功率放大电路（共11篇）
功率放大电路 篇1
在功率放大电路中应采取必要的保护措施对功率输出器件进行保护, 以保证其工作的正常进行。保护措施通常有过流保护和过热保护两种, 本文以广泛使用的互补对称功率放大器为例简做说明。
1 过流保护
1) 作用:功率放大电路的过流保护电路用于防止电路的实际输出电流大幅度超出正常工作的额定输出电流, 因电流过大造成功率输出器件损坏。
2) 电路形式及其原理分析: (1) MOSFET (场效应管) 互补对称功率放大电路的过流保护:
电路形式如图1所示。由三极管T3、T4, 电阻Rs1、Rs2以及二极管D1、D2构成的过流保护电路对功率输出管T1、T2进行保护。Rs1、Rs2是两个阻值很小的电阻, 在正常情况下, T1、T1的源极电流流过Rs1、Rs2时在其上产生的电压降低于0.6V, 故过流保护三极管T3、T4均截止, 不影响电路的正常工作。当功率输出管T1、T2的源极电流出现过流时, Rs1、Rs2上的电压降就会超过0.6V, 于是三极管T3、T4开始导通, 从而使功率MOSFET管T1、T2的栅-源电压下降、漏极电流, 达到过流保护的目的。
T4Rs1T1 T10.6VT3 T4T2 Rs1 Rs2MOSFET TT-二极管D1、D2的作用是防止正常情况下三极管T3、T4的基出现误导通。在输入信号ui为负电压时, T2导通, 使输出电压uo也为负电压。但由于P沟道MOSFET管T3的栅极-源极电压需要-4V～-2V才会开始导通, 形成大电流输出时, 栅极-源极电压将会达到-7V～-4V, 也即B点电位比输出电压低4V～-7V, 这使得电路中A点的电位也可能低于输出电压uo。由于此时N沟道MOSFET管T1截止, 输出电压uo就是三极管T3的基极电位。因此, 如果没有二极管D1, 三极管T3的集电结就会因承受正向电压而导通。同理, 在输入信号ui为正电压时, 二极管D2也可防止三极管T4的集电结导通。
(2) 采用大双极型功率三极管 (GTR) 为输出级功率放大电路的过流保护:
T3 T4PMOSFETT3-电路形式如图2所示。此过流保护电路形式与图1基本相同, 但二极管D1、D2被省去。这是由于GTR管的基极-发射极导通压降比较低, 当输出信号uo为负电时, T1、T2偏置电路保证了三极管T1的基极电位低于uo+0.7V, 使T1处于截止状态。同时, T1的基极电位又高于uo, 使过流保护三极管T3的集电结不会因承受正向电压而导通。输入信号uI为正电压时, 过流保护三极管T4的集电结也不会因承受正向电压而导通。
2 过热保..护2 GTR
1) 作用:功率放大电路的过热保护电路用于防止功率输出器件因自身温度过高而出现损坏。
2) 电路形式:功率放大电路的过热保护通常采用专用的集成开关来完成。温度开关内集成有热敏元件, 可以感知外界的温度, 当外界温度超过其温度设定值时, 即以逻辑信号形式反映出过热信息。
MAX6502就是这样的温度开关系列器件, 其温度设定值为45℃、55℃、65℃、75℃、85℃、95℃、105℃和115℃八种。其引脚及功能为:
(1) Vcc:电源引脚。可使用2.7V~5.5V的电源电压; (2) GND:接地引脚。同时, SOT23-5封装中的热敏电阻通过此引脚感知环境温度; (3) TOVER:输出引脚, 当外界温度超过芯片的温度设定值时, 产生逻辑输出信号。其输出端采用推拉式电路, 当外界温度低于芯片的温度设定值时2, 此引脚输出低电平, 当外界温度超过芯片的温度设定值时, 此引脚输出高电平; (4) HYST:温度滞环输入引脚。当此引脚接地时, 温度滞环为2℃, 而此引脚接Vcc时, 温度滞环为10℃。如使用温度设定值为95℃的MAX6502芯片, 若将HYST引脚接地, 则当外界温度高于95℃时, TOVER引脚输出高电平, 并一直维持, 至外界温度低于93℃后, TOVER引脚输出转变为低电平。而将HYST引脚接Vcc时, 则当外界温度高于95℃时, TOVER引脚输出高电平, 并一直维持, 至外界温度低于85℃后, TOVER引脚输出才转变为低电平。
利用MAX6502的TOVER引脚输出, 可以控制电路在过热时停止工作, 也可以控制电路在过热时启动风扇进行降温。以MAX6502控制风扇启停的电路如图3所示。当外界温度超过MAX6502的温度设定值时, TOVER引脚输出高电平, 使晶体管T1导通, 风扇加电工作。至外界温度降于温度设定值10℃后, TOVER引脚输出低电平, 使晶体管T1截止, 风扇停止工作。
参考文献
[1]林欣编著.功率电子技术[M].清华大学出版社.
[2]杨帮文编著.新型实用功率放大电路锦集[M].人民邮电出版社.
[3][美]J.Michael Jacob著.功率电子学[M].蒋晓颖, 译.清华大学出版社.
功率放大电路 篇2
摘要：简要分析了UC3637双PWM控制器和IR2110的特点，工作原理。由UC3637和IR2110共同构建一种高压大功率小信号放大电路，并通过实验验证了其可行性。关键词：小信号放大器；双脉宽调制；悬浮驱动；高压大功率
引言
现有的很多小信号放大电路都是由晶体管或MOS管的放大电路构成，其功率有限，不能把电路的功率做得很大。随着现代逆变技术的逐步成熟，尤其是SPWM逆变技术，使信号波形能够很好地在输出端重现，并且可以做到高电压，大电流，大功率。SPWM技术的实现方法有两种，一种是采用模拟集成电路完成正弦调制波与三角波载波的比较，产生SPWM信号；另一种是采用数字方法。随着应用的深入和集成技术的发展，已商品化的专用集成电路（ASIC）和专用单片机（8X196/MC/MD/MH）以及DSP，可以使控制电路结构简化，集成度高。由于数字芯片一般价格比较高，所以在此采用模拟集成电路。主电路采用全桥逆变结构，SPWM波的产生采用UC3637双PWM控制芯片，并采用美国IR公司推出的高压浮动驱动集成模块IR2110，从而减小了装置的体积，降低了成本，提高了系统的可靠性。经本电路放大后，信号可达3kV，并保持了良好的.输出波形。
图1
1 UC3637的原理与基本功能
UC3637的原理框图如图1所示。其内部包含有一个三角波振荡器，误差放大器，两个PWM比较器，输出控制门，逐个脉冲限流比较器等。
UC3637可单电源或双电源工作，工作电压范围±（2.5～20）V，特别有利于双极性调制；双路PWM信号，图腾柱输出，供出或吸收电流能力100mA；逐个脉冲限流；内藏线性良好的恒幅三角波振荡器；欠压封锁；有温度补偿；2.5V阈值控制。
UC3637最具特色的是三角波振荡器，三角波产生电路如图2所示。三角波参数按式（1）及式（2）计算。
Is=[（+VTH）-（-Vs）]/RT （1）
f=Is/{2CT[(+VTH)-(-VTH)]} （2）
式中：VTH为三角波峰值的转折（阈值）电压；
Vs为电源电压；
RT为定时电阻；
CT为定时电容；
Is为恒流充电电流；
f为振荡频率。C3637具有一个高速、带宽为1MHz、输出低阻抗的误差放大器，既可以作为一般的快速运放，亦可作为反馈补偿运放。UC3637实现其主要功能的就是两个
功率放大电路 篇3
作者简介：程光伟（1957—），男，辽宁本溪人，副教授，硕士，研究方现：通信与电子信息。
通讯联系人，E-mail：986754337@qq.com
文章编号：1003-6199（2014）03-0069-04
摘 要：微波功率放大器的应用范围广，在雷达、导航、通信、卫星地面收发站、电子对抗仪器设备中不可或缺。介绍一个X波段固态功率放大器模块的设计过程，通过ADS射频仿真软件根据S参数对微波固态功放模块的偏置隔直电路以及匹配电路进行设计优化，功率放大器经过级联、功率分配合成，达到设计的指标要求。
关键词：微波功率放大器；X波段；偏置；匹配；功率合成
中图分类号：TN722.7 文献标识码：A
Design for 30W X-band Solid State Power Amplifier Module
CHENG Guang-wei，YAN Yan-qin
（School of Electronic Information Engineering， Xian Technological University，Xian， Shanxi 710032，China）
Abstract：Microwave power amplifier is widely used and indispensable in radar， navigation， communications， satellite earth station， electronic warfare equipment . Introduce a x-band solid-state power amplifier module design process. Through the RF simulation software ADS according to the S parameters of microwave solid state power amplifier module design and optimize bias blocking circuit and matching circuit， power amplifier through synthesis of cascade， power allocation， meet the requirements of design index.
Key words：Microwave power amplifier； X-band； Bias ；Match； Power combiner
1 引 言
随着无线电技术的广泛应用和发展，无线电频率资源被不断地开发利用，低频段资源匮乏的情况已经逐渐表现出来。相对而言，高频段资源有着低频段资源无法比拟和实现的优点，所以开发高频段资源有着重要的现实意义。X 波段是频率在 8～12 GHz电磁波，具有反射率强、波长短的特点，因此，X 波段的雷达在军事和特殊用途上得到了很好的应用，功率放大器作为雷达的关键部件，其功率大小、各项性能指标的好坏，直接影响到雷达的工作性能。
微波固态放大器比电真空功率放大器有显著的优点，包括使用平均寿命长，可靠性高，工作电压相对低，操作安全， 结构简单，体积小，故障软化等。基于这样显著的优点，近年来越来越受到雷达发射机研制者和用户的青睐。
文中设计的固态功放模块，先经过第一级功率放大器后进行功率分配，输出的四路推动第二级的功率放大器，最后经过四路合成输出。本文设计目标为输入9.3GHz～9.4GHz已调制低功率发射信号和功放预热脉冲，输出为高功率（30W）发射信号。其技术指标为：输入频率范围：9.3GHz～9.4GHz；输入脉冲功率：15dBm±3dBm；输出脉冲功率：≥30W；增益平坦度：±1dB；输入/输出驻波比：≤1.3。
2 器件选择和基材的选择
2.1 器件的选择
目前，由于国内功率放大器生产能力、技术水平、工艺水平限制，我们所能选取的器件均来自国外公司，主要有TriQuint、Hittite、Cree、Freescale 等公司的产品。在选择好设计方案以后，我们需要根据设计方案进行器件选择，考虑到实际的性能指标需求，以及器件的使用寿命、禁运、价格等因素，经过一系列筛选，我们选择的功率管是Hittite 公司的器件。
第一级采用 HMC478LP5
输出功率： Pout=2W；增益： Gain=20dB ；带宽：：9 -12GHz；匹配阻抗 Zin/Zout=50Ω
第二级采用 HMC7149
输出功率： Pout=10W；增益： Gain=20dB ；带宽： 6 -18GHz；匹配阻抗 Zin/Zout=50Ω
2.2 基材的选择
选择基材是我们设计过程当中需要早期考虑的，选择好基材在后面的微带线设计的时候直接可以使用，使我们的设计变得更加可靠，同时节省资金时间。
板材选择主要考虑的因素主要为一下几个方面：1）相对介电常数；2）能够使用的环境；3）损耗正切；4）厚度；5）成本。
本文设计中选用的板材是Duroid5880，为Rogers公司的板材。
表1 板材参数
如图1所示，本次设计方案的器件和板材都选定了以后，我们根据放大器级联设计的思路，可以论证每一级的最大输出功率。如式（1）、（2）分别是对功放模块的增益论证和功率论证。
Gain=20dB+20dB=40dB>30dB（1）
Pout=Psat=45dBm （2）
正如式（1）、（2）中所示，在放大器每一级推动中，第一级输出功率最大为 33dBm，增益为 20dB，当输入为 13dBm，既可以达到最大输出功率，即对于HMC478LP5放大器管子而言，只要输入达到13dBm，即可以达到最大输出功率 2W（33 dBm），同理，对于 HMC7149 而言，输入功率为20dBm 就可以达到最大输出功率10W（40 dBm）。那么功率放大器每一级都推饱和的情况下，都能使功率达到最大输出功率。
第一级15 dBm经过第一级功放达到2W（33 dBm），进行1/4功率分配器输出每一路理想0.5W（26.8dBm），足可以推动下一级的功放，使其达到输出10W（40 dBm）。经过四路合成达到46 dBm的理论值，能够达到设计要求的30W（45dBm）。
3.1 稳定性分析
微波功率放大器设计的首要任务就是考虑功率晶体管的稳定性，其工作参数一定要低于最大额定参数，包括最大额定漏极电压、最大额定栅极电压、最大额定功耗、允许工作温度和最大结温等，使放大器在工作频段内能够保持稳定。如果不稳定可能导致寄生振荡，不仅使放大器的输出信号失真影响，而且在振荡过激会烧毁放大管。由仿真设计可以知道，所选器件是绝对稳定，设计中不需要专门再对器件稳定性进行设计，只需要在偏置匹配设计中保持电路的稳定即可。
3.2 偏置保护电路的设计
偏置隔直电路在于射频功率放大器电路设计当中占有非常重要的地位，一个好的偏置、耦合电路能够很好地提供稳定的电压，设定好合适工作点，能够很好地提高功率放大器的效率。
偏置电路设计当中，我们需要关注的问题在于高频扼流圈（RFC）的设计。高频扼流圈的主要作用在于，它对于高频信号起到遏制作用，对于高频信号呈现高阻抗特性，因此，RFC 的设计我们一般采用 1/4λ高阻抗线来代替电感，用扇形电容来代替集总电容元件接地。
偏置隔直电路的设计如图2所示：
3.3 匹配电路的设计
让微波电路和系统无反射、在行波或者尽量接近行波状态的技术措施就是阻抗匹配。对于任何一个微波功率放大器设计，没有很好阻抗匹配会使电路不稳定，也会使电路效率降低和非线性失真增大。所以微波电路和系统的设计中，无论是有源还是无源网络，阻抗匹配问题都是必须要考虑的。在设计功率放大器匹配电路时，匹配电路应同时满足阻抗匹配、小驻波比、谐波衰减、线性及实际尺寸、工作的带宽等多项要求。
本文虽然选择的器件是内匹配的，但是经过仿真之后发现匹配并不能达到我们的要求，所以需要进一步的设计输入输出匹配。
第一级功率放大器的输如输出匹配设计模型和仿真结果如图3和图4所示。
从图中可以看出S11<-20dB，增益能达到20dB，驻波比VSWR1<1.3，所以匹配电路的设计符合设计的指标。
3.4 功率放大模块整体的设计
将功率放大器建模，第一级、功分器、第二级、功率合成器整体联合仿真，仿真模型和仿真结果如图5所示。
根据仿真结果可以得知，功率放大模块符合设计指标，在9.3GHz～9.4GHz频段输出功率可以达到要求，各项传输系数和反射系数符合要求。
4 总 结
本文结合微波功率放大器的设计流程，根据设计的技术指标，选用的是砷化镓（GaAs）和（GaN）材料的器件，采用多路功率组件合成的形式设计出有一个X波固态功率放大模块，能够在要求的9.3～9.4GHz的频段内，实现输入15dBm脉冲波，输出波功率达到30W，增益30dB，驻波比<1.3。
参考文献
[1] 袁孝康，王仕踏，朱俊达.微带功率晶体管放大器[M].北京：人民邮电出版社，1982.
[2] 言华. 微波固态电路[M]. 北京理工大学出版社，1995.
[3] 赫崇骏，韩永宁，袁乃昌等. 微波电路[M]. 国防科技大学出版社，1999.
[4] Vineeni，J.B.A .16 W solid state MMIC X-band amplifier for TWT replacement[J]. IEEE， 1996，2：749-752.
[5] Nai-shuo Cheng，Thal-PhuongDao.A 60-watt X-band spatially eombined solid-state amplifier[J] .IEEE MTT-S，1999，2：539-542.
[6] Zhu Jun，et， al. X-band T/R module based on GaN MMICs power amplifier[J]. APSAR，2011：1-4.
[7] 蒋庐俊.X波段固态功率放大器的研究[D].成都：电子科技大学，2011.
[8] 蒋拥军.X波段大功率固态放大器设计技术研究[D].南京：南京理工大学，2006.
[9] 张 亮.X波段脉冲功率放大器的设计与实现[D].上海：上海交通大学，2009.
正如式（1）、（2）中所示，在放大器每一级推动中，第一级输出功率最大为 33dBm，增益为 20dB，当输入为 13dBm，既可以达到最大输出功率，即对于HMC478LP5放大器管子而言，只要输入达到13dBm，即可以达到最大输出功率 2W（33 dBm），同理，对于 HMC7149 而言，输入功率为20dBm 就可以达到最大输出功率10W（40 dBm）。那么功率放大器每一级都推饱和的情况下，都能使功率达到最大输出功率。
第一级15 dBm经过第一级功放达到2W（33 dBm），进行1/4功率分配器输出每一路理想0.5W（26.8dBm），足可以推动下一级的功放，使其达到输出10W（40 dBm）。经过四路合成达到46 dBm的理论值，能够达到设计要求的30W（45dBm）。
3.1 稳定性分析
微波功率放大器设计的首要任务就是考虑功率晶体管的稳定性，其工作参数一定要低于最大额定参数，包括最大额定漏极电压、最大额定栅极电压、最大额定功耗、允许工作温度和最大结温等，使放大器在工作频段内能够保持稳定。如果不稳定可能导致寄生振荡，不仅使放大器的输出信号失真影响，而且在振荡过激会烧毁放大管。由仿真设计可以知道，所选器件是绝对稳定，设计中不需要专门再对器件稳定性进行设计，只需要在偏置匹配设计中保持电路的稳定即可。
3.2 偏置保护电路的设计
偏置隔直电路在于射频功率放大器电路设计当中占有非常重要的地位，一个好的偏置、耦合电路能够很好地提供稳定的电压，设定好合适工作点，能够很好地提高功率放大器的效率。
偏置电路设计当中，我们需要关注的问题在于高频扼流圈（RFC）的设计。高频扼流圈的主要作用在于，它对于高频信号起到遏制作用，对于高频信号呈现高阻抗特性，因此，RFC 的设计我们一般采用 1/4λ高阻抗线来代替电感，用扇形电容来代替集总电容元件接地。
偏置隔直电路的设计如图2所示：
3.3 匹配电路的设计
让微波电路和系统无反射、在行波或者尽量接近行波状态的技术措施就是阻抗匹配。对于任何一个微波功率放大器设计，没有很好阻抗匹配会使电路不稳定，也会使电路效率降低和非线性失真增大。所以微波电路和系统的设计中，无论是有源还是无源网络，阻抗匹配问题都是必须要考虑的。在设计功率放大器匹配电路时，匹配电路应同时满足阻抗匹配、小驻波比、谐波衰减、线性及实际尺寸、工作的带宽等多项要求。
本文虽然选择的器件是内匹配的，但是经过仿真之后发现匹配并不能达到我们的要求，所以需要进一步的设计输入输出匹配。
第一级功率放大器的输如输出匹配设计模型和仿真结果如图3和图4所示。
从图中可以看出S11<-20dB，增益能达到20dB，驻波比VSWR1<1.3，所以匹配电路的设计符合设计的指标。
3.4 功率放大模块整体的设计
将功率放大器建模，第一级、功分器、第二级、功率合成器整体联合仿真，仿真模型和仿真结果如图5所示。
根据仿真结果可以得知，功率放大模块符合设计指标，在9.3GHz～9.4GHz频段输出功率可以达到要求，各项传输系数和反射系数符合要求。
4 总 结
本文结合微波功率放大器的设计流程，根据设计的技术指标，选用的是砷化镓（GaAs）和（GaN）材料的器件，采用多路功率组件合成的形式设计出有一个X波固态功率放大模块，能够在要求的9.3～9.4GHz的频段内，实现输入15dBm脉冲波，输出波功率达到30W，增益30dB，驻波比<1.3。
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[6] Zhu Jun，et， al. X-band T/R module based on GaN MMICs power amplifier[J]. APSAR，2011：1-4.
[7] 蒋庐俊.X波段固态功率放大器的研究[D].成都：电子科技大学，2011.
[8] 蒋拥军.X波段大功率固态放大器设计技术研究[D].南京：南京理工大学，2006.
[9] 张 亮.X波段脉冲功率放大器的设计与实现[D].上海：上海交通大学，2009.
正如式（1）、（2）中所示，在放大器每一级推动中，第一级输出功率最大为 33dBm，增益为 20dB，当输入为 13dBm，既可以达到最大输出功率，即对于HMC478LP5放大器管子而言，只要输入达到13dBm，即可以达到最大输出功率 2W（33 dBm），同理，对于 HMC7149 而言，输入功率为20dBm 就可以达到最大输出功率10W（40 dBm）。那么功率放大器每一级都推饱和的情况下，都能使功率达到最大输出功率。
第一级15 dBm经过第一级功放达到2W（33 dBm），进行1/4功率分配器输出每一路理想0.5W（26.8dBm），足可以推动下一级的功放，使其达到输出10W（40 dBm）。经过四路合成达到46 dBm的理论值，能够达到设计要求的30W（45dBm）。
3.1 稳定性分析
微波功率放大器设计的首要任务就是考虑功率晶体管的稳定性，其工作参数一定要低于最大额定参数，包括最大额定漏极电压、最大额定栅极电压、最大额定功耗、允许工作温度和最大结温等，使放大器在工作频段内能够保持稳定。如果不稳定可能导致寄生振荡，不仅使放大器的输出信号失真影响，而且在振荡过激会烧毁放大管。由仿真设计可以知道，所选器件是绝对稳定，设计中不需要专门再对器件稳定性进行设计，只需要在偏置匹配设计中保持电路的稳定即可。
3.2 偏置保护电路的设计
偏置隔直电路在于射频功率放大器电路设计当中占有非常重要的地位，一个好的偏置、耦合电路能够很好地提供稳定的电压，设定好合适工作点，能够很好地提高功率放大器的效率。
偏置电路设计当中，我们需要关注的问题在于高频扼流圈（RFC）的设计。高频扼流圈的主要作用在于，它对于高频信号起到遏制作用，对于高频信号呈现高阻抗特性，因此，RFC 的设计我们一般采用 1/4λ高阻抗线来代替电感，用扇形电容来代替集总电容元件接地。
偏置隔直电路的设计如图2所示：
3.3 匹配电路的设计
让微波电路和系统无反射、在行波或者尽量接近行波状态的技术措施就是阻抗匹配。对于任何一个微波功率放大器设计，没有很好阻抗匹配会使电路不稳定，也会使电路效率降低和非线性失真增大。所以微波电路和系统的设计中，无论是有源还是无源网络，阻抗匹配问题都是必须要考虑的。在设计功率放大器匹配电路时，匹配电路应同时满足阻抗匹配、小驻波比、谐波衰减、线性及实际尺寸、工作的带宽等多项要求。
本文虽然选择的器件是内匹配的，但是经过仿真之后发现匹配并不能达到我们的要求，所以需要进一步的设计输入输出匹配。
第一级功率放大器的输如输出匹配设计模型和仿真结果如图3和图4所示。
从图中可以看出S11<-20dB，增益能达到20dB，驻波比VSWR1<1.3，所以匹配电路的设计符合设计的指标。
3.4 功率放大模块整体的设计
将功率放大器建模，第一级、功分器、第二级、功率合成器整体联合仿真，仿真模型和仿真结果如图5所示。
根据仿真结果可以得知，功率放大模块符合设计指标，在9.3GHz～9.4GHz频段输出功率可以达到要求，各项传输系数和反射系数符合要求。
4 总 结
本文结合微波功率放大器的设计流程，根据设计的技术指标，选用的是砷化镓（GaAs）和（GaN）材料的器件，采用多路功率组件合成的形式设计出有一个X波固态功率放大模块，能够在要求的9.3～9.4GHz的频段内，实现输入15dBm脉冲波，输出波功率达到30W，增益30dB，驻波比<1.3。
参考文献
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[5] Nai-shuo Cheng，Thal-PhuongDao.A 60-watt X-band spatially eombined solid-state amplifier[J] .IEEE MTT-S，1999，2：539-542.
[6] Zhu Jun，et， al. X-band T/R module based on GaN MMICs power amplifier[J]. APSAR，2011：1-4.
[7] 蒋庐俊.X波段固态功率放大器的研究[D].成都：电子科技大学，2011.
[8] 蒋拥军.X波段大功率固态放大器设计技术研究[D].南京：南京理工大学，2006.
超音频信号功率放大电路 篇4
设计的功率放大器采用了多级级联的结构。第一级为输入缓冲和前置放大级, 如图1所示, 它由AD812设计成, 缓冲放大级的输入阻抗为50欧左右, 起到了阻抗匹配作用, 其输出接前置放大级, 它的放大增益通过高精可调电位器可进行调整。选用的AD812是双运放, 一片AD812便能同时作为输入缓冲和前置放大级, 其中的增益带宽积为150MHz, 压摆率1600V/us, 用它对5MHz以下的频率信号能进行20倍以上的放大。
2 驱动级
第二级为驱动级, 如图2所示, 由3个放大管组成, 其中2SD669构成共射放大电路, 它具有较大的电压、电流及功率放大作用且输入, 输出电阻适中, 由Q1 (2SD669) 和Q5 (2SD649) 及D4 (FR107) 和D5 (FR107) 组成甲乙类双电源互补对称功率放大电路作为输出级, 其特点是电压放大倍数约为1, 但是效率高, 波形失真较小, D4和D5上的压降使得Q1和Q5一直处于微导通状态, 可以减小交越失真。第三级为场效应管功率放大级, 如图3所示, 由IRF640和IRF9640构成OCL电路, 其特点是是电压放大倍数约为1, 但是效率高, 波形失真较小。为了减小交越失真, 利用R18, R15和Q3构成微导通电路, 调节R18即可改变IRF640和IRF9640的导通状态, 该方法较直接利用二极管的固定偏压要好。采用这类三级结构, 具有如下优点:一是易于安排电路元件, 且可使级间的相互作用忽略不计。二是放大器之间可采用交流耦合, 各级放大器的补偿比较简单。实验发现, 该部分电路可将峰峰值0.1V的1MHz正弦信号放大到峰峰值48V且基本无失真, 最大输出功率可达100W以上。当ui=0时, 应通过调整静态工作点, 得到uo=0。
3 输出级
为了获得一个200V以上的输出信号幅度, 采用了1:6的升压变压器来放大输出幅度。采用这样的结构, 避免了用上百伏电压作为功放驱动电压时存在的一些问题, 例如需要实现一个上百伏的直流电源及电路调试较危险等。缺点是由于变压器属于感性元件, 需仔细调试输出匹配电路, 如图4所示。
4 电源
功放的电源采用了开关电源电路, 设计了基于继电器的短路保护电路, 它主要包括输出电流检测, 比较器部分, 继电器及其控制电路组成。为了减小电源噪声的影响, 采用了电感电容滤波电路。在元器件的布局方面, 尽量把相互有关的元件放得靠近一些, 在设计硬件的过程中, 电源线的布置除了要根据电流的大小尽量加粗走线宽度外, 在布线时应使电源线与数据线、地线的走线方向相一致, 在布线工作的最后, 用地线将电路板的底层没有走线的地方铺铜, 这有助于增强电路的抗干扰能力。功率放大电路实物如图5所示, 实验发现, 该功放电路能很好的放大测试信号。
5 结束语
功率放大电路是一种在大信号状态工作电路, 放大电路工作是否正常, 性能指标是否达到要求, 除要按照一定的工艺进行安装焊接外, 还要借助于仪器仪表进行调试和测试。
参考文献
[1]吴丽峰.基于互补推挽结构的MOS功率放大电路设计[J].电子科技.2011.10
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[3]王文如.射频大功率放大器的设计研究[J].压电与声光.1987.4
单级低频小信号放大电路 篇5
一、理解电路原理、和的作用：的作用：、组成什么反馈：什么作用：组成什么反馈：什么作用：的作用：的作用：的作用：
二、实验结果、测出三极管
功率放大电路 篇6
关键词：运放；窄脉冲；小信号
运算放大器是具有很高放大倍数的电路单元。在实际电路中，通常结合反馈网络共同组成某种功能模块。由于早期应用于模拟计算机中，用以实现数学运算，故得名“运算放大器”。运放是一个从功能的角度命名的电路单元，可以由分立的器件实现，也可以实现在半导体芯片当中。随着半导体技术的发展，大部分的运放是以单芯片的形式存在。运放的种类繁多，广泛应用于电子行业中。
文中介绍的就是一种以三个芯片级联而成的差分运算放大器，该运放能实现窄脉冲小信号放大，脉冲的上升沿可以达到50ns。
1设计目的
根据项目需要，本次设计的差分运算放大器是用于放大检波器输出的信号的，由于接收机接受的信号是小信号脉冲调制，因此设计的运放必要能够放大小信号窄脉冲。因为在小信号情况下，检波器输出为毫伏级别，而指标要求输出在-2～+2V之间，所以设计的差分放大电路放大倍数约100倍。
2 设计思路
由于此次设计的运放是为了放大脉冲信号的，所以必须要考虑脉冲信号上升沿的问题，如果上升沿时间太大会导致脉冲信号的失真，因此设计的最初就是要限定脉冲信号上升沿时间T<50ns。由于脉冲信号的带宽和上升沿存在如下关系：F×T=3.5(F表示带宽)，可知上升沿时间越小，带宽就越大，当上升沿时间T=50ns时，带宽就要达到70MHz。因为运放的带宽和增益成反比，如果只使用一级运放，在达到要求带宽的同时增益就达不到要求的100，因此本次设计的运放采用两级放大结构，每级放大10倍。
3 相关电路
从以上分析可知本次运放电路采用两级结构。第一级首先对基带信号进行差分放大，芯片选择AD公司的ADA4817-1和ADA4817-2，第一级放大电路如图1所示。
第一级放大所用的芯片ADA4817-1(单通道)和ADA4817-2(双通道)FastFET放大器是单位增益稳定、超高速电压反馈型放大器，具有FET输入。这些放大器采用ADI公司专有的超高速互补双极型(XFCB)工艺，这一工艺可使放大器实现高速和超低的噪声(4nV/√Hz；2.5 fA/√Hz)以及极高的输入阻抗。
将第一级输出的信号进行二次放大，第二级放大选择AD公司的AD8009芯片。图2所示是第二级放大电路。
第二级放大所用的芯片AD8009是一款超高速电流反馈型放大器，压摆率达到惊人的5 500 V/μs，上升时间仅为545ps，因而非常适合用作脉冲放大器。
此外为了防止自激，在两级放大的中间连接了一个10Ω电阻。图3是差分运放的整体原理图。
4测试
图4是示波器上显示的是差分输入端得两个信号，从图上可以看出，两个信号的差是2.32mV。
图5是运放的输出信号，从图中可以看出输出信号为220mV，相比输入信号的2.32mV，实现了接近100倍的放大。而且可以从图中看出，上升沿为50ns，也是满足设计目标的。
图6是运放的实物图，实物图中包含了两组运放还有12V转成+5V和-5V的电源转换模块。
5结束语
综上所述，说明该运放几乎无失真的将检波器输出的毫伏级窄脉冲小信号放大了接近100倍。这证明本次设计的差分运放是能够满足要求的并且性能良好。?笮
参考文献
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作者简介
功率放大电路 篇7
单片微波集成电路 (MMIC) 是在同一块半导体衬底上, 采用一系列半导体工艺方法, 将有源与无源器件连接起来构成的微波电路。这种电路具有集成度高、体积小、重量轻、可靠性高、寄生效应低等优点[1]。
当前MMIC的衬底材料以第三代宽禁带半导体材料Ga N为典型代表。这种半导体材料耐高温、高压, 电子迁移率高, 工作温度范围大, 微波传输性能好。因此Ga N基的功放管一般具备更高的工作电压、更大的输出功率以及更高的功率输出效率。对此类功放管的研究与应用能够整体提高微波组件的性能与稳定性, 为电子对抗、制约通信、雷达发射机系统的发展带来革命性的变化。
近年来以Ga N为衬底的微波功放管取得了长足的发展。国外Tri Quint和东芝公司先后推出大功率器件, 东芝公司有X波段50 W的芯片批产。国内X波段50 W芯片已经有试验件, 相信不久就会进入批产阶段。
本文以X波段50 W Ga N功放管的应用为基础[2], 设计出了输出功率为85 W的功率放大模块, 并且在此微带电路的基础上进行了改进设计。本次电路改进在满足原有指标的条件下, 同时提高了电路的工作稳定性。更重要的是巧妙改变微带电路结构, 去除了原电路所用的高成本的电感, 并在不影响电路指标的前提下适当减少了电容、电阻的用量, 为整个电路的设计节约了成本。
1 50 W Ga N功放管微波电路的改进设计
1.1 直流偏置电路设计原理[3]
为了确保场效应晶体管稳定工作, 必须设计相应的直流偏置电路。通过直流偏置电路把正确的偏置电压分别加到功放管的栅极和漏极。同时还要尽量减小微波主路对直流电源的影响[4]。
图1给出了栅极馈电网络的原理图。由于功放管为内匹配电路, 此时微波主路输入/输出阻抗已匹配到50Ω, 直流馈电网络的接入要避免影响到微波通路的特性。通常采用长度为λ/4的高阻线作为射频扼流圈, 另一段长度为λ/4低阻线作为高频旁路。
在主传输通道与高阻线之间通过栅极电阻RG连接, 原则上RG应尽可能靠近器件的栅极以进行ESDs保护和防止自激振荡, 在馈电网络不参与匹配的前提下, 栅极电阻RG接在λ/4的高阻线与主传输通道之间。C2由分别对高频、中频、低频起滤波作用的电容器组成。由于栅极电流很小, 高阻线的线宽可以细一点, 所以其特性阻抗可以取值很高。电容器C1是用来起高频接地的作用的, 自谐振在基频, 容值很小, 保证高阻线高频接地, 馈电网络和输入匹配电路是并联的, 在基频上馈电网络的阻抗应该是无穷大 (假设电路的损耗很低) , 对输入匹配电路而言, 相当于开路。
图2是漏极馈电网络原理图。在第一节微带线的末端与地之间, 并联去耦电容和一个RC串联电路 (电阻Rd和电容Cd) 。这个电路中引入了一个有耗元件Rd和去耦电容Cd串联, 以改善放大器的稳定性。该节微带线必须能通过较大的漏极电流Ids, 对于大功率晶体管, Ids有可能超过20 A。这就意味着该节微带线的最小宽度是有限制的, 另外它的特性阻抗也不能很高。为了减小偏置电路的直流压降, 该节微带线的宽度应尽可能宽。当配合电源调制电路时, 微带线的宽度同样能够实现高阻线的要求。
1.2 直流偏置电路的改进设计
本文选用的Ga N HEMT功放管为东芝公司X波段内匹配功放管, 型号为TGI8596-50。该功放管在50Ω微波系统链路中输出功率可达47 d Bm, 增益为6 d Bm。
原有的直流偏置网络中, 低阻线采用方形结构[2], 如图3左所示, 再加入适当的电感线圈起到射频扼流的作用。现改为图3右所示的扇形结构, 从仿真结果可见相应的隔离度有所提高, 在加入适当高频滤波电容的前提下, 可以取消原电感线圈, 同样能够起到射频扼流的作用。并且在主传输通道与栅极偏置电路之间加入电阻RG, 加强ESDs保护和防止自激振荡, 使得整个电路的工作状态更加稳定。
图4分别给出了方形直流偏置网络和扇形直流偏置网络的隔离度仿真结果。F S31为方形偏置网络1端口和3端口的隔离度, S S31为扇形偏置网络1端口和3端口的隔离度。从仿真结果来看, 整个频段内扇形网络的端口隔离度要比方形提高10 d B, 这也是能够取消电感扼流圈的主要原因。
为了将微波主路与电源隔离开, 还要在主传输通道上加入适当的隔直电容。隔直电容的选取应遵循低损耗和高功率容量的特性。
隔直电容的选择可以按照图5的方式进行小信号测试。用矢量网络分析仪分别测试1、2端口的驻波和两个端口之间的插损, 当驻波合适且端口插损取最小值时即为合适的隔直电容。当然当整个电路用于大功率信号传输时, 隔直电容的取值可能会有适当的变动。对功放部分的微波电路设计完成之后就是对两路50 W功率芯片进行电路级功率合成, 本文采用电路结构简单且较为实用的Wilkinson两路功分功合器进行功率合成。
2 Wilkinson两路功分功合器的仿真与制作
2.1 功分功合器的电路原理图[5]
图6所示为微带3端口功分器的原理图。从图中可以看出, 其结构比较简单, 类似于微带T型接头。信号从1端口 (端口处特性阻抗为Z0) 输入, 分别经过特性阻抗为Z02、Z03的两段微带线, 然后从2、3端口输出, 端口处的负载电阻分别为R2及R3。中间两段微带线的电长度为λ/4, 两输出端口之间跨接一纯电阻R。由于此电阻的存在, 使得两端口输出等幅、等相位的功率, 并且彼此之间互为隔离端。
由Wilkinson功分器的特性可知k=1, 于是有:
2.2 功分功合器的仿真设计与制作
取Z0=50Ω对Wilkinson功分功合器进行仿真设计, 图7给出了其在HFSS软件中的仿真模型。
将功分功合器置于金属腔体中进行模型仿真, 使得仿真模型与实物尽量保持一致。图8、图9中分别列出了该模型的端口之间的插入损耗和端口反射系数, 从仿真结果看出其能够满足指标要求。
最终制作了将微带结构放入腔体中的功分功合器。将功分功合器与两路50 W功放连接在一起最终得到85 W功率放大模块的整个微波电路。
3 测试数据与结论
将两个功分功合器与设计并制作的两路功放相连接, 按照图10中的功放测试框图最终测得的输出功率见表1。
从表1中可以看出, 隔离器输出端的功率值在每个工作频点上均大于等于85 W。
从整个实现过程中可以看出, 以X波段50 W功放管为设计基础的功率放大电路具有体积小、功率输出稳定、带内功率平坦等特点。栅极偏置电路加入电阻RG使得功放的工作稳定性进一步加强。该模块可以运用到对体积和重量要求较高的X波段固态发射机中。
参考文献
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[4]BAHI I, BHARTIA P.微波固态电路设计 (第二版) [M].郑新, 赵玉清, 刘永宁, 等译.北京:电子工业出版社, 2006.
功率放大电路 篇8
随着无线通信技术的发展,各种电力电子设备也应景而生。尤其作为发射机的前级电路,高频功率放大器更发挥着不可或缺的作用。目前,在国外的研究中,高频功率放大器的发展更渐渐趋向于集成化、模块化、专业化的方向,它的形式也千变万化,输出的功率也大小不等。尽管如此,然而市场上绝大多数高频功率放大器输出的频段都为吉赫兹级,普遍比较高[1]。因此在无线通信系统中,出现一种输出频率为兆赫兹级的交流电作为发射机的装置就显得尤为迫切。为了输出较大的功率和较高的效率,因此在本文中高频功率放大器选择工作在丙类状态。此外,利用西勒振荡电路能够产生自激振荡的原理,所以设计时不需要另增加任何输入信号作为激励源。本文通过LTspice仿真软件,对由西勒振荡电路、射频跟随器和丙类放大电路采用级联方式组合而成的电路进行相应的仿真,将实际输出波形与理论进行比较分析,并逐步完善电路。
1 高频功率放大电路结构
在正弦波振荡电路中,主要是由放大电路和反馈网络这两大部分构成,其中反馈极性为正反馈[2]。具体为:通过正反馈电路产生反馈网络的输出信号,输出信号又作为放大电路的输入信号,经放大电路放大后维持着输出信号与之前产生的基本不变,表达式可写为:Xo=AFXo。当电路稳定输出时,有:AF=1,认为即是振荡器振幅平衡的前提,写成模与相角的形式为:│AF│=1、φA+φF=2nπ(n为整数),也分别称为幅值平衡条件和相位平衡条件。在通电后,输出信号会经过从弱到强的振荡,直到最终平衡,因此可知自激振荡的起振条件为:AF>1。满足上述条件,则电路产生振荡。在反馈式正弦波振荡器中,LC和石英晶体振荡电路因其具有独特的优点,大多被适用于高频信号,应用也较为广泛。本文是基于LC振荡电路,设计出西勒振荡电路,并在仿真基础上对参数进行优化,最终作为整个电路的输入端,基本原理图如图1所示。
射极跟随器是将三极管按共集方式连接,具有电流放大作用。根据公式ie=(1+β)·ib,其中,β为直流放大倍数,可知若基极电流ib很小,在发射极它同样可以得到较大的晶体管发射极电流ie。因此具有电流放大及功率放大作用。此外,射极跟随器具有较强的带负载能力,因此在多级放大电路中常常作为输入端和输出端。它也可用于连接两个电路,减少直接连接电路的影响,起到缓冲作用。图2所示为射极跟随器的基本原理图。
根据电流导通角θc的区别,放大器可有三种分类:甲类(θc=180°)、乙类(θc=90°)和丙类(θc<90°)。丙类谐振功率放大器常常被用在末级功率功放中,以得到较高的功率和效率,其效率可高达80%[3]。图3为丙类谐振功放的基本电路原理图。在工作状态下,晶体管Q1应只有少部分时间才能导通,此时即认为晶体管是处于丙类功率放大器的工作状态中。LC谐振回路起到滤波和匹配作用。基极供电电压VBB应小于晶体管的死区电压,以确保其工作于丙类状态,一般VBB电压略小于0,丙类谐振功放的直流电源是VCC,它向负载提供电能。
此次设计采用单一直流DC 24 V供电,具体为需得到6 MHz的交流电,最终的输出电压不得小于20 V。
2 仿真电路设计
2.1 电路的搭建分析
仿真电路原理如图4所示。本设计的第一级为西勒振荡电路,其中Rb1、Rb2、Rc、Re构成放大器的静态偏置电阻,调节Re可改变其增益。反馈信号从电容C2两端取得,送回放大器Q1的基极B上,由于电容C2对三极管非线性特性产生的高次谐波呈现低阻抗,反馈的全部电压中高次谐波分量很小,所以输出的波形比较理想。L、C4、C5构成选频网络,选频网络根据自身参数,在复杂的频谱中选取与自身谐振频率相同的频率将其反馈,此信号得以不断放大最终由输出端输出。
Q2、R1、R2、R3构成射极跟随器。另外,C7和C8为电源的去耦电容,作用是降低电源和地的交流阻抗,避免在放大器输入交流信号时,电源对其产生影响。
在本设计中,丙类谐振功放是由晶体管Q3和电感L2、电容C11三者共同构成。丙类谐振功放中,由电感L1、电阻R4和电容C10构成的整体在其基极B处会输出反向电压。R5为发射极回馈电阻,调节R5可改变丙类谐振功放的放大倍数。
2.2 元件的参数选取
1)晶体管选用NXP公司的NPN型2N2219A。
2)根据设计要求和晶体管实际参数,统一选取直流24 V作为供电电源。
3)射极跟随器中C7和C8为去耦电容,取C7=0.1μF,C8=10μF。
4)西勒振荡电路的参数确认,一般当电路无交流信号且只处于直流工作状态时,低功耗振荡电路的静态工作点可选取在离饱和区稍远但又在截止区附近的区域。因此,集电极电流大约在0.8~4 m A之间选取。可取:
晶体管Q1的集电极静态工作电流ICQ=2 m A,Q1的集电极发射极反向击穿电压VCEQ=6 V,β=100。
计算可得:
为提高电路稳定性,取:Re=3.5 kΩ,Rc=5.5 kΩ。可得:发射极直流静态工作电压UEQ=ICQ·Re=7 V,基极静态工作电流IBQ=ICQ/β=0.02 m A。
一般取流过Rb2的电流为(5~10)IBQ,基极直流静态工作电压UBQ=7.7 V。可以得出:
振荡电路的工作频率为:
L的选取有大致的标准,通常振荡频率为1 MHz时,L在10μH以上;10 MHz时L大于1μH,这里选取10μH。
通过计算可以得出:C4+C5=70 p F左右。所以在选择时,C4采用30 p F左右的电容,C5采用一个45 p F的电容相匹配。
由于C1和C2影响了起振时间,通过不断地尝试后发现C1=330 p F,C2=1 680 p F的时候各项指标是最好的。
5)丙类谐振功放的参数确定,在晶体管Q3的be间产生负偏压的电路中,由于电感L1可以导通直流电,阻碍交流电,这样可让电阻R4两边恒为直流电压。取L1=100μH,R4=51Ω,C10=10 n F。由于R5不能太大,否则会降低丙类谐振功放的增益,因此可取射极电阻R5=50Ω。L3、C12、C13共同构成滤波回路,可用来降低集电极输出电压和电流的失真度。C12、C13一般取等值,可以取C12=C13=10 n F,L3=470μH。
6)为了比较不同负载下输出电压的变化以及电路的增益情况,外接负载R6分别取500Ω、1 kΩ。
7)电容C3、C6、C9、C14都用来作为交流耦合电容,主要目的是导通交流、隔离直流,可使整个电路输入和输出的信号中只能有较高的频率[4]。一般情况下,耦合电容的取值较小,可取:C3=0.01μF、C6=1μF、C9=C14=10 n F。
3 仿真结果分析
LTspice IV是一款小而精简的仿真软件,常常是中、小型电路的不二之选。并且在简化开关稳压器的仿真中,LTspice给出了一些芯片的模型,并作出一些改良。作为一款拥有较高性能的仿真软件,它也是集成电路仿真分析软件其中之一,是一个可视化的图形输入电路仿真软件。
LTspice能够提高复杂电路的仿真速度,相比于PSpice,若是在精度相同的前提下,LTspice的仿真时间可以大大减少。同时,由于Multisim和PSpice都需要昂贵的license费用,LTspice在中、小型企业应用比较广泛,尤其设计任务和仿真需求不是很频繁的情况下,LTspice就凸现出其独特的优势。
本设计在Transient(瞬态分析)下仿真。设置仿真时间0.5 ms,仿真步长为10μs。当所有元件的参数都确认之后,鼠标右击“Run”就可对电路进行仿真分析。
1)负载R6为500Ω时的输出电压波形如图5所示,FFT特性如图6所示。
如图5所示,输出波形基本为正弦波,电压最大振幅为34 V,从图中可知频率为6.03 MHz,满足设计要求。由图6可知,电压增益为17 d B。
2)负载R6为1 kΩ时的输出电压波形如图7所示,FFT特性如图8所示。
图7中,输出电压同样为正弦波,最大振幅为37 V,频率为6 MHz。由图8可知,电压增益为18 d B。
从以上仿真结果可以得知,电路在不同负载情况下,输出电压稳定,电路增益变化不大,电路基本符合设计要求。
4 结语
本文利用LTspice IV仿真软件,将西勒振荡电路、射极跟随器和丙类功率放大器三者级联起来,在不同负载下,对电路模拟结果分析,实验结果与理论基本一致,同时也满足初始设计条件。
摘要：根据正弦波振荡电路的起振原理,设计了西勒振荡器,作为高频功率放大电路的输入端。利用射极跟随器可连接于两电路中间起缓冲作用的特性,设计了缓冲电路。整个设计末端,用一个丙类谐振功放来进一步增强输出电压和输出功率。采用LTspice软件对设计的高频功率放大电路特性进行模拟仿真与分析,验证了理论分析的正确性与可行性。
关键词：西勒振荡电路,射极跟随器,丙类谐振功率放大器,LTspice仿真
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功率放大电路 篇9
继电保护测试仪应能根据测试需要, 将设定幅值、频率的电流输出给继电保护系统, 检验其是否能正常动作。作为测试仪的关键组成部分, 电流功率放大电路的品质会对继电保护测试系统的整体性能产生影响。依据保护二次现场情况, 测试仪的输出电流有效值可调范围要达到0~30 A, 精度要达到0.1%。输出频率可调范围要达到0~1 200 Hz, 误差要小于0.001 Hz。输出波形中谐波含量要少。测试仪还必须具备一定带载能力, 能够持续稳定输出[1,2,3,4]。
目前国内已有的继电保护测试仪用电流功率放大电路难以同时满足以上要求, 并且高性能产品价格都比较高[5]。
本设计使用MSP430单片机、运算放大器、直接数字频率合成 (Direct Digital frequency Synthesis, DDS) 芯片AD9851、大功率三极管等价格不高的电子器件搭建出了大电流功率放大电路, 其性能如下: (1) 输出电流范围0~30 A (有效值) , 精度达到0.1%; (2) 输出频率范围0~1 200 Hz, 误差小于0.001Hz; (3) 输出最大容量可达100 VA; (4) 响应速度快; (5) 输出波形总谐波畸变率低; (6) 持续工作时间长; (7) 带有过流、过温保护电路。
1 设计方案
系统结构示意图如图1所示。
在继电保护测试仪中, 试验用的上层应用程序均运行在嵌入式计算机的嵌入式操作系统上, 根据用户不同的试验类型, 将对应参数传送至下位机主控制器MSP430单片机[6,7,8]。MSP430单片机读取后, 把设定的频率和幅值数据分别送到DDS芯片和DA芯片, 使DDS芯片输出一个设定的电压频率信号, 此电压频率信号的幅值通过乘法器与DA芯片输出的电压增益相乘, 从而输出一个频率和幅值为设定值的电压信号。电压信号经电压电流转换电路和功放电路输出具有一定带载能力的电流信号Iout。
在反馈控制环节, 电流传感器检测Iout并转换成交流电压信号Vf1。接着, 真有效值转换芯片把Vf1转换为与其有效值相等的直流电压信号Vf2。Vf2通过A/D芯片进行模数转换, 检测到的数字量被送入MSP430。当此数字量不在预设误差范围内的时候, MSP430就通过数字PID增量算法调整输出给D/A芯片的控制数据, 从而校正增益值。校正的增益值与频率信号通过模拟乘法器可以有效地调整输出电流的幅值, 从而达到高精度要求。
由于输出有效值范围跨度 (0~30 A) 较大, 为保证输出幅值的分辨率要求, 使用档位切换电路进行粗调。单片机根据待输出电流值选择相应的增益档位, 然后通过16位的D/A、A/D芯片实现细致调节, 以便满足幅值分辨率要求。
2 功能实现
本设计的关键技术包括频率设置、电压电流转换、功率放大、数字反馈控制和保护电路的设计等。
2.1 频率设置
DDS是从相位出发, 直接数字合成频率信号, 能提供很高的频率分辨率。DDS技术是基于时域变换的, 这使得频率能快速变化, 且在变化中能保持相位的连续性[9]。本设计通过单片机控制DDS芯片AD9851, 实现频率设置。
DDS芯片的相位累加器位数N、频率控制字FCW (Frequency Control Word) 和参考时钟频率fCLK决定了输出信号的频率[10,11,12]。输出信号的频率为
当确定所需要的频率后, 控制FCW通过式 (2) 可以确定。
本设计采用的参考时钟频率fCLK=2 MHz, AD9851中的相位累加器位数N=32, 故频率分辨率为
单片机向该芯片输出控制字FCW, 可实现频率的精确、快速控制, 可满足继电保护测试仪对输出信号的频率要求。
2.2 电压电流转换
经模拟乘法器和分档器输出的电压信号Vin, 需转换为电流信号Iout1, 转换电路如图2所示。
图2中Vin为模拟乘法器所给的电压信号, Rload为流经继电保护系统的等效电阻, Iout1为输出电流。根据运放U1、U2的虚短虚断的概念, 可推导出式 (4) 。
本设计中使R1=R3, R2=R4, 可得出
从表达式 (5) 中可看出Iout1与Vin为严格线性关系, 且Iout1与负载Rload无关。
2.3 功率放大
图2中的运放U1输出功率有限, 需要加功率放大电路。在U1后增加甲乙类互补对称功放电路, 如图3所示, 使输出电流的幅值足够大, 功率足够大。
T1、T2、D1、D2、R5~R8构成中间放大级。中间级采用的是上下对称互补的推挽式放大, 在一个周期内, T1和T2各导通上下半周波。D1和D2以及R5~R8用来提供静态偏置电压, 使得三极管导T1和T2通角大于90°, 从而能够消除波形的交越失真。
大功率三极管T3、T4以及分压电阻R11、R12构成放大电路的功率输出级, 输出级由大功率互补对称三极管实现电流的放大。NPN三极管T1T3构成一个NPN复合管, PNP三极管T2T4构成一个PNP复合管。由于复合管的放大系数近似为各组成管电流放大系数的乘积, 故这样增大了电流放大倍数。射极电阻R11R12可起到分压作用, 避免大功率三极管因瞬时功率过大而烧掉。
由于每个大功率三极管输出的电流有限, 故要输出大电流需多组大功率三极管并联。本设计中功率输出级采用4组对管支路 (图3中T3、T4、R9~R12为其中一条支路) 并联, 使输出电流有效值可以达到30 A。由于各支路采用的分压电阻阻值相同、精度为1%, 大功率三极管为同一型号, 故各并联支路输出电流相差不大。本设计中采用的大功率三极管留有一定的输出电流裕度, 在电流分布不均匀时, 可保证最大输出电流支路的安全性。
2.4 数字反馈控制
通过放大电路输出的电流信号的线性性和稳定度达不到0.1%的精度水平, 为了提高输出的精度以及随负载变化的快速调整能力, 本设计加入了数字反馈控制的策略。
如图4所示, 精度为0.01级的电流互感器从输出级获取的电流信号Iout通过取样电阻转化为电压信号Vf1。
Vf1是交变信号, 如果将其直接送至A/D进行模数转换, 会增大系统误差和MSP430的运算量, 同时也会加大程序编写的难度。因此本设计选用了真有效值转换芯片, 把交流信号转换成其等有效值的直流信号Vf2后再送入A/D进行处理。从而减小MSP430的运算量, 缩短系统响应时间。
MSP430通过对第n次A/D转换数据y (n) 和预设电流数据r (n) 进行比较, 得到偏差值
在文献[13]中推导出公式
其中,
kp、ki和kd分别为比例、积分和微分系数。m (n) 作为MSP430输出给D/A芯片的增益调整量, D/A芯片的输出信号通过乘法器实现对输出电流幅值的控制。此算法为数字PID增量算法。由式 (7) 、式 (8) 可以看出, 此算法只与最后3次采样值有关, 可减少MSP430的计算量;同时在刚开机偏差较大时, 此算法能使系统快速响应, 消除误差[13]。
化简式 (8) , 得到
其中:A=kP+ki+kd, B=-kP-2kd, C=kd。
通过仿真与试验的比较, 根据系统响应情况, 设置如下参数:A=0.7, B=0.4, C=0.2。在此设置下, 系统能快速响应, 并达到高精度输出。
2.5 保护电路
由于电流放大电路中使用了大功率三极管T3、T4, 电路中需要设计过流保护和过温保护来提高电路的安全性。
2.5.1 电流保护
图3中, 流过NPN三极管T3的电流可以通过测电阻R11上的电压Vr来监测。如图5所示, 在R11两端并联由二极管D3, 电阻Rb, 光耦G1构成的监测电路。正常情况下, 流经R11的电流在安全范围内, Vr小于D3导通产生的压降Vd, D3不能导通, 则G1上没有电流通过, 不会产生保护动作信号。在故障时, 流经R11的电流很大, Vr大于D3导通产生的压降Vd, D3导通, G1导通, 发出保护动作信号Vg。
电压比较电路如图6所示。Vg接入比较电路, 与参考电压Vc相比较, 就可以使故障时输出保护电压V1, 使后面的继电器动作, 切断整个系统的供电电源。
对于PNP管T4的电流保护可根据相同的原理进行设计。
2.5.2 温度保护
温度保护电路采用精密温度传感器来测量大功率三极管上的温度, 将温度信号转换为电压信号Ve, 进行调理、放大, 再与设定的参考电压一同接入电压比较电路 (构造与图6一样) 。在三极管过温时, 输出电压Ve就会超过参考电压, 输出保护电压信号, 使继电器动作, 切断电源。
3 试验结果
由于本设计的输出的交流电流有效值是0~30A, 故采用分段测量的方法。对于小于5 A的输出电流, 直接采用6位半的数字万用表测量。对于大于5A的输出电流, 先通过精度为0.01级的标准电流互感器转化为小电流, 再用6位半的数字万用表测量。
3.1 稳定度测试
在输出电流有效值10 A, 频率50 Hz, 带负载0.1的测试条件下, 进行稳定性测试。用Tektronix公司TDS2012B型数字存储示波器测量负载两端的电压波形如图7所示, 可见波形无失真。对该波形进行快速傅立叶变换 (Fast Fourier Transformation, FFT) , 得到频谱图 (图8) 。由图8, 可以看出其谐波含量小。采用数字万用表测试电流信号5 h, 测量数据见表1。由表1可知, 在5 h内输出电流可保持0.1%的幅值误差和0.001 Hz的频率误差, 满足长时间工作的稳定度要求。
3.2 线性度测试
3.2.1 有效值测试
输出一组有效值0~30 A范围的给定电流, 测量数据如表2所示。
3.2.2 频率测试
输出有效值5 A, 频率范围为0~1 200 Hz的一组给定电流, 测量数据如表3所示。
3.3 带载测试
为衡量电流功率电路的带载能力, 在设定电流下, 测试电流幅值、频率随负载变化的误差百分数。表4~表6为给定输出电流频率为50 Hz, 有效值分别为30 A、10 A、1 A时, 不同负载对应的测量电流有效值和频率。由此可以看出其带载能力符合设计指标。对于功率因数为0~1的负载, 本电路也可适用。
4 结束语
放大电路分析 篇10
关键词：放大电路,叠加定理,基尔霍夫定律,戴维南定理,分析
1 引言
晶体管放大电路的分析一般分为静态分析和动态分析两部分。在进行放大电路的分析时, 恰当地运用电路定理, 可以使放大电路的分析迎刃而解。
2 用叠加定理分析放大电路
晶体管放大电路在工作时, 三极管各极电流和电压的瞬时值既有直流分量, 又有交流分量, 即电路处于交直流共存的状态。如果把交直流同时进行分析, 很不方便, 所以, 一般把晶体管放大电路的静态和动态分开来进行分析。放大电路没有信号输入时的工作状态称为静态, 放大电路有信号输入时的工作状态称为动态。静态分析的主要任务是确定放大电路的静态值 (直流值) IB、IC、UCE。放大电路的质量与静态值关系很大。动态分析的主要任务是确定放大电路的电压放大倍数Au、输入电阻ri和输出电阻ro, [1]只考虑其中的交流分量。晶体管工作在放大区时, 可以看成是一个线性元件, 放大电路就可以看成是一个具有两个独立源, 即交流电源和直流电源的有源线性网络。根据叠加原理, 电路中的电流和电压等于直流分量和交流分量的叠加。
3 用基尔霍夫定律分析放大电路
在固定偏置电路中, 根据基尔霍夫定律可分析电路的静态工作点。分析三极管放大电路的静态工作点, 需要画出直流通路。静态时, 电路中没有交流信号, 由于电容“隔直”的作用, 直流电流能通过的电路部分就形成放大器的直流通路。固定偏置电路直流通路如图1所示。
根据基尔霍夫电压定律 (KVL) , 可列回路电压方程IBQRB+VBEQ-VCC=0, 变形即得IBQ= (VCC-VBEQ) /RB, 同理可得ICQRC+VCEQ-VCC=0, 变形即得VCEQ=VCC-ICQRC。可见, 应用基尔霍夫电压定律可以很方便地求出三极管放大电路的静态值IBQ、VCEQ。[2]
4 用戴维南定理分析放大电路
进行动态分析时, 首先要作出放大器的交流通路。电路在交流信号下, 由于电容“通交”的作用, 当耦合电容c1、c2容量足够大时, 容抗近似为零, 对交流信号来说可看作短路;直流电压源的内阻很小, 交流电流通过直流电源时, 两端无交流电压产生, 所以画交流通路时, 直流电源可看成短路, 即直流电源的正负极连接通地。交流通路如图2所示。对于小信号微变量, 由交流通路可得放大电路的微变等效电路, 如图3所示。
利用基本放大电路的微变等效电路, 根据戴维南定理可计算放大电路的输入电阻和输出电阻。
从信号源往放大电路里边看, 放大电路的输入回路就是一个无源二端网络, 根据戴维南定理, 该无源二端网络的等效电阻等于放大电路的输入电阻。即
通常RB>>rbe, 因此Ri≈rbe。
放大电路对负载而言, 相当于一个信号源。从负载端往放大电路里边看, 放大电路的输出回路就是一个有源二端网络, 放大电路的输出电阻就等于该有源二端网络的等效电阻。根据戴维南定理, 电流源βib等于零时, 即电流源βib所在支路开路时, 该有源二端网络的等效电阻等于放大电路的输出电阻。即
根据戴维南定理也可以很方便的求出分压式偏置电路的输入电阻和输出电阻。分压式偏置电路的交流通路和微变等效电路如图4所示。
利用分压式偏置电路的微变等效电路, 根据戴维南定理, 分压式偏置电路的输入电阻为
同理, 输出电阻为ro=RC
掌握放大电路的分析方法, 恰当地运用电路定理, 不仅可以分析放大电路的工作情况和性能指标, 而且也可以根据预期性能指标设计放大电路。
参考文献
[1]袁明文, 谢广坤.电子技术[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社, 2013:31.
基本放大电路的研究 篇11
基本放大电路又称放大器, 其功能是把微弱的电信号不失真地放大到所需要的数值。这里微弱的电信号是可以由传感器转化的模拟电信号, 也可以是来自前级放大器的输出信号或是来自于广播电台发射的无线电信号等。基本放大电路, 是指由一只放大管构成的简单放大电路。放大电路中的放大, 其本质是实现能量的控制和转换。当输入电信号较小, 不能直接驱动负载时, 需要另外提供一个直流电源。在输入信号的控制下, 放大电路将直流电源的能量转化为较大的输出能量, 从而驱动负载。这种用小能量控制大能量的能量转换作用, 即为放大电路中的放大。因此, 基本放大电路实际上是一个受输入信号控制的能量转换器。
二、基本放大电路的分类及工作原理
在放大电路中, 应用最广泛的是共发射极放大电路 (简称共射电路) , 常见的共发射极放大电路有两种, 一种是基本共发射极放大电路, 另一种是静态工作点稳定的共发射极放大电路, 也称分压式共发射极放大电路。
1. 电路的组成及各元器件的作用
为了实现不失真地放大输入的交流信号, 放大电路的组成必须遵循以下规则:
(1) 加入直流电源的极性必须使晶体管处于放大状态, 即发射结正偏, 集电结反偏。
(2) 为了保证放大电路不失真的放大输入的交流信号, 在没加入输入信号时, 还必须给晶体管加一个合适的直流电压、电流, 称之为合理地设置静态工作点。
(3) 如下图所示按照上述原则组成的基本共发射极放大电路。
电路中各元件的作用:
VT为NPN型晶体管, 是放大电路中的核心器件, 在电路中起放大作用。Vcc为直流电源, 是放大电路的能源, 其作用有两个, 一是保证晶体管工作在放大状态, 通过Rb、Rc (Rb>Rc) 给晶体管的发射结提供正偏电压, 给集电结提供反偏电压;二是提供能量, 在输入信号的控制下, 通过晶体管将直流电源的能量转换为负载所需要的较大的交流能量。
Rb为基极偏置电阻, 作用有两个:一是给发射结提供正偏电压通路;二是决定静态基极电流Ib的大小。当Vcc、Rb的值固定时, Ib也固定了, 所以这种电路也被称为固定偏置放大电路。
Rc为集电极负载电阻, 作用有两个:一是给集电结提供反偏电压通路;二是通过Rc将晶体管集电极电流的变化转换成集成电极电压的变化, 从而实现电压放大。
C1、C2为耦合电容, 作用是“隔直通交”, 即把输入信号中交流成分传递给晶体管的基极, 再把晶体管集电极输出电压中的交流成分传递给负载。因此要求C1、C2在输入信号频率下的容抗很小 (可视为短路) 。在低频率放大电路中, C1、C2容量均取的很大, 常采用几十微法的电解电容。
2. 放大电路的工作原理
从放大电路的组成可知, 放大电路正常放大信号时, 电路中既有直流电源Vcc, 又有输入的交流信号Ui, 因此电路中晶体管各级的电压电流中有直流成分, 也有交流成分, 总电压、总电流是交直流的叠加。为了便于分析, 通常把放大电路中的直流分量和交流分量分开讨论。当没加输入信号时电路中只有直流流过, 称这种情况为放大电路的直流工作状态, 简称静态。加入输入信号后, 电路中交直流并存, 当只考虑交流不考虑直流时, 这种情况下称放大电路处于交流工作状态, 简称动态。
(1) 放大电路的静态, 为了不失真地放大输入信号, 必须保证晶体管在输入信号的整个周期内, 始终处于放大状态。例如:当输入信号为正弦波时, 如果不设置直流工作状态, 则幅值为0.5V以下的输入信号都会使晶体管处在截止状态 (硅管) , 而不能通过放大电路, 输出信号将出现失真。因此, 在没加输入信号前, 需要给放大电路设置一个合适的工作状态。当电路参数 (Vcc、Rb、Rc) 确定之后, 对应的直流电流、电压Ib、Ic、Uce也就确定了, 根据这三个直流分量, 可以在晶体管输出特性曲线上确定一个点, 称这个点为静态工作点, 用Q表示。通常直流工作点上的电流、电压用Ibq、Icq、Uceq表示。
(2) 放大电路的动态, 在放大电路的输入端加上正弦信号Ui, 经过C1送到电路的输入端产生电压为Ubc, 由Ubc产生一个按正弦变化的基极电流Ib, 次电流叠加在静态电流Ibq上, 使得基极的总电流为IB=Ib+IBQ。晶体管放大, 集电极产生一个和Ib变化规律一样, 且放大β倍的正弦电流Ic (Ic与Ui相位相同) , 这个电流叠加在静态电流ICQ上, 使集电极的总电流为Ic=ICQ+Ic。当Ic流过Rc时, Rc上也产生一个正弦电压URC=Rc Ic (与Ic的变化相同) 由于Uce=Uce-Ic Rc, 所以Rc上的电压变化, 必将引起压管压降Uce反方向的变化 (与Ic的变化相反) 。
由上述可知, 基本共发射极放大电路是利用晶体管的电流放大作用, 并依靠Rc将电流的变化转化为电压的变化, 使输出电压的数值上比输入电压大很多, 相位上与输入电压相反, 从而实现电压放大。
3. 基本放大电路的分类
(1) 静态工作点稳定的共发射极放大电路。放大电路静态工作点位置不仅决定电路是否会产生失真, 还影响着电路的电压放大倍数、输入电阻等动态参数。如果静态工作点不稳定, 放大电路的这些参数就会发生变化, 严重时会使放大电路不能正常工作。因此如何保持静态工作点的稳定是十分重要的。
(2) 共集电极放大电路。共集电极放大电路具有输入电阻大、输出电阻小及较强的电流放大能力, 但它不具备电压放大作用。因此, 它从信号源索取的电流小, 带负载的能力强, 还可以通过输入输出电阻的变换, 使多极放大电路前后级阻抗达到匹配。所以在多极放大电路中, 共集电极放大电路常用作输入级、输出级缓冲级。
(3) 共基极放大电路。共基极放大电路具有输入电阻小 (只有几十欧) 、输出电阻较大 (与基本共发射极放大电路相同) 的特点, 虽然具有较强的同相电压放大能力, 但不具备电流放大作用。它的同频率较好, 适于做宽频带放大电路。
(4) 共源极放大电路。常用的共源极放大电路有两种:一种是自给偏压式共源极放大电路, 另一种是分压式共源极放大电路。
(5) 共漏极放大电路。共漏极放大电路又称为源极跟随器、源极输出器, 它与晶体管射极跟随器有类似的特点, 如输入阻抗高、输出阻抗低、放大倍数小于且接近1等, 应用比较广泛。
三、基本放大电路的主要性能指标
任何一个放大电路, 均可将其视为一个两端口网络, 如下图所示。
在放大电路的输入端A、B处接信号源, 称此闭合回路为输入回路。信号源是所需放大的输入电信号, 输入电信号可以等效电压源或电流源。图中Rs是信号源的内电阻;Us为理想电压源。
在放大电路的输出端C、D处接负载, 称此闭合回路为输出回路。负载是接受放大电路输出信号的换能器。为了分析问题方便, 一般负载用纯电阻RL来等效。
信号源和负载对放大电路的工作将产生一定影响。直流电源是用以提供放大电路工作时所需要能量的, 同时也为放大电路中的放大管处于正常放大状态提供合适的直流电压。
四、结语
模拟电子技术在现代国防建设、科学研究、工农业生产、医疗、通信及文化生活等各个领域得到了极为广泛的应用, 并起着巨大的作用。特别是在各个领域中的自动化控制中, 模拟电子技术无处不在。所以在研究基本放大电路时我们应该持严谨的科学态度, 认真对每一项工作负责, 通过自己的努力能够更好地、更详细地运用基本放大电路。
摘要：自然界中的物理量大部分是模拟量, 如温度、压力、长度、图像及声音等, 都需要用传感器转换成电信号, 而转换后电信号一般都很小, 不足以驱动负载工作 (或进行某种转换和传输) 。于是, 人们在得到这个很小的电信号时, 首先要对它们进行放大。这里所说的放大不是将原物的形状按一定比例放大, 放大电路中的放大的本质是能量的控制和转换。因此电子电路中放大电路得到了广泛应用。
关键词：基本放大电路,工作原理,性能指标
参考文献