超宽带雷达（精选9篇）
超宽带雷达 篇1
超宽带雷达是一种新的雷达体制, 它具有高距离分辨率、低截获概率、抗干扰、反隐身、抗多径和特有的穿透力等常规雷达没有的优点[1]。为了提高雷达系统的发现能力、测量精度和分辨力, 要求雷达信号具有大的时宽、带宽能量乘积[2]。脉冲压缩可以使雷达在峰值发射功率大大降低的情况下同时获得长脉冲的高能量和短脉冲的分辨率两方面的优点, 它能较好的解决了雷达脉冲峰值功率受限和距离分辨率之间的矛盾。一般超宽带雷达信号都具有达GHz量级的信号带宽, 所以对信号产生和信号处理提出了新的、更高的要求, 传统的信号分析、处理的方法和工具对超宽带雷达信号已难以胜任。
子带滤波器组为解决宽带信号处理提供了新的方法。将较宽的宽带通过子带滤波器组的分析带通滤波器分解为若干个窄带, 这就可以用处理窄带信号的方法处理宽带信号。所以对于超宽带雷达信号进行脉冲压缩处理需要进行多通道并行处理。M.Skolnik等提出了基于时频变换技术的超宽带雷达脉冲压缩方法是针对线性调频信号的, 但不适合非LFM信号[3,4]。
提出了一种频域处理方法, 利用频域内频带分割和匹配滤波进行子带脉冲压缩, 然后通过插值和多通道综合处理, 实现超宽带雷达信号的脉冲压缩。通过仿真结果可以看出, 提出的方案可以解决超宽带雷达信号的高速采样问题, 提高了系统的分辨率和脉压的处理速度。
1频带分割
多通道综合脉冲压缩技术是用模拟滤波器组对超宽带信号频带分割[5], 这样每个子带上可以用相对低速的ADC采样, 再进行子带脉冲压缩, 然后通过子带脉压插值进行多通道综合。多通道综合脉压技术有很多优点。每个子带内的信号都是相对独立, 能进行并行处理, 数据量会大大降低, 子带内进行脉冲压缩的计算量也会减少很多;子带信号的数据量减少, 对于通道的硬件设计要求就会降低;子带脉冲压缩系统还可以提高宽带信号处理的实时性。图1就是多通道综合脉冲压缩系统的整个过程。
1.1时域频带分割
设f (t) 、g (t) 分别为发射信号和接收信号, F (ω) 、G (ω) 是它们的Fourier变换。令发射信号的频谱范围为[ω1, ω2], H为[-η/2, η/2]的理想矩形滤波器, 即
频带分割的滤波器组为
M是滤波器组的个数, 是大于 (ω2-ω1) /η的最小整数。
那么
子带信号是非零中频信号, 频谱范围[ω1+kη, ω1+ (k+1) η]。A/D转换前要先把子带信号都搬至零中频, 子带零中频信号fk (t) 和gk (t) 的Fourier变换为
1.2频域频带分割
频域分割原理:设发射信号的采样点数为N, 将采样后的数据序列存放在长度为Ns (Ns=2N) 的数组s中, 把数组s作为参考信号;通过发射信号和目标延时参数就可以得到回波信号, 把回波信号的Ng点采样数据的序列放到长度为Ns初始化是零的数组G0内。接着对S0、G0分别作长度为Ns的Fourier变换, 就可以得到参考信号和回波信号的Fourier变换。
与时域分割的不同, 频域分割是先将频谱划分为数个子带, 再把每个子带的数据分别存进到长度为Ns的不同数组中, 在子带中右边一半的数据存放在数组的最左端, 左边一半的数据存放在数组的最右端, 数组的中间部分进行了补零, 这样就可以在频域内实现频带分割。图2为采用频域分割的仿真图形。可以看出, 超宽带信号可以被分割成若干个窄带信号。
2子带脉压
2.1脉冲压缩原理
脉冲压缩技术是指雷达通过发射机发射宽脉冲信号而接收信号经过压缩处理后获得窄脉冲的过程, 脉冲压缩可以使雷达在峰值发射功率大大降低的情况下同时获得长脉冲的高能量和短脉冲的分辨率两方面的优点, 它较好的解决了雷达脉冲峰值功率受限和距离分辨率之间的矛盾[6]。同时, 加大脉冲的带宽可以使多普勒系统的分辨率提高, 相应也会提高速度分辨率。另外, 由于脉冲压缩技术是对回波信号作相关处理, 故系统还具有较高的抗干扰性。
2.1.1时域处理方法
时域脉压处理方法是通过对接收信号s (n) 与匹配滤波器的脉冲响应h (n) 卷积实现的。h (n) 是接收信号的s (n) 共轭镜像函数, 即在时域可以等效成求接收信号与发射信号的复共轭之间的互相关函数。脉冲响应h (n) 的采样点数和信号采样点数N一致, 则匹配滤波器输出y (n) 为
2.1.2频域处理方式
基于频域的正反Fourier变换法, 对输入信号做FFT, 再乘以匹配滤波器的数字频率响应函数, 再经过IFFT输出压缩后的信号序列。频域数字脉压的实现可以用式 (7) 表示。
式 (7) 中, h (n) 是s (n) 的共轭镜像函数, 即滤波器幅频特性与信号的幅频特性相同, 而其相频特性与信号的相频特性相反, 因此, 信号通过此滤波器后, 使得各频率的相位一致, 在输出端信号形成峰值。
2.2子带匹配滤波
由式 (4) 可以得到
式 (9) 中rk (τ) =∫gk (t) fk* (t+τ) dt是子带信号的互相关输出, 即脉冲压缩时域输出波形。
2.3旁瓣抑制
匹配滤波后, 其旁瓣电平较高, 在多目标环境中, 可能会存在每个目标的回波能量大小不一致, 从而导致回波的主瓣高度不一致, 主瓣较高的回波可能会将主瓣较低的回波信号淹没, 使得某些目标的回波信号无法识别, 出现判断错误, 降低距离分辨力。为了提高分辨多目标的能力, 必须采用旁瓣抑制或加权技术。
引入加权网络实质上是对信号失配处理, 它不仅使旁瓣得到抑制, 同时使输出信号包络主瓣降低、变宽[7], 这点在随后的仿真图中可以很明显的看出。在工程中, 只能在旁瓣抑制、主瓣展宽、信噪比损失等诸多方面折中考虑, 选择合适的加权函数。经典的降低副瓣方法就是加窗, 常见的窗函数有矩形窗、巴特利特窗、汉宁窗、海明窗、凯瑟窗等[8]。
图4给出了对LFM脉冲压缩信号分别加海明窗、巴特利窗和汉宁窗的结果, 从图4中可以看出:当不加窗时, 线性调频信号脉压后的主旁瓣比约13.4 d B, 加窗后, 主旁瓣比大大提高, 但主瓣展宽且幅度降低。加海明窗后主旁瓣比能提高到42 d B左右;比起海明窗, 加汉宁窗后主旁瓣比会下降为35d B;加巴特利特窗的效果最差, 主旁瓣比为27 d B。
3多通道综合实现
3.1脉冲压缩后插值的实现
在多通道综合之前要对子带脉冲压缩波形插值, 提高采样率, 使得采样间隔和综合脉压的采样间隔相同。采用Sinc函数进行插值, 下面对Sinc函数进行原理和实现方法进行介绍。
根据时域采样原理[9], 满足下面两个条件, 就能采样后的离散信号中无失真的恢复原信号:
(1) 信号时有限信号。
(2) 采样的频率满足奈奎斯特采样率。即实信号采样频率要大于原信号最高频率的两倍, 复信号采样频率要大于原信号的带宽[10]。
原信号频谱F (jω) 和采样后信号频谱Fs (jω) 的关系为
这表示如果要原信号不失真的出现在采样后的信号频谱中, 采样后信号fs (t) 通过频率响应是的低通滤波器, 截止频率要满足ωm<ωc≤ (θ-ωm) (其中θ是采样频率θ=2π/T≥2ωm) , 就可以恢复出原信号
所以当满足时域采样定理时, 根据采样值采用低通滤波器可以恢复出原始信号。
利用Sinc函数得到插值点的函数值有三种方式:①通过不断求和的方法计算每一个插值点的函数值;②通过卷积的方法计算得到函数值;③通过快速卷积的方法, 即FFT计算出。如果滤波器比较短但输入的序列比较长, 需要采用重叠相加或重叠保留方法进行快速卷积, 可以实现实时快速的处理。随着输入采样点的增多, 快速卷积算法的优越性能就越显著。下图是子带运用Sinc函数插值后的结果, 可以看出经插值后得到的信号主瓣变窄, 旁瓣也降低了。
3.2多通道综合
由式 (9) 可得:
可以看出综合脉冲压缩的幅值只和子带脉冲压缩的加权值相关。每个子带脉压输出进行插值提高采样率之后, 还要对子带的互相关函数进行解调使得它的频谱回到原来的位置上, 这样就可以对每个子带最后综合, 获得综合脉压波形
图6是多通道综合后的脉压波形图。有此图可以看出, 对于超宽带雷达信号通过频带分割和Sinc函数的插值得到脉冲压缩可以减少运算量, 主瓣变窄, 旁瓣也得到了降低, 从而提高了系统的分辨率。
参数的选取对于多通道综合脉压结果很重要, 应合理的选择信号时宽、频谱带宽、采样率、滤波器的带宽、子带脉冲压缩的采样率、插值函数等等。在实际中, 理想矩形滤波器是不可实现的, 现在已经研究出了多种近似可实现的滤波器, 降低了通道间频谱重叠对于整合系统的影响, 频带分割技术有效的解决了超宽带雷达信号难以直接进行A/D转换的难题。对于各子带插值的误差, 可能会引起距离栅瓣, 还需要对插值函数进一步优化, 提高准确度以及降低运算量。
4结束语
采用频域频带分割, 进行多通道综合脉冲压缩技术解决了超宽带雷达信号不能直接A/D转换的问题。这种技术目前是可以实现对于超宽带信号进行脉冲压缩的。对于频带分割的滤波器组要求不高, 不需要设计专门的滤波器。子带信号带宽比较小容易对其速度补偿。而且子带数目对于综合脉冲压缩性能的影响较小, 可以综合考虑设计出既经济又有效的超宽带雷达信号脉冲压缩系统。
摘要：超宽带雷达脉冲信号达到纳秒级, 采样速率需要高达数十GHz, 但目前还没有直接能采样的超高速模数转换器件。研究了利用多通道综合技术实现脉冲压缩。提出了采用频域模数转换的方法进行频带分割, 有效的解决了超宽带雷达没法直接A/D转换的问题, 对整个脉冲压缩系统进行了仿真分析, 验证了算法的正确性和有效性。方法不仅适用于线性调频信号信号, 也适用于非线性调频信号。
关键词：超宽带雷达信号,脉冲压缩,频带分割,频域采样,插值
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超宽带雷达 篇2
李庆娅 李晰 唐鸿燊
摘 要： 本文设计了一款差分微带超宽带天线，通过改变馈线和尺寸和接地板上缝隙的半径,优化了天线的性能，所实现的天线带宽为11.5 GHz，且有较好的辐射特性。在此基础上，通过在两贴片上对称地开槽，得到了在5 GHz处有陷波特性的超宽带天线。关键词：超宽带天线；差分天线；带阻特性
Research and Design of Ultra-wideband Microstrip Antenna
Li Qing-Ya, Li Xi, Tang Hong-Shen Abstract: In this paper, a differential microstrip ultra-wideband antenna is designed.It is optimized by changing dimensions of feeding line and radius of slot in the ground.The simulated and measured results show that the frequency bands of antenna is 11.5 GHz.Also, it has good radiation characteristics.Based on this, by etching the slot in the patch symmetrically, the ultra-wideband antenna with band-notch characteristics at 5 GHz is achieved.Key words: Ultra-wideband antenna;differential antenna;band-notch characteristics 引言
近几年,随着超宽带(UWB)通信技术的快速发展，对应用于短距离无线通信系统中的天线提出了更高的要求，不仅要求天线尺寸小、剖面低、价格便宜，易于加工并可集成到无线电设备内部，同时，还要求天线阻抗带宽足够宽，以便覆盖整个UWB频段。美国联邦通信委员会(FCC)规定UWB信号的频段为3.1 GHz-10.6 GHz。这个通信频段中还存在划分给其他通信系统的频段，如5.15 GHz到5.35 GHz的IEEE802.11a和5.75 GHz到5.85 GHz的Hiper-LAN/2。
在接地板上开缝是实现超宽带天线的方法之一，常见的缝隙形状如倒锥形[1]、矩形、半圆形、梯形[2]等。文献[2]中仿真优化并制作了一个小型化超宽带微带天线，在整个工作频段2.15-13.47 GHz内，该天线的回波损耗均在-10 dB以下，增益基本稳定在3~6 dB之间，并具有比较稳定的辐射特性。在超宽带天线的基础上通过在辐射贴片上开槽实现带阻特性，槽的形状有L形[3]、矩形[4]、E形[5]等，文献[5]提出了一种新型的具有双阻带特性的超宽带天线，制作出实物并验证了天线的超宽带和陷波特性，即在中心频率3.75 GHz和5.5 GHz附近的频带范围内具有良好的陷波特性。
本文首先设计了超宽带天线，研究了天线的回波损耗S11和辐射特性与天线环形接地板尺寸的关系，改善了天线的带宽。在此基础上，通过改变贴片和微带线的尺寸。并利用折合形开槽技术在贴片上开槽，有效实现阻带。2 天线设计
本文设计天线结构如图1所示。图1(a)中天线的辐射贴片，位于介质基板的上表面，图1(b)是刻蚀了圆形缝隙的地，位于介质基板的下表面；天线采用介质为RogerS RT/duroid 6006，相对介电常数为6.15，厚为0.5mm的介质基板，尺寸为 29.6 mm×33.6 mm；馈电部分为50欧的微带线。
(a)正面结构
(b)反面结构
图1 天线平面结构示意图 仿真结果
天线的设计尺寸为p2l=5.3 mm、p2x=2.7 mm、p1l=5.4 mm、p1x=0.23 mm、cr=13.4 mm。采用三维电磁仿真软件HFSS对所设计天线进行仿真，结果表明cr、p2l和p1x对天线的带宽影响较大。图2-4给出了这些参数变化时，天线的反射系数。当研究天线的某一尺寸与天线特性的关系时，保持其他尺寸不变。
图2给出了不同cr值时天线S11的仿真结果，可以看出工作频率的最小值fmin随cr的增加而增加，由2.5 GHz增加到3 GHz；工作频率的最大值fmax随cr的增加而减小，由13 GHz减小到11.8 GHz。当cr=13.0 mm时，带宽最大，为2.5-13 GHz，实现超宽带10.5 GHz。
图3给出了不同p2l值时天线S11的仿真结果，可以看出改变p2l的值对7 GHz处的S11值有明显改善作用。当p2l=5.0 mm时，7 GHz处的S11值变化明显由原先的-11.334 dB下降到-37.6264 dB。
图4给出了不同p1x值时天线S11的仿真结果，可以看出改变p1x对7 GHz处的S11值有明显改善，且当p1x=0.20 mm时，7 GHz附近的S11在-10 dB以下，并且带宽最大，达到2.68~12.63 GHz。
0-5fmin0-5-10-10S11(dB)S11(dB)fmax-15-20-25-30-35-4012-15-20-25-302345 cr=13.0mm p2l=4.0mm p2l=5.0mm p2l=5.3mm p2l=6.0mm*** cr=13.4mm cr=13.8mm cr=14.0mm67891011121314Frequency(GHz)Frequency(GHz)
图2不同cr时天线的S1图3不同p2l时S11与频率的关系
0plx=0.20mm-5plx=0.24mmplx=0.28mm42Gain(dBi)S11(dB)-10plx=0.30mm0-2-4-***89Frequency(GHz)10111213-62468101214Frequency(GHz)
图4不同p1x时S11与频率的关系图
图5增益图
4测试结果
根据前面的研究结果实现的天线如图6所示，天线的尺寸为p2l=5.0 mm、p2x=2.7 mm、p1l=5.4 mm、p1x=0.20 mm、cr=13.4 mm，使用Agilent公司的网络分析仪N5221测量了天线的S参数，结果如图7所示。对比图2中cr=13.4 mm和图7可知，天线测量结果与仿真基本一致，尤其在在6 GHz-13 GHz处较为吻合。天线的方向图和增益如图8-10所示。图8给出了天线增益，在3-8GHz，增益都大于3dB，最大值为4.11dB，而在3-12GHz，增益较低，尤其在11GHz时，只有-6dB。图9-10给出了天线在5GHz处的方向图，可以看出，天线在H面为全向辐射，在E面方向图为8字形，在其他频段的方向图与5GHz处的基本相同。对于实测与仿真结果的差距，可以通过提高加工精度和改进测量技术来得到改善。
(a)正面结构
(b)反面结构
图6 天线实物图
50-5S11(dB)0-5Gain(dBi)-10-15-20-25-30-10-15-20-354812Frequency(GHz)16200246810121
4Frequency(GHz)
图7 实际天线回波损耗S1图8 增益图
00-20-40-60-80-60-40-200210***027090 033030 co-pol cross-pol 0-30-60-90-60-30024027033030 cross-pol co-pol300603006090 120210180150
图9 H面方向图
图10 E面方向图 5GHz处实现有阻带特性的超宽带天线
为了进一步增加5 GHz附近的S11，减小这个频段的辐射，实现有陷波特性的超宽带天线，在圆形贴片上加载多边形槽线，其结构如图11所示，槽线的总长度计算公式为
Lslotc/{2f[(r1)/2]1/2}
(1)其中c表示光速;f为槽线的谐振频率;εr为介质板的相对介电常数[5]。根据陷波频带的中心频率为5 GHz，由式(1)计算出槽线的长度为15.84 mm.图12给出了fl3对S11的影响，由图知，当fl3改变时，即槽线的总长度改变时，天线的陷波频段也随着变化，当fl3=1.5 mm时，5GHz处fl3最大并在-10 dB以上；此时的增益图如图13所示，可以看出，当f=5 GHz时，增益由原来的3.2dB降为-1.68451 dBi，在其他频段增益基本没变化。
图11 开槽的正面结构模型
0-5-10-15-20-25-300246 fl3=1mm fl3=0.5mm fl3=0.9mm fl3=1.5mm8101214642Gain(dBi)S11(dB)-2-4-6246810Frequency(GHz)1214
Frequency(GHz)0
图12不同fl3时S11与频率的关系图
图13 增益图 结论
本文所设计的差分超宽带天线，实现了2.5~13 GHz的工作带宽，辐射特性良好。天线尺寸为：p2l=5.0 mm、p2x=2.7 mm、p1l=5.4 mm、p1x=0.20 mm、cr=13.4 mm。利用折合形开槽技术在两贴片上分别对称开槽，在5GHz处实现了阻带特性。参考文献：
混沌在超宽带雷达中的应用 篇3
关键词：混沌,超宽带,脉冲位置调制,相关处理
混沌信号具有如下性质:既非周期也不收敛, 对初始值敏感, 还具有类似噪声的宽频谱, 图钉型的模糊函数, 尖锐的自相关和近似正交的互相关特性, 可以提供无限多的混沌序列。正是因为以上的优点, 混沌信号能够作为理想的雷达信号。混沌信号的可控性和易产生, 使之对于噪声有易于使用的优势[1,2,3]。超宽带 (UWB) 信号已广泛应用于雷达, 主要有警戒雷达、探测地雷、穿墙雷达、汽车防冲撞雷达等。混沌信号的非周期性, 决定了基于混沌的雷达系统不会有距离模糊的现象, 同时也提高了雷达系统ECCM性能[4,5,6], 因此基于混沌的超宽带信号在雷达中的应用越来越引起人们的兴趣。
1 Chebyshev混沌序列
利用一维或多维迭代映射的方法产生离散时间序列是研究混沌现象时最常用的手段之一, 而其中一维函数迭代型混沌序列是目前混沌系统中研究最为透彻的一种数学模型, Chebyshev映射就是其中常用的一种, 方程表示如下:
式中:p是Chebyshev的度, xn为映射变量, 以初始值x0代入方程开始迭代, 就可以得到混沌序列xn。p≥2时, Chebyshev映射具有正的 Lyapunov指数值, 意味着Chebyshev映射产生的轨迹是混沌序列, 并且几乎所有位于 ( -1, 1) 区间内的初始值x0都可以产生混沌轨迹。Chebyshev映射产生的序列自相关函数是δ函数, 互相关函数是正交的。以上这些性质使得Chebyshev混沌序列十分适合作为混沌扩谱序列应用于雷达系统中。
2 高斯超宽带信号
超宽带最常用的信号脉冲是高斯脉冲[7]。高斯脉冲的中心频率和带宽完全取决于脉冲宽度, 中心频率是脉冲宽度的倒数, 带宽是中心频率的116%。本文研究采用p=4阶的Chebyshev映射产生的混沌序列对雷达发射的高斯脉冲序列幅度进行调制。高斯脉冲的时域表达式为:
式中:A为高斯脉冲的幅度;ΔT为高斯脉冲的有效宽度。
3 混沌幅度调制的高斯脉冲序列
脉冲幅度调制既可以改变脉冲幅度的极性, 也可以仅改变脉冲幅度的绝对值大小。本文所涉及的脉冲幅度调制只改变脉冲幅度的绝对值。将混沌信号作为雷达脉冲信号的调制序列, 具有以下优点:类似噪声的频谱;有着比传统的扩频序列更好的自相关和互相关特性及序列数目。混沌幅度调制的高斯脉冲序列表达式为:
式中:cn为混沌序列, 用于调制高斯脉冲。
图1为Chebyshev混沌序列波形, 其中实线为初始值x0=0.600 00的仿真波形;虚线为初始值x0=0.600 03的仿真波形。
图2为混沌幅度调制的高斯脉冲序列波形。信号的模糊函数为:
式中:x (τ, fd) 称为信号u (t) 的模糊函数。x (τ, fd) 沿着fd=0的截面为:
x (τ) =x (τ, fd) |fd=0=∫
式中:x (τ) 称为信号的距离模糊函数。
图3为采用Chebyshev混沌幅度调制的高斯脉冲序列作为雷达信号距离模糊函数的仿真波形。由仿真结果可以看出, 混沌序列调制的超宽带信号具有良好的自相关特性, 在时域具有较理想的主旁瓣比, 具有良好的距离分辨力。
图4为混沌幅度调制的高斯脉冲序列信号应用于雷达的原理框图。
对雷达的混沌信号处理通常采用相关法。混沌信号的相关就是将参考信号的延迟与实际信号的回波信号进行相关, 相关后的信号输出到滤波器组, 由滤波器输出的峰值可求出目标的距离等信息。相关器可以用模拟或数字的方式来实现。本文采用多路数字混沌序列产生器, 实现发射混沌信号的产生, 同时也实现信号延迟、复现的问题。多路数字混沌序列产生器负责产生不同延时的多路Chebyshev映射的数字混沌序列。不同时延信号与回波信号通过相关器组实现相关运算, 相关器组的输出经过滤波器可以得到目标的距离等信息, 并送数据处理机进行数据处理。通过控制多路数字混沌序列产生器产生不同时延间隔的Chebyshev映射序列的数字信号, 即可实现不同的距离分辨率。由于多路数字混沌序列产生器可以产生不同初始值x0的Chebyshev映射数字混沌序列, 因此可以随时改变发射的混沌信号波形。
4 混沌脉冲位置调制
等周期的超宽带脉冲序列的频谱为梳状谱, 脉冲功率被扩展到梳状谱中。由于信号覆盖了众多的通讯频段, 规则的梳状能量谱有可能在短距离内影响现有的其他窄带无线电系统。为了确保通信质量, 可以通过改变脉冲与脉冲之间的时间间隔来消除梳状谱。所谓脉冲位置调制 (PPM) , 即在固定的脉冲重复时间间隔的基础上, 根据调制信号的取值来增加延时偏移。这样就能使射频能量更均匀地分布在带宽内, 功率谱也将更趋于平滑, 从而减小对其他系统的干扰。本文采用基于混沌序列对高斯脉冲位置进行调制。脉冲位置调制的混沌序列为:
式中:T为脉冲重复周期;cn为混沌序列, 用于调制高斯脉冲位置。
图5为等周期的高斯脉冲信号的频谱, 图6为脉冲位置调制后高斯脉冲信号的频谱。由仿真结果可以看出, 采用混沌序列对脉冲位置调制后, 脉冲序列的频谱得到平滑。
等周期高斯脉冲信号存在距离模糊的缺点。图7和图8分别是等周期高斯脉冲信号和基于混沌序列脉冲位置调制的高斯脉冲信号距离模糊函数仿真波形。
由仿真结果可知, 基于混沌序列的脉冲位置调制信号具有良好的测距性能, 不存在距离速度模糊。研究表明, 基于混沌序列脉冲位置调制的高斯脉冲信号是低截获概率信号, 具有很强的抗干扰能力。
5 结 语
混沌序列是由确定性系统产生的随机现象, 是随机性和确定性的完美结合。采用Chebyshev混沌幅度调制的高斯脉冲序列作为雷达信号, 具有较低的距离副瓣和良好的距离分辨率。进行目标检测和成像时, 虚警率低, 易分辨相互靠近的目标。采用基于混沌序列的位置调制的高斯脉冲串信号能够消除距离模糊, 增加雷达系统的抗干扰能力。采用混沌序列作为雷达信号的调制信号, 在雷达信号产生中有着良好的应用前景。
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超宽带无线通信技术如何发展论文 篇4
一、超宽带无线通信技术的概述
1.1超宽带无线通信技术的概念
超宽带无线通信技术是在传统无线通信技术的基础上发展起来的，其将宽带的流通速度和范围都在一定程度上进行了提高，实现了很大程度的突破。当前，超宽带无线通信技术在应用过程中，主要在传播介质方面进行了改变。超宽带无线通信技术应用的是短波脉冲信号，所以其信号发射持续时间有限，但能够占据的频率和级别却很高，所以说超宽带无线通讯技术在传输速度上实现了惊人的提升。
1.2超宽带无线通信技术的特点
目前，超宽带无线通信技术已经普遍的应用到家庭、办公、交通、军事、网络媒体等多个方面了。其能够在取得如此大的成就，与其应用特点是分不开的，主要体现在一下几个方面。第一，数据传输速度快。超宽带无线通信技术在传输中应用的是达到千兆赫之上的超级宽带，所以其在数据传输中速度是非常快速的。第二，数据传输距离短。在信号的传输过程中，信号受到距离和高频信号的影响之后会出现信号强度减弱的现象，所以在使用过程中更加适合短距离数据的传输。第三，凭据发射功率低。在距离较短的.通信中进行超宽带无线通信技术的应用，其发射功率一般都在1mW以下，在这种情况下超宽带与窄宽带之间能够达到很好的平衡性，从而促进无线频谱使用效率的提升，使得无线频谱资源紧张问题得到有效的控制。第四，多径分辨率高。超宽带具有一定的隐蔽性，所以其保密性能是很强大的，而且其在应用过程中采用的是持续时间极端的窄脉冲，所以其分辨率很好，能够为定位、测量以及追踪提供便利。同时，窄脉冲的高穿透性也有利于其在红外线通信中的应用。第五，便捷性。超宽带技术使用的是基带传输技术，而且设备体积小，成本低，应用起来灵活便捷，适用于便携型通讯的使用。
二、超宽带无线通信技术的发展
在我国超宽带无线通信技术的发展还存在尚不明确的问题，但是市场对超宽带无线通讯需求的增加，使得我国超宽带无线通信技术的一直处于不断更新与发展的过程中，并呈现出了技术水平不断提高的趋势。同时，在超宽带无线通信技术水平发展的同时，涌现出了很多的宽带技术和产品，在市场中得到了广泛的应用，并取得了很好的效果，受到了广大群众的认同。以往的无线通信技术是利用正弦载波技术发展起来的，这与超宽带无线通信技术是两个概念，所以在数据传输的方式上也存在一定的差异性，这就使超宽带无线通信技术的发展受到了一定的阻碍。因此，在对超宽带无线通信技术进行研究时，要将研究的重点放在数据传输方式的限制突破上，使得电路、电磁场和超宽带的脉冲等都能够结合到一起，进而使超宽带通讯系统的理论建设提供基础。再后超宽带无线通信技术的发展要从以下几个方面展开。首先，加强多址技术与追踪技术的研究与应用。其次，进行高性能超宽带无线通信传输系统的研发。
再次，在现有技术的基础上进一步研究调制技术与数字编码技术。最后，对IP协议进行完善。在对上述几个方面进行研究时必然会受到一定的挑战，但这也是超宽带无线通信技术未来的主要研究方向。超宽带无线通信技术使用的是整个频谱，所以其在社会生产生活的各个领域当中都有所应用，尤其是现代化智能领域更需要超宽带无线通信技术的支持。超宽带无线通信技术在人们生产生活中的广泛应用，改变了人们生产生活的全部面貌，数字化、智能化时代逐渐到来，而这种广泛性的应用也使得人们的工作越发便捷，效率不断提升。因此，超宽带无线通信技术未来的发展还应该将各个领域与层面更加深入的接触，以实现其更大的价值。
结束语：
综上所述，超宽带无线通信技术是随着现代科学技术的发展而出现的一种新型的无线通信技术，其在人们生活中的应用，为人们提供了极大的便利，提高了人们的工作效率，推动了我国无线通信技术的健康发展。从超宽带无线通信技术现阶段的应用情况来看，虽然实现了大范围、宽领域的应用，技术也趋向成熟，但在具体的应用过程中还是具有一定的局限性。但随着我国限制政策的逐渐取消，我国正准备迈入5G时代，这对于我国无线通信技术来说是一个巨大的挑战，也是标志我国无线通信技术发展的重要举措。所以说，我国的超宽带无线通信技术整发展前景十分可观。
参考文献
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超宽带雷达 篇5
超宽带穿墙探测雷达 (UWB-TWSR) 是一种能够穿透墙壁等非金属介质，对建筑物内运动的人员以及其它隐藏活动目标进行探测、跟踪和定位的超宽带雷达系统。通常它与探测对象之间存在某种介质屏障 (非空气介质，本文所讨论的是墙壁) ，该介质屏障使雷达和目标处于不同的自由空间，并且阻断了可见光谱、红外线和部分高频电磁波。由于这种体制的雷达发射信号的频带极宽，使其在目标识别、探测隐蔽目标和目标成像等领域显示出巨大的潜力。在UHF/VHF频段，已研制出机载UWB-SAR成像雷达系统，对树丛隐蔽目标的实验初步显示出其威力。在目标特性的研究方面，由于它的超宽带和高分辨率特性，可获得复杂目标的精细回波响应，对目标识别极为有利。
随着现代军事技术的发展和新出现的反恐战争的需要，越来越多的军事研究人员意识到大规模的城区巷战将成为未来地区冲突和局部战争中的重要作战形式，如何在城区巷战中提高作战人员对周边环境 (建筑群、堡垒和地下掩体) 的态势感知、侦察与探测的能力已经成为各国军队的迫切需要。同时，随着反恐斗争的深入，如何有效地对隐藏在建筑物内和障碍物后的恐怖分子和人质进行状态分析和精确定位将很大程度上决定人质营救的成功率。
基于以上超宽带雷达的优越性能，目前普遍认为它在军事、反恐、医疗、警戒、安检、救灾等领域具有重大的应用前景。
超宽带穿墙雷达发射的信号为无载波的纳秒级窄脉冲信号，中心频率在850MHz左右, 带宽800MHz，可以算出回波信号上限频率大概在1.3GHz左右。如果直接实时采样，对A/D转换器的转换速率要求极高，至少需要采样率为3.6GHz的ADC。而本系统要求显示的刷新率仅为3次/秒，可见如果采用实时采样的话，A/D转换器的转换速率与系统刷新率之间存在着很大的速率不匹配的矛盾，而且，采用超过3.6GHz采样率以上的ADC对PCB布线及设计有非常高的要求。为此本文设计了基于等效时间采样的方法对雷达回波信号进行了研究、设计和仿真。
（二）等效时间采样原理
实时采样是在信号的一个周期内多次采集信号的瞬时值，用其包络反映原信号。根据香农 (Shannon) 采样定理，为使被采集的信号不失真，采样频率必须为信号频率的2倍以上。对于高频、快速的信号采集，实现难度较大。
等效时间采样如图1所示，对周期为T的重复信号，使采样周期为T+Δt，在信号的每个周期只采样一个瞬时值，且每次采样的位置都较前一次延迟Δt，将采集到的样本在时间轴上重组，可复现原信号的1个周期。其结果与采样周期为Δt的实时采样等效。等效时间采样相当于将原信号U (t) 在时间轴上放大 (T+Δt) /Δt倍，然后进行周期为T+Δt的实时采样。该方法可降低对器件速度的要求及实现的难度。
（三）等效时间采样系统设计
对于本UWB穿墙探测雷达等效时间采样接收系统，如图2所示，探测雷达系统通过接收天线接收回波信号，再通过低噪声放大器对信号进行放大，然后送入取样器;取样器的另一个输入是选通脉冲信号，该信号来自采样脉冲发生器，它由一个微控制器控制一个时钟发生器，产生一个周期的信号，来触发采样脉冲发生器来产生一个周期的脉冲，而微控制器由CPLD、DSP、ARM构成。
而其中取样器的设计是等效时间采样技术关键之处，如图3所示，取样器由四个二极管开关构成了桥式采样门，每个二极管的正向导通电压为0.34V，导通后，每个二极管的可以近似为12欧姆的电阻。来自脉冲产生器的采样脉冲由射频变压器转换成对称的差分脉冲，加到桥式二极管两端，一般取电压大于两个二极管的导通电压，即0.7V，则二极管导通。
取样器可以看作是一个俺取样脉冲周期性接通的开关，当取样脉冲到来时，则输入脉冲的瞬时电压对电容C充电，这个过程称作取样。在两选通脉冲间隔期间，二极管截止，C上的取样电压一直保持到二极管下一次导通。这个保持电路，是通过C向一个大电阻放电来实现的，这个过程称为保持。如此持续进行，在电容C上形成误差电压U0。误差电压在时间上被延长，在幅度上呈阶梯状。
采样后的信号要通过一个大的电阻放电进行波形保持。大电阻的选择采样输入电阻很高的结型场效应管来实现。
（四）采样门电路仿真
最终的采样门电路仿真电路图如图4所示，仿真工具采样安捷伦 (Agilent) 公司的ADS仿真软件。输入脉冲信号Vin为模拟的超宽带穿墙雷达回波信号，其峰值49mV，周期为100ns，脉宽为1.6ns，见图5。选通脉冲信号Vpulse采用幅度为1V、周期为100.1ns，脉宽为600ps的脉冲。
仿真结果如图5所示，其中Vout、Vout2、Vout3分别表示取样二极管取样输出、结型场效应管保持输出、放大输出。
从上面的仿真结果可以看出，放大输出的波形Vout3的轮廓和输入脉冲信号Vin近似相同，而且每个阶梯的持续时间和输入信号的周期在数值上相等，说明该采样保持电路的起到了保持作用。并且本采样门电路中的缓冲保持的时间也满足了设计要求，基本上实现了等效时间采样的功能。
（五）小结
本文创新点在于针对超宽带穿墙雷达回波信号特点，采用等效时间采样技术进行处理，仿真结果也证明了这是一种行之有效的方法，同时也减轻了后端A/D转换器的与分辨率之间速率不匹配的矛盾。而且该技术也适用于处理其他周期性宽带信号或周期性特高频信号。总之，等效时间采样技术在处理超宽带穿墙雷达回波信号方面具有很大的优势。
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超宽带雷达 篇6
超宽带穿墙探测雷达在现代战场上有着举足轻重的作用,其最基本的功能就是利用目标对电磁波的反射回波来发现目标,并对其进行监控。由于超宽带信号可以穿透墙体等障碍物,因此可以对墙体后的目标进行探测,其在灾难救援、军事反恐等方面都有着重要的应用价值[1]。笔者对回波数据处理部分进行了分析,使用了DSP和FPGA作为处理平台,DSP主要是对回波信号进行运算及处理,FPGA主要负责采集回波信号、显示目标位置以及控制系统等功能。FPGA为主控处理器,用来协调各模块的工作。
1 回波信号处理终端的设计
1.1 系统结构设计
超宽带穿墙探测雷达工作时对运算速度、实时性较高要求,故用FPGA和DSP相互协调工作方式来实现上述要求。FPGA实现算法的并行度大、控制能力强、灵活性高,适合算法相对简单的数据处理系统;DSP的通信机制强、处理速度快,用作回波信号的算法处理。
由于两个处理器间会互相传输大量的数据,对实时性的要求也较高,故选用双端口RAM作为它们的数据交互存储器,用它的外部中断可使DSP与FPGA无冲突的进行数据传输。回波信号处理终端结构框图如图1所示。
1.2 硬件电路设计
1.2.1 主控单元设计
该数据处理终端采用了FPGA来实现控制和协调各模块的工作,使用FPGA来处理数字信号,可以有效地降低工作时间。FPGA作为整个系统的中心控制器,需控制A/D采集回波信号,并对其预处理存放到双口RAM中,与DSP进行数据交互。DSP主要是处理经FPGA预处理之后的数据。
本设计采用的F P G A是A l t e r a的Cyclone II系列的EP2C20F484C6N,其内嵌了22个M4K Block的存储单元,4个PLL可实现时钟分频、倍频和可编程相移等功能,提供了18×18比特乘法器,并提供了差分信号支持[2]。
DSP采用了TI的TMS320C6713,其时钟最高频率达到300MHz,总字长为256位,体系结构采用了超长指令字结构,32位字长的单指令,指令包有8个指令[3]。其还附带了各种外设,I/O口操作,包括DMA,EDMA,具有主机口及扩展总线等功能[4]。
1.2.2 FPGA与DSP数据接口设计
采用了IDT的IDT70V28L15PF双口RAM芯片作为FPGA和DSP的共享存储器。该芯片单片容量为64K×16位,具有中断控制位,可作为与其他模块的握手信号。
该芯片有两个中断口,分别为INTR和INTL,当双口RAM右端口的0XFFFF地址单元被写入数据时,INTR会被拉低,从而发生中断,而当读该地址单元时,就会使INTR置位无效。INTL的功能与INTR一样,只是操作的地址不一样,变为0XFFFE。通过这种方式即可实现DSP和FPGA之间数据传输。
2 算法流程
FPGA作为主控CPU完成回波信号的采集,并对其进行预处理;用DSP完成任务的定位算法。将双口RAM的存储单元分为两个区,分别存放FPGA和DSP处理完的数据,防止双方数据的存放冲突。
如图2、图3所示,完成初始化工作后,F PG A对回波信号采样并进行预处理,当采集完一个周期的数据后,将该数据存储到双口RAM的一个分区中,并产生中断信号,告知DSP取出数据并进行定位算法处理,然后FPGA继续采集下一个周期的数据;DSP完成定位算法后,将处理完的数据存放到双口RAM中的另一个分区中,并产生中断信号,来通知FPGA取出数据,并送液晶屏显示。
3 结语
设计了以DSP和FPGA的硬件系统,并叙述了该数据处理系统的硬件结构、双口RAM数据传输电路的设计以及软件算法流程。采用这种方式可以大大的简化系统硬件电路,同时保证了数据处理终端的实时性和灵活性。通过实验,各模块可以相互协调地完成工作,来完成系统的整体控制、回波信号的采集、定位算法的处理及目标方位的显示。
参考文献
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超宽带雷达 篇7
近年来, 根据成像场景中点目标的空域稀疏性提出了压缩感知穿墙成像方法[5,6]。该方法首先采用模拟信息转换器 (AIC) 将超宽带窄脉冲模拟信号投影到基带, 然后以欠奈奎斯特速率进行采样来获取较少的采样点, 最后通过求最优化问题对信号进行恢复, 通过成像算法对目标场景进行成像, 这样做不仅减小硬件资源和系统能耗, 而且还可以获得点目标的高分辨、低杂波成像。然而, 在这种压缩感知穿墙成像系统的AIC结构中, 常常使用满足Bermoulli分布的Rademacher序列作为随机调制的chipping序列, 该序列以等概率产生+1和-1值, 其功率谱类似于白噪声序列。而文献[7]和[8]中指出, 如果待恢复的稀疏信号的功率谱有位于某一确定的频带内这一先验知识, 那么就可以通过设计一个与此信号相匹配的序列作为chipping序列, 这样可以使低速采样前获取的平均信噪比更大, 从而获得更好的回波信号恢复性能。由于超宽带穿墙雷达接收信号可以视为发射脉冲信号幅度衰减后的时移形式, 其功率谱正好具有这一频带已知的先验知识, 因此可以设计一个与接收回波信号相匹配的chipping序列来代替AIC结构中的Rademacher序列, 这样可以改善使用传统chipping序列的目标成像效果。
1 成像原理
1.1 信号模型
超宽带穿墙雷达系统采用一发多收方式, 接收天线为均匀线阵。在超宽带脉冲信号x (t) 的激励下, 第1个接收天线的回波信号可表示为
其中K为散射点个数, al, k为第k个散射点散射系数, τl, k为第k个散射点传播时延。因为成像场景中散射点个数有限, 所以回波信号具有稀疏特性, 用{x (t-τi) |i=1, 2, ..., N}作为接收信号的稀疏表示基, 其中N为奈奎斯特速率下接收信号的采样点数, τi为奈奎斯特采样间隔, 则接收信号用上述基可表示为
1.2 信号采集
随机解调预积分器 (RMPI) [5]采用多条并行随机解调通道对天线接收信号进行模拟采集。由于积分器的积分时间是整个信号的持续时间, 因此各个通道只能获取一个随机采样, 为了满足雷达回波信号恢复条件不得不需要多个通道, 当通道数越多, 整个硬件系统就非常复杂。本文采用并行分段压缩感知 (PSCS) 结构对天线接收回波模拟信号进行采集[9], 如图1所示。PSCS结构将RMPI中各通道的积分器时间划分为多个时间段, 每一时间段对应一次ADC采样, 这样每一通道就能获取多个随机采样, 而无需像RMPI那样需要较多的通道, 这样硬件系统易于实现。为了方便书写, 假设各天线接收的模拟信号统一采用r (t) 表示。
在图1中, r (t) 为输入的模拟信号, {pi (t) |i∈ (1, 2, ..., M) }为chipping序列, 随机取+1或-1值, 积分器的积分时间为Ti, flow为低速采样率, 与积分时间对应, {ym (k) |m=1, 2, ..., M, k=1, 2, ..., K}为第m个通道的第k个观测值。根据图1, 测量值ym (k) 和输入信号r (t) 的数学关系式为
离散形式为
式中, Q代表Ti时间段内包含的奈奎斯特采样值的个数。将所有通道的输入和输出用矩阵可以表示为
1.3 成像重建
基于压缩感知的超宽带穿墙雷达成像的成像思路是:先重建每一个接收天线回波信号, 然后使用后向投影 (BP) 算法进行成像[5], 而重建每一个接收天线回波信号采用如下的最优化问题, 即
式中, y′是矩阵y的矢量化, Φ′是对应的测量矩阵 (通过调整Φ得到的) 。从式 (8) 可知, 构建Φ′矩阵的chipping序列将影响到回波信号的恢复。文献[8]指出, 如果待恢复的稀疏信号的功率谱有位于某一确定的频带内这一先验知识, 那么就可以通过设计一个与信号相匹配的chipping序列来提高低速采样前信号的平均信噪比, 从而更好的回波恢复效果, 最终去改善穿墙成像的质量。
2 匹配chipping序列的设计
如图1所示, 各个通道chipping序列信号pi (t) |i∈ (1, 2, ..., M) 需要独立设计, 这样设计时不用考虑它们与通道号之间的关系。为了方便表示, 在后续分析过程中统一采用符号p (t) 。对于某一个通道, 在低速ADC采样的输入端, 回波信号的平均信噪比 (ASNR) 可以表示为
式中, e (t) 为杂波和噪声, <⋅, ⋅>代表两项相乘并积分。当e (t) 为高斯白噪声时, 变为常量 (用C表示) , 这样设理想情况下 (无噪) r (t) 的功率谱为r (f) , p (t) 的功率谱为p (f) , 且不考虑C, 则ASNR变为将ASNR用功率谱表示, 并定义为ρ (r, p) , 可得
其中hT (f) =sin2 (πf T) / (πTf) 2。从式 (10) 可知, 调整chipping序列信号p (t) 的功率谱p (f) 可以使得ρ (r, p) 达到最大, 即存在一个最佳功率谱p0 (f) , 对应序列称之为匹配chipping序列。因为r (t) 是发射信号的时移求和形式, 所以r (f) 的包络与发射信号的功率谱一致, 这样r (f) 就可以发射信号x (t) 的功率谱x (f) 表示。但是, 在最大化ρ (r, p) 时为保证p (f) 有解, 还需要对p (f) 的功率谱进行约束如正功率谱、单位谱和对称谱特征等, 这样匹配chipping序列的最优化算法为:
式中, 平均相关约束ρ (p, p) ≤ε是为了保证chipping序列的相关性小于给定的值, 以使测量矩阵Φ能够满足RIP性质, 从而保证以很高的概率从测量值中恢复出源信号[8]。
利用凸优化CVX工具包求解式 (11) , 得到如图2所示的结果。在图2中, 虚线为输入信号功率谱, 点线为ε=0.003的匹配序列信号的功率谱, 实线为ε=0.1的匹配序列信号的功率谱。可以看出, 匹配chipping序列的功率谱与接收信号的功率谱波形非常相似, 并且ε越小, 谱峰波形就越接近一致。但值得一提的是, 这种优化算法所得到的p0 (t) 信号不是chipping序列所要求的+1和-1值, 所以不能直接使用。鉴于此, 需要从满足+1和-1随机分布的二值序列中去寻找, 当然条件是该序列的功率谱要和发射信号功率谱的波形一致。
文献[10]使用了马尔科夫链产生游程长度受限 (RLL) 序列 (即马尔科夫链RLL序列) 作为随机解调 (RD) 结构的chipping序列, 也证明了该序列能满足压缩感知中的RIP性质, 因此本文将马尔科夫链RLL序列作为PSCS结构的chipping序列是可行的。马尔科夫链RLL序列由三个参数 (d, k) 和q共同确定。其中, 参数d表示至少有连续d个+1后才能由+1变为-1, 或至少有连续d个-1后才能由-1变为+1, 参数k表示至多有连续k个+1, 或至多有连续k个-1, 参数q表示当前状态是+1 (或-1) , 下一个状态是-1 (或+1) 的转移概率。从马尔科夫链RLL序列的功率谱来看, d、k和q这三个参数不同时, 则对应的功率谱波形不同, 所以其功率谱具有灵活性, 而这种灵活性正是设计匹配chipping序列所需的。为了使马尔科夫链RLL序列的功率谱满足匹配chipping序列的条件, 只要调整参数d、k和q, 选择合适的值即可。
如图3所示, 假设参数q=0.5, k=20, 改变d。图3中从上至下分别是发射信号d=1 (Rademacher序列) 、d=2、d=3、d=4、d=5和d=6的序列的功率谱。从图3可以看出, d不同, 马尔科夫链RLL序列的功率谱不同。根据序列满足匹配意义下的条件, 可以粗略地判断出那个参数产生的序列与接收信号更匹配。当然, 为了更加准确, 表1给出了不同d下的ρ (x, p) 值。可以看出, 当d=6时, ρ达到最大, 即d=6的马尔科夫链RLL序列与接收信号的功率谱匹配, 这样就将d=6的马尔科夫链RLL序列作为chipping序列, 并将此序列称之为匹配马尔科夫链RLL序列。
3 仿真结果与分析
3.1 单天线接收数据恢复结果
设雷达发射天线坐标为 (0, 0) , 接收天线坐标为 (0, 0) 。发射信号为
其中, t0=3×10-9, Δt=0.8×10-9。目标设为理想的四个点目标, 坐标位置分别为 (0, 0.5) 、 (-1, 1.5) 、 (1, 1) 、 (0, 3) ;接收信号中噪声假设为高斯白噪声, 信噪比为10d B, 观测值总数为55。表2给出了不同d下马尔科夫链RLL序列对应的重构信号与理想接收信号之间的残差。很显然, 当d=6时, 重构出的信号与理想的接收信号之间残差最小, 即匹配chipping序列下的信号恢复效果最好。图4给出了Rademacher序列和匹配马尔科夫链RLL序列下, 重构信号与理想接收信号之间的残差。可以看出, 使用匹配马尔科夫链RLL序列作为各通道的chipping序列, 残差会更小, 恢复更准确。
3.2 成像结果
设穿墙雷达发射天线位置不变, 接收天线从 (-1.5, 0) 至 (1.5, 0) 等间隔排列, 间隔d=0.1。接收信号的信噪比设为5d B, 其余参数与4.1的相同。假设成像区域为[-2m, 2m]×[0.1m, 4m], 网格大小为0.1m。图5给出两种序列的成像结果比较, 图5 (a) 是Rademacher序列的成像效果, 图5 (b) 是匹配马尔科夫链RLL序列的成像效果。可以看出用匹配马尔科夫链RLL序列的成像效果更好, 图像信杂比高一些。为了对成像结果作一个定量的描述, 定义一个参数[2]:
其中, Q为总的像素 (网格) 个数, QR为强度在-10d B至0d B的像素个数, μi为强度在-10d B至0d B的像素的强度值, ηj为强度在-10d B以下的像素的强度值。仿真20次, 取ISNR的平均值, 使用Rademacher序列的图像的ISNR=80.09d B, 使用匹配马尔科夫链RLL序列的图像的ISNR=82.38d B, 提高约2.5d B。
4 结束语
本文研究了基于压缩感知的超宽带穿墙雷达成像中chipping序列的设计问题。首先利用穿墙雷达接收信号功率谱在已知频带范围的这一先验知识, 通过构建匹配chipping序列设计的优化算法, 得出了匹配chipping序列与发射脉冲信号的功率谱波形具有一致性的条件。在此基础上, 通过选择马尔科夫链RLL序列的三个参数来实现匹配chipping序列的设计。仿真结果比较了这种两种序列各自的回波信号恢复和成像情况, 证实了使用马尔科夫链RLL序列设计chipping序列的性能优于Rademacher序列。另外, 对于具有类似特征 (即已知信号功率谱在某一频带上) 的信号, 该方法也是有借鉴意义的。
摘要：在超宽带穿墙雷达压缩感知成像中, 常常使用Rademacher序列作为模拟信息转换器的chipping序列。而这种序列的功率谱类似于高斯白噪声的功率谱, 它与回波信号的功率谱不匹配, 导致低速采样前信号的信噪比偏低, 最终影响了成像效果。文章从低速采样前的平均信噪比最大化入手, 构建设计匹配chipping序列的优化算法以导出其成立的条件, 给出一种使用马尔科夫链游程长度受限 (RLL) 序列来设计匹配chipping序列的解决方案。仿真结果表明, 使用马尔科夫链RLL序列设计匹配chipping序列的成像结果优于Rademacher序列, 其图像的信噪比提高2~3dB。
关键词：超宽带穿墙雷达,压缩感知,chipping序列,功率谱匹配
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超宽带雷达 篇8
一、超宽带接收机的设计原理及框图
总体来说, 超宽带接收机的任务是接收由超宽带发射机发出, 经物体反射和天线传播的回波信号。接收天线接收到回波信号后经过滤波电路滤除噪声, 然后经过放大电路送入取样电路中。同时, 石英晶体振荡电路产生的时基信号经过取样脉冲发生器和整形电路后形成前沿陡峭的采样脉冲, 该采样脉冲送入采样电路后对回波信号进行采样积分, 将回波信号由高频变成低频。采样积分器输出的信号包络经过保持放大电路放大后输出, 变成展宽的基带信号。其原理框图见图1。
(一) 超宽带技术中的脉冲发生器。
窄脉冲发生器产生的脉冲信号能影响整个系统的性能, 是超宽带技术中最重要的部件之一。传统的宽带接收机在发射端采用变频器和功率放大器, 接收端采用变频电路和中频电路将高频信号变为基带信号, 而在超宽带技术中发射端采用窄脉冲发生器, 接收端利用窄脉冲发生器产生的窄脉冲作为相关器的本地模板信号, 与接收到的回波信号进行处理。
窄脉冲信号具有极宽的带宽, 一般是用一个速度极快的开关通过对储能元件的放电来产生窄脉冲信号。而接收机部分窄脉冲发生器要求的窄脉冲不如发射部分高, 用不到晶体管的雪崩效应, 所以仅利用电容和极快速开关即可完成, 接收机窄脉冲发生器设计如图2所示。
连接MOSFET管源漏极的二极管起过流保护的作用, 是接收机电路克服正反脉冲拖尾的主要器件, 可以防止由于脉冲辐射产生的感应电流损坏MOS管, C1值一般在5~50pf之间, 若C1值小于5pf, 则存储的有效电荷太少, 不能产生足够大的电流驱动天线, 若C1值大于50pf, 放电时脉冲放电时间常数τ又无法满足纳秒级的要求。C1在MOSFET管开关速度不够快时, 可通过放电时间长短辅助产生纳秒级脉冲。
Q1应选择PNP型, 因为当电源UCC加入后如选用NPN型晶体三极管当电压通过时, 电压变为UCC-UBE (UBE=0.7V) , 此时若电源电压不够又经此损耗则加在RC充电电路上的电压不够致使充电的有效电荷太少, 但选择PNP型则避免了这一可能, 当电压不够时还可适当补充, 但不会充电过量, 因为可通过选取适当的R1和C1便可解决。而与天线L并联的RL和C2, 在此起损耗过量电流作用, 因为无损耗情况下正常产生的波形为震荡波, 其尾部拖的过长影响需产生纳秒级脉冲的要求, 所以加进RL (约为50Ω) 和C2, 使其消耗多余的脉冲电流, 使得产生的脉冲信号尾部更短, 得到更窄的脉冲。
由场效应管的工作原理可知:Ron=1/ (VGS-Vr) (1)
式中Ron为导通电阻;VGS为栅极电压;Vr为栅源阈值电压。
场效应管栅极电压和导通电阻成反比, 控制场效应管的开关时间可以通过改变栅极电压从而改变导通电阻的大小来实现。P型MOSFET管加大了控制信号的复杂度, 所以一般不用做快速开关。高频场效应管导通电阻小, 寄生电容也小, 高频MOSFET管是个电压控制器件, 可以将控制信号的电流与天线上的脉冲隔离开来, 一般选作理想的开关。
(二) 采样保持电路。
采样门部分有两种可行思路:一种是基于等效时间采样的采样保持电路;一种为利用门积分器的采样保持电路。本文主要介绍利用门积分器的取样保持电路。门积分器一方面在取样时间内对被测回波信号作积分;另一方面在取样门断开期间, 将积分结果保持到下次采样, 并输出采样信号。
门积分器单元电路可简化成由周期脉冲控制开关、电阻R和积分电容C三部分组成, 其原理图见图3。设门脉冲周期为TR, 门宽为Tg, 引入单位高频门脉冲函数f0 (t) , 它的傅里叶级数展开式为:
其通解:
K为待定系数, 初始条件V0 (0) =0。
任何周期信号均可用三角函数表示, 设:
一般情况下, 第二项可忽略,
代入 (4) , 输出电压可得:
以上公式推导表明只有当门积分器的门宽小于n次谐波周期的0.4431, 才能使被还原信号的n次谐波幅度衰减小于3 d B。当时间常数RC固定, Tg越窄, 信噪比越大, 但会增加测试时间。所以笔者取基波, n=1, TR≤0.4431TR, 设计时取Tg=0.25TR。
随着指数的累计, 采样积分时间逐渐增加, 经过5Tc达到稳定值。但当积分时间大于20Tc后, 每次采样, 积分电容上电压增量很小, 信噪比提高不明显, 只有在二倍观察时间内才能显著地提高信噪比。当RC积分电路加入阶跃电压, 其输出:
三、总体电路设计
超宽带接收机总体电路图如图5所示。因理论设计中窄脉冲产生电路的MOSFET开关, 在实际的器件选择中无合适型号, 因而最终用BFP450型NPN高频硅晶体三极管代替, 其开关速度可达TR=2.6912 ns。导通电阻为5Ω。
同样在采样保持电路实现过程中也无法找到合适的场效应管, 因其要求开关速度快, 即上升沿时间需达1~2ns。最终参考文献, 采用其开关电路代替场效应管开关。开关电路中采用了肖特基二极管, 肖特基二极管的特性是:在肖特基势垒两端加正向偏转电压时, 肖特基势垒层变窄, 二极管内阻变小;反过来, 若在肖特基势垒两端加反向偏转电压时, 肖特基势垒层则变宽, 则二极管内阻变大。肖特基二极管反向恢复时间可以短到几纳秒。
参考文献
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蝴蝶仿生超宽带天线 篇9
自然界一直都是人类各种技术思想、工程应用以及重大发明的源泉,在长期的观察和实践当中,人类不断模仿生物的行为和形态并从中受益。仿生学是研究生物系统的结构、功能等来改进工程技术系统的科学。仿生天线是根据仿生学原理运用到天线中,通过模仿生物的模型运用于天线的几何外形达到某种特定的性能。例如:仿生向日葵和动物触角设计的,具有RCS(Radar Cross-Section,雷达散射截面)减缩效果的天线[1,2];模拟蝴蝶翅膀在阳光下呈现的深色区域设计天线开槽形状的仿生天线,该天线能有效地降低天线RCS[3];仿生章鱼外形设计的L波段单极子天线[4];仿生银杏树叶外形设计的小型化宽带天线[5]。
随着无线通信技术的迅猛发展,越来越多的天线被应用于各类通信设备中。但在当前许多通信系统中,人们出于美观或军事上保密等原因,往往尽可能地将天线隐藏,典型例子就是绝大多数移动手机天线采用了隐藏式天线。若设计为仿生天线,天线不仅不会影响通信设备外观,还可以提升设备的美观度,军事上仿生天线能够有效地隐藏和伪装天线。
为满足高速数据通信和无线通信应用日益扩展的需求,UWB(Ultra-wideband,超宽带)天线已成为现代天线发展的热点和潮流。传统的宽带天线主要有行波天线、非频变天线、喇叭天线等多种类型。微带单极子天线是一类应用非常广泛的超宽带天线[6,7,8,9,10],它能够实现非常宽的工作频带,同时天线制作可以应用加工简便、精度高和成本低廉的微带印刷技术,有利于天线批量化生产。
本文探讨利用仿生学原理,设计具有UWB特性的微带单极子天线。蝴蝶是自然界中一种非常美丽的生物,其对称、较为宽阔和圆滑流畅的外形曲线也正好和UWB单极子天线要求相吻合,因此本文借鉴蝴蝶外形实现UWB仿生天线的设计。
1 天线结构
蝴蝶的身体结构包括头部、纺锤形身体和一对分布有花斑的翅膀,头部有一对棒状或锤状触角。借鉴蝴蝶外形,本文设计的蝴蝶仿生天线如图1所示。整只天线制作在一片相对介电常数εr=2.65,厚度为h=1 mm的聚四氟乙烯微波介质基板上,基板长L=27.8 mm,宽W=26 mm。在该天线基板正面,蝴蝶外形被用于设计天线辐射单元,蝴蝶身体连接一条宽度为W1=2.8mm,特性阻抗为50Ω的微带线,用于对该天线馈电。天线基板背面印制有宽和长分别为W=26mm和L1=10.8 mm,倒角为e=11.5 mm的金属地。其仿真天线的其他结构参数见表1。
2 主要结构参数分析
本节将采用CST MICROWAVE STUDIO软件进行数值仿真的手段,分析天线主要结构参数对天线性能的影响,为天线设计提供指导。
2.1 花斑和条纹
对本文的蝴蝶仿生天线,其翅膀上的花斑和条纹很大程度上提升了天线外形美观,但花斑和条纹结构复杂,是该仿生天线设计的主要难点之一。图2给出了有和无花斑和条纹时的天线S11仿真数据,可以看出,花斑和条纹对该天线的阻抗带宽影响很小。该蝴蝶仿生天线的超宽带特性主要来自于天线的蝴蝶外形,因此设计者可以在设计花斑和条纹时可基本上只考虑天线外形美观,在一定程度上减轻了该仿生天线的设计难度。
2.2 金属地倒角
图3对比了金属地倒角对天线S11值的影响。随着金属地倒角增大,金属地逐渐从矩形变化为半圆形,由于金属地的宽度和长度分别为W=16 m和L1=10.8 mm,倒角的最大值为e=11.5 mm。从图3中可看出,随着倒角e增大,天线的阻抗带宽相应地增大。因此本文中倒角大小选择为e=11.5 mm。
2.3 辐射贴片与金属地之间缝隙
图4分析了天线辐射贴片与金属地之间的缝隙宽度g对天线|S11|的影响。可以清楚地看出,缝隙宽度g对天线|S11|影响显著,需要在设计中对该参数仔细地调节。当缝隙宽度g变大时,低频段|S11|值增大而高频段|S11|值减少,而缝隙宽度g减小对|S11|的影响正好相反。因此设计中对缝隙宽度g的取值需要适当,本文选择为g=0.5 mm。
2.4 介质板厚度和介电常数
本文设计的仿生天线为微带天线,基板介电常数和厚度的误差常常是影响微带天线性能的主要因素之一。在图5中,仿真计算了不同程度基板介电常数和厚度变化时的天线|S11|,可以看出,本文仿生天线的性能稳定,基板介电常数和厚度的较小不会对天线性能产生显著的不良影响,这对天线批量化生产和工程应用十分重要。
3 天线仿真测试结果分析
加工制作的天线实物如图6所示,该天线的尺寸为26 mm×27.8 mm×1 mm。
图7对比了该天线的仿真和测试|S11|曲线,可看出仿真和实测结果吻合较好,在低频处仿真和测试结果差异稍明显,根据分析主要来源于加工和焊接误差。测试得到的|S11|<-10 dB的阻抗带宽达到107%(3.2~10.6 GHz),这表明该天线具备了良好的超宽带特性。
图8给出了该天线在3.5 GHz,6.8 GHz,9 GHz下的辐射方向图。可以看出,该天线在各频点的辐射方向图为典型单极子天线方向图,有较良好的准全向辐射特性。天线增益为2.2~5.6 dBi。
4 结论
本文根据仿生学原理,模拟蝴蝶外形设计了一种具有超宽带特性的微带单极子天线。该天线外形美观,酷似蝴蝶。仿真和测试表明,该仿生天线的|S11|<-10 dB的阻抗带宽达到107%(3.2~10.6 GHz),而该天线尺寸仅为26 mm×27.8 mm×1 mm。该天线的仿生外形和良好超宽带特性使其在军用和民用无线通信等领域有广泛的应用前景。
参考文献
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