以通过I2C总线接口去调节，同时这个总线接口还用于校准电源各参数，包括输入电压、输入电流、输入功率、故障模式等。

ADP1047的控制环由数控系统控制，可以很容易地调节滤波特性。其建立在EEPROM中的数据用来储存调节值，可靠性通过检查总和与庸余电路来保障。在系统故障出现时，EEPROM可以捕捉第一个故障情况，以此来改善整个系统的可靠性，从而大大减少故障分析时间。

ADP1047运行软件为GUI，可以提供全部的运行软件。

图3所示由ADP1047组成的数字控制功率因数校正的典型PFC电路。?笮

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功率因数校正电路 篇4

近年来, 功率因数校正技术是人们研究的一个热点。而功率因数校正技术通常又和软开关技术结合在一起。这样既可以实现电路的软开关, 降低电路损耗, 又可以实现单位功率因数, 保证电压和电流的同频同相, 提高了效率[1,2,3]。

本文就是根据这种思路设计了一种新型的Boost功率因数校正电路。论文详细分析了工作原理;给出了软开关的实现条件和参数设计方法;最后通过软件仿真和搭建实验电路验证了电路结构的正确性。

二、电路工作过程分析

图1所示就是新型Boost功率校正电路。其中vac为输入交流电压, S为开关器件, Li为主电感, D1为主快速恢复二极管, C为输出滤波电容, RO为负载。图1中虚线内即为缓冲电路, Lr为谐振电感, Cr为谐振电容, D2和D3为快速恢复二极管。该缓冲器通过谐振电感降低开关管导通时的di/dt, 实现近似ZCS, 通过谐振电容降低开关关断时的dv/dt, 实现近似ZVS, 并通过快速恢复二极管D2, D3及时将能量回馈给主电路, 提高工作效率。图2给出了软开关电路的各运行模, 且设er=|vac|为交流输入电压经整流桥整流后的直流电压[4,5,6]。

模式1[t0, t1]:开关S关断, 主二极管D1导通。输入电流iLi通过主电感Li和主二极管D1流向谐振电感Lr。见图2 (a) 。

模式2[t1, t2]:开关S开始导通。由于流过开关的电流iLi上升斜率di/dt受到谐振电感的限制, 所以开关实现近似零电流导通。且谐振电容Cr被嵌位在Vo。见图2 (b) 。

模式3[t2, t3]:主二极管D1关断。电流在电容C和负载间环流。谐振电容通过开关S释放能量。见图2 (c) 。

模式4[t3, t4]:在t3时刻, 电容两端电压vCr变为er.电感电流iLr线性减少并在t4时刻降为零。见图2 (d) 。

模式5[t4, t5]:在t4时刻开始电感Lr上电流iLr达到零, 二极管D2、D3关断, vCr保持在-er。见图2 (e) 。

模式6[t5, t6]:在t5时刻, 开关S关断。谐振电容Cr限制了开关两端电压的下降率 (dv/dt) , 使得开关S实现ZVS关断。电感Li开始向谐振电容Cr充电, 至t6时刻谐振电容两端电压增加到 (Vo-er) 。见图2 (f) 。

模式7[t6, t7]:二极管D1导通。并且谐振电感上电流iLr由零开始增加, 至t7时刻充电结束, 谐振电容上电压增加至Vo, 谐振电感上电流增加至Ii。见图2 (g) 。

模式8[t7, t8]:电压vCr保持在Vo。二极管D2导通。电流iLr到t8时刻增加至Ii。见图2 (h) 。

三、参数选取和估算

无损缓冲电路实现软开关的关键在于缓冲电路的谐振频率必须大于开关频率;然而为减小开关损耗, 又要求尽可能地增大缓冲电路中谐振电感Lr和谐振电容Cr的值, 两者相互矛盾。因此在实际设计中往往采取折中的方式寻找出最优化的电路参数。下面给出缓冲电路设计的估算方法。定义缓冲电路的谐振角频率ωr和特征阻抗Xr为:

为实现软开关, 缓冲电路的谐振周期要小于开关周期的某一倍数α (0<α<1) 。

参数α取决于开关管的暂态导通和关断时间以及设定占空比D的范围 (由于篇幅有限, 这里不多做讨论) 。由 (3) 式可得出满足软开关的最小ωr, 并由公式 (1) (2) 可以求得Lr和Cr的值。

四、实验结果

在实验电路中, 选取以下电路参数:va c=30 V, Li=300μH, C=330μF, RO=3 3Ω并且开关频率f S为100KHz。取缓冲电路参数为:Lr=2u H, Cr=10n F.选用IRFP460为开关器件, FR107为主二极管。并且UC3854为PFC控制器。实验波形如图3所示。Vgs是驱动电压。根据第二部分和第三部分的分析, 开关S很明显地工作ZVS关断, 和ZCS导通。

五、结论

本论文分析一种新型Boost软开关功率校正电路的运行情况, 给出实验结果。验证新型Boost功率校正电路可以通过一个缓冲器实现软开关。它的输入功率因数为一, 且效率高于硬开关电路。与带有辅助开关的软开关电路相比较, 新型软开关有着控制简单, 造价低廉的优点, 在中小功率场合具有应用前景。

摘要：本文提出一种新型Boost功率因数校正电路, 其电路拓扑结构由传统Boost PFC和一个缓冲电路组成。缓冲电路通过辅助电感, 电容和辅助二极管使得电路工作在ZVS和ZCS条件下。论文分析新电路的运行原理, 给出了实验结果。

关键词：功率因数校正,软开关,Boost变换器,ZVS,ZCS

参考文献

[1]Yungtaek Jang, Milan M.jovanovic', Kung-Hui Fang andYu-Ming Chang.High-power-Factor soft-switched Boost Converter[A].IEEE Trans.on PowerElectron., vol.21, no.1, Jan, 2006, pp.98-104.

[2]G.Moschopoulos, P.Jain, Y.F.Liu and G.Joos, A Zero-Voltage Switched PWM Boost Converter with an Energy FeedforwardAuxiliary Circuit[A].IEEE Trans.on Power Electron.vol.14, no.4, July1999, pp.653-662.

[3]Koji Yoshida, Tamotsu Ninomiya, A Novel CurrentResonantZVS-PWM Half-Bridge Converter[A].Electronics and communicationsin Japan, Part 1, vol.82, no.4, 1999, pp.45-55.

[4]Moschopoulos G., Jain, P., Joos, G.A Novel Zero-VoltageSwitched PWM Boost Converter[A].in IEEE Power ElectronicsSpecialists Conference, 1995, pp.694-700.

[5]C.Y.Inaba, Y.Konishi and M.Nakaoka., High-frequencyflyback-type soft-switching PWM DC-DC power converter with energyrecovery transformer and auxiliary passive lossless snubbers[A].IEE Proc.-Electr.Power Appl., vol.151, no.1, Jan., 2004, pp.62-67.

功率因数校正电路 篇5

摘要：单级功率因数校正(简称单级PFC)由于控制电路简单、成本低、功率密度高在中小功率场合得到了广泛的应用。但是，单级PFC中存在一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大等缺点。介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

关键词：功率因数校正；AC/DC变换器；单级

1 概述

为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如IEC1000-3-?2）。因此，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校正方法有两种，即两级PFC和单级PFC。两级PFC方案[1]如图1所示，将PFC级输出端与DC/DC变换器相串联，两级控制电路相互独立。

PFC级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。后接的DC/DC级实现输出电压的快速调节。由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合，两级PFC很不适用。因此，研究单级PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。

单级PFC[2][3]将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。它与两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定，在稳态时，占空比恒定，因此，要求PFC级的`电流能自动跟随输入电压，虽然，单级PFC变换器的输入电流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于IEC1000-3-2只对电流谐波含量有要求，对PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000-3-2。而且由于采用单级结构，电路简单，成本低，功率密度高。

因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。本文主要对单级PFC的拓扑进行了分析，指出了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

2 单级隔离式Boost PFC电路的分析及存在的问题

典型的单级隔离式BoostPFC电路如图2所示，该拓扑是由升压型PFC级和正激式DC/DC变换器组合而成。有源开关S为共享开关，CB为缓冲电容。通过控制S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。

众所周知，电流断续模式（DCM）的Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此，PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。但是，输入和输出电感电流的峰值较高，增加了有源开关的电流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路需要一个更大的EMI滤波器。如果要求减小开关器件的电压、电流应力，那就需要PFC级工作在电流连续模式（CCM）下，同时可以提高整个变换器的效率并减小EMI。如在图2的a和b之间加一电感L1，可以使PFC级工作在CCM下。对于DC/DC变换器而言，为了提高变换器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减小，而PFC级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，

功率因数校正电路 篇6

关键词：有源功率因数校正,Boost变换器,UC3854,PSpice仿真

0 引言

将交流220V电网电压经整流再提供直流是实际单相电源应用中最为广泛的变流方案,但传统的二极管或晶闸管整流器会对电网产生谐波电流而危害电网,引起输入端功率因数下降,对电网造成污染。有源功率因数校正(active power factor correction, APFC) 技术可将开关电源等电子负载变换成等效的纯电阻,从而提高电路功率因数,减小低频谐波。在各种单相功率因数校正电路中,单相Boost电路因具有效率高、电路简单、成本低等优点而得到广泛应用。

随着软开关技术的发展和APFC电路的广泛应用,针对APFC电路提出了多种软开关方法,用来降低器件的开关损耗、减小电磁干扰、提高开关频率,使电力电子装置系统在响应时间、频率范围、噪声和模块体积等方面的性能都得到很大的提高,满足其高频化、数字化、环保化和模块化的未来发展要求。现提出了一种基于UC3854的零电压控制APFC电路的控制方案,并由仿真结果证明达到了技术要求。

1 功率因数校正原理

1.1 功率因数的定义

根据电工学的基本理论,功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值。所以功率因数可以定义为输入电流失真系数(γ)与相移因数(cosφ)的乘积。

${\rm P}F=\frac{{\rm P}}{S}=\frac{U{}_1{\rm I}{}_1\cos \phi }{U{}_1{\rm I}{}_{\text{r}\text{m}\text{s}}}=\frac{{\rm I}{}_1}{{\rm I}{}_{\text{r}\text{m}\text{s}}}\cos \phi =\gamma \cos \phi$

式中:I1——输入基波电流有效值;

Irms ——输入电流有效值;

$\gamma =\frac{{\rm I}{}_1}{{\rm I}{}_{\text{r}\text{m}\text{s}}}$——输入电流失真系数。

1.2 提高功率因数的方法

由功率因数PF=γcosφ可知,要提高功率因数,有两个途径:1) 使输入电压、输入电流同相位。此时cosφ=1,所以PF=γ。2) 使输入电流正弦化。即I1=Irms(谐波为零),有$\frac{{\rm I}{}_1}{{\rm I}{}_{\text{r}\text{m}\text{s}}}=1$即:PF=γcosφ=1从而实现功率因数校正。

利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形,使输入电流波形呈纯正弦波,并且和输入电压同相位,此时整流器的负载可等效为纯电阻,所以有的地方又把功率因数校正电路叫做电阻仿真器。

1.3 功率因数校正原理框图

APFC电路的主要思想是:选择输入电压为参考信号,使得输入电流跟踪参考信号,实现输入电流的低频分量与输入电压为一个近似的同频同相正弦波,以提高功率因数和抑制谐波。图1所示为一个Boost变换器APFC电路的原理图,其主电路由单相桥式整流器和DC-DC Boost变换器组成,控制电路由电压误差放大器VA,参考电压Ur,电流误差放大器CA,乘法器M,PWM调制器和驱动器组成。

工作原理:主电路的输出电压Udc和参考电压Ur比较后,输入给电压误差放大器VA,整流电压检测值和电压误差放大器VA的输出电压信号共同加到乘法器M的输入端,乘法器M的输出则作为电流反馈控制的基准信号,与开关电流的检测值比较后,经过电流误差放大器CA加到PWM调制器及驱动器,以控制开关管VT的导通与关断,从而使输入电流(即电感电流)低频分量的波形与整流电压的波形基本一致,使电流谐波大为减少,提高了电路功率因数。其中,输入电流高频分量对系统的影响可通过设置电流误差放大器CA的幅频特性来降低,通过设计,对于低频分量,电流误差放大器CA的增益较大,使得输入电流中的低频分量非常接近作为电流反馈控制的基准信号;对于高频分量,电流误差放大器CA的增益则很小,使得高频分量在电流误差放大器输出端几乎不存在,从而保证PWM调制器为正弦波脉宽调制方式控制。

2 主电路的设计

单相交流电源经EMI滤波后通过整流桥整流变成直流电,经由L1,VTz,VDz组成的Boost功率因数校正电路,通过输出滤波电路输出直流电压Udc。一般Udc为U1的1.5～2倍,本设计的目标为Udc=500V。

2.1EMI滤波器的设计

从频率选择的角度看,EMI滤波器属于低通滤波器。它能毫无衰减地把直流电和工频交流电传输到开关电源,不但可以大大地衰减从电网引入的外部电磁干扰,还可以避免开关电源设备本身向外部发出噪声,干扰其他电子设备的正常工作。本设计中采用的EMI滤波器基本结构如图2所示,它由C1,C2,C3,C4和L组成。其中L表示绕在同一铁心上的共模电感,两者匝数相等,绕向相同;C1-C4为滤波电容,L的两个绕组形成的电感分别与C2,C3构成共模噪声滤波器,滤除电源线上的共模噪声。由于电感器的绕制工艺不可能保证两个电感完全相等,所以两者之差就形成了差模电感。差模电感与C1,C4构成差模噪声滤波器,滤除差模噪声。

2.2 输入整流桥的设计

所设计变换器的输入电压为交流市电50Hz,220V±10%,即198～242V,其峰值为:280～342V,则整流桥所承受的最大反向电压为$\sqrt{2}U{}_{\text{i}\text{n}‚\max }=342\text{V}$

取50%的裕量得:342×(1+50%)=513V

因为电源的输入功率随效率变化,所以应取电源效率最差时的值。在此,我们按开关电源的效率最差时取值,取ηmin=0.9;输出功率为3kW,最大输入电流有效值为:

${\rm I}{}_{\text{i}\text{n}‚\max }=\frac{p{}_0}{\eta {}_{\min }U{}_{\text{i}\text{n}‚\min }}=\frac{3000}{0.9\times 198}=16.9\text{A}$

考虑裕量,取整流桥的额定电流为20A。

考虑到安全裕度,选用型号为 D5SBA20 的整流桥,其电压、电流定额为600V/20A。

2.3 输入滤波电容的设计

输入滤波电容C主要起滤波和平滑直流电压输出电压,减小其脉动的作用。从能量角度估算电容值,即输入滤波电容要能为后续电路提供所需的足够的能量,以保证其按要求运行。推算方法如下:

输入整流后续电路每个周期中所需的能量约为:

$W{}_{\text{i}\text{n}}=\frac{{\rm P}{}_{{\rm N}}/\eta }{A\times f}=\frac{3000/0.9}{1\times 50}=66.7\text{J}$

式中,A为输入交流电压的相数,单相输入为1,三相输入为3。

每半个周期输入滤波电容所提供的能量为:

$\frac{W{}_{\text{i}\text{n}}}{2}=\frac{1}{2}C{}_{{\rm Z}}[(V{}_{pk‚\min }^2-V{}_{\text{i}\text{n}‚\min }^2)]$

可得输入滤波电容的容量为:

$C{}_{{\rm Z}}=\frac{W{}_{in}}{V{}_{pk‚\min }^2-V{}_{\text{i}\text{n}‚\min }^2}=\frac{66.7}{280{}^2-198{}^2}=1701\text{μ}\text{F}$

2.4 升压电感的设计

电感器在线路中起着能量的传递、储存和滤波等作用,并决定了输入端的高频纹波电流总量,因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的情况:输出功率最大,输入电压最低,此时,输入电流最大,纹波也最大。为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍然满足要求,电感的设计应该在输入电压最低点讲行计算。一般Udc为U1的1.5～2倍,本设计的目标为Udc=500V。

确定输入电流的最大峰值:峰值功率等于2倍的平均功率,Vpk为$\sqrt{2}\text{V}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}$。

当输入电压最低时,输入电流最大,有:

${\rm I}{}_{pk}=\frac{2{\rm P}{}_0/\eta }{\sqrt{2}U{}_{\text{i}\text{n}‚\min }}=\frac{2\times 3000}{\sqrt{2}\times 198\times 0.9}=23.8\text{A}$

在电流纹波和峰值电流之间最好的妥协办法就是允许电感电流有20%的波动,即:

ΔI=0.2Ipk=0.2×23.8=4.76A

电感电流出现最大峰值时的占空比为:

$D=\frac{U{}_{\text{d}\text{c}}-U{}_{\text{i}\text{n}‚\min }}{U{}_{\text{d}\text{c}}}=\frac{500-\sqrt{2}\times 198}{500}=0.44$

计算所需要的升压电感值为:

$L{}_1=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}}D}{f{}_S\Delta {\rm I}{}_L}=\frac{\sqrt{2}\times 198\times 0.44}{20\times 10{}^3\times 4.76}\approx 1.3\text{m}\text{Η}$

取L1=1.3mH。

2.5 功率因数校正开关管的选择

在本课题设计的PFC主电路中,电子开关采用功率场效应管MOSFET。开关管导通时流过的电流为电感电流,电感电流的最大峰值为23.8A。

开关管承受的最大直流电压为:

UDS=Udc+ΔU=500+500×20%=600V

再加上开关管上形成的过压尖刺,考虑安全裕度,主功率开关管的耐压至少为800V,选用APT10026L2LL型的MOSFET,其额定指标为38A/1000V。

3 控制电路的设计

基于本课题的设计指标,选择工作于连续调制模式下的平均电流型升压式APFC电路来实现较为适合。在具体的电路设计中,控制芯片选用UC3854,这是Unitrode公司生产的一款高功率因数校正集成控制电路芯片,它的峰值开关电流近似等于输入电流,对瞬态噪声的响应极小,是一款理想的APFC控制芯片。

3.1 由UC3854构成的有源功率因数校正电路框图如图3所示

3.2UC3854外围电路的参数的设置

a) 乘法除法器外围电路设计:模拟乘法/除法器M是功率因数校正控制电路的核心,其输出为电流误差放大器CA提供基准电流,直接决定着功率因数校正的性能。

1) 确定电阻R1:芯片引脚6接作为输入电流端接内部模拟乘法/除法器M的输入端B,外部为经电阻R1接整流输入电压正端。电阻R1用输入电压峰值和允许的最高输入电流IAC,max来决定,数据记录中IAC,max≤600μA,即:

$R{}_1=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}‚\max }}{{\rm I}{}_{\text{A}\text{C}‚\max }}=\frac{242}{600\times 10{}^{-6}}=403\text{k}\text{Ω}$,取470kΩ

2) 确定偏置电阻R2:偏置电阻R2主要起基准电压VREF和整流输入电压VAC的分压器,通常R2=0.25R1,则有偏置电阻为117.5kΩ,取120kΩ。

3) 确定电阻RS:外接电阻RS接芯片引脚12(RSET),其值决定了乘法器/除法器的最大输出,要求乘法器/除法器的输入电流脚IAC(6脚决定)不能大于流过电阻RS电流的两倍,则有:

${\rm I}{}_{\text{A}\text{C}‚\min }=\frac{\sqrt{2}V{}_{\text{i}\text{n}‚\min }}{R{}_1}=\frac{\sqrt{2}\times 198}{470}=596\text{μ}\text{A}$

因此,电阻值为:$R{}_S=\frac{V{}_{\text{R}\text{E}\text{F}}}{2\times {\rm I}{}_{\text{A}\text{C}‚\min }}=\frac{7.5}{2\times 596}=6.3\text{k}\text{Ω}$,取15kΩ。

b) 振荡器定时电容的确定:芯片引脚14(CT)为振荡器定时电容,能产生振荡开关频率为:

$f=\frac{1.25}{R{}_S\times C{}_{{\rm T}}}$,取Rs=15kΩ,则振荡器定时电容为:

$C{}_{{\rm T}}=\frac{1.25}{R{}_S\times f}=\frac{1.25}{15\times 20}=4.1$nF,取4.7nF。

4 仿真结果

仿真主要参数为:输入交流电压220V,升压电感为1.3mH,输入滤波电容1700μF。图4为加了功率因数校正电路后的输入端电压、电流波形。图5为功率因数校正输出后的电压电流波形。

由仿真结果可见:在加入功率因数校正电路后,输入端的平均电流与输入电压同相位、大小成正比,从而在理想条件下可实现功率因数为1的预期目标。

5 结语

基于Boost电路拓扑,采用连续调制模式(CCM)的平均电流型控制方式设计了 APFC电路,并采用UC3854芯片为核心实现技术产品化。实践表明,在合理配置电路参数的情况下,不仅获得了稳定的直流输出,而且实现了功率因数校正。通过PSpice仿真软件,对所设计的功率因数校正电路进行了仿真,仿真结果验证了设计的合理性和可行性。

该设计原理同样也适用于其他同类型PFC控制芯片的电路实现,并且该系统结构简单、体积小、工作稳定可靠、价格便宜,在中小功率APFC中有着广泛的应用前景。

参考文献

[1]孙宏.有源功率因数校正电路的设计[J].微计算机信息,2006,3(2):245-247.

[2]黄俊来,林维明.一种零电压转换有源功率因数校正电路的研究[J].通信电源世界,2006(6):10-12.

[3]沈锦飞.电源变换应用技术[M].北京:机械工业出版社,2007.

[4]张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].修订版.北京:电子工业出版社,2004.

功率因数校正电路 篇7

1 电路方案选择

参考文献[1]根据PFC及DC/DC电流的不同工作模式将单级PFC归纳为主要的三种组合:断续导电模式下的PFC与DC/DC(DCM PFC+DCM DC/DC)断续导电模式下的PFC与连续模式下的DC/DC(DCM PFC+CCM DC/DC);连续导电模式下的PFC与DC/DC(CCM PFC+CCM DC/DC)。参考文献[2]提出了Boost型三端式和两端式的单级PFC,并论证了两者的对应等效。参考文献[3]在Boost型单级PFC的基础上提出Buck-Boost型单级PFC,并对其拓扑族进行归纳总结。单级PFC与两级PFC相比,虽然有众多的优点,但是其核心问题也是比较突出:功率平衡电容的电压应力、开关器件的电压和电流应力、开关器件及磁性器件的损耗、功率因数值PF、效率等。这些问题是相互影响的,拓扑选择时应该根据具体需要折中考虑。单级PFC中若选择CCM PFC+CCM DC/DC,则CCM PFC电流不能自动跟随电压,PF值偏低,一般较少用。参考文献[1]给出了DCM PFC的两种组合的开关占空比变化情况,以及其对上述核心问题的影响,输入输出功率与开关占空比的关系如图1所示。本文实验电路输出小功率,要求低母线电压应力、高PF,基于这些考虑,电路选择DCM PFC+DCM DC/DC。

2 电路方案选择

传统的BIFRED SSPFC电路如图2所示,文中选用的是对该电路的简单改进,即将BIFRED SSPFC电路的二极管D1去掉(如图2的浅实线框内)。

传统的BIFRED SSPFC的升压电感La每个开关周期都工作在Boost模式,其等效输出电压为VCb;改进型SSPFC等效输出电压为VCb+Vo×Np/Ns,Boost电路的输出电压越高即输出输入电压比越大,则电路PF值越高[3],即新型SSPFC的PF值高于传统SSPFC的PF值。

传统的SSPFC能量处理流程为:整流桥输出电压对La充电,La对Cb充电,Cb经变压器T1将能量传到副边负载,所有能量需经La及Cb两级处理后才能经变压器传到副边;新型SSPFC电感La对Cb充电即La放电时,有部分能量经变压器直接从原边耦合传到副边,该部分能量不需要经过Cb处理,提升了电路的整机效率。与传统的SSPFC相比,新型SSPFC元器件少了一个二极管D1,降低了导通损耗和电路成本。

3 应力分析

3.1 电压应力分析

整流桥BD1输出电压为双脉波的直流电压Vg,大电容Cb电压为VCb,其大小随输入电压变化而变化,输出电压为Vo。开关管Q1导通时,输出整流二极管D3反向截止,所以D3的电压应力为:VD3=Vo+VNs=Vo+VCb×Ns/Np。开关管Q1关断时,D3导通,其导通压降为Vf,则Q1的电压应力为:Vds=VCb+(Vo+Vf)×Np/Ns+Vα,其中Vα为电压裕量;开关管Q1关断且La电流下降至零时,二极管D2截止,其电压应力为:VD2=(Vo+Vf)×Np/Ns+VCb。整流桥BD1的电压应力为Vin,peak,Vin,peak为输入交流电压的峰值。

3.2 电流应力分析

输出直流负载电流为Io,则输出整流二极管的电流应力为:ID3=Io×π2×k,其中k为电流裕量系数;输入功率Pin=Po/η,其中Po为输出功率,η为输入到输出的效率,则输入电流有效值为Iin,rms=Pin/(Vin,rms×PF),其中PF为电路的功率因数值,Vin,rms为输入电压有效值,则整流桥BD1的电流应力为IBD1=(Iin,rms/π)×2k',其中k'为电流裕量系数;二极管D2的电流应力ID2=IBD1,电感La的峰值电流:ΔiLa=Vg/La×DTs。其中D为开关管Q1导通的占空比,Ts为开关管的开关周期,变压器原边的峰值电流:ΔiLm=VCb/Lm×DTs,其中Lm为变压器励磁电感,则开关管的电流应力为IQ1=(ΔiLa+ΔiLm)×k',k'为电流裕量系数[4]。

4 电路仿真

利用仿真软件Psim对电路进行开环仿真,验证器件应力是否与理论计算相符。仿真时改变输入电压,调整开关管占空比,保证输出电压为恒定50 V,电流为恒定0.8 A,观测相应电压、电流波形;调整La大小、变压器励磁电感Lm大小及原副边匝比进行优化电路性能。开环仿真电路如图3所示,开环时输入交流电流及输出直流电压波形图如图4所示。

5 实验结果与分析

根据理论分析和仿真分析,制作一台40W的样机,具体参数如下:Vin为90～265V,fs=65kHz,Po=40W,Vo=50 V,Io=0.8 A,La=280μH,Lm=420μH,Np=44,Ns=28,BD1型号为KBP206G,D2型号为HER307,Q1型号为11N60C3,Cb型号为68μF/450 V,D3型号为MUR260,IC型号为UC3842,η>87%,当Vin=220 V样机测试表明,母线电压在输入电压宽范围内低于450 V时PF>0.95。当输入电压为150 V时,电路PF最高,这主要是因为低于150 V时,PFC电感La的电流在工频电压峰值点附近进入CCM(连续模式),PF有所下降,但是下降值不影响预设要求。表1为输出负载恒定满载(40.12 W)时,PF、Pin、VCb、Vds、η随输入电压的变化情况。图5为当Vin=220 V时,Q1开关周期的Vds,f为65.72 k Hz时Vds为最大值500 V。

6 结语

本文对提出的单级PFC电路进行理论分析和仿真分析,并用样机实验验证理论推导的正确性,通过对电路两个磁性器件La、变压器T1进行性能优化,使电路得到较高的PF值和效率。实验数据证实了DCM PFC+DCM DC/DC的单级PFC比较适用于小功率AC/DC变换器,而且可以得到很好的性能,具备良好的经济效益。

参考文献

[1]Jinrong Qian,Fred C Lee.Advanced Single-Stage Power Factor Correction Techniques[D].London:Virginia Tech,1997.

[2]Qiao C,Smedley K M.A topology survey of single-stage power factor corrector with a boost type input-current-shaper[J].Power Electronics,2001,16(3):360-368.

[3]许化民,阮新波,严仰光.单级功率因数校正AC/DC变换器的综述[J].电力电子技术,2001(1)56-60.

功率因数校正电路 篇8

1.1误差放大器和过压保护电路。电路实现功能需要对系统中存在的误差进行捕捉, 并将与常规使用阶段不同的电磁波信号放大, 使接收模块能够感知到这一异常。在临界导通模式中, 功率因数出现异常会在校正模块中得到解决, 为保障系统能够正常运行使用, 还会根据使用功能中存在的差异对校正环节进行合理设计, 提升系统运行阶段的可靠性。由于处于升压模式下, 如果不到过电压进行控制, 容易引发线路中基础设施毁坏的问题, 因此在对线路进行设计时, 要重点考虑过压保护功能的实现。

Boost过压保护装置能够达到这一要求, 通过变换器输出的电压被记录为Vo。电压会继续向系统中流动, 进入误差放大环节, 如果电压中存在过载干扰, 系统所检测得到的数据会产生变化, 波动超出了正常范围。在放大器的后半部分, 需要设计乘法器模块, 对误差进行校正, 乘法器功率大小要结合整体线路进行设计, 既要保障使用阶段的稳定性, 又要避免功率浪费现象发生。经过这一系列功能模块的处理, 输出电压能够达到平稳状态, 与额定数值保持一致。如果需要高功率因数, 则需要对变换器模块做出调整。将输送信号的传送带宽度控制在20赫兹以内, 如果检测过程中发现了误差值, 可以进行用功补偿, 提升输出电压可靠性。

过电保护是功率因数校正的重要环节, 对其进行设计时重点考虑功能实现所需的时间, 结合整体线路的规模进行设计, 避免在运行期间已经出现误差, 但过电保护响应时间长或者无响应的情况。引脚处流经的电流也需要特别计算, 本文设计的因数校正线路系统中, 需要将其控制在30μA范围内。检测得到的结果如果超出这一标准, 则表示保护器功能并没有完全发挥, 线路中存在不合理的部分。

1.2乘法器电路。在该部分线路中, 主要的功能是对传输的电压数值进行控制, 并根据检测反馈得到的数据, 运算出准确功率因数, 方便后续环节的有效控制。升压型临界导通模式中, 线路整体承受的荷载是不断变化的, 对其进行校正时也要根据反馈得到的结果来补偿, 如果补偿的电流过大, 会造成干扰信号的产生, 不利于线路正常运行。因此在设计环节中, 要分阶段性的进行, 先从输入端的两个引脚处进行, 在整流情况下检验输入部分电压是否在额定的安全范围内, 如果检验得到的输出电压偏高, 可以在线路中连接一个适当值的电阻, 将电阻阻值加入到总线路系统中。再次对输出参数进行测量, 如果达到了额定标准, 则认定电阻也是原线路系统中的一部分。

另一个输出端也可以使用相同的方法进行设计, 对输入与输出功率进行设计。观察电压变化时可以借助电子仪器来完成, 将波形输入到计算机设备中, 与合理的波形进行对比, 这样能够帮助设计人员在短时间内判断误差浮动的范围。

1.3电流检测比较器电路。在升压型临界导通模式中, 判断功率因数中存在的误差以及干扰需要对电流进行准确测量。这部分功能是通过比较器来实现的。对这一模块进行设计时, 首先要考虑的是比较器所处位置, 是否能够捕捉到输入电流与干扰电磁波, 可以通过软件对电流存在形式进行模拟。常用的形式为PWM型号。与上文提到的补偿电阻采用串联形式连接, 这样能够检测到最真实的电流情况, 也可以避免因线路过于复杂而造成功率损失。

确定有效的检验周期, 将其输入到电流比较模块的系统中去, 再对产生的信号进行过滤, 与额定参数进行比较。通过电流之间的这种对比, 能够判断出线路中是否有干扰电磁波存在, 可以进行有效的无功功率补偿, 线路运行使用过程中不会受到过电压的影响。输入与输出电流也能够控制在合理范围内。

1.4零电流检测电路。升压型临界导通模式与常规模式不同, 是从零电流为起点进行信号传输的, 工作过程中升压也并不是稳定进行的。可能会受供电系统的影响, 出现过载电压不稳定, 线路中将干扰的功率因素误认为是检测得到的准确值, 这样后续进行的功率校正也会产生误差影响。通常情况下, 检测得到的结果会与真实情况存在0.5V的误差, 设计零电流检验线路系统可以捕捉到这一异常。设计阶段要输入电压控制在8v以内, 以此为起点对线路中存在的电流进行检验, 并做出合理的控制。

2整体电路工作原理

上述设计原理是针对系统中各分电路进行的, 检验各模块的功能实现后, 需要对整体线路的工作情况进行检验。使各系统之间相互配合运行, 功率因数校正目的。各部分线路之间进行连接时, 需要结合稳压器来进行, 当连接的导线长度过大时, 在导线内部会造成一部分电能损耗, 功率补偿模块中将这部分损耗不足, 再将电磁波信号传递到下一环节中, 提升检验线路判断结果的可靠性。针对主线路部分的设计, 可以将变换器作为功能实现的基础模块, 输入端连接的电阻在阻值上要保持一致, 这样输出的电压不会出现影响监测任务进行的波动。

Boost型功率因数校正电路的控制策略根据电感电流的特性可以分为:电感电流连续模式 (CCM) 与电感电流断续模式 (DCM) 。CCM控制时变换电感的电流始终连续, 在每一个开关周期中, 变换电感都只把部分能量传输给蓄能电容 (输出电容) , 因而其电感能量为不完全传输。CCM控制模式又分为间接电流控制和直接电流控制两种。间接电流控制是通过控制整流桥输入端电压来间接实现对电流的控制, 其优点为结构简单, 开关机理清晰;直接电流控制是在CCM下应用最多的一种, 它直接选取电感瞬态电流作为反馈量和被控制量, 其优点为电流的瞬态特性好, 能够完成复杂的检测任务, 控制电路较为复杂。

2.1电流环路 (功率因数校正环) 原理分析。升压型临界导通模式中输出功率应保持稳定不变, 功率因数校正功能是基于校正环的基础上来实现的。线路设计完成后, 需要对通过全桥整流中的电磁波变化进行分析, 着重解决功能实现过程中产生的误差问题。

为方便分析, 假设某一时刻输入电压为Vin, 功率开关的开关周期为T, 开启时间为Ton, 关断时间为Toff。当功率开关导通时, 电压完全加在电感L上, 电感充电, 电流逐渐增加, 此时输入电流和电感电流相等。

2.2电压环路 (稳定输出) 原理分析。由于误差放大器的输出VEA_OUT在半个工频周期内基本恒定 (其带宽为20Hz) 。因此:无论Vin为何值, ton都为一常数, 所以功率开关导通时间为恒定的。若Vo偏大, 经过输出电阻采样, 误差放大器输出VEA_OUT减小, 从而导通ton减小, 使得Vo下降, 这是一个负反馈过程, 反之亦然。通过以上分析, 我们可以得出:本文设计的功率因数校正电路是一个由误差放大器控制的负反馈系统, 使输出电压稳定在一个恒定值。

3结论

文章以升压型临界导通模式功率因数校正线路的设计方式为背景, 介绍提升功率因数校正的有效方式。线路设计并不是只有一种形式, 可以根据使用阶段的实际需求对线路导通方式做出优化, 这样既能提高使用效率, 又能促进功能稳定的实现。

参考文献

[1]王日文, 曹文思, 程立雪, 孙玲.Boost结构单周期控制的有源功率因数校正电路设计[J].电力自动化设备, 2011 (12) .

功率因数校正电路 篇9

随着高频电力电子变换器的发展,电力电子装置的应用日益广泛。同时高频工作的电力电子器件不可避免地存在一些非线性的特点,继而产生污染电网的电力谐波,影响电力系统的功率因数。

因此,功率因数校正(PFC)技术提上日程,它是抑制电网谐波电流,提高功率因数的有效办法。根据变换器电路中的电感电流,功率因数校正技术分为3种类型:连续导电模式、断续导电模式以及临界导电模式。其中临界导电模式介于连续模式和断续模式之间,具有功率因数高,开关管零电流导通,续流二极管损耗小等优点[1]。目前临界导电模式下BOOST电路普遍采用的校正方法控制上比较复杂,成本比较高。因此在简化控制方法的基础上,采用新型功率因数校正芯片MC33260,具有控制精度高、经济稳定等优点。

本研究主要探讨临界导电模式下BOOST变换器功率因数校正电路设计。

1 临界导电模式功率因数校正原理

临界导电模式功率因数校正的基本原理是:采用固定导通时间控制,使峰值电感电流包络线跟随交流输入电压的变化轨迹,从而得到一个平均输入电流为峰值三角形电感电流的一半、波形为正弦波的交流信号[2,3]。BOOST变换器具有输出电压高于输入电压,储能电感也兼作滤波器,抑制EMI噪声,功率因数高,总谐波失真小,输出电压高,允许电容储存更多的电能,能提供更长时间的掉电保护等一系列优点,因此它的应用最为广泛。因而本设计采用BOOST电路作为主电路。

假设瞬时输入电压为Uin(t),输入电压峰值为Uinpk,输入电压有效值Uinrms,它们之间的关系为:

Uin(t)=Uinpksin (ωt) (1)

$U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}=\sqrt{2}U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}(2)$

同样瞬时输入电流Iin(t),峰值输入电流Iinpk,以及输入电流有效值Iinrms的关系为:

Iin(t)=Iinpksin (ωt) (3)

${\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}=\sqrt{2}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}(4)$

PFC校正电路的输入功率Pin的表达式为:

${\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}=U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}}{\sqrt{2}}\cdot \frac{{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}}{\sqrt{2}}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}{\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}}{2}(5)$

假设转换效率为η,则输出功率Po的表达式为:

Po=UoIo (6)

于是得出输入电流峰值Iinpk为:

${\rm I}{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}=\frac{2{\rm P}{}_{\text{o}}}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}}=\frac{\sqrt{2}{\rm P}{}_{\text{o}}}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}}(7)$

对于BOOST电路,为了简化电路分析,这里假定:

(1) 开关S、二极管D均为理想元件,即不考虑开通和关断时间,且导通压降为零、关断时漏电流为零;

(2) 电感和电容是理想元件,即电感工作在线性区而未饱和,其寄生电阻为零,电容的等效串联电阻为零;

(3) 输出电压近似为定值。

一个基于BOOST变换器PFC的主电路如图1(a)所示,在临界导电模式下,该PFC电路具有的两个工作状态如图1(b)、(c)所示。

在状态Ⅰ,如图1(b)所示,开关S导通,二极管D关断,电源Uin向电感L充电,同时输出滤波电容C给负载电阻RL提供能量,设S导通时间(即状态Ⅰ的持续时间)为ton;电感电流iL从零开始上升。其电感电流的波形如图2中的[0,ton]所示,其关系式为:

$L\frac{\text{d}i{}_L}{\text{d}t}=U{}_{\text{i}\text{n}}(t)(8)$

式中:Uin(t)—输入电压的瞬态值。

因为开关频率比输入电压频率大的多,可近似认为Uin(t)在一个开关周期内不变。当t=ton时,电感电流iL达到最大值iLP。

在此开关S导通期间,iL的增长量:

$\text{Δ}i{}_L=i{}_{\text{L}\text{Ρ}}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}}}{L}t{}_{\text{o}\text{n}}(9)$

在状态Ⅱ,如图1(c)所示,开关S关断,二极管D导通,电源Uin(t)和电感L经二极管D向C充电,同时给负载RL提供能量,直至电感L的电流减少到0,设S截止时间(即状态Ⅱ的持续时间)为toff,电感电流的波形如图2中的[ton,T]所示,其关系式为:

$L\frac{\text{d}i{}_L}{\text{d}t}=U{}_{\text{i}\text{n}}(t)-U{}_{\text{o}}(10)$

当t=T时,电感电流减小到0。在此开关S关断期间, iL的减小量:

$\text{Δ}i{}_L=i{}_{Lpk}=\frac{U{}_{\text{o}}-U{}_{\text{i}\text{n}}}{L}t{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}(11)$

在图2中,T为开关周期。在t=T时,电感电流减小到零,S又导通,开始下一个开关周期。

输入的正弦交流电压经二极管整流后可表示为:

Uin(t)=Uinpksin (ωt) (0<t<Tac/2,0<ωt<π ) (12)

式中:Uinpk—输入交流电压峰值,ω—输入交流电压的角频率(工频),Tac—工频周期。

将式(11)代入式(8)可以得到半个工频周期上的电感峰值电流的函数关系为:

$i{}_{\text{L}\text{p}\text{k}}(t)=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}\sin (\omega t)}{L}t{}_{\text{o}\text{n}}(0<t<{\rm T}{}_{ac}/2,‚0<\omega t<\text{π})(13)$

根据几何关系,从图2中可以得出在一个开关周期电感的平均电流和峰值电流的关系为:

$i{}_{L(\text{a}\text{v}\text{g})}=\frac{i{}_{\text{L}\text{p}\text{k}}}{2}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}}{2L}t{}_{\text{o}\text{n}}(14)$

即半个工频周期内的平均电感电流为:

$i{}_{L(\text{a}\text{v}\text{g})}(t)=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}\sin (\omega t)}{2L}t{}_{\text{o}\text{n}}(15)$

因为电感电流的平均值就是输入电流的平均值,有:

$i{}_{\text{i}\text{n}}(t)=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}\sin (\omega t)}{2L}t{}_{\text{o}\text{n}}(16)$

从上式可以看出,在半个工频周期内,只要ton保持不变,那么输入电流和输入电压成线性关系,在理论上可实现单位功率因数。由于ton需保持不变,因此临界导电模式也可叫做恒导通时间模式。

2 电路稳态参数分析

上面讨论了临界导电模式下BOOST变换器的工作原理,下面就临界导电模式下BOOST变换器的稳态特性展开分析[4,5]。

2.1 导通时间计算

在一个开关周期内,有:

$t{}_{\text{o}\text{n}}=i{}_{\text{L}\text{p}\text{k}}\frac{L{}_{\text{Ρ}}}{U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}}(17)$

又根据几何关系,从图2中可以得出在一个开关周期电感的峰值电流和输入峰值电流的关系为:

$i{}_{\text{L}\text{p}\text{k}}=2i{}_{L(\text{a}\text{v}\text{g})}=2i{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}=\frac{2\sqrt{2}{\rm P}{}_{\text{o}}}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}}(18)$

由式(17,18)可得:

$t{}_{\text{o}\text{n}}=\frac{2\sqrt{2}{\rm P}{}_{\text{o}}}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}}\cdot \frac{L{}_{{\rm P}}}{\sqrt{2}U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}}=\frac{2{\rm P}{}_{\text{o}}L}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}^2}(19)$

2.2 关断时间计算

瞬时开关关断时间随着线路和负载条件以及瞬时线路电压而变化。在一个开关周期内:

$t{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}=i{}_{\text{L}\text{p}\text{k}}\frac{L}{U{}_{\text{o}}-U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}\sin (\omega t)}(20)$

则工频周期内开关管关断时间为:

$t{}_{\text{o}\text{f}\text{f}}(t)=\frac{Li{}_{\text{L}\text{p}\text{k}}\sin (\omega t)}{U{}_{\text{o}}-U{}_{\text{i}\text{n}\text{p}\text{k}}\sin (\omega t)}(21)$

关断时间在输入线电压峰值时为最大,随后逐渐减小,在线电压过零点时接近为0。toff的最小值t(off)min为:

$t{}_{(\text{o}\text{f}\text{f})\min }=\frac{{\rm I}{}_{\text{L}\text{p}\text{k}}L{}_{{\rm P}}}{U{}_{\text{o}}}(22)$

此时,ωt=0。

2.3 开关频率计算

开关频率为开关周期的倒数,可表示为:

$f(t)=\frac{1}{{\rm T}(t)}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}^2(U{}_{\text{o}}-\sqrt{2}U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}\sin (\omega t))}{2{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}LU{}_{\text{o}}}(23)$

可以看出开关频率在给定输入电压的工频周期内也是随时间变化的量。当输入电压处于过零点时,开关频率最大[6,7,8],其值为:

$f{}_{\max }=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}}{2{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}L}(24)$

当输入电压在最大峰值处时,开关频率最小,其值为:

$f{}_{\min }=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}}^2(U{}_{\text{o}}-\sqrt{2}U{}_{\text{i}\text{n}\text{r}\text{m}\text{s}})}{2{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}LU{}_{\text{o}}}(25)$

3 PFC电路控制方法

为了实现对PFC电路的控制,本研究设计了以MC33260为核心的功率因数校正电路(如图3所示),BOOST电路输出电压经采样后与参考电压Uref比较,产生电压差ΔU后经运放得到Ueao,根据运放的工作原理可以认为运放的输出在半个工频周期内是一个恒定的值。采样电压信号与给定的锯齿信号比较,当锯齿波形上升到Ueao后,RS触发器置位工作管段开关管S,电感电流下降,当下降过零时,过零检测电路置位RS触发器而导通开关管S,如此循环反复。值得一提的是,锯齿信号波形并不一定是周期信号波形,在电感电流过零时,启动振荡电路对电容进行充电,锯齿波形开始上升,当上升到Ueao时,电容开始放电。锯齿波形之间存在死区,死区大小与电感电流的下降时间有关。综上所述,只要Ueao保持恒定,结合锯齿波形沿恒定斜率上升,即能满足ton恒定的要求,从而达到校正功率因数的要求[9,10]。

4 实验结果

本研究按照上述设计参数搭建电路,并测得实验结果如下:电路输出200 W时输出电压的Uo的电压波形如图4所示(图4中上端波形为校正后BOOST输出波形,下端波形为开关管控制波形)。实验记录了电路输出50 W~300 W之间的效率参数,如表1所示,通过对比之前没加入功率因素校正时电路的效率,证明了本研究所设计功率校正电路的有效性。

注:Uac—输入交流电压大小;Pi—输入功率大小;Uo—输出电压大小;Po—输出功率大小;λ1—没有功率校正前电路的功率因数;λ2—加入功率校正后电路的功率因数。

由表1中的数据可以看出,电路在加入功率因数

校正后,功率因数提高了10%以上,效果明显。由于受到实际硬件电路变换效率及干扰等影响,得到的功率因数数值在0.99以上,而没有达到理论的单位功率因数值。

5 结束语

笔者分析了临界导电模式下功率因数校正的原理,并以BOOST变换器为例,分析了PFC电路的稳态参数,给出了电路相关参数的计算依据。最后,给出了临界导电模式下BOOST变换器功率因数校正电路的控制方法与原理图,并进行了实验验证。研究结果为设计相关变换器功率因数校正电路提供了技术参考。

摘要：针对临界导电模式下功率因数校正的问题,以BOOST电路为研究对象,推导了临界导电模式下功率因数校正电路的输入电流表达式,并详细分析了临界导电模式功率因数校正BOOST开关变换器的稳态特性。给出了开关频率与输入电压及功率的关系。提出了采用专用PFC控制芯片来调整开关管的开通时间,改善其关断条件,提高整个电路的工作效率,以达到提高功率因数的目的。研究结果表明,开关管在输入电源半个工作周期内保持恒定的导通时间就可实现变换器的单位功率因数工作,为设计变换器提供了理论基础。

关键词：临界导电,BOOST变换器,功率因数校正

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有源功率因数校正浅析 篇10

在整流电路中,交流电经整流后得到单向脉动电。为了得到波形较为平直的直流电,往往在整流后需接一个大容量的滤波电容,如图一中的C。由于C的容量很大,工作时储存的电荷很多,只有当输入电压超过电容器上的电压时,整流元件中才有电流流过,如图二所示。u为输入电压,i为输入电流,即流过整流元件的电流。很明显,虽然输入电流为正弦波,输入电流i呈尖脉冲状,且产生一系列奇次谐波,如图三所示。产生的谐波电流的“二次效应”反过来使电网电压波形发生畸变而造成污染,引发电路故障,损坏设备,同时会对自身及同一系统中的其他电子设备产生恶劣的影响。

根据电工学的基本理论,电路的功率因数(式中的I1为输入电流基波有效值,IR为电网电流有效值,其中I1,I2,…,In为输入电流各次谐波有效值,U1为输入电压基波有效值,r为输入电流的波形畸变因数,cosφ1为基波电压与基波电流的位移因数)。可见,PF值由φ1和r两个因数决定。因此,电路功率因数的校正就是减少φ1值和提高r值,即减少输入电压与输入电流的相移,抑制电流谐波分量。在AC/DC电路中,功率因数校正通常有两种方案:无源功率因数校正(PPFC)和有源功率因数校正(APFC)。

1 无源功率因数校正(PPFC)

无源功率因数校正的原理主要是增加输入电流的导通时间,使电源电流的波形接近电压的正弦波,减少它的失真。

图一电路中,由于C的存在,只有当输入电压高于C两端电压时,整流器中才有电流流过。一般C的容量很大,致使整流二极管的导通角远小于180°,即输入电流的导通时间很短,导致电路的功率因数约为0.6~0.7。

图四是一种典型无源PFC电路。当输入电压高于C1和C2两端的电压时,两个电容器处于串联充电状态。当输入电压低于C1和C2两端的电压时,两个电容处于并联放电状态。这样就增加了二极管的导通角,电容可在120°范围内充电,输入电流的时间被增加,电流为零(死区)的时间只占33.3%,功率因数可提高到0.9。但电容上的电压起伏很大,谐波分量依然很高。

2 有源功率因数校正(APFC)原理

有源功率因数校正(APFC)电路是在整流器与负载之间接入一个DC/DC开关变换器,应用电压电流反馈技术,使输入端电流波形跟随输入正弦电压波形,从而使输入电流波形接近正弦波,并且相位相同。

图五为有源功率因数校正电路,它在图一的基础上增加了一个APFC控制器IC,由它控制MOS管VT1的导通与关断,使输入电流变成一连串的三角波,并且它的幅值按输入电压的正弦规律变化,就可以大大提高电路的功率因数。此电路由功率MOS开关管VT1、升压电感L、升压二极管VD、输出电容C0及APFC控制器IC所组成。电路的具体工作情况如下:

(1)MOS开关管VT1导通时,APFC控制器输出的是频率为25kHZ以上的正脉冲信号。在APFC控制器输出高电平时,MOS开关管VT1导通,图五变成如图六所示的等效电路形式。VT1导通,相当于开关S1接通,二极管VD因VO的反偏而截止,相当于S2断开。由于开关管的开关频率很高,在开关的半个周期的短时间内,输入电压uI可近似看做不变,电感电流上升的速率di/dt为常数(Ldi/dt=uI),电感电流直线上升,电感中储存的磁能LiL2/2也随电流的增加而增加。

(2)MOS开关管VT1截止时,图五电路可简化为图七形式。

由于电感电流iL不能突变,只能由原来的数值ILP线性下降。电感的磁能释放出来,与输入电压相叠加,对电解电容器CO充电,电容上面的电压显然比输入电压高。因此这种电路称为升压式APFC电路。在开关管截止时,电感电流下降,并且按线性规律直线下降(Ldi/dt=VO-uI,在uI近似不变的条件下,也是常数)。一旦控制器检测到电感电流下降到零时,它又输出控制信号,使开关管再一次导通,开始下一个开关周期。

图八是电感电流或输入电流在APFC控制器控制下,电流变化的波形。

从图八中可以看出,输入电流或电感电流是一串连续的直线上升、直线下降的三角波,只要三角波的峰值ILP能够跟随并反映出输入电压的变化,其平均值为峰值的1/2,就能按正弦规律变化,使功率因数接近于1。

3 一款主频同步控制的典型APFC电路

图九是以TA310F为核心的APFC电路,采用的是Boost型APFC变换器。

Boost型APFC变换器有以下优点:

(1)输入电路中的储能电感L适用于电流控制;

(2)电容器C储能大、体积小;

(3)输入电流连续,且在输入开关瞬间峰值电流较小,易于进行ENI滤波;

(4)输入电感L能抑制快速的电路瞬变,提高了电路的工作可靠性;

(5)输出直流电压高于输入直流电压;

(6)在整个输入电压范围内能保持很高的功率因数。

TA310F主要包含一个乘法器MPX、电流误差放大器EI和PWM比较器,三者协调工作,将系统的输入电流校正为正弦波,从而实现对谐波的抑制。

乘法器MPX有两个输入信号:一个是通过电阻R1检测输入电压并作为基准的正弦波信号;另一个输入是(TA310F内)电压误差放大器EV输出,作为输出稳压的控制信号。乘法器为电流输入型,不易受噪音干扰。乘法器输出的电流信号为基准正弦波电流与电压误差放大器EV输出的乘积,它通过电阻R3产生一个信号电压。该信号电压与由电阻R2检测到的主电路电流的信号电压的差输入到电流误差放大器EI中,而EI与PWM比较器、驱动器、主电路及R1形成一个闭环控制回路,使两者的差无限接近于零。也就是说,电阻R3上的信号电压与电阻R2上的信号电压相同,以达到电源的输入电流波形无限接近于基准正弦波的目的。

此PFC电路有两个闭环控制电路:一是电流控制环,用于实现功率因数校正;二是电流误差放大器EI和PWM比较器、驱动器、主电路及R1构成的电压控制器,使输出电压稳定。电路的开关频率f=95kHz,PF=99.2%,效率η=95.4%,THD只有0.127,电流波形得到明显的校正,如图十所示。

4 结束语

在功率因数校正中,无源功率因数校正难以获得较高的功率因数,而有源功率因数校正能够达到较为满意的效果,因此成为目前电源功率因数提高的重要研究方向。而简化控制策略、降低PFC成本、提高响应速度、降低器件开关应力、提高整机效率是大家共同追求的目标。对新拓扑结构、新控制策略的研究将成为重点,将有源功率因数校正和无源功率因数校正技术相结合的功率因数校正技术也会成为一个重要的研究方向。

摘要：在功率因数校正中,无源功率因数校正难于获得较高的功率因数,而有源功率因数校正能够达到较为满意的效果,因此成为目前电源功率因数提高的重要研究方向。而简化控制策略、降低PFC成本、提高响应速度、降低器件开关应力、提高整机效率是大家共同追求的目标。

关键词：功率因数,校正,提高,APFC

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