功率放大器模块（精选8篇）
功率放大器模块 篇1
摘要：主要介绍了利用推挽MOSFET功放管,通过采用集中参数变压器宽带匹配技术以及有效的热设计,研制出一种可靠性更高的宽带功率放大器。文章给出了测试结果。
关键词：功率放大器,集中参数变压器,MOSFET,热设计
0 引言
随着现代系统信息化的发展需要,各国对短波通信系统信息化和网络化的要求越来越高,要求短波通信具有更高的传输速率、更高的传输可靠性、更高的可通率、更强的业务能力和抗干扰能力 ;必然对发射机的输出功率等各种指标要求越来越高 ; 因此宽带大功率放大技术已成为电子通讯系统中一项关键技术,本文报道了我们成功研制出宽频带短波功率放大器模块,并介绍宽频带功放的原理框图、实现方法及一些性能指标。
1 短波功率放大器的设计
1.1 主要技术指标
功率放大器的主要技术指标如下 :工作频率2~30MHz ;输出功率400W±1dB(输入功率20d Bm±0.5dB);输入输出驻波≤1.5 ;增益平坦度≤1dB ;效率> 35%。
1.2 设计方案
基于短波功率放大器的倍频程很宽,且输出功率大,因此对谐波与杂散抑制要求比较高,同时为了符合现代大功率发射机更高的电性能指标,以致本文所介绍的放大器模块采用两级MOSFET功放管,第一级采用甲类放大器,第二级采用推挽式大功率放大器,使其工作在甲乙类,以提高整个功率放大器模块的效率 ;同时为了提高功率放大器模块的可靠性,整个链路中采用了负反馈及自动增益控制(自动增益控制通过单片机来实现),其原理框图如下 :
1.3 数控衰减器
本方案中采用数控衰减器来控制整个功率放大器模块的增益,其优点在于电路设计简单,控制精确度高 ;所采用的数控衰减器控制范围是31.75dB,步进为0.25dB。
1.4 功率放大器链路设计
考虑带宽及大功率输出等因素,选择了推挽MOSFET功放管 ;其优点在于易于匹配,且输出功率大、增益高、效率高(工作在甲乙类效率> 35%);温度特性好,其增益为负温度系数 ;主要缺点抗静电性能差 ;本文第一级放大器采用额定输出功率为30W,增益为20d B左右的MOSFET功放管,末级放大器采用额定输出功率为300W,增益≥20d B的推挽MOSFET功放管 ;功率放大器模块的增益分配如图2所示 :
1.5 宽带匹配网络设计
宽带匹配网络技术是本功率放大器设计的关键点。传统的集中参数变压器是将线圈绕在磁芯上构成的,其特点是尺寸小,带宽系数(相对带宽)比分布参数的传输线段阻抗变换器大的多,但其绝对带宽,特别是上限工作频率受到很大的限制 ;本方案采用集中参数变压器进行阻抗匹配 ;
(1)第一级放大器的输入输出阻抗匹配。通过查阅功放管的相关资料得知其输入输出阻抗Smith原图,针对其特性阻抗本文采用双扭绞线(漆包线)作为传输线,绕在磁导率u=125的双孔磁芯上,匝比为6:8线圈进行匹配 ;绞绕的好处在于增加其互感量,使它的漏感及分布电容尽量地小,以获得好的高频响应 ;在磁芯的选择上,我们必须兼顾磁芯的磁导率、居里温度及粘性磁导率,如磁导率越高,居里温度越低,所以并不能一味的选择高导磁率的磁芯 ;同时本方案在数控衰减器与第一级放大器之间串接了一个∏型网络衰减,增加前后端的隔离度,减少相互之间的干扰 ;输出阻抗匹配与输入阻抗匹配所采用的方法基本一致,重点区分的是要考虑磁芯的磁通量,使其工作远离饱和区 ;第一级放大器S参数如图3、图4所示,从图中得知第一级放大器的增益为20dB左右、增益平坦度≤1dB、输入驻波≤1.5,满足本设计方案要求 ;
(2)第一级放大器与末级放大器的级间匹配、末级放大器的输出阻抗匹配。本方案中采用了类似第一级放大器阻抗匹配方法实现各种阻抗匹配。
1.6 热设计
用icepak软件进行了仿真,在额定功率400W负荷时(环境温度50℃)其温度云图如图5所示,从图中得知散热器热源点温度约为98℃ ;从功放管的相关资料可查出功放管的管芯到散热器的热阻为0.15K/W,功率管的散热基板与散热器的接触热阻为(本方案的工作效率为35% 左右,单管散热为200W左右):
R=1/(Kc1×Ao)
R接触热阻(K·/W)
Kc1接触传热系数(W/cm2·K)
Ao管壳安装面接触面积(cm2)
查表可知Kc1约为5.55W/ cm2·℃,查功放管的资料可知Ao约为9.8 cm2,由此可以算出接触热阻约为0.02 K·/W,因此功放管的管芯到散热器的热阻小于0.2 K·/W,同时可以算出功放管内部最高结温为 : T=98+200×0.2=138℃
查阅功放 管的相关 资料得知 此MOSFET功放管的 最高工作 结温为200℃,由此得知本散热方案是可行的。合理的热设计对功率放大器模块的可靠性起到很大的作用。
1.7 功率放大器模块输出功率
图表1征实测功率放大器模块输出功率及工作电流(功率计显示输出驻波统一< 1.5):
2 结论
本文主要介绍了短波大功率放大器的设计方案,并给出了相关的测试结果。该方案采用了集总参数设计方法,利用集中参数宽带匹配技术及合理的热设计,实现了整个工作带宽内增益平坦度≤1dB、输入输出驻波≤1.5、输出功率400W±1dB的技术指标,达到了预想的设计方案,为今后宽带大功率放大器的研制提供了指引作用。
功率放大器模块 篇2
关键词：2ED300；驱动模块；过流保护；绝缘栅双极性晶体管
功率开关管的安全可靠驱动是功率变换器必须解决的问题。IGBT常用驱动模块有TLP250、M57962以及EXB841/840等，而应用在大功率或超大功率(75kW～1MW)场合下的IGBT由于其特殊性(瞬时驱动电流大，可靠性要求高)，传统的驱动电路已经不能满足其使用要求，因此2SD300驱动模块作为大功率IGBT专用驱动电路应运而生。
1 2ED300模块简介
2ED300驱动模块是德国Eupec公司在2004年生产的驱动和保护大功率IGBT的专用集成驱动模块。它在最近两年才进入中国，因其集成度高、外围电路设计简单、功能齐全等优势，很快在大功率功率电源领域得到广泛的应用。
该模块采用脉冲变压器隔离方式，能同时驱动两个IGBT模块，可提供±16V的驱动电压和±30A的峰值电流，具有准确可靠的驱动功能与灵活可调的过流保护功能，同时可对电源电压进行欠压检测，并具有动态电压上升控制功能(“DVRC”功能)，电气隔离可达到5000VAC。
1.1 外形及管脚功能
图1所示为2ED300模块外形图，该模块共有45个管脚，具体功能如下：
1，2，3脚(VDD)：信号电源；
4，10脚(Fault)：故障信号输出；
5脚(Reset)：通道A、B逻辑复位；
6，8脚(CA，CB)：半桥模式下死区时间设定；
7，11脚(INB，INA)：PWM输入；
9脚(Modus)：模式选择；
12，13脚(GND)：信号地；
14~18脚(GND)：驱动电源地；
19~23脚(VDC)：驱动电源；
24，36脚(E.B，E.A)：外部故障状态输入；
25，37脚(Vce set B，Vce set A)：IGBT饱和压降输入；
26，38脚(RC B，RC A)：RC参考电位网络；
27，39脚(Sense B，Sense A)：DVRC信号输入；
28，29脚(Vb-，Vb+)：B通道±16V缓冲电容；
30，31脚(COMB)：B通道±16V参考点；
32，33脚(Gate B)：B通道驱动栅极；
40，41脚(Va-，Va+)：A通道±16V缓冲电容；
42，43脚(COMA)：A通道±16V参考点；
44，45脚(Gate A)：A通道驱动栅极。
1.2 主要参数
2ED300主要参数如下：
◇ 供电电压VDD和VDC：14~16V(推荐15V)；
◇ 逻辑信号输入电平：VDD；
◇ 门极峰值电流Iout：±30A；
◇ 内部开关电源输出功率：8W；
◇ 输入输出隔离电压：5000VAC；
◇ 工作温度：-25~85℃；
◇ 半桥模式最小死区时间tTD：1μs；
◇ 脉冲信号传输时间tpd(on)：650ns；
◇ 最小输入脉冲宽度tmd：400ns；
◇ Vce set电压范围：2~9V；
◇ INA/B无PWM输入复位时间：50ms；
◇ 最大电压上升率：50kV/μs；
◇ 最高工作频率：60kHz。
2 内部结构及性能特点
2.1 内部结构
图2为2ED300的内部功能模块框图。它主要由DC/DC转换电路、输入信号处理电路、输出驱动电路及逻辑保护电路组成。
(1)DC/DC转换电路
模块内部集成了专门的DC/DC变换器，用以提供驱动所需的电压。变换器输入为DC14~16V，输出为±16V，中间有变压器隔离，功率为8瓦，瞬态输出电流最大值为30A。
(2)输入信号处理电路
主要实现工作模式选择、模块复位、PWM脉冲的处理、死区时间设置及故障信号输出等功能。
(3)输出驱动电路
主要实现驱动脉冲的整定、故障信号存储、功率放大及软关断参数的设置等功能。
(4)逻辑保护电路
主要实现IGBT饱和压降的检测、输出欠压的监测、外部故障信号监测的设置等功能。
2.2 性能特点
功率开关管的驱动模块种类繁多，与其他驱动模块相比，2ED300具有以下显著特点：
(1)带载能力强，可驱动多只并联的大功率IGBT；
(2)可灵活定义逻辑电平，选择不同工作模式；
(3)具有欠压监测、短路和过流保护功能；
(4)死区时间可以任意设定；
(5)模块的复位与重启功能；
(6)IGBT关断电压上升率(dv/dt)的监测，可以实现软关断(SSD)功能。
(7)可以实现过热等外部故障信号的保护功能。
3 2ED300在实际中的应用
3.1 应用实例
笔者曾参与研制了170kW的大功率Boost DC/DC变换器，主功率开关器件选用的是Eupec公司生产的800A/1200V IGBT-FF800R12KF4，两只并联，下面以此为例对2ED300的应用问题展开分析和讨论，应用电路如图3所示。
(1)模块输入端参数选择
①工作模式选择
IGBT工作于直接模式下，9脚(Modus)接地；死区设置脚6，8(CA，CB)通过电容C2、C3接地。
②保护信号、复位信号的处理
故障信号输出脚4，10(Fault)通过上拉电阻R1送控制回路；复位5脚(Reset)直接送控制回路，如果不需要该功能，接地即可。
③驱动输入电源的处理
19~23脚(VDC)和14~18脚(GND)之间应接≥220μF电解电容，推荐值为470μF，并尽量靠近模块。
(2)模块输出端参数设计
①IGBT的连接
主要问题是栅极电阻(R3、R7)的计算，以及漏极阻断二极管(D1~D4)的选择，另外需要注意，栅源极之间应接稳压二极管和放电电阻，尽量靠近IGBT。
②IGBT过流饱和压降检测电路参数计算
该参数的设置非常重要，包括参考電位Vref和监测电位VCE的设置，主要通过37，38脚的RC参考电位网络来设置，对应IGBT过流时间和饱和压降的大小，应根据所驱动IGBT的型号确定参数值，图4是正确的设置曲线。
③软关断参数设置
对应图中的Sense X引脚，两路分别由R4、R8来设置，和IGBT的输入电容Cies有很大关系，IGBT越大，该值越小，FF800R12KF4对应的电阻值为7.5K。
④输出电源的处理
需要特别指出的是28，29脚(Vb-，Vb+)和30，31脚(COMB)之间需要并联缓冲电容，否则将严重影响驱动波形，更严重的后果将造成IGBT的损坏。
3.2 实验结果
图5是示波器采集到的所设计电源的IGBT驱动波形。
从上图可以看到，IGBT驱动波形上升下降速度适中，平台幅值为±16V。但是高低电平的平台有一定斜度，主要原因是2ED300模块引脚Vb±和COMX之间未加缓冲电容(E2～E5)或取值太小，Ex最好使用钽电容，推荐值为220μF。
3.3 设计中需要注意的问题
(1)模块2ED300外围参数的设置取决于应用模式和驱动IGBT的型号
首先要确定工作于直接模式还是半桥模式，然后根据所选择IGBT的型号查产品手册确定该型号IGBT的Cies值进行计算，并且还要通过实验对参数进行整定，得出较适合的参数才能确保模块安全可靠工作。
(2)2ED300与IGBT之间的布线需要特别的注意
栅极驱动布线对防止潜在的振荡、减慢门极电压的上升、减少噪声损耗、降低门极电源电压或减少门极保护电路的动作次数有很大的影响。因此，必须将模块的输出级和IGBT之间的寄生电感减至最低，即尽量减小二者之间的距离，并且用绞线传递驱动信号。
4 结束语
2ED300模块具有很强的动态驱动能力，包含有完善的短路过流保护和电源监控功能，外围电路简单可靠，使用方便灵活，应用场合广泛，是一款性能优良的驱动模块。设计时充分考虑其特点，通过合理设置外围参数，保证安全可靠的驱动大功率开关管IGBT工作，可以在工程中推广应用。
作者简介
张昱(1980－)，女，讲师，硕士研究生毕业，研究方向为计算机控制技术。
汪殿龙(1978－)，男，博士生。
收稿日期：2011-06-03
功率放大器模块 篇3
开关磁阻电机 (SRM) 发展的几十年中, 功率变换电路的研究一直是热点和难点。合理设计功率变换电路, 是保证开关磁阻电机调速系统具有较高的效率、 可靠的工作稳定性和良好的性价比的关键。在功率变换电路的设计中, 力求尽量采用较少的开关器件, 以减少系统制造成本, 且要求具有良好的可控性和可保护性。本系统采用FAIRCHILD公司生产的智能功率模块FCAS50SN60构成的功率变换电路是集成度高、性能好、控制灵活的一种方案。
2 功率电路概述
开关磁阻电机调速 (switched reluctance drive) 系统简称SRD, 是由双凸极开关磁阻电动机 (SRM) 、功率变换器、控制器以及检测装置等组成的调速系统。传统8/6极开关磁阻电机大都采用如图1所示的功率变换电路。由于传统的功率变换器工作频率不高, 硬件保护电路复杂从而给设计工作带来了较高的难度。由各种分立原件组成的电路集成度不高, 体积庞大, 也是突出的缺点。所以本文以FAIRCHILD公司生产的智能功率模块 FCAS50SN60为核心设计开关磁阻电动机功率变换电路。
3 功率电路设计
3.1 功率电路基本结构
飞兆 (FAIRCHILD) 公司生产的FCAS50SN60是专门为开关磁阻电机设计的一款智能功率模块。新型智能功率模块将高压IC (HVIC) 和低压IC (LVIC) 、IGBT、快速恢复二极管和电热调节器集成在超紧凑 (44 mm×26.8 mm) 的Mini-DIP封装中。封装采用“铜直接合” (DBC) 技术, 能显著提高热性能。与一般分立解决方案相比, 可减小功率线路空间多达40%, 可以将控制器并入SRM组件中。FCAS50SN60具有内置HVIC, 提供无光耦、单电源IGBT栅极驱动等特点, 可进一步减小系统总体尺寸, 并同时增强其可靠性。而且FCAS50SN60还集成欠电压锁定 (UVLO) 、短路 (SC) 保护和热保护等功能, 保证其实现出色的可靠性。FCAS50SN60的优化转换速度可满足电磁干扰要求。FCAS50SN60模块额定电流为50 A, 额定电压600 V, 完全可以满足系统的要求。功率转换电路的基本结构如图2所示。
功率转换电路的拓扑结构采用传统的两相绕组通电结构, 主要由两块SPM组成。其中IGBT1和D1组成SPM1的上侧, IGBT2和D2组成SPM1的下侧。同理在SPM2中IGBT3, D3组成上侧, IGBT4, D4组成下侧, 4个IGBT分别连接A, B, C, D 4相绕组。图2中N为中性点, R1, R2是电流短路检测电阻。SPM的驱动控制信号由DSP内含的全比较单元相对应的PWM1～PWM4经过CPLD处理后产生。
3.2 SPM驱动电路的设计
SPM驱动电路的设计如图3所示。控制电路输出PWM信号经R1限流, 经高速光耦隔离并放大后接PNP三极管的基极, 由于IGBT是高电平触发, 所以须经反相后输出SPM内部驱动电路。其中每个光电开关管控制电源均采用独立的+5 V电源供电, 且接0.1 μF的去耦电容。控制信号经过CPLD的处理生成幅值相同, 极性相反的两路PWM信号, 这样可以更加有效地保证导通和关断。本系统PWM频率为5 kHz, 本文选取高速光耦SFH6156, 其开关频率达250 kHz, 可以满足系统要求。R1的选取应该考虑使光耦饱和导通, 但又不能使光耦烧坏, 根据光耦的最大前向电流值, 并且考虑一定的余量, R1取200 Ω。PNP管采用S9012快速恢复三极管, 其开关频率达30 MHz, 满足系统要求。R2的选取不能太小, 否则PNP管基极电流过大, 但也不能过大而使基极电位过低, 不能饱和导通。考虑上述因素, R2取1 kΩ。R3, R4和C1组成的延时电路是为了避免高速的开关信号对SPM内部电路的冲击而设计的, 要求延时在3～4 μs。IN为输入SPM的驱动信号。
3.3 SPM自举电路的设计
FCAS50SN60内部的IGBT是电压驱动型器件, 必须加入自举充电电路, 如图4所示。充电回路包括电阻、快速二极管Dbs、电解电容Cbs和反馈电阻RE (h) 。其中, RE (h) 的大小关系到IGBT的开关特性, 其值不宜过大, 否则开关损耗将会增大, 而且充电的时间将会延长, 影响工作特性, 本文选取RE (h) =10 Ω。自举电阻Rbs的选取要考虑两方面: 从防止过大的瞬间充电电流方面考虑, Rbs取值大一些, Rbs的值必须是RE (h) 的2.5倍以上, 即Rbs≥RE (h) 。但同时要求在最小导通时间内对电容Cbs尽快充电, 以补充IGBT导通所消耗的电能。综合两方面考虑取Rbs=25 Ω。Dbs要求是快速恢复二极管, Tmax≤100 ns, VRMS≥450 V, 综合考虑, 本系统选取快速恢复二极管UF4007。
当IGBT导通时, 电容两端电压Vbs会逐渐减小, 电容存储的电量被IGBT消耗, 这会产生一个问题, 即选择多大的电容才可以满足IGBT导通所消耗的电量, 使其不至于进入欠压保护状态, 所以电容参数的选取是一项重要的内容。Cbs为
undefined (1)
Qbs=2× (2Q+Iqbs×Ton+icmax) (2)
式中:Qbs为电容存储的电荷量;Iqbs为IGBT的最小导通电流;Ton为导通时间;icmax为允许的最大电流;Vf为Dbs的前向电压;Vls为IGBT的前向压降;Vmin为IGBT的最小导通电压。
将参数带入式 (1) , 计算得Cbs≥16 μF, 取Cbs=18 μF。
3.4 SPM的保护电路
FCAS50SN60智能功率模块有欠电压锁 (UVLO) 和短路 (SC) 保护的功能。SPM低侧欠压保护的实现如图5所示。低压检测值UVccd=13.5 V, 复位电压值UVccr=15 V。可以看出, 输入信号高时, 输出电流正常, 供电电压值一旦低于阀值电压SPM会自动封锁门极驱动, 关闭SPM, 使输出电流为零, 同时故障信号输出引脚FO将跳变为低电平。当电压回升至复位电压值后SPM重新恢复相应输入的控制信号。值得注意的是在SPM高侧发生欠压保护时, SPM也会被封锁但FO引脚并不会发生跳变。
SPM的电流短路保护仅在低侧实现, 如图6所示。SPM短路保护采样电压是0.5 V, 当检测电压值高于0.5 V并持续大约1 μs左右的时间时, 确认不是干扰信号后, SPM关断并产生FO信号。其输出时间为
tfod=Cfod/ (18.3×10-6) (3)
本文取Cfod=33 nF, 则tfod=1 ms。
虽然SPM具有如上所述的保护功能, 但是由于故障输出信号持续时间tfod最大为2 ms, 而且欠压、短路和热保护等故障是非常恶劣的运行状况, 应避免其反复动作, 因此仅靠SPM内部保护电路还不能完全实现器件的自我保护。此外, 考虑到公网电压波动对系统的影响, 要使系统真正安全、可靠运行, 需要辅助的外围保护电路。
本系统应用CPLD和DSP对SPM进行第2级、第3级保护。将两块SPM的错误信号FO和公网欠压、过压信号以及温度检测信号一起进行综合, 由CPLD产生一个Fault信号, 该信号如果为低, 则CPLD无输出。同时, CPLD对一共6种错误信号进行编码并输出给DSP, 由DSP辨识故障的种类, 做出相应处理。
4 实验分析
本文的相关实验采用1台4相8/6结构开关磁阻电动机, 其额定功率750 W, 额定转速1 500 r/min, 调速范围在100～2 000 r/min。
图7是SPM驱动电路的输入和输出波形。图7中, ①是DSP输出的PWM波形, ②是PWM经过SPM驱动电路后的驱动波形。由图7可以看出, 驱动电路的延迟时间很小, 约为1 μs, 输出电压基本没有损失, 整体性能良好。图8是发生欠压故障时的波形图。图8中, ①是SPM驱动, ②是A相电流, ③是FO故障信号。当SPM检测到欠压故障时, 自动关闭其内部的IGBT驱动电流下降为零, 同时发出FO错误信号。CPLD收到FO信号后, 经处理将外部的驱动信号关断, 实现了更深一级的保护措施。从发生欠压故障、FO变为低电平到封锁外部驱动信号大约只用10 μs左右。上述实验显示, 本文设计的SPM保护电路快速、可靠, 和智能功率模块自身的保护功能共同作用, 对保护器件起到了显著的作用。
功率电路的整体性能由图9所示。图9显示的是转速为1 000 r/min时的电流滞环控制波形, ①是SPM的驱动信号, ②是由DSP输出的每200 μs的AD采样中断波形, ③是A相电流波形。图9中显示, 电流滞环控制基本没有延时现象, 并显示了FCAS50SN60的良好性能。
5 结论
实际运行效果显示, 功率电路运行良好。文中设计的驱动电路可以很好地满足SPM的工作要求, 为了完善系统功能而设计的外围辅助保护电路工作正常, 可以可靠地保护功率器件。实验表明, 基于FCAS50SN60设计的功率电路可靠、快速, 能够满足开关磁阻电机的运行要求。
摘要：为了改善开关磁阻电机功率电路的工作性能, 降低功率电路的复杂程度, 介绍了一种基于智能功率模块的新型开关磁阻电机功率电路。研究了飞兆 (FAIRCHILD) 公司生产的智能功率模块FCAS50SN60的工作原理并设计了其特有的驱动电路、自举电路和保护电路。相关实验在一台0.75 kW的开关磁阻电机上实现, 实验结果证明此电路是一种切实可行的开关磁阻电机功率电路。
关键词：开关磁阻电动机,智能功率模块,功率电路,自举充电
参考文献
[1]王宏华.开关型磁阻电动机调速控制技术[M].北京:机械工业出版社, 1995.
[2]刘和平, 王维俊.TMS320LF240X DSP C语言开发应用[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2003.
PSM功率开关模块控制原理分析 篇4
功率开关模块的主要由整流滤波电路、IGBT绝缘门双级晶体管、空转二极管和控制板五个部分组成。
(1)整流滤波电路由压敏电阻和滤波电容组成,压敏电阻的作用是暂态抑制,即当外电压异常增大的情况下,压敏电阻迅速导通,通过压敏电阻可保证稳定的电压输出,其额定电压为820V。
(2)滤波靠调制变压器的漏感和两只串联的1500F的滤波电容。
(3)IGBT绝缘门双级晶体管的导通时间0.45μS,关断时间1μ S,由AC管和DC管两部分组成。AC管也叫交流管或保护管,DC管也叫直流管或开关管。CR9、CR7正向保护,CR10、CR8反向保护。
(4)空转二极管(CR11)是一个硅整流二极管。当Q1导通时,输出端E16、E17之间的电压为700V左右,CR11承受反相偏压而截止,电流正常的流向是E17到本极模块整流二极管等到Q1到E16;当Q1关断时,CR11将形成正偏而导通,它与IGBT交替导通。
2开关模块控制原理
每个功率开关模块上都有一块控制板,控制板接受来自调制器控制器的循环调制器板经光发射板的光缆控制信号,同时控制板经光接收器板为调制器控制器的状态板提供一个本级功率开关是否正常工作的状态信号,由于功率开关模块及控制板悬浮于高电位工作,调制器控制器应进行隔离,所以信号的转移通过光缆进行。
在外电正常的情况下,控制板控制保护管先合上,保护管合上以后,经压控振荡器组成的检测电路输出本级开关的状态信号,表示本级开关可以工作了,如果循环调制器传来控制信号要求开关管合上,开关管正常的情况下,可以合上,经同步电路的判断使保护管一直保持合闸状态,如果开关管有问题,经同步电路的失步保护判断可使保护管拉开;镍阻丝的过流保护,瞬间可以使开关管拉开,如果控制光缆或光电管故障,经失步保护补充电路,可使保护管拉开。
2.1开关管(DC管)控制原理
开关管通断受两个方面的控制,一是由九单元送来的“开”“、关” 光信号,二是由模块上的过载检测镍丝检测来的过流保护电路。
当控制板上光接受管U8受光时,其输出端1脚为低电平“0”,U11与非门的6脚为“0”,5脚固定为高电平,则4脚为“1”,12脚为“1”。
控制板23、24为过载检测输入端,并接在镍阻丝的两端,总阻值为0.025Ω与30A过载电流对应,保护电压为0.75,不过流时相当于短路,光耦合器U14中发光二极管不发光,三极管截止,U14的5脚为高电平“1”,U10不被触发,9脚输出低电平“0”,U11的1、2脚也为“0”, 输出端3脚为“1”,U11的13脚为“1”。
因U11的12、13脚均为“1”,所以11脚为“0”,U12的5、7脚均为 “1”,控制DC开关管导通。
根据上述控制开关管导通的过程,可以分析开关管关断的控制过程,须注意由9单元送来的关断DC管的信号促使DC管关断是几乎无延时的,而过流保护控制DC管关断是有延时的,因为过流时光电耦合器5脚输出低电平使定时器U10触发输出翻转为高电平。
延时时间约为:T=1.1R24C26=517ms。
2.2保护管控制原理
当外电正常时,电压检测电路同相端的电平6V高于反相端电平5.1V,U2的输出端7脚为高电平,正常时光耦合器U7中三极管不导电,处于截止状态,所以由与非门组成RS触发器的置“1”端S得到高电平,由于加电时R端高电平的建立有延时,即起始时为0,所以RS触发器的输出端为0并保持,经U5反相后变为“1”,控制保护管(AC) 导通。
开关管(DC)未合时,CR3反向偏置处于开路状态,异或门U9的12、13脚因通过电阻接+12VB均为高电平,(异或门:输入相同输出为0),故输出端11脚为低电平,这时因没有要求开通DC管的信号,U8输出“1”,U11的4脚输出为“0”即U9的6脚为“0”,所以其4脚为“0”。
当有一光信号要求本级DC管合上时,U8输出为“0”,U11-4输出为“1”(合上DC管),U9的6脚也为“1”。
因DC管已合上,700VDC输出正常,P1-A26通过3×39K电阻接700VDC负端,经700VDC正端与CR3形成回路,这时CR3导通, U9的12脚为低电平,13脚为+12VB的高电平不变,所以输出端11脚 “1”,U9的5脚也为“1”,即U9的5、6脚均为“1”, 4脚为“0”。
由此可见,在DC管的“开”“、关”过程中,U9的5、6脚均保持同时为高或低电平,即同步,在DC管没有发生故障时U9的4脚为总是为 “0”。
U9的1脚在光缆没有故障时保持低电平,U9的2脚在同步时是低电平,从而使3脚为“0”,Q1截止,U7的二极管不发光,三极管不导通,U2输出高电平,唯有这样,R-S闩锁电路的输出为0,经非门U5转变为高电平,才能促使保护管导通并维持它导通。当开关管有故障时,打破了同步条件,将失步保护。
失步保护是在开关管处于开路或击穿短路的故障状态时的保护。
当DC管开路时,P1-26无负电压而使CR3截止,U9的12、13脚均保持为高电平,其输出端11脚保持为低电平不变,而这时的U9的6脚为合闸信号,是高电平,这将引起U9的4脚为高电平,U9的3脚也将输出高电平而使Q1导通。从而拉开保护管,这表示一旦开关管开路,保护管就被拉开,本级PSM开关停用。
同理分析可知,当DC管击穿短路而长时间导通时,AC管也将被拉开,停用本级PSM开关。
从失步到拉开AC保护管须经过U9的4脚输出端的延时电路延时,这是个快充慢放的延时电路,延时时间为:
T=RC=1S,如果不考虑其放电,U9的4脚输出高电平脉冲累计须达1S以上,U9的2脚才能达到高电平,从而控制拉开AC管。
3状态检测电路
AC保护管导通后,将形成700VDC端经R11、R12、R13到700VDC负端的回路,正常情况下,U3的3、4脚端电压为U34=-3.7V, 这个电压与R12和C11共同决定压控振荡器。
U3的输出信号频率:fout=Vin/10R12C11
从而使DS1按37KHZ的矩形波电压的规律发光,这表示对号的PSM开关保护管输出700V电压正常。
可以看出,这里37KHZ频率是随外电的变化而变化的,外电升高,开关模块输出的700V电压升高,Vin升高,则37KHZ频率升高,反之亦然。
4失步保护补充电路(光信号检测电路)
正常情况下,开机时C31刚开始充电应为低电平,则U11-8为“0”, 当控制合闸的光信号传来U11-9为高电平“1”,10脚为“1”,Q2导通, U9异或门输出“0”,低电平触发U10的6脚,U10 556的5脚输出为“1”, 经U6非门为“0”,使U9-1为“0”,又因开机时同步电路控制U9-2为“0”, 所以其输出为“0”,Q1关断,U7中的三极管也不导通,对保护管没有影响,同时Q2饱和导通使U10 556的2脚为低电平使输出状态保持为高电平不变。
开机后,C31充满电应为高电平,则U11-8为“1”,U11-9为“1” U11-10为“0”,一路使U9的10脚为“1”,高电平给U10的6脚,另一路使Q2截止,C33被充电,T=1.1RC=110S后上升到8V以上,触发U10的2脚(高电平触发端),使其输出5脚翻转为“0”,传给U9的1脚为高电平 “1”,正常时无论DC管合上与否均为低电平“0”所以U9的输出就为高电平“1”,R-S触发器的置“1”端S为“0”,使U4的10脚为“1”,经非门,拉开AC保护管(不过这时已延时了110S,所以加高压后110S如果不加激励(末级无栅流)调制器不工作,这时功率模块将依次断开,这时只有重新落高压再加才能加上)。
开机后,若有一光信号要求合闸(这时在加高压后的110S时间内),则U11的9脚为“0”,10脚为”1“,U9的10脚为“0”使U10 556的5脚输出为高电平,Q1关断,AC处于合闸状态不变。
在正常的工作状态下,光接受器U8输出正常的高电平开关信号,U11输出正好与之相反——即低、高电平开关信号,高电平时Q2导通,C33放电,低电平时Q2截止,C33充电,所以C33处于交替的慢速充电和快速放电的循环过程中,只要正常工作,C33上的电压就充不到8V以上的状态,即是不可能使U10反转而拉开AC管,只有当光传系统损坏或接受头故障,使U8输出保持在高电平,U11的10脚长时间处于低电平,Q2截止,100F电容被充电,当历时110秒后,电容两端电压上升到8V以上,U10输出才翻转为低电平,经非门U6后为高电平,导致失步保护电路动作,才使该级的A C管拉开,处于停用状态, 只有关机修理后才能工作。
因保护管输出正常,开关管也没有击穿、开路现象,控制器认为开关模块工作正常,可以参加循环工作,但由于光缆问题,实际开关并没有工作,这时将产生70/48=1.46KHZ的杂音,如果没有失步保护补充电路,杂音将一直产生,有此电路在110秒以后杂音将消失。
5结语
通过以上分析,可以看出PSM功率开关模块原理并不复杂,但在实际使用过程处理故障时,往往需要理论上的分析和元件实际情况及机器运行状态等多种因素相结合,而且要把理论知识灵活应用,才能准确、快速的对故障进行处理,并维护好设备。
摘要：DF100A PSM发射机的调制级采用了50个完全相同的功率开关模块。其中48个功率开关模块为射频末级提供屏压,其余两个功率开关模块为射频末级提供帘栅压。每个功率开关模块上都附有一个功率开关控制器板,用来控制保护管和开关管。PSM功率开关模块是PSM短波发射机的重要组成部分之一,本文对DF100A发射机功率模块的控制原理进行了详细分析,并结合原理对失步保护的过程进行了说明。
功率放大器模块 篇5
IGBT是通过在功率MOSFET的漏极上追加P+层而构成,是电压控制型元件,图1是IGBT的理想等效电路。由等效电路分析可得,在门极-发射极外加正电压使功率MOSFET导通时,PNP晶体管的基极-集电极间连接上了低电阻,从而使P N P晶体管处于导通状态;反之,当门极-发射极之间的电压为0 V或负压时,功率M O S F E T处于关断状态,P N P晶体管的基极电流被切断,从而处于断路状态。
IGBT模块一般由IGBT部和FWD部构成,它们各自发生的损耗合计为I G B T模块的功率损耗,一般F W D的反向恢复损耗在总损耗中所占比例很小,可以忽略不计。
IGBT部的稳态损耗(Past)和集电极电流、结温、驱动电压等因数有关:
Past=VCEsat·IC
其中,VCEsat=f(IC,VGE,Tj)
IGBT部的开通损耗(Pon)和关断损耗(Poff)和集电极电流、集电极-发射极电压、结温、开关频率、驱动条件等因数有关:
Pon=fs·Eon
其中,Eon=f(IC,VCE,VGE,RG,Tj)
Poff=fs·Eoff
其中,Eoff=f(IC,VCE,VGE,RG,Tj)
F W D部的稳态损耗(PF)和二极管电流、结温等因数有关:
PF=VF·IF
其中,VF=f(IF,Tj)
2 实验平台搭建
本研究的实验平台是5 k W光伏并网逆变系统,功率拓扑如图2所示。
该系统的工作原理:将太阳能电池板的输出电压Vi经过BOOST电路稳是到一个中间电压Vd,再经过半桥逆变将直流母线电压Vd变成高频方波,经过L C滤波后得到平滑的略大于电网电压的交流波形,通过功率继电器并联在电网上,达到向电网馈送能量的目的。
当输入功率或输出功率一定时,I G B T模块的稳态损耗一定,要将系统的损耗降至最低,应重点研究晶体管部分的交换损耗,在系统容许的范围内(开通/关断时间、尖峰电压、尖峰电流、开关应力、短路电流等)选取合适的驱动条件(驱动电压、门极电阻和输入电容),使系统工作效率最高。
驱动电压:+VG E=+15V,-VG E=-15V;门极电阻:RGon=RGoff=RG。驱动电路的简化形式如图3所示。
3 实验结果
实验测试结果如表1所示。
驱动波形如图4所示:图4a表示Rg=9.3,Cg=100n的驱动上升沿;图4b表示Rg=5.7,Cg=33n的驱动上升沿;图4c表示Rg=9.3,Cg=4.7n的驱动上升沿。
图4中,示波器CH2为±15V的驱动电压,CH1为IGBT的VCE。
交换损耗波形如图5所示:图5a表示Rg=9.3Ω,Cg=100n的交换损耗;图5b表示Rg=5.7,Cg=33n的交换损耗;图5c表示Rg=9.3Ω,Cg=4.7n的交换损耗。
图5中,示波器CH1为IGBT的VCE,CH2为ICE的电阻取样值,M A T H为二者乘积,表示交换损耗。
4 实验分析
首先,分析驱动电压+VGE和-VGE对IGBT损耗的影响。+VG E越高,开通交换时间和损耗越小,开通时(F W D反向恢复时)的对置支路越容易产生浪涌电压。但是+VG E越高,在IGBT断开时间段内,FWD反向恢复时的d V/dt会产生误动作,形成脉冲状的集电极电流,从而产生不必要的发热。-VGE越大,交换时间和损耗越小。d V/dt误触发的情况,在-VG E较小时也有发生。因此,上述实验在IGBT最大G-E间电压为±20V的情况下,选择15V的驱动电压。
其次,分析门极电阻RG对I G B T损耗的影响。RG越大,交换时间和交换损耗越大,但是交换时的浪涌电压会变小,同时,d V/dt误触发发生的几率下降。结合上述实验分析,当门极电阻增大时,关断时电压尖峰和开通时的电流尖峰减小,但换流时电压、电流斜率减小,开通和关断时间增大,开通和关断延时增大,交换损耗增大。为了分别控制换流时的电压、电流斜率,可以并联一个门极电容,这样换流时的电压斜率由RG和CGC(IGBT米勒电容)决定,而电流斜率由RG和Cg决定。Cg太大,则驱动的上升和下降沿太缓,损耗较大;Cg太小,则驱动上升沿的米勒振荡太大,容易造成I G B T的误触发。
综合以上分析和不断实验,选择5 k W光伏逆变系统半桥模块驱动电压为±15V,门极电阻为10.4Ω,门极电容为0.033μF,优化了IGBT的开关特性,使系统工作效率达到最大。
5 结语
IGBT的功率总损耗中交换损耗占绝大比重,IGBT的交换损耗跟IGBT的芯片技术、开关频率、电压、电流、结温、驱动电压、门极电阻、门极电容等有关,其中开关频率是主要因素。要想降低IGBT的功率损耗,必须选择合适的开关频率和驱动条件,一般IGBT模块,开关频率600V可到30k Hz,1200V可到20k Hz,1700V可到10k Hz,3300V可到3kHz,单管频率可相应提高。具体开关频率可根据系统的THD选择合适的参数。驱动电压一般选择±15V,如果是IGBT单管,驱动电压一般选择+15V和-6V。门极电阻一般为芯片数据手册中的测试电阻的1~2倍。门极电容一般为芯片的输入电容的5倍左右。上述驱动条件只是初期的一个参考,还要通过不断的实验和调试找出最优化的参数,使系统的各项指标达到一个满意的水平。
参考文献
[1]林渭勋.现代电力电子技术[M].浙江:浙江大学出版社,2006
[2]徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京:机械工业出版社,2006
[3]李爱文,张承慧.现代逆变技术及其应用[M].北京:科学出版社,2009
[4]王长贵.太阳能光伏发电实用技术[M].北京:化学工业出版社,2005
基于模块串联的小功率变流器 篇6
在一些特殊场合, 需要将高输入电压 (如1 kV以上) 变为低输出电压供给辅助电源等设备, 因此需要选用能满足高输入电压的DC/DC变流器。由于MOSFET的耐压等级大都在1 000 V以下, IGBT耐压等级虽然较高但用在小功率场合显然不经济, 因此用传统的DC/DC变换电路实现有一定难度[1,2,3]。
1 电路结构
1.1 基本模块
图1给出了基本模块的结构, 基本模块由一半桥DC/DC变换电路及其驱动电路两部分构成。
为了便于增加输入侧基本模块的串联级数, 每个基本模块均由相应的驱动芯片控制, 驱动芯片由基本模块自身供电, 靠其自激振荡产生半桥电路的驱动信号。
采取50%恒占空比控制, 为了避免半桥电路中桥臂的直通, 应在其开关器件的驱动信号中加入一死区时间, 其具体值由开关器件的开关特性决定[4,5]。
1.2 主电路拓扑
主电路采取三个基本模块在输入侧串联, 输出侧并联的方式, 其拓扑如图2所示。
2 工作原理
从主电路拓扑来看, 输入级由三个半桥结构的桥臂电容C1～C6串联起来承受输入电压Vin, 因此不可避免地存在电容的均压问题;而输出级由三组整流桥并联起来共同对负载供电, 故而存在均流问题。该电路靠输出电压VOUT在三个变压器原边的折算值对桥臂电容的箝位作用来实现均压, 在电压均衡的基础上自动均流[6,7,8]。
2.1 均压原理分析
电路未起动时, 靠电阻R1～R6实现静态均压。 电路正常工作时, 三个基本模块同时向负载供应能量。如果模块1由于变压器输出电压值偏低而使四个整流二极管均处于反偏状态, 则模块2和模块3将向负载提供更多的能量而其承担的电压下降, 模块1承担的电压相应升高, 从而促使使其整流桥导通, 达到新的稳态时它们共同向负载提供能量。
理想情况下, 认为副边整流二极管的导通压降相同, 三个变压器为参数一致的理想变压器。 实际电路中, 整流二极管的导通压降, 变压器的原副边匝数和副边绕组绕线电阻都会对均压效果产生较大的影响。只要严格控制这些参数, 便可取得良好的均压效果。
2.2 均流原理分析
三个基本模块输入级的半桥单元为串联结构, 当它们承担的电压相同时, 必定向后级供应相同的能量。当三个基本模块的效率相同时, 它们输出的能量也应相同。而三个基本模块输出级的全桥整流单元均箝位于同一输出电压VOUT, 故三个模块向负载提供的电流相同。可见, 在电压均衡的基础上, 该电路可自动实现均流[9]。
另外, 由于该拓扑不存在环流通路, 所以, 即使在三路电流略有不均的情况下也不会产生环流。
2.3 起动过程分析
实际电路中三个基本模块的器件性能和元件参数的不一致性, 使得当输入电压Vin逐渐上升时, 三个基本模块很难做到同时起动[10]。
在三个基本模块均未起动时, 由于电阻R1～R6的静态均压作用, 使得三个基本模块承担的电压相同。如果某一时刻, 模块1已起动, 但模块2和模块3还均未起动。模块1承担的电压将因其向后级供能而降低, 模块2和模块3承担的电压则相应提高, 从而逐一启动。由于控制芯片有UVLO滞环控制, 首先起动的模块1将不会因其承担的电压降低而停止工作。
3 仿真与实验
为了验证均压原理的正确性, 用Sable仿真软件对图2所示的拓扑进行了仿真。仿真模型中, 桥臂电容C1～C6均为22 μF, 整流二极管正向导通压降为0.76 V, 输入电压VIN为1 000 V, 输出功率50 W。图3给出的仿真结果, 各曲线从上到下分别表示电容C1～C6的“+”端和直流负载线之间的电压。
图3 (a) 为三个基本模块变压器参数一致, 原边匝数均为75匝, 副边匝数均为112匝时的仿真结果;图3 (b) 为基本模块1变压器副边匝数偏小10%, 即副边匝数为101匝时的仿真结果。可见, 变压器原副边匝比对均压性能影响明显, 变压器原副边匝比偏大的模块, 其桥臂电容承担的电压较大。图3 (a) 对应的仿真输出电压为247.32 V, 图3 (b) 对应的仿真输出电压为238.61 V, 可以验证, 各电容承担电压的仿真值与理想情况下的理论分析结果 (按式 (1) 得出的计算结果) 相符。
4 结 语
在此提出了一种适用于高压输入的DC/DC小功率变流器拓扑。该拓扑采取模块化设计;控制策略简单, 各模块独立控制, 无需同步;该电路可实现自动均压均流, 无需附加措施, 且不存在环流危害。当输入电压Vin变高时, 只需增加输入侧基本模块的串联级数即可, 因此本电路在高压输入下, 特别是输入电压高达几千伏甚至上万伏时, 具有一定的实用价值。
参考文献
[1]Toru Tanzawa, Yoshinori Takano, Tadayuki Taura, et al.Design of a Sense Circuit for Low-Vlotage Flash Memories[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits, 2000, 35 (10) .
[2]Microchip Technology Inc.Datasheets of HCS Series Chips[Z].2001.
[3]周志敏, 周纪海, 纪爱华.模块化DC/DC实用电路[M].北京:电子工业出版社, 2004.
[4]孙铁, 惠春, 王芸.一种高电源噪声拟制宽线形范围CMOS压控振荡器设计[J].微电子学与计算机, 2005 (10) :64-67.
[5]王金明, 杨吉安.数字系统设计与VerilogHDL[M].北京:电子工业出版社, 2002.
[6]欧伟明.基于FPAG电路重构技术的电子系统设计[J].仪表技术与传感器, 2006 (4) :39-41.
[7]吕杰, 吴玉广.一种电流模式DC/DC降压型PWM控制器设计[J].现代电子技术, 2008, 31 (18) :8-10.
[8]张永新, 陆生礼.门控时钟的低功耗设计技术[J].微电子学与计算机, 2004, 21 (1) :23-26.
[9]郑耀添.并联均流技术在高频开关电源中的应用研究[J].微电子学与计算机, 2006, 23 (6) :169-171.
大功率LED产品模块化的剖析 篇7
LED产品的性能伴随着半导体照明技术的快速发展得到了很大的提高,在工业、商业等相关领域得到了积极的推广,获得了大量的应用实践。通过对传统照明发展过程的总结和归纳可以得出,LED产品进一步发展的必由之路就是采用模块化,这已成为了业界的广泛共识。利用模块化的便利性、灵活性来获得LED产品整体成本的降低、生产规模的扩大、维修更换的方便,以及升级换代要求。目前国际上主要的LED产品公司都已经有了相应的产品问世并逐步投入使用,取得了良好的使用效果和广泛的市场认可,积累了丰富的实践经验。下面将对大功率LED产品模块化的特性进行剖析。
1 大功率 LED 产品模块化的剖析
功率型LED芯片的工作特性决定了大功率LED产品的模块化形式,目前主流的为采用集成化封装的单颗大功率LED芯片。较早的LED产品模块化是从单一功能模块开始的[1],具有结构简单、门槛较低的特点,与当时的技术条件有较好的契合;随着大功率LED产品的应用及范围的扩大,出现了将某两种功能合为一体的、具有复合功能的LED产品模块。其主要的构成形式有:将光源模块与散热模块结合在一起,形成具有独立散热功能的复合模块,并且这类复合模块还可以作为基本的功能单元进行组合,构成较大功率、大功率及超大功率的LED产品。从工业设计的角度出发,对于不同的用途,通过配合具有不同形式机械和防护结构来统领LED产品的整体,使其成为有机的一部分,形成千变万化、相互关联的产品序列[2,3,4]。
1.1 单一模块大功率 LED 产品
单一模块主要是在小功率LED模块化照明应用的基础上逐渐发展的,具体是因为大功率LED产品的价格高,对于使用过程的可维修性要求较高,且维修的价值也更大。单一模块特点是功能专一、特性明确、易于加工等,并逐渐成为一种趋势,在较早时期的照明产品上应用较广。此外,要使上述的单一模块结合起来,各模块间还需要配合相应的接口,并且为了适应不同照明场合对光的特性(光型、光色)和功率的不同要求,各模块接口均采用可以方便拆卸的结构。具体说明如下。
1.1.1 LED 模块化工矿灯
图1中表示的为单一模块大功率LED工矿灯,主要用于室内高大空间,安装位置高、维护较为困难,且自身功率大,使用时发热量大。依据国家相关的规范要求,对其整体特性有较高的要求,以确保满足光输出性能和长寿命。整个照明的构成模块主要为:散热模块、驱动模块、光源模块、外加结构/防护部分以及相应的接口,具体的技术手段主要是:
●散热模块——对于大功率LED工矿灯,一般采用的为体积较大、散热能力较强的金属散热模块,尤其以铝型材加工成形为主,散热鳍片密度大且面积大,具有热传导和对流的两大功能,且对外一般都做成具有统一接口的独立形式,以方便应用。为提高使用寿命还改善散热效果,表面需要采用防腐、黑化处理。有时为了应对特大功率LED工矿灯的高散热要求,还外加强制风扇或者采用热管等其他方式来强化效果,这样整体装置复杂,成本较高,因此实际的应用范围受限;
●驱动模块——大功率LED工矿灯的驱动电源采用独立的模块结构,对外具有统一的接口。具体的结构是将经过整体老化的恒流驱动电源灌封在铝合金壳体内,这样既绝缘又利于散热,对外引出市电交流输入、驱动输出接口,有的还带有相应的控制、保护等接口。大功率LED工矿灯驱动电路的形式主要为高频开关恒流源,具有有源或无源功率因数校正、多路恒流输出和完善的保护措施。依据现场用途的不同,LED驱动模块分为内置式和外置式两种配置方式;
●光源模块——大功率LED工矿灯光源模块的发光部分一般选用大功率LED器件,并根据所用光源的出光特性及对LED产品光输出的应用要求,采用外加透镜、反光罩、均光罩等控光、配光元件将大功率LED阵列或集成封装的LED单独配光后,再配上良好的导热底座等整体封装在一起,形成具有一定光输出特性,且具有统一接口的单一独立器件,对外相应的引出便于连接光、电及机械接口;
●电气/机械接口——大功率LED工矿灯的电气接口是共生于相应模块上的,主要为交流电输入、驱动模块输出及控制等与光源模块间的连接,具有统一的规格便于更换;机械接口是为完成各模块间的、结构间的连接而设置的,也与相应的模块共生。
1.1.2 LED 模块化路灯
图2中表示的为单一功能模块大功率LED路灯的示意[5]。国家标准对道路照明有强制性的要求,特别是对其光输出特性有较高的要求,以确保行车及行人的安全。在实际应用中,灯的安装空间广大、自身的功率大、室外露天使用的环境苛刻。整个大功率LED路灯的构成模块主要为:散热模块、驱动模块、光源模块;以及外加结构/防护部分和相应的接口。
●散热模块——由于室外工作条件的严酷性,大功率LED路灯均以采用较大体积的铸铝散热模块为主,散热鳍片较厚且密度大,以获得尽可能大的散热面积。此外,为提高在室外使用时应对风霜雨雪等自然条件的耐候性,以及对灰尘、鸟粪等表面覆盖物的自洁能力,以便于进一步优化路灯在使用时的散热效果,表面均需要采用防腐处理,以及采用提高灯体自洁能力的措施;
●驱动模块——大功率LED路灯的驱动电源为独立的块状结构,为满足IP65的强制要求和保证长期使用时的散热,将恒流驱动电源灌封在铝合金壳体内,对外引出市电交流输入、输出、控制等相应接口;
●光源模块——大功率LED路灯的发光部分早期以采用大功率单颗LED阵列封装在一起为主,后期采用集成封装的大功率LED模组[6,7]。LED光源与配光元件、导热底座等结合在一起,形成具有一定光输出特性的单一独立器件,对外引出相应的光、电及机械接口;
●接口及结构/防护——大功率LED路灯的机械接口为各模块间、结构件间的连接;电气接口为交流电输入、驱动模块输出与光源模块以及控制的连接。各接口均采用可以方便拆卸的结构,对于不同的照明场合要求,在接口统一的前提下,可以通过相应配套模块的调整来改变灯的性能参数,配合不同的装饰外罩就可以形成具有不同特性的道路照明灯具,同时也方便维修时各模块的更换。
1.2 复合模块的大功率 LED 产品
复合模块是单一模块发展到较高阶段的必然。无论是从设计、生产的角度出发,还是从方案的最优化、生产的便利化和成本的最低化都要求大功率LED产品采用复合模块来进行。复合模块的构成方式有两种:一是将光源与散热进行组合成光源/散热复合模块;二是具有照明光源全部功能的光源/散热/驱动的复合模块。
1.2.1 复合模块构成及主要形式
复合模块的构成表述如下:
图3给出了三种大功率LED产品复合模块的示意。其就是将散热模块与光源模块进行最优化组合,形成完整的独立单元形式。左列为采用阵列LED光源与配光元件所形成的复合模块示意与实例;右列为采用集成封装大功率LED光源与配光元件所形成的复合模块的示意与实例。单个复合模块的功率一般在20-50W,主要是用于大功率室内外照明,具有规格统一、方便灵活、便于重复、方便组合等突出特点。
光源/散热复合模块本身具有发光和散热的双重功效,自身一般不具有驱动单元,需要配合驱动模块才能工作。此外,各模块间还要有相应的电气接口,以及与灯的结构/防护部分相关联的接口。各接口采用可以方便拆卸的结构,通过相应配套模块的调整,不仅可以改变灯的参数大小,同时也方便维修和更换。
图4给出了光源/散热/驱动复合模块示意。其就是将散热模块、光源模块和驱动模块进行最优化组合,形成完整的独立单元形式,具有照明光源所具备的全部功能,每个复合模块都经过了优化设计,具有功能完善、性能良好、易于加工和生产等特点,主要是用于进行大功率LED产品的组合。
图5给出了一维及多维方向的复合模块示意。其主要形式有:
图5中的 (a) 图为可用于一维的复合模块。其中,左图为采用大功率LED阵列的应用,散热器置于其上部,可称为“背式散热器”(见下剖面图),具有外型美观、使用灵活等特点;右图为采用大功率LED集成封装的应用,散热器置于其两端,可称为“侧式散热器”(见下剖面图),具有散热通畅、使用灵活等特点。
图5中的(b)图为可用于多维方向的矩形复合模块和圆形复合模块。其中,左图左边采用大功率LED阵列的应用,散热器为“背式散热器”;右边为采用大功率LED集成封装的应用,散热器为“侧式散热器”(见下剖面图),具有散热通畅、使用灵活等特点;右图为可用于多维方向组合的圆形复合模块,可以构成平面呈圆形或长圆形的大功率LED产品。散热器翅片的形状除了常规的片状外,还可以采用圆锥/圆柱形状,具有空气流通的无方向性,其他特性与矩形的相似,不再赘述。
1.2.2 复合模块组合的大功率 LED 产品
大功率LED产品可以采用复合模块通过组合方式来设计、生产和装配具有相似功能的、统一规格的系列化照明产品。在此,复合模块组合的LED产品主要是将上述图3及图4中的复合模块作为基本的单元来进行适当的组合。具体的组合方式有三种情况即:单一方向(一维)组合、平面(二维)组合和空间立体(三维)组合。复合模块组合的LED产品主要应用于大功率和超大功率照明,如:工矿灯/高棚灯/天井灯、隧道灯、投光灯、路灯及塔灯。下图分别给出了复合模块LED产品的组合示意,由此可以看出,复合模块组合的LED产品是现有大功率LED产品的重要发展方向。
1) 一维方向的复合模块组合
由一维方向复合模块组合形成的大功率LED产品是应用最广的形式,具有结构简单、变化灵活、加工简便、节约成本等突出特点。通过数个相同特性复合模块的组合,再配合相应的防护结构(外壳及连接件),就可以构成完整的照明灯具,并且通过改变模块的数量等就可以获得具有不同功率和应用特性的系列灯具。
图 6 复合模块一维方向组合的大功率 LED 产品的示意图
图6中给出了两种采用复合模块一维方向组合形式构成的LED产品的示意,通常设计成方便拆卸式。其主要的区别是:左图为采用单颗大功率LED阵列复合模块的组合结构(外壳及防护结构未示出,下同);右图为采用集成封装模组的复合模块组合结构。通过数个复合模块的组合,配合防护结构(外壳及连接件),可以构成完整的照明灯具。同样,通过改变模块的数量等就可以获得具有不同功率和应用特性的系列灯具。此外,检修时只要换上同规格的复合模块即可;
2)二维方向的复合模块组合
图 7 复合模块二维方向组合形成的大功率 LED 产品的示意图
图7中给出了四种采用复合模块二维方向组合形式构成的LED产品的示意,一般都设计成可方便拆卸的方式。其主要的区别是:(a)图为采用单颗大功率LED阵列矩形复合模块的组合结构(外壳及防护结构未示出,下同);(b) 图为采用集成封装模组的矩形复合模块组合结构;(c) 图为采用单颗大功率LED阵列圆形复合模块的组合结构;(d) 图为采用集成封装模组的圆形复合模块组合结构。通过数个复合模块的组合,配合防护结构(外壳及连接件),可以构成完整的照明灯具,通过改变模块的数量等就可以获得具有不同功率和应用特性的系列照明,主要是用于大型和超大型的LED产品,如广场、高塔、机库、车间等。
3)三维方向的复合模块组合
图 8 复合模块三维方向组合的大功率 LED 产品的示意图
三维方向复合模块组合的LED产品主要应用于对光输出范围有较大要求的场合,如道路交叉路口、广场及公园进口等。通过采用具有三维空间形状的框架来安装不同的复合模块,以达到具有三维空间的光输出目的和特别的照明效果。
图8中给出的为采用组合复合模块三维方向的两种用于道路照明的实例。其中,左图为在道路方向采用圆弧形框架的安装复合模块方式,以获得道路方向上较大的光输出角,满足道路照明的强制性要求;右图的照明为复合模块长边与道路方向平行(道路方向的光输出角由配光透镜完成),且光输出角度可灵活调节,以改变道路垂直方向上的光输出角度,再配合统一的防护结构就能够形成整体照明,并且改变模块数量可以获得具有不同功率和应用特性的系列照明产品,可拆卸式设计也具有维修的方便性。
2 大功率 LED 产品模块化的发展
LED产品的模块化是大势所趋,必将成为更加广泛的社会共识。特别是对于室内或室外使用的大功率LED产品灯具,为了减少不同灯具之间模块的加工量和组装的难度,降低生产和使用的成本,都需要采用LED复合功能模块来生产系列规格的产品,以提高灯具的使用性能。
此外,大功率LED产品的模块化只是解决了一家一户自身产品在生产、使用和维修中的问题,不能解决不同厂家产品之间的互换性问题。为此需要政府及各方联合起来,制定出各生产企业都能遵循的产品标准,解决不同LED灯具生产厂家的产品之间的互换性问题。只有这样才能使得大功率LED产品获得与传统照明一样的生产上的规格化、标准化,使用上的便利化和互换性,才有希望使更多的生产厂家一起推动LED产品的快速健康发展,为现代社会的能源节约贡献出一份力量。
3 结束语
综上所述,大功率LED产品模块化的发展方向及优势已经成为业界的共识,国内外主要的生产厂家都已经有了相应的产品问世,并在工业、商业领域获得了积极的推广,取得了良好的使用效果,积累了许多实际经验。本文介绍了大功率LED产品的模块化,以及大功率LED产品模块化的提出、产生和发展的演变过程,并对今后的发展提出了一些展望和期待,对于业界存在的问题,给出了相应的建议和解决方案。在此,由衷地希望大功率LED模块化照明获得更为广泛的市场认可和更加广泛的实际应用,并由此来获得更加便利、灵活的使用效果和良好的照明品质,为LED产品未来的发展进行不懈的努力。
摘要：大功率LED产品模块化的发展方向及优势已经成为业界的共识,从单一模块到复合模块的发展标志着LED产品从幼稚到成熟的过程。在介绍大功率LED产品模块化及构成类型的基础上,重点剖析了在大功率LED产品模块化中单一模块的代表:LED模块化工矿灯和LED模块化路灯;复合模块及主要构成形式,并给出了复合模块多维扩展的方式以及在道路照明上的应用实例,最后展望了今后的发展前景,提出了需要关注的问题和相应的建议。
功率放大器模块 篇8
如图1所示, 由于该机使用功率模块数较多, 一部发射机的PSM开关放大器本机是由26个双功率模块组成, 相当于52块独立的电压源 (又称开关模块) 组成, 出现故障的机率大。有时出现的故障比较难以判断。下面, 我结合一起发射机的实际故障, 与大家一起探讨一下功率模块故障的处理方法。
1故障现象
播音中发射机突然掉高压至STANDBY, 并显示屏流瞬态越限。再加高压故障依旧, 并且, 发射机在不加调幅时可开到400KW, 加调幅200KW都开不起来, PSM控制面板显示有2个功率模块不工作。经检查模块机箱, 发现模块39、40上的限流电阻R21、R22炸裂, 模块软启动回路的保险F6 (1A) 烧坏, 更换后试机, 故障依旧, 并听到有滋火声。
2故障处理
发射机末级屏流越限故障, 一般是由末级电子管及输出网络的电容、电感和PSM输出网络引起的。造成此类故障最多的是3Π输出网络里的电容, 但是这个故障却是由功率模块造成。而功率模块的开、关多少是PSM运算单元根据预设功率所需的载波电压和音频信号的大小来计算得来的。然后, 根据计算结果向所有的模块发送开通或关断指令, 来控制功率模块按规定数量循环导通。如果一个或几个模块有故障不能工作, 则PSM运算单元就会将故障模块排除在外, 按新的计算条件重新计算。只要在输出电压小于 (N-d) ·Ua的条件下 (d是损坏的、缺失的模块数, Ua为单个模块的平均输出电压, N为总的模块数) , 就不会对发射机输出的电压造成影响。我们发射机设置的最大故障模块数d是10个。就是说发射机损坏模块数不超过10个, 发射机就能正常工作。本故障仅指示两个模块故障, 为什么发射机就无法加上高功率呢。
双功率模块供电线路采用带中心抽头的星形接法。功率模块的供电为三相877V线电压, 经过一个由6个双整流二极管模块V1-V6组成的三相桥式整流器, 输出到每个单电源的直流电压约为580-590V左右 (如图2) 。公用的电源部分同时为双功率模块上的两个独立的单功率模块分别提供正、负电源, 正负电源可以通过独立的IGBT分别控制, 这样既减少了模块使用的元器件数量, 又提高了系统的可靠度。该部分设计的主要目标就是要尽可能减少线路中 (包括电容、固态开关、空转二极管) 的寄生电感分量。
功率模块采用了特殊的元器件布局及PCB板布线设计, 在双功率模块输出1.2KV (每个功率模块输出600V) , 80A, 开关频率为10k Hz, 占空比为50%的情况下, 每个双功率模块的损耗将小于500W。
如图2所示, 由于模块使用了大容量的电容组, 在高电压直接充电时产生的浪涌电流只能靠模块上很小的低阻抗分布电感分量来限制, 在这种情况下保险将不会起到保护模块的作用。为避免充电时产生大电流损坏设备, 模块采用了软开关电路。
分析故障原因:在限流电阻R21、R22到机保的线与末级屏流取样线X401搭上时, 并没有完全接上, 中间相当于有一个等效电阻r, 发射机开低功率时, 屏级电压低, 屏流小, 第20个模块上的电压低, 没有达到击穿R21与X401之间的电阻r的电压。发射机开高功率加调幅是, 需要合上的模块数多, 第20个模块上的电压就高, 造成R21、R22到机保的线与末级屏流取样线X401上的等效电阻r被击穿, 使发射机瞬态过流。