IGBT功率模块

IGBT功率模块（共7篇）

IGBT功率模块 篇1

1 IGBT

IGBT是通过在功率MOSFET的漏极上追加P+层而构成,是电压控制型元件,图1是IGBT的理想等效电路。由等效电路分析可得,在门极-发射极外加正电压使功率MOSFET导通时,PNP晶体管的基极-集电极间连接上了低电阻,从而使P N P晶体管处于导通状态;反之,当门极-发射极之间的电压为0 V或负压时,功率M O S F E T处于关断状态,P N P晶体管的基极电流被切断,从而处于断路状态。

IGBT模块一般由IGBT部和FWD部构成,它们各自发生的损耗合计为I G B T模块的功率损耗,一般F W D的反向恢复损耗在总损耗中所占比例很小,可以忽略不计。

IGBT部的稳态损耗(Past)和集电极电流、结温、驱动电压等因数有关:

Past=VCEsat·IC

其中,VCEsat=f(IC,VGE,Tj)

IGBT部的开通损耗(Pon)和关断损耗(Poff)和集电极电流、集电极-发射极电压、结温、开关频率、驱动条件等因数有关:

Pon=fs·Eon

其中,Eon=f(IC,VCE,VGE,RG,Tj)

Poff=fs·Eoff

其中,Eoff=f(IC,VCE,VGE,RG,Tj)

F W D部的稳态损耗(PF)和二极管电流、结温等因数有关:

PF=VF·IF

其中,VF=f(IF,Tj)

2 实验平台搭建

本研究的实验平台是5 k W光伏并网逆变系统,功率拓扑如图2所示。

该系统的工作原理:将太阳能电池板的输出电压Vi经过BOOST电路稳是到一个中间电压Vd,再经过半桥逆变将直流母线电压Vd变成高频方波,经过L C滤波后得到平滑的略大于电网电压的交流波形,通过功率继电器并联在电网上,达到向电网馈送能量的目的。

当输入功率或输出功率一定时,I G B T模块的稳态损耗一定,要将系统的损耗降至最低,应重点研究晶体管部分的交换损耗,在系统容许的范围内(开通/关断时间、尖峰电压、尖峰电流、开关应力、短路电流等)选取合适的驱动条件(驱动电压、门极电阻和输入电容),使系统工作效率最高。

驱动电压:+VG E=+15V,-VG E=-15V;门极电阻:RGon=RGoff=RG。驱动电路的简化形式如图3所示。

3 实验结果

实验测试结果如表1所示。

驱动波形如图4所示:图4a表示Rg=9.3,Cg=100n的驱动上升沿;图4b表示Rg=5.7,Cg=33n的驱动上升沿;图4c表示Rg=9.3,Cg=4.7n的驱动上升沿。

图4中,示波器CH2为±15V的驱动电压,CH1为IGBT的VCE。

交换损耗波形如图5所示:图5a表示Rg=9.3Ω,Cg=100n的交换损耗;图5b表示Rg=5.7,Cg=33n的交换损耗;图5c表示Rg=9.3Ω,Cg=4.7n的交换损耗。

图5中,示波器CH1为IGBT的VCE,CH2为ICE的电阻取样值,M A T H为二者乘积,表示交换损耗。

4 实验分析

首先,分析驱动电压+VGE和-VGE对IGBT损耗的影响。+VG E越高,开通交换时间和损耗越小,开通时(F W D反向恢复时)的对置支路越容易产生浪涌电压。但是+VG E越高,在IGBT断开时间段内,FWD反向恢复时的d V/dt会产生误动作,形成脉冲状的集电极电流,从而产生不必要的发热。-VGE越大,交换时间和损耗越小。d V/dt误触发的情况,在-VG E较小时也有发生。因此,上述实验在IGBT最大G-E间电压为±20V的情况下,选择15V的驱动电压。

其次,分析门极电阻RG对I G B T损耗的影响。RG越大,交换时间和交换损耗越大,但是交换时的浪涌电压会变小,同时,d V/dt误触发发生的几率下降。结合上述实验分析,当门极电阻增大时,关断时电压尖峰和开通时的电流尖峰减小,但换流时电压、电流斜率减小,开通和关断时间增大,开通和关断延时增大,交换损耗增大。为了分别控制换流时的电压、电流斜率,可以并联一个门极电容,这样换流时的电压斜率由RG和CGC(IGBT米勒电容)决定,而电流斜率由RG和Cg决定。Cg太大,则驱动的上升和下降沿太缓,损耗较大;Cg太小,则驱动上升沿的米勒振荡太大,容易造成I G B T的误触发。

综合以上分析和不断实验,选择5 k W光伏逆变系统半桥模块驱动电压为±15V,门极电阻为10.4Ω,门极电容为0.033μF,优化了IGBT的开关特性,使系统工作效率达到最大。

5 结语

IGBT的功率总损耗中交换损耗占绝大比重,IGBT的交换损耗跟IGBT的芯片技术、开关频率、电压、电流、结温、驱动电压、门极电阻、门极电容等有关,其中开关频率是主要因素。要想降低IGBT的功率损耗,必须选择合适的开关频率和驱动条件,一般IGBT模块,开关频率600V可到30k Hz,1200V可到20k Hz,1700V可到10k Hz,3300V可到3kHz,单管频率可相应提高。具体开关频率可根据系统的THD选择合适的参数。驱动电压一般选择±15V,如果是IGBT单管,驱动电压一般选择+15V和-6V。门极电阻一般为芯片数据手册中的测试电阻的1~2倍。门极电容一般为芯片的输入电容的5倍左右。上述驱动条件只是初期的一个参考,还要通过不断的实验和调试找出最优化的参数,使系统的各项指标达到一个满意的水平。

参考文献

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[5]曲学基,曲敬凯,于明扬.逆变技术基础与运用[M].北京:电子工业出版社,2007

IGBT功率模块 篇2

风电变流器作为风能转换系统中的枢纽,是影响风电机组及其入网稳定性的重要环节,但现有文献表明,风电变流器是风能转换系统中的薄弱环节之一,因变流器失效导致系统故障占的比重很大,而且其中超过50 % 的故障是因IGBT模块(6组IGBT及其反并联二极管构成)功率循环失效造成的[1,2,3,4]。此外,GB / T 25388.1—2010《风力发电机组双馈式变流器技术条件》对风电机组适应风况的能力提出了明确要求,其中一项重要指标是变流器在各典型风况下其平均失效时间MTTF(Mean Time To Failure)不小于2 a[5]。另外,风电变流器IGBT模块结温的大小、波动幅值及波动频率与风速密切相关,因此,风速可能对IGBT模块的失效产生影响[1,2,5]。综上所述,如何准确评估不同风况下风电变流器IGBT模块功率循环能力并分析风速对其的影响规律,以提高变流器可靠性显得十分重要。

目前,已有文献主要是基于器件结温来衡量变流器IGBT模块功率循环能力。如文献[6-7]利用评估手册MIL-HDBK-217F,分析了变流器拓扑结构对IGBT模块功率循环能力的影响 ;文献 [8] 利用电子设备评估模型,对混合电动汽车中逆变器IGBT模块的功率循环能力进行了评估。但上述评估方法仅关注结温平均值对IGBT模块功率循环能力的影响,而没有考虑结温波动的影响。文献[9-10]基于IGBT模块功率循环失效模型,分析了风速及风机参数对永磁同步风电机组网侧变流器功率循环能力的影响。但由于机侧变流器长期处于低频下运行,且运行频率随风速的变化而改变,使得机侧IGBT模块的结温波动幅值更大,且波动频率随风速随机变化,因此现有网侧评估模型很难对机侧变流器IGBT模块的结温波动信息进行准确提取。文献[11]分析了机组控制方式对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响,但分析模型假设各风速区间的风速为恒定值,并未考虑各区间内风速的变化。因此,有必要研究湍流风速下机侧变流器IGBT模块功率循环能力的准确评估方法。

基于此,本文在分析结温大小及波动对机侧变流器IGBT模块失效影响的基础上,结合双馈风电机组仿真模型,基于变流器实时运行参数,建立机侧变流器IGBT模块结温计算模型,并分析湍流风速对IGBT结温波动的影响 ;其次 ,考虑湍流风速导致器件结温随机波动的特点,提出基于雨流算法提取随机结温波动信息的机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型。最后,以某1.5MW双馈风电机组机侧变流器IGBT模块为例,对传统功率循环能力评估模型和本文模型的有效性进行比较,并分析年平均风速及湍流强度对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响。

1 机侧变流器 IGBT 模块失效模型

1.1 器件功率循环失效模型

功率循环是IGBT及二极管器件在工作中失效的主要诱因,这是由器件材料的热膨胀系数不同导致的。当器件的温度波动变化时,材料形成不同程度上的压缩或拉伸从而产生剪应力,最终使器件因功率循环疲劳累积而失效[10,11]。LESIT项目利用不同器件制造商的IGBT模块,通过功率循环试验,得出器件发生失效主要与结温及其波动幅值有关,见图1[12]。

图中,ΔTj、Tm分别为结温波动幅值及平均值。从图1可以看出,随着ΔTj或Tm的增大,器件可进行的功率循环次数减少,而且ΔTj对器件寿命的影响比Tm更为显著。基于器件失效机理,总结出器件的CoffinManson失效寿命模型[12]:

其中,Nf(Tm,ΔTj) 表示在Tm及ΔTj下器件可进行的功率循环总次数;A、α为与器件相关的常数,文中分别取值640、-5;Q为激活能量常数,取值0.8e V;R为玻尔兹曼常量。

为了预测在工作条件下器件的平均失效时间,通常采用线性疲劳累计损伤模型,由此,器件的平均失效时间tdevice可计算如下[12]:

其中,N(Tm,ΔTj)表示在时间段T内 , 器件所经历的结温波动幅值及平均值分别为ΔTj及Tm时的功率循环次数。

1.2 机侧变流器 IGBT 模块的平均失效时间

为衡量器件结温对机侧变流器IGBT模块失效的影响,本节基于器件功率循环失效模型,结合双馈风电机组拓扑结构(如图2所示),建立机侧变流器IGBT模块的平均失效时间计算模型。

由图2可知,机侧变流器IGBT模块由6组IGBT及反并联二极管组成。在由M个器件组成的系统中,系统的平均失效时间tsystem定义如下[12]:

则机侧变流器IGBT模块的平均失效时间tsystem可计算如下:

其中,tdevice_I、tdevice_D分别为IGBT和二极管的平均失效时间,其可由式(2)计算。

2 湍流风速对机侧变流器结温波动的影响

2.1 机侧变流器 IGBT 模块结温计算模型

为准确计算机侧变流器运行过程中IGBT模块的结温,本节基于开关周期损耗计算方法及机侧变流器功率模块热模型,结合机侧变流器运行参数,建立机侧变流器结温计算模型。

对于双极性正弦脉宽调制的三相变流器,IGBT与二极管基于开关周期的导通损耗PIc与PDc分别如式(5)、(6)所示[17,18,19]:

其中,uI、uD分别为IGBT、二极管的饱和压降;rI、rD分别为IGBT、二极管的导通电阻;i(t)为变流器输出电流;δ(t)为占空比;“±”内的“+”、“-”分别用于机侧变流器逆变和整流工作模式;m为调制度;ω为角频率;为交流电压和电流基波分量之间的相位角。

IGBT与二极管基于开关周期的开关损耗PIs与PDs分别如式(8)、(9)所示[17,18,19]:

其中,fs为开关频率;Eon、Eoff分别为IGBT额定条件下的单位开通、关断损耗;Udc为变流器直流侧电压;UN、IN分别为IGBT额定电压和额定电流;Erec为二极管额定条件下的单位恢复损耗。

单个IGBT与二极管的总损耗PI及PD分别表示如下:

机侧变流器功率模块的总损耗Ptot为:

机侧变流器功率模块的热模型如图3所示,则IGBT的结温TIj与二极管的结温TDj分别计算如下:

其中,ZIjc、ZDjc分别为IGBT、二极管的结-壳热阻抗,ZIch、ZDch分别为IGBT、二极管的管壳至散热器热阻抗,Zh为变流器功率模块散热器的热阻抗,上述热阻抗分别由各自的等效热阻及热容构成,其具体参数可根据厂商提供数据获取;Ta为环境温度;Δt为损耗持续作用的时间,且Δt=f / 2,f为变流器运行频率。

基于上述损耗计算方法及热模型,机侧变流器IGBT模块结温计算步骤如下 : 首先利用厂商提供数据,可得各项损耗特性参数uI、uD、rI、rD、Eon、Eoff、Erec、Un、In及热网络模型参数ZIjc、ZDjc、ZIch、ZDch、Zh; 然后,结合双馈风电机组仿真模型,在考虑机组控制特性的基础上,获取机侧变流器运行参数fs、Udc、m、、i(t)及ω,即可得到各时刻下的损耗PI、PD、Ptot,进而通过构建的热模型,便可获得IGBT或二极管结温。

2.2 湍流风速对结温波动的影响

为分析湍流风速对机侧变流器IGBT模块结温的影响,本文基于MATLAB平台,首先利用短期风速仿真模型[20],构造2组平均风速均为11m / s、但湍流强度分别为0% 及15% 的风速,以模拟恒定风速及湍流风速;然后,基于2.1节中建立的结温计算模型,以某1.5 MW双馈风电机组机侧变流器IGBT为例,对比分析恒定及湍流风速下IGBT的结温特性。双馈风力发电机组的主要参数如下:额定功率为1.5 MW;额定电压为690 V;直流侧电压为1 150 V;额定频率为50 Hz;额定转速为1 800 r / min;定子电阻Rs为0.00706 p.u.;转子电阻Rr为0.005 p.u.;定子漏感Lsl为0.171 p.u.;转子漏感Lr l为0.156 p.u.;定、转子互感Lm为2.9 p.u.;同步转速点风速为9.325m /s;恒转速区起始点风速为11.3 m / s;恒功率区起始点风速为12.3 m / s;切出风速为25 m / s。

图4为恒定和湍流风速下,机侧变流器IGBT结温。图4(a)为仿真风速;图4(b)为恒定风速下机侧变流器IGBT结温,由图可知其结温的Tm、ΔTj及波动频率均恒定,分别为57.8℃、11.5℃及6 Hz;图4(c)为湍流风速下IGBT结温,基于雨流算法对图中的结温数据进行统计可知,Tm的最大值为60.5℃、最小值为55.3℃,ΔTj的最大值为34.2℃、最小值为8.9℃,波动频率的最大值为12Hz、最小值为0.3Hz,由此可见,Tm、ΔTj及波动频率随时间而随机变化,尤其是ΔTj及波动频率变化较为剧烈。此外,对比图4(b)、(c)可知,湍流及恒定风速下结温的Tm相差不大,但两者结温的ΔTj及波动频率存在显著差异,尤其是湍流风速下存在具有较大ΔTj的结温,其可能对IGBT模块的平均失效时间产生较大影响。

3 IGBT 模块功率循环能力评估模型

3.1 基于雨流算法的随机结温波动信息提取

针对湍流风速下器件结温的Tm、ΔTj及波动频率均随机变化,导致传统结温提取方法[9,10,11]不能有效提取其结温波动信息的问题,考虑雨流算法具有简单、直观、计算量小等特点,本文提出利用雨流算法对随机结温载荷进行提取,以准确统计一段时间内器件结温的ΔTj、Tm及N(Tm,ΔTj)。

雨流算法由Matsuiski和Endo等人提出,主要用于分析材料的应力-应变演化规律[21]。其用于提取器件结温波动信息时的步骤如下。

a. 把结温-时间曲线旋转90°,采用竖坐标轴表示时间,横坐标轴表示结温,如图5所示。

b. 规定雨点以峰值(或谷值)为起点沿各层层顶向下流动,然后根据雨点的轨迹(图中虚线所示)提取器件结温波动信息:即雨滴从每个谷值外边(或峰值内边)开始流动,在峰值(或谷值)处竖直落下并继续流动,一直流到比起始点值更大的峰值(或更小的谷值)处停止;此外,若雨滴在流动过程中,遇到上层斜面流下的雨滴时也停止流动。当雨滴停止流动时,其轨迹就会形成一个闭合曲线,即一个完整的结温波动循环。

c. 根据结温波动循环的起点值To和终点值Ts,结温的ΔTj、Tm可分别由式(15)、(16)计算,且对应的结温波动次数N(Tm,ΔTj)加1。

d. 重复步骤b、c,直至结温-时间历程末点。

3.2 IGBT 模块功率循环能力评估模型

基于雨流算法提取随机结温波动信息,并结合风速的统计特性[22],建立机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型,其评估流程如图6所示,其评估步骤如下。

a. 将0~30 m / s的风速,以1 m / s为间隔,划分为30个风速区间,各风速区间的分布概率用fk表示,平均值用vk表示,湍流强度用Ik表示;根据年风速的统计特性[22],将vk取为各风速区间的中间值(即0.5、1.5、…、29.5 m / s);fk符合Rayleigh分布,其与年平均风速vave的关系如式(17)所示;Ik与年风速的湍流强度Iref的关系如式(18)所示。

b. 基于MATLAB / Simulink仿真平台,利用湍流风速仿真模型,得到各风速区间的时序风速,时序风速的持续时间为T(通常取600 s),并基于风电机组仿真模型及机侧变流器结温计算模型,得出各风速区间下机侧变流器IGBT模块的结温载荷,然后利用雨流算法提取Tm、ΔTj及N(Tm,ΔTj),再利用式 (1)—(4)计算各风速区间下机侧变流器的平均失效时间tk。

c. 结合各风速区间的分布概率fk,基于Miner线性累加原则,利用式(19)便可预测各区间风速综合作用下,机侧变流器IGBT模块的平均失效时间ttot。

4 年平均风速及湍流强度对 IGBT 模块功率循环能力的影响

4.1 年平均风速的影响

为研究年平均风速对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响,结合《风力发电机组双馈式变流器技术条件》[5]中定义的典型风况,选取不同年平均风速、相同湍流强度的4种风况(vave分别为6、7.5、8.5、10 m / s,Iref均为0.12),基于本文建立的机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型,以某1.5MW双馈风电机组机侧变流器IGBT模块为例,对其在上述4种风况下运行时,IGBT模块的平均失效时间进行计算,并将此计算结果与利用传统模型[9,10,11]的评估结果进行比较。机侧变流器参数为:Udc为1200 V;Ta为30℃;IGBT模块型号为FF1000R17IED_B2。其损耗参数:UN、IN分别为1700 V和800A;fs为4000Hz;uI、uD分别为3.1、1.2 V;rI、rD分别为3.3×10-3、2.3×10-3Ω;Eon、Eoff、Erec分别为260、350、120 m J。热网络参数如下:RI1—RI5分别为0.8、3.7、13、2.5、16 K / k W;RD1—RD5分别为2.19、8.41、21.94、2.56、16 K / k W;R6为5 K / k W;CI1—CI5分别为1、0.351 4、3.846 2、240、6.25 s·W / K;CD1—CD5分别为0.365、1.55、2.27、234、7.13 s·W / K;C6为166.7 s·W / K。

表1显示了不同年平均风速、相同湍流强度下,本文模型及传统模型的评估结果。由表1中本文模型的评估结果可知,随着年平均风速从6 m / s增大到10 m / s, 机侧变流器IGBT模块的平均失效时间从1.56 a减小到0.93 a。同时,表中传统模型评估结果也表明,IGBT模块的平均失效时间随着年平均风速的增大而减小,此变化规律与本文模型评估结果的变化规律相同,验证了本文模型的有效性。另外,对比表中相同年平均风速下不同模型的评估结果可知,本文模型的评估结果小于传统模型的评估结果,可见传统评估模型的结果偏乐观。这是由于本文模型同时考虑了风速平均分量和风速湍流分量,而传统模型仅考虑各风速区间内风速平均分量。此外,由表1还可知:各典型风况下机侧变流器IGBT模块平均失效时间均小于2 a,无法满足《风力发电机组双馈式变流器技术条件》[5]中的要求。

4.2 湍流强度的影响

为分析风速湍流强度对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响,结合变流器典型运行风况[5],选取年平均风速均为6 m / s,但湍流强度Iref分别为0.12、0.14、0.16的3种风况 ,基于本文建立的IGBT模块功率循环能力评估模型,对机组在上述风况下运行时,其机侧变流器IGBT模块的平均失效时间进行计算,计算结果如表2所示。

由表2可知,当湍流强度取最小值0.12时,机侧变流器IGBT模块的平均失效时间最大,为1.56 a;而当湍流强度取最大值0.16时,机侧变流器IGBT模块的平均失效时间最小,为1.29 a。由此可知,机侧变流器IGBT模块的平均失效时间随湍流强度的增大而减小。

5 结论

本文在分析结温平均值及波动幅值对机侧变流器IGBT模块失效影响的基础上,结合双馈风电机组仿真模型,基于变流器实时运行参数,建立机侧变流器IGBT模块结温计算模型,分析湍流风速对结温波动的影响,进而提出基于雨流算法提取随机结温波动信息的机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型,并以某1.5MW双馈风电机组机侧变流器IGBT模块为例,分析年平均风速及湍流强度对其功率循环能力的影响。所得结论主要如下。

a. 与恒定风速下机侧变流器IGBT结温相比 ,湍流风速作用下结温的平均值、波动幅值及波动频率不再保持恒定,而呈现随机变化的特性;且相比于结温的平均值,结温波动频率及波动幅值的大小受湍流风速的影响较大。

b. 与仅考虑各风速区间风速恒定分量作用的传统评估模型相比,本文提出的基于雨流算法提取随机结温波动信息的评估模型能同时考虑风速的恒定分量及湍流分量的作用,更能准确反映湍流风速对机侧变流器IGBT模块功率循环能力的影响。

c. 随着年平均风速及湍流强度的增大 , 机侧变流器IGBT模块的平均失效时间减小,功率循环能力减弱。

本文实现了湍流风速作用下变流器IGBT模块可靠性的定量分析;本文模型及结论为不同风况下风电场选择合适的IGBT模块,以提高其运行可靠性、降低运行及维护成本,提供了重要的理论依据。

摘要：为准确评估不同风况下双馈风电机组变流器的可靠性水平,提出一种机侧变流器IGBT模块的功率循环能力评估方法,并研究了风速对功率循环能力的影响。基于器件失效模型,建立机侧变流器IGBT模块的平均失效时间(MTTF)计算模型。结合变流器实时运行参数,建立机侧变流器IGBT模块结温计算模型,并分析湍流风速对结温波动的影响,进而提出基于雨流算法提取随机结温波动信息。根据提取的随机结温波动信息,结合风速统计特性,提出机侧变流器IGBT模块功率循环能力评估模型。最后,以某1.5 MW双馈风电机组机侧变流器IGBT模块为例,分析年平均风速及湍流强度对其功率循环能力的影响。分析结果表明:该变流器IGBT模块的MTTF其随着年平均风速及湍流强度的增大而减小;相比传统评估模型,所建立的评估模型更准确。

IGBT模块封装热应力研究 篇3

IGBT模块因具有驱动功率小、开关速度较快、容量大的特点而广泛应用在电力电子技术中, 在较高频率的大、中功率中占据主导地位。IGBT模块应用的电力传动装置上, 通常要求整个系统使用寿命较高, 在其工作期间, IGBT模块一般要经受数百万次开关工作, 因而要求器件具有非常高的可靠性[1,2]。

近年来, 研究人员对IGBT模块的可靠性进行了大量的研究工作, 取得了很多研究成果, 认清了模块的主要失效模式, 改进了可靠性仿真评估方法和可靠性实验手段, 完善了器件的制造工艺, 从整体上提高了IGBT模块的可靠性, 并在针对焊锡疲劳现象分析的基础上提出了大量模块寿命预测模型:Coffin-Manson、Solomon、Engelmaier和Miner[3]分别提出了基于塑性应变的疲劳模型;Knecht和Syed[4,5,6]分别提供了不同蠕变程度的疲劳模型;Dasgupta给出了基于全部应变能的模型, 而Liang认为基于塑性应变能的模型更精确, Heinrich和Darveaux则认为能量密度要比单纯的能量更符合实际情况;Stolkart总体考虑了焊锡各种应变产生的损伤, 将所有损伤线性累加起来作为计算模型寿命的依据[7,8]。

本研究探讨IGBT模块在工作温度变化产生的热应力对模块的影响, 特别是面积较大的DBC下铜层-焊锡层-铜基板3层结构的热应力, 将3层堆叠结构的热应力计算模型的计算结果与FEA有限元仿真结果做出对比。同时进行温度循环实验以观测DBC与基板之间的焊锡层损伤分层的动态过程, 并计算在特定热应力下分层率与循环周期的函数关系, 分析热应力对分层率的影响, 以实验结果对理论计算进行证实, 最终给出模块失效前分层率与热应力和循环周期的函数关系。

1 热应力模拟

1.1 二维热应力模型

IGBT模块封装具有一个不同材料组成的多层结构, 一般由芯片-焊锡层-DBC上铜层-DBC陶瓷-DBC下铜层-焊锡层-铜基板7层组成, 结构图如图1所示, 其中面积最大、对模块可靠性影响较为关键的是DBC下铜层-焊锡层-铜基板这3层。

a—焊接线;b—芯片;c—焊锡层;d—DBC铜层;e—DBC陶瓷;f—焊锡层;g—铜基板

由于各层材料不同, 其热力学行为也不相同, 当模块处于开关状态或者工作环境温度发生变化时, 多层结构中各层材料的热膨胀系数 (如表1所示) 不同, 导致热应力的产生, 从而使模块发生热蠕变疲劳失效及弯曲变形, 即人们所称的双金属效应。由于焊锡层材料的弹性模量较低, 大部分损伤发生在这一层, DBC下铜层与铜基板之间的焊锡层面积要比芯片下焊锡面积大得多, 这层焊锡及其上、下两层铜层形成的3层结构的热应力模型是研究IGBT模块封装热应力的关键[9]。

根据热弹性力学中的位移公式, 加载合适的边界条件, 可以计算出3层堆叠结构中各层交界面上的剪切应力。

根据热弹性力学可知, 堆叠各层位移由4部分组成, 即热膨胀位移、体作用力导致的位移、层间剪切应力导致的位移和结构弯曲导致的位移。各符号物理意义如表2所示, 温度变化为Δt的3层结构位移公式如下[10]:

式中:u11—铜基板在其与焊锡层交界面上对焊锡层的相对位移, u21—焊锡层在该界面上的位移, u22—焊锡层在其与DBC下铜层交界面上对DBC下铜层的相对位移, u32—DBC下铜层在该界面的位移, hi—各层厚度。

且:

式中:Ei*—各层材料等效弹性模量, 其中1、2、3分别指代铜基板、焊锡层和DBC下铜层;Ei, νi—各层弹性模量和泊松比。

各层剪切模量为:

各层由于热膨胀导致的作用力为:

式中:2l—3层结构的长度, τi—每层之间的剪切应力。

由边界条件u11=u21, u22=u32, 求解上述方程组, 可以得到:

其中:

1.2 二维有限元仿真 (FEA)

本研究采用表1中的参数设定ANSYS3层结构 (DBC下铜层-焊锡层-铜基板) 热应力仿真。

模型在膨胀和收缩过程中, 层界面处的对应点不能发生相对位移, 为满足这一条件, 本研究在建模时利用布尔操作对各层进行一体化处理[11]。仿真时主要观察焊锡层和其上、下两层界面之间的剪切应力, 因此笔者对焊锡层特别是焊锡层边缘进行了网格细化, 来提高计算精度。计算模型采用了八节点四边形单元, 网格划分后共有10 059个单元。

仿真结果如图2所示。

由FEA仿真结果可以看出界面间的剪切应力由层状结构中心处到结构边缘逐步增加, 在很大一部分区间内几乎为零, 接近边缘后开始急剧增大, 到边缘旁边一点达到最大值, 然后锐减。

铜基板与焊锡层之间的剪切应力和焊锡层与DBC下铜层之间的剪切应力的热应力计算模型与FEA仿真结果的对比图如图3、图4所示。图3和图4显示出热应力计算模型的计算结果与FEA仿真结果几乎重合, 精确度很高。从图3中可以看出, 热应力计算模型计算出的铜基板与焊锡层之间的剪切应力最大值为299 MPa, FEA仿真结果为289 MPa;从图4中可以看出, 热应力计算模型计算出的DBC下铜层与焊锡层之间的剪切应力最大值为299 MPa, FEA仿真结果为282 MPa;两者结果十分接近, 差别在于计算模型算出的应力最大值在边缘, 而FEA仿真结果的最大值出现在十分靠近边缘的一点, 导致上述现象的原因是, 出于计算简洁方面的考虑, 在热应力计算模型中, 没有在边界条件中加入应力的边缘释放效应, 导致热应力计算模型中应力最大处出现在最边缘的地方, 而实际情况中, 边缘应力松弛, 所以最大值会出现在贴近边缘处的一点。

1.3 模型参数对热应力的影响

通过合理调整IGBT模块封装中的各项参数可以有效地减少模块中最大热应力的值, 这样来提高器件的使用寿命进而提高IGBT模块的可靠性, 各层材料的E、ν、α是其固有特性, 所能更改的只有各层的厚度, 分别更改焊锡层、DBC下铜层和铜基板的厚度, 来观察模块最大热应力与各个参数之间的关系, 其结果如图5~7所示。

最大剪切应力与焊锡层厚度之间的关系如图5所示, 从图5中可以看到, 最大剪切应力会随着焊锡层的厚度增加而减小, 并且收益递减。同时焊锡层的厚度会影响到IGBT整个模块的散热, 进而影响到模块的温度变化, 因此对最大热应力与焊锡层的厚度要权衡考虑。

最大剪切应力与DBC下铜层之间的关系如图6所示, 可以看到最大剪切应力会先随DBC下铜层的厚度增加增大, 到极值后逐步减小。考虑到模块成本和散热的影响, 在保证机械强度的前提下, DBC下铜层应越薄越好。

最大剪切应力与铜基板厚度之间的关系如图7所示。图7表明, 最大剪切应力会随基板厚度增加而增大。尽管减小铜基板的厚度能够有效减少剪切应力, 但铜基板起到支撑和保护整个模块的作用, 因而基板不能做的太薄, 需要整体考虑最大剪切应力与模块的机械强度。

2 温度循环实验

2.1 温度循环实验结果

温度循环实验常用来检测模块封装可靠性, 重点分析DBC与铜基板之间的焊锡层损坏情况[12]。实验采用冷热冲击箱, 共进行两组。第一组实验循环条件为升温12 min使模块温度从-40℃上升至150℃, 然后保持3 min, 再经过12 min使模块从150℃冷却至-40℃, 再保持3 min, 完成一次循环, 循环周期为30 min, 模块温度变化为ΔT=190℃。实验共进行了600次循环, 在第0、50、150、300和600次循环后进行超声扫描 (SAM) 检测, 来观察DBC下铜层与铜基板之间的焊锡层损坏情况。第2组实验循环条件为升温4 min使模块温度从0℃上升至150℃, 然后保持1 min, 再经过4 min模块从150℃冷却至0℃, 再保持1 min完成一次循环, 循环周期为10 min, 模块温度变化为ΔT=150℃。实验共进行了1 800次循环, 在第0、150、600、900和1 800次循环后, 进行超声扫描, 检测DBC下铜层和铜基板之间的焊锡层损坏情况。温度循环实验结果如图8~11所示。

从上述超声扫描图片中可以看到, 在未经过温度循环时, 焊锡层内存在杂散分布的微小空洞, 经过温度循环后, 材料间热膨胀系数不同导致的热应力循环加载在空洞上, 使空洞逐步放大, 最终连接成裂纹;另一方面, 焊锡一般为两种以上的共融金属组成, 以常见的SAC305焊锡来说, 在焊锡凝固后, 富锡区和富铟区形成各自的晶格, 在疲劳应力的作用下, 晶格间逐步分离, 最终形成裂缝。裂缝更容易发生在封装的拐角处, 这是由于拐角处的应力最大, 从仿真结果和应力计算模型中也可看到与拐角处的应力相比, 靠近中心处的应力很小, 几乎为零;当拐角处裂缝形成后, 邻近裂纹的边缘变为新的应力最大处, 进而继续分裂, 使裂缝开始生长。

2.2 焊锡分层率与剪切应力的关系

由热应力计算模型可以算出, 当ΔT=190℃时, 最大剪切应力为τ=0.57 GPa;ΔT=150℃时, 最大剪切应力为τ=0.45 GPa。根据coffin-mason公式可知模块寿命与ΔT指数相关, 而由热应力计算模型可以得出最大剪应力与ΔT线性相关, 因而模块寿命与最大剪应力也为指数相关;并且模块经受的每周温度循环条件一致, 在其损坏前可以假定每次循环中模块承受的最大剪切应力不变, 这样每个循环周期中造成模块损坏的能量相同, 因而模块分层率与循环周期线性相关, 即焊锡分层率具有如下形式:

式中:D—焊锡分层率, τ—最大剪切应力, N—循环周期, D0—焊锡初始分层率。

由ΔT=150℃的温度循环实验结果可以拟合出模块A和模块B的焊锡层分层率与最大剪应力的关系, 并将得到的计算公式作为该模块分层率的预测公式, 用ΔT=190℃的温度循环实验来验证。

模块A的焊锡分层率计算公式为:

D=518.3τ16.38N+0.05 (18)

模块B的焊锡分层率计算公式为:

D=139.3τ15N+1.47 (19)

模块A和模块B的焊锡分层率随循环周期的实验结果与预测结果如图12、图13所示。从图中可以看到, 焊锡分层率随循环周期的增加基本呈线性增长, 到某一定值D'后, 增长速度开始变得缓慢, 这是由于分层导致焊锡层边缘一周不再具有连接作用, 焊锡层整体尺寸减小, 最大剪切应力相应减少, 分层变得缓慢。通常来说D'大于20, 此时模块整体热阻比循环开始前增加较大, 一般认为模块此时已经损坏。图12、图13表明, 拟合出的分层率公式与实验结果基本吻合, 尽管拟合公式没有能够在模块损坏、最大剪切应力降低后继续给出分层率的计算, 但在此之前的拟合结果与实验结果的一致表明该公式可以作为模块寿命预测的方法。

3 结束语

本研究探讨了IGBT模块中热应力对模块可靠性的影响, 依据理论计算出的3层堆叠结构计算模型与FEA有限元仿真结果接近, 可以利用计算模型简化研究IGBT模块中各参数对热应力的影响。通过温度循环实验观测到了焊锡层的损坏过程和裂缝生长现象, 同时验证了分层率与最大剪切应力之间的关系, 与理论结果一致。

参考文献

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[11]SHINOHARA K, YU Qiang.Fatigue life evaluation accuracy of power devices using finite element method[J].Fatigue, 2011, 33 (3) :1221-1234.

IGBT功率模块 篇4

目前, 国内IGBT驱动集成技术相对落后, 这种现象造成了大量的IGBT用户把自己的精力都浪费在研究驱动器的技术上, 导致企业的生产投入增加, 延长了产品研发时间, 浪费了大量的人力物力。

1 功率IGBT的驱动保护及其应用中存在的问题

(1) 功率IGBT的驱动保护电路设计不合理

不同的驱动电路构成了功率IGBT的栅极驱动电压, 驱动保护系统能否可靠运行的关键是栅极驱动电路是否有着良好合理的设计。如果IGBT栅极电压值良好, 必然会利于饱和压降的产生, 减少这个过程中的损失, 同时也会限制电路压力, 减少短路电流对功率IGBT驱动电路的损害, 所以必须要对IGBT驱动保护电路进行完善合理的设计。

(2) 功率IGBT驱动保护电路性能不稳定

由于功率IGBT驱动保护电路性能不稳定, 工作人员在维护其驱动程序时产生了很多麻烦。因此必须提高IGBT器件IGBT的耐压和抗干扰能力。

(3) 功率IGBT驱动器件功率损耗比较大

IGBT对信号传输反应延迟的时间要求很短, 所以当驱动电气输出输入信号时, 网格电阻必须要适合栅极电路的对应要求, IGBT开关损耗越多说明开关的过程越长, 这是严重阻碍网格电阻不能合理设计的原因。所以要想全面保护IGBT驱动电路必须要合理解决短路或过流故障。

2 功率IGBT的驱动保护及其应用中应采取的措施

2.1 合理设计功率IGBT驱动保护电路

在实际应用中, 为了保护功率IGBT驱动程序快速高效运行, 必须要设计合理的功率IGBT驱动保护程序。为了防止IGBT门源发生过电压, 应在IGBT门和源电极间加几千欧的电阻, 电阻应靠近门和源, 还应该在门和源间加一组反向二极管、稳压管系列的器件用来限制驱动电压。在此过程中, 我们要严格隔离驱动控制电路, 尤其是当IGBT电力电子装置面临高强度压力时, 简单实用的IGBT驱动保护电路, 其保护功能特别需要具备特别强的抵抗周围干扰的能力。

分立元件驱动电路已经过时, 并不适合当前的情况, 这是因为它的内部系统结构过于复杂, 集成程度相对较低, 这会非常容易失败。目前广泛应用的是IGBT驱动电路, 它由光电耦合器组成, 具有稳定可靠、性能良好的特点, 这是IGBT驱动保护电路的优势。

驱动IGBT模块主要采用的是东芝TLP250、TLP251两个型号的驱动光耦, 光电耦合器延迟时间长, 虽然反应慢但是体积小, 隔离的电源可以辅助光电耦合器的输出阶段。

为了能够有效提高IGBT的可靠性和一致性, 布线设计要采用厚膜驱动电路, 这样可以保密技术, 这种集成电路应用越来越广泛。

2.2 加强功率IGBT驱动保护电路的稳定性

为了让工作人员能够全面维护IGBT驱动保护程序, 必须要加强IGBT驱动保护电路的稳定性。

IGBT过压保护电路会应用到两种情况。

第一个是漏极电压飙升太高时, IGBT的安全不能得到有效保证, 其一个重要原因是非常快的开关速度会产生特别巨大的冲击波对安全造成威胁。解决措施是合理分布电感电路。

第二个是在运行过程中流失电流电压过高, 其对应的解决措施是降额设计IGBT驱动保护程序, 选择电压稳定的IGBT驱动电路, 侦测电压的运行情况, 为了能有效减少IGBT电极损失, 必须要对驱动保护电路进行缓冲, 降低高电压高电流分布主电路的电路感应, 它会让电流自动关闭, 为了减少电压过程开关次数, 必须要有效结合IGBT电压轨道, 实时对保护电路添加缓冲。

要降低电流变化率必须要控制放电回路电感, 切断电压输入。有两种IGBT过保护电路:低比过载保护和高倍数短路保护。过载保护不需要快速反应, 可以采用集中保护。为了保证IGBT驱动电路保护不受短路电流的危害, 必须要增加压降的饱和程度, 短路电流之所以能够对IGBT驱动保护电路形成危害是因为它持续的时间过长, 如果电流信号输出快, 栅极电压高, 断开IGBT控制装置输入, 就能够有效保护IGBT。

2.3 减小功率IGBT驱动保护电路的器件损耗

为了能够合理高效地利用能源资源, 必须要在实际应用中减小IGBT驱动保护电路的器件损耗。加强光电耦合器的输入信号能力, 它能有效地实现对驱动部分的实时隔离控制, 在功率IGBT使用过程中, 我们既可以保证驱动保护电路的安全, 也可以大大提高IGBT驱动保护电路的电路驱动能力。

在驱动保护电路原始供电过程中, 我们需要提供IGBT负面和正面的偏见, 因此我们需要一个30V的单电源。它的工作原理是通过一个5V稳定电压管道, 将20V电源电压逐步分割为5V电压。网格级别驱动电压提升20%, 这是由于驱动信号电平高。当驱动信号电平低时, 栅极驱动电路电压会自动下降到0V以下, 这就是网格的电位差造成的。

这些驱动测功器驱动IGBT的共同缺点是能力有限, 通常可以驱动IGBT最大的容量在200A/200V, 函数调用和糟糕的保护, 由于降低了栅极电压相位漏极电流减少, 所以软关闭当不短路电流下降率和更高的过电压。使用软门电压降和软关闭门驱动程序保护, 便可以有效限制故障电流振幅幅度和过程递减率, 从而保证在低电压、低电流时, IGBT轨迹可以安全运行。

我们应用单管IGBT半桥模块IGBT专门用来驱动保护电路, 当应用程序可以直接进入主电路的整体时, 感应加热系统为我们带来了方便。

3 结论

随着电力电子产品的功能越来越特殊, 其产生的作用不可忽视, 其典型就是IGBT驱动保护电路电子产品。功率IGBT驱动保护程序在交通领域、能源领域、工业领域的作用越来越被重视, 表明驱动保护电路正在朝智能化方向发展, 明显提高了电力电子器件技术。

参考文献

[1]卢红等.IGBT驱动保护与应用技术[J].电力电子技术, 2014 (33) .

变频器IGBT模块故障防范 篇5

1 提升机的电控系统组成

不同的提升机有不同的组成分, 但主要还是由调速管理、监控体系和控制系统等组成。调速管理系统主要由调速与供电两个系统组成, 监管体系主要由上位机与操作台构成, 控制管理系统主要由主控和辅控两个系统组合而成。执行机构, 其作用主要包括对电动机的起步、减加速、等速和停止等, 都需要进行控制。而主控系统的作用, 主要是用来完成对提升机的加减速、等速、爬行和停车等一系列运动变化过程的开与关的程度进行逻辑管理与控制。并给予相关的必要保护, 并与其它分系统的交换信号促使其共同完成进行将对提升机整个机体的积极管理与控制。而辅导控制系统, 它主要是提升机中各个回路相关的供应电源、控制管理回路的各个接口和辅助机系统的管理控制等。

1.1 提升机变频器的IGBT模块

对提升机来说, 其变频控制里的IGBT模块, 它更多的是一种复合多样的元件, 其主要成分包括MOSFET与双级型晶体管, 它是最核心的东西, 它的工作频率在里面是最高的, 比如在确定的程度范围内, 可以有效地满足提升机的加减速的平滑性等要求。但在这里, 要注意的是要保证其运行过程中温度的散热, 否则的话, 当其温度升高后, 其工作效能会降低甚至损坏。

1.2 提升机电控系统的部分参数

加大转变主井的提升方式方法, 比如变换为斜井串车等, 确保其电机功率的正常性, 确认其额定工作电压的稳定性, 保证其额定工作电流的畅通性, 加强电动机的更新换代, 积极改变电控变频零部件的与时更新, 提升其最大运行速度与效能。对提升机电控型号的更新力度, 尤其是IGBT模块。可以尝试在其外积极增加检测单元, 以保障其电压电流等参数的积极运行。

1.3 安全回路中断轴保护的原理

对于提升机的安全回路, 积极确保其中的断轴保护安装设置在提升机相关的深度指示器上。比如其十个永久磁铁对其邻近的传感器进行良好的感应, 紧接着PLC卓越地对感应信号的传递输出进行准确地监控与识别, 尤其是在当提升机立即加速以后的这段过程中。如果在几秒的时间内, 没有接受到相关的感应信号, PLC就会认为提升机的主轴没有进行工作, 就会立即启动安全制动。

2 IGBT模块损坏的原因分析

实际上, 我们知道, 造成IGBT模块的原因很多, 但其主要原因比如有提升机频繁的电控故障、电控柜内里的积尘导致的散热不良、本身工作的环境温度就高等。但最终都明白的就是其IGBT模块的温度升高后, 不能够有效快速地降下温度来。

2.1 提升机电控系统故障造成IGBT模块损坏

提升机的电控管理系统中的断轴保护部分, 尤其是深度指示器上相关的磁铁被碰落后, 尽管绞车仍然可以运行, 甚至加速到中速时, PLC没检验检测到主轴的信号时, 就会导致安全回路动作的发生, 进而使得控制回路立即启动安全维护, 导致液压站迅即停止工作, 无论是盘型闸还是滚筒等不能正常运行, 但变频器并没有立即停止工作, IGBT模块仍然在工作, 而且正发热, 而急需排热。如容易连续工作, 容易忽视的话, 很容易导致IGBT模块的损坏程度。

2.2 过载造成IGBT模块损坏

在日常的提升过程中, 尽管相关人员想抓紧时间, 因此加大提升任务量, 这样可能导致其超载提升的大量现象。尤其是超载提升次数过多, 就会使得IGBT模块在其负荷量之外工作, 也就是其设计的工作范围。因为温度过高后, 散热不及时, 加上温度上升的次数绵延, 就会加速IGBT模块的损坏。

2.3 工作环境温度过高造成IGBT模块损坏

我们知道, 在设计中IGBT模块位于里面, 如在日常的检查中, 对其维护力度不全面, 就会造成里面积蓄更多的灰尘, 影响散热程度, 尽管改变了电控室内的降温措施, 但效果并不是很理想, 还是容易导致IGBT模块的损坏, 不可避免。

3 预防措施

3.1 修正电控参数, 完善保护范围

积极加强变频器的正常工作情况, 比如安全回路在良好运行的状态下, 能够自身迅速地停止工作。而且可以有效地保证在IGBT模块温度升高的情况, 可以尽可能地减少或避免。这时需要相关人员的积极调整。

3.2 提升维护人员及操作司机的技术素质

积极通过事故查找深刻广泛的原因, 这样可以有效地检测提升机维修维护相关人员的在哪种程度上技术素质偏低的存在, 查漏补缺, 积极把握其故障点的准确程度与定位, 加强平时电控系统日常维修维护的自信心与勇气, 增强其胆量与仔细程度, 这样可以有效地避免在本身没有故障的情况下, 反而造成了大量的故障。因此, 要积极地提升自己的技术水平, 减少日常事故的发生率, 另一方面积极邀请专家的指导, 多吸取经验与教训, 多总结科学的规律, 以更好地应对。

3.3 改善电控室的降温方法

加强改换电控室的降温方式, 这样可以积极保证其降温效果, 而且可以防止其出现积尘, 比如换气降温, 比如空调降温, 给变频器和IGBT模块等创设一个无比美好的运行环境。这样对对于温度地过度升高导致的缺陷一种弥补与缓解, 另一方面也是对其更好的防范措施。

4 结论

在提升机发生了问题后, 应积极通过故障原因分析, 立即采取有效措施, 保证其正常运行, 实现最大效益化的工作。

参考文献

[1]李克奇.矿井提升机变频器IGBT模块故障防范的探讨[J].能源技术与管理, 2011 (6) .

IGBT功率模块 篇6

能量回馈单元又称为回馈式节能负载、有源前端等,主要应用在具有电机回馈制动、能量回收的场合,如势能回收场合(起重机等)、大惯量动能回收(离心机、轧机等)。它通过电机的回馈制动状态将势能和动能转化为电能回馈到电网,而不是通常情况下用制动电阻耗费掉电机回馈过来的能量。随着人们对各种机械设备运转节能的关注,越来越多的各种工业设备应用了能量回馈单元进行节能,因此能量回馈装置的可靠运行成为影响各种工业设备正常运行的因素之一。

2 能量回馈单元的基本工作原理

能量回馈单元的拓扑如图1所示。

能量回馈单元的基本工作原理:当电机出现回馈制动运转工况时,电机回馈的电能通过变频器的逆变电路整流成直流电,灌入变频器的直流母线电容储存起来,使得变频器直流母线电压升高。此时能量回馈单元与电网之间的IGBT桥式变换电路,提供这部分能量反馈回电网回路,实现能量向电网的回馈。

能量回馈的产生,不可避免地要与执行机构的运动状态改变联系在一起。而在实际工况下,执行机构的加减速时间很短,如:抓斗型卸船机在抓斗下降的过程中,将近10 t重的抓斗从下降速度约130 m/min减速到几乎为零的时间只有3 s左右;加减速时间缩短带来作业效率的提高,仍以抓斗型卸船机为例,抓举的工作周期为30～50 s左右,减速时间从5 s缩短到3 s就能提高大约5%的产量。作业效率的提高,对能量回馈单元的设计提出了挑战。在很短的时间内,电机制动产生的能量回馈到电网,能量回馈单元承受相应的过载。

针对抓斗型卸船机应用的能量回馈单元,从图2实测的波形图可以看出,在下降减速的一段时间内,电机反馈的功率迅速增大,超过正常处理回馈能量的30%～40%左右,同时伴有回馈电流尖峰出现。

冲击功率,或者说冲击电流尖峰带来的问题有:1)给安装能量回馈单元的电气柜散热设计带来挑战;2)给主回路中的各个器件的选型带来挑战,如电抗器的线性度、饱和磁密的增加,保护熔丝容量的增大等;3)IGBT内部Bonding线在此时承载着超高的电流,此时功率周次问题需要引起高度重视。

3 IGBT功率周次及其影响

功率周次的定义为:IGBT内部各个芯片之间连接的Bonding线在IGBT工作结温变化时,连接可靠性的程度。一般通过固定温度变化范围内,IGBT内部Bonding线可承受的工作结温变化的次数来进行衡量。

IGBT内部结构如图3所示[1]。

在IGBT的铜基板之上,通过焊接材料连接着绝缘衬底和DBC,DBC之上是焊接的芯片和连接芯片之间的Bonding线。功率周次的影响体现在Bonding线本身和Bonding线连接芯片的焊接处。

图4为从电子显微镜下观察到的IGBT内部Bonding线脱落及拉伤的情况[2]。

在回馈功率峰值出现的时刻,大电流流过能量回馈单元的IGBT芯片和Bonding线,载流相同的Bonding线之间的电动力以及铜铝线和焊料之间温升和热膨胀系数之间的差异,造成Bonding线的断裂或者Bonding线焊接点的脱落,宏观上表现为IGBT通态压降的增大。图5为IGBT技术资料中有关功率周次耐受能力的性能指标图[3],可以看出,随着芯片结温摆幅的增大,IGBT所能耐受的次数越少。由此不难推论,在能量回馈单元的应用过程中,过短的加减速时间会造成过大的芯片结温波动范围,缩短IGBT使用寿命。

根据IGBT热传导的T型模型[4]的等效电路不难理解,图6为IGBT在周期性过载条件下,内部温度波动的分布和范围[4]。

可以看到在散热器表面温度(Theat sin k)波动很小的时候,芯片的结温(Tchip)已经有很大的波动幅度。从另一方面来说,通过改善散热,降低散热器的温度对于减少温度周次的影响作用不大。

Bonding线损坏的直接结果是IGBT模块内部并联的芯片部分脱落出工作电路,剩下的芯片以及Bonding线承载电流相应增加,进一步加剧剩余Bonding线的脱落或者剩余芯片的损坏。从整体IGBT模块来看,主要表现是IGBT导通压降增加,损耗加大,进一步提高功率峰值导致的结温变化范围[2]。当所有Bonding线全部脱落或烧断时,一般此时正处于IGBT过流状态,脱落或烧断的Bonding线产生过大的di/dt,从而在IGBT的C,E极两端引起大的过电压,击穿此IGBT,能量回馈单元此时失效。

4 能量回馈单元的工作方式对功率周次的影响

能量回馈单元的工作方式主要有2种:工频回馈方式和高频PWM回馈方式[5]。

工频回馈方式———电网侧IGBT的开关频率与电网电压频率一致,每个电压周波的一段时间(一般在电压峰值点前后一段时间),IGBT开通,提供直流母线到电网的能量流通途径。此种回馈方式的优点:电路结构简单,回馈单元成本较低,IGBT的开关损耗较小、效率较高。缺点:电流冲击较大,回馈电能质量较差。

高频PWM回馈方式———基于PWM整流器的原理,实现能量在电网和直流母线之间的双向流动,一般的4象限变频器都采用此种整流方式。此种回馈方式的优点:电流冲击较小,回馈及整流工况下的电能质量较高,可以保持电网接口处的功率因数始终接近1。缺点:电路及控制相对复杂,成本较高,效率稍低。

将工频回馈工作方式调整为高频PWM方式进行回馈,图7,图8为相同容量能量回馈单元的回馈电流波形图。由图8可见高频PWM方式电流上升较缓,电流波动范围小,电流峰值较小。因此,IGBT的结温摆幅较小,功率周次耐受次数较高。同时,由于工作在较高的开关频率,网侧BOOST电感对电流冲击有较明显的缓冲作用。

5 优化功率周次耐受能力,提高系统运行可靠性

5.1 采用改良功率周次耐受能力的IGBT

近几年新推出的IGBT,均在功率周次、温度周次的耐受能力上进行了重新设计。各种IGBT功率周次耐受能力的区别如图9所示。通过改进IGBT芯片和Bonding线之间的焊接工艺、采用新型焊接材料、优化IGBT模块内芯片分布和散热等方式,取得了较好的耐受能力。以英飞凌第4代IGBT为例,比第3代IGBT功率周次耐受能力提高近5倍。图9对此进行了比较[5]。

5.2 在主功率回路上增加交直流储能元件

在主功率回路上增加交直流储能元件,如:增加直流母线储能电容,增大进线电抗器的感值等。增大进线电抗器的感值,能限制电流的过冲,降低IGBT芯片结温的摆幅。增加直流母线储能电容,能限制直流母线电压的上升速度,间接降低电流的过冲。

5.3 完善过流保护

在异常大电流情况下,采用断开主功率回路的办法,防止出现IGBT的结温超过其允许值,也可以防止重复出现过大的电流过冲,保护IGBT。

6 结论

在某港口的抓斗式卸船机电控系统节能改造过程中,使用某欧洲品牌的工频回馈工作方式的能量回馈单元,因为客户加减速要求较高,频繁运行一个月左右炸机。数次更换IGBT修复之后重复出现炸机,时间间隔相似。在采用自主研制高频PWM整流工作方式的能量回馈单元之后,满足了客户快速加减速的要求,同时也提高了电网接口端的电能质量。在该港口已可靠运行近2 a的时间,得到了客户的一致认可。

参考文献

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[5]Rockwell Automation.Understanding Regeneration[Z].Unde-rstanding Regeneration,2001.

IGBT功率模块 篇7

TSW2500型500KW短波发射机PSM核心组称IGBT控制模块ZSE21对PSM发射机功率部分有着致关重要的作用 , 它不仅负责PSM部分的正常工作还对发射机的实际工作状态有着数据采集和监测控制的重要作用。下面就着重介绍控制模块ZSE21在发射机工作链路中的重要作用。

1 IGBT 控制模块硬件描述

1.1 硬件接口

1.1.1 电源

电源采用一个带中心抽头的48V交流电源, 由功率模块板上的变压器T11提供, T11的初级取自模块三相电源的两相 (线电压877V) 。变压器的次级通过X11端子连接到控制板上。V24-1 (48V交流电源的一端) ;GND (中心抽头) ;V24-2 (48V交流电源的另一端) 。

1.1.2 电压电流测量输入信号

功率模块对以下电压进行监测, 输入端子分别为:X1-VB, X2-VB, X3-VD, X4-VD。VB-A2 (正电容电压0~+800V) ;VB-B2 (负电容电压0~-800V) ;VD-A2 (正功率模块电压0~800V) ;VD-B2 (正功率模块电压0~800V) 。使用一个LEM电流互感器进行电流测量, LEM输入端子为:X13, 其中包括LEM使用的±15V电源。 +15V (LEM正电源电压) ;I-LEM (电流互感器LEM的二次测输出电流) ;-15V (LEM负电源电压) 。

1.1.3 监测输入信号

监测保险开关和温度开关的输入信号, 使用的端子:X13。这两个信号都采用了二极管进行限幅, 范围是:0—5V。TEMP-IN温度开关输入, 内部连接上拉电阻到VCC;FUSE-IN保险开关监测输入, 内部连接上拉电阻到VCC。

1.1.4 IGBT 控制信号

分别完成对两个IGBT的驱动控制, 端子号为:X212和X222。A21-G1 (IGBT A21的门极驱动) ;A21-E1 (IGBT A21辅助发射极) ;A22-G2 (IGBT A22的门极驱动) ;A22-E2 (IGBT A22辅助发射极) 。

1.1.5 接触器控制

通过对接触器的控制, 系统实现了软开关功能, 接触器的控制线通过端子X13送到接触器线包:V24-1-K1接触器K1的控制线, 接触器线包的 控制电压 通过控制 板上的继 电器K121的常开接 点接到V24-1上 ;V24-1-K2接触器K2的控制线 , 接触器线包的控制电压通过控制板上的继电器K122的常开接点接到V24-1上;V24-2接到两个接触器K1、K2线包的另一端 (线包电压为48V) 。

1.1.6 光纤接口

光纤分为输入和输出。分别用于控制指令的接收和数据信号的回传。其中光接收端子为:A101和A111;光发射端子为:A102和A112。

1.1.7 串行接口

RS232串行接口用于连接外部终端 , 通过该接口可对模块进行测试。232驱动采用MAX232芯片, 串口通过DB25端子与外部设备进行连接。端子号为:X29。

1.2 硬件描述

1.2.1控制逻辑

由于该模 块使用16位单片机80C196KC和可编程 逻辑芯片EPM5128实现对模块的数字控制 , 使得控制功能具有很高的灵活性 , 并且可以根据新的要求不断对单片机或可编程芯片进行升级。下图所示为中央控制逻辑方框图。可编程逻辑芯片采用Altera EPM7160, 它可实现多达60个的TTL或CMOS逻辑门的功能;微控制器采用Intel公司的80C196KC, 是一个16位的CPU, 带有一个8个通道10位模数转换器和数字I/O端口。功率模块模拟量 (如电压、电流等测量信号) 通过A/D转换器获得, 低速监测和控制功能 (如保险监测、接触器控制等) 由数字I/O端口执行, 由于微控制器控制系统对于某些高速的控制功能 (如IGBT-A*、IGBT-B*) 来说速度太低, 所以系统所需的各种高速功能都综合在一起由可编程逻辑芯片EPM7160实现, 与系统安全有关的各种控制功能, 也是使用可编程逻辑芯片由纯硬件来实现, 这样可确保各项保护的实时性。

1.2.2 IGBT 控制

IGBT控制逻辑线路也是由可编程逻辑芯片EPM7160实现的 , 微控制器通过对可编程逻辑芯片允许逻辑的控制, 来实现对各种控制功能的封锁;同时有一条硬件的允许线用来实现快速封锁功能 (例如在过流时) 。控制系统也检测有关最小开关周期时间和最大开关周期时间, 以及可能发生的延长, 如果发生上述情况就会传送给微控制器。

1.2.3 电压测量

电容上的电压是由微控制器进行测量的, 测量线路由分压器、放大器、装换开关和低通滤波器组成。

输入的电压测量范围是800V。分压器采用6个150K的串联电阻与5.62K的电阻组成。800V对应分压器的输出电压为4.96V。为了测量负电压, 10HZ低通滤波器A11为同相放大, A12为反相放大器。当处于小电压的试验模式 (TEST) 时, 输入放大器可以切换放大系数1为放大系数20。功率模块的输出电压同电容电压的测量电路基本一致, 也是由微控制器进行测量的, 不同的是使用了比较器对输出电压进行检查。比较结果作为模块输出电压范围的信息, 被送到可编程逻辑芯片EPM5128。电源电压的测量采用间接手段实现, 实际测量的是控制系统的供电电压 (AC48V) 。电源电压是通过功率模块辅助变压器的变比计算得出的, 为了确保测量结果不受负载变化的影响, 使用一个单独的整流器, 整流后的输出电压通过一个分压器分压 , 送入一个低通滤波器后 , 送入微控制器。控制系统的电源电压是由测量电压的和来实现的, 如果缺少一个电压或电压超出允许偏差范围, 微控制器会立即发现。功率模块输出电流是通过电流互感器LEM变换来测量的。该互感器的电流变比是1:1000。通过不同的运算可以获得IGBT电流、模块输出电流, 并通过比较器得到一个过流信号I-MAX。电流互感器次级输出的电流信号经滤波后, 送入微控制器。输入放大器与前面提到的相同, 增益可以变化。当处于小电压的试验模式时, 输入放大器可以切换放大系数1为放大系数10。模块的过流保护信号也取自电流互感器的次级输出, 比较器的参考电位通过微控制器的PWM输出产生, 经低通滤波后还原为直流电位, 可以通过软件调节从0到200A的电流门限值 (ECAM中的I-MAX:60A) 。IGBT的电流测量, 是通过将电流测量信号与IGBT的控制信号 (IGBT-DR-A) 相乘, 经过10HZ低通滤波器后, 其结果是半个模块的负载电流平均值;由于我们可以假定负载是对称的, 所以可以设想另半个模块的负载电流也是相同的。

2 IGBT 驱动器

IGBT和MOSFET器件一样都是电压控制元件 , 模块上使用的控制电压是±15V。由于2个IGBT控制的模块电压都对地悬浮 (在电容电压上) , 所以同驱动器电源和控制信号一样它们的驱动信号也需要进行绝缘隔离处理, IGBT驱动器和其它需要隔离的电路一起被集成在一个独立的模块内。此外, IGBT的饱和电压也被监测, 当越限时IGBT将被关断 , 这种情况可能是由于过流引起的 , 因此这是一个非常简单但非常有效的过流触发方法, 这个方法能够检测到IGBT的短路情况, 并执行相应的触发。每个IGBT均由一个上图所示驱动器线驱动, 除了分立元件外, 其它所有线路元件都集成在一个单独的模块内。直流/直流转换器提供15V直流电压给驱动器和逻辑线路, IGBT门极激励信号太小可能会损坏器件, 为了防止这种情况的发生, 系统对15V电压进行了监测。同时IGBT的激励信号通过一个脉冲变压器进行隔离。饱和电压监测和直流电压监测功能被集成在控制逻辑中。故障信号通过光纤送回, 在供电电压太低或饱和电压故障触发时, 返回信号将被关断, 否则将一直打开。模块上使用的门极驱动器是HD680, 它是一个桥式电路, 输出电压为15V, 能够开断的峰值电流达8A。IGBT门极电阻为限流电阻 , 当使用东芝的IGBT时 , 门极电阻必须为5Ω。当使用西门子的IGBT时 , 门极电阻为3.3Ω。为了保证电阻偏差 , 可使用三个10Ω电阻并联方式, 其中一个采用焊接跳线的方式加入, 当使用西门子的IGBT时, 这个跳线必须插入。

3 结束语

本文针对发射机PSM部分IGBT控制系统的组成及工作原理做了重点描述, 通过上面的描述能够更加清晰的了解发射机IGBT工作系统中控制模块ZSE21的重要性及特殊性。

摘要：主要从TSW2500型500KW短波发射机PSM核心组称IGBT入手, 着重对其控制模块ZSE21其硬件接口和硬件功能描述和控制单元作了重点描述, 对发射机IGBT控制模块的工作方式有了直观的了解。