密度感应系统

2024-11-05

密度感应系统（通用4篇）

密度感应系统篇1

近年来,布线成本成了有线通信网络的一个沉重负担。而无线传感器网络具有安装成本低、传感器端子重构小的优点,此外它还能安装在很难提供电力的地方[1]。因为基于无线系统每一个终端设备都需要交换电池,导致了无线传感器网络投入成本增加。于是需要实现一个传感器网络设备,能实现短距离提供电力。无线充电是随着微电子及云计算技术应运而生的无线充电传输技术。无线充电传输技术体系结构突出了开放性以及可编程性,运用数字化虚拟传输处理,通过A/D和D/A变换,减少硬件电路单一缺陷,实现了只需要天线信号就能滤波放大后由A/D产生采样增压指令,并被核心计算机模块接收,提供稳定转换速率、工作带宽、动态范围,满足无线充电设备增压、传输的要求,这种感应耦合预处理技术就是无线充电电能传输技术。无线感应耦合电能传输充电技术具有一些很实用的优点与应用领域,比如可以解决电子设备充电接口不兼容的状况,很多传感器也需要无线充电,还有就是应用于植入性医疗器件、市政交通管理设备。在沙漠、深山、探井等人力不能到达的地域以及高危险领域,同样需要无线充电技术。

1 设计需求分析

1.1 设计理念

基于无线充电特点和技术需求的认识,在系统的实现技术上,必须尽量采用先进实用的主流技术并结合现有的设备及线路条件。为此,确定采用以下设计路线:依据无线网络通道,采用感应耦合交换技术,实现电能无线网络传输;本文设计中采用电路仿真模型,进行面向无线充电对象的设计。

1.1.1 硬件环境

硬件环境指的是承载整个系统的基础设施物理环境,包括各类主机服务器、接收设备、感应设备、充电模块、交换设备以及线路、UPS等。

1.1.2 系统平台

无线充电系统平台是一个复合体,既有基础服务构成层体系(包括操作系统、各类中间件),又有软件应用平台体系(包含各类应用共用无线服务软件),还包括感应充电接收体系以及耦合电能传输运行体系。

1.1.3 系统支撑层

系统支撑层是多层架构的,它将组件技术和电能传输技术整合一体。本系统支撑层包括无线传输系统、感应系统、感应充电耦合系统、电能传输接收系统和调试监控系统等。

1.2 主要技术路线以及技术因素考虑

1.2.1 感应传输技术

通过无线网络计算机中的若干关键点发送信息并对电器进行充电,并依靠无线感应电能耦合传输技术的软件和硬件整合来实现远程无线充电的过程。无线感应电能耦合传输技术一般依靠无线网络技术,通常将主机、无线网络、代理服务器、服务电路进行构建。传输中原始网络包是数据源的关键,利用主控电路和程序在混杂模式下实时监测网络适配器,并对网络的关键数据流进行处理、打包、分析。一旦需要充电行为,响应模块就提供多种选项通知、报警,并对指令采取必要的响应措施。

1.2.2 充电的工作原理

无线电力传输射频技术(RFID)有多种无线传输技术,例如共振耦合和电感耦合,图1所示为与微波MPT、RFID模块构建无线充电系统UPS。

图中L1为无线充电系统UPS线圈电感,L2为无线充电系统UPS对应边线圈电感,R1为电阻,R2为对应边电阻,M为电流互感。假设线圈间的耦合系数为k,R1与L1的合阻抗为Z1,R2与L2的合阻抗为Z2,Lm的阻抗为Zm,则有

Z1=jwL=jw(1-k)L1 (1)

Z2=jwL=jw(1-k)n2L2=jw(1-k)L1 (2)

Zm=jwL=jwkL1 (3)

无线传能的传输效率可表示为

$\begin{array}{l} λ = \frac{Ρ_{0}}{Ρ_{1}} = | \frac{(Ζ_{2} + R_{L}) ∥ Ζ_{m}}{(Ζ_{2} + R_{L}) ∥ Ζ_{m} + Ζ_{1}} \times \frac{R_{L}}{Ζ_{2} + R_{L}} | \times \\ | \frac{(Ζ_{2} + R_{L}) ∥ Ζ_{m}}{Ζ_{2} + R_{L}} | = \\ | \frac{R_{L} \times [(Ζ_{2} + R_{L}) ∥ Ζ_{m}]^{2}}{[(Ζ_{2} + R_{L}) ∥ Ζ_{m} + Ζ_{1} \times (Ζ_{2} + R_{L})^{2}]} | (4) \end{array}$

式中:ULIL是电路电压、电流;UPIP是电源电压、电流。由于无线充电UPS线圈间隙耦合的k值偏小,因此通过式(4)可知无线充电系统UPS传输效率不高。

1.2.3 无线感应耦合电能传输技术优点

1) 成本较低:

无线充电系统NIDS设置在远程网络中,可以是一个节点,也可以是多个关键节点。由于无须在每台电器上都安装NIDS,实现和管理成本较低。

2) 实时充电及响应[2]:

NIDS充电可以随时发现应对访问或者反馈,并能迅速做出响应措施,具有较强的实时性。这种实时性使得可以根据预先定义的参数迅速采取相应的行动,从而将电能传输造成的损失减至最低。

3) 电压倍增:

无线能量的一个主要障碍是把收获到的相对低功率无线射频(RF)能量增强到足够高的直流电压为实际使用。于是使用几个电压倍增器串联,以提高无线能量收集电路的直流输出电压的拓扑[3]。为了保证电路有足够的电压和功率,在实际应用中,通过串接EHU大电容来实现。

2 无线充电系统功能仿真设计

2.1 系统的功能设计

2.1.1 无线网络模块

无线网络模块主要是微波功率接收与指令系统使用(图2所示)。

这个微波接收系统包括整流电路、DC-DC转换器、恒定直流电源3部分。电源存储器由一个电容建立,如果微波功率不足以推动ZigBee设备,电容可以取代二次电池。二次电池,可以提供稳定的电力,但它比电容寿命短。在这项研究中使用的ZigBee设备套件是由NEC生产的ZB24FM-Z套件(其中含有温度传感器)。ZigBee网络由控制节点(ZED)、通信基站(ZC)和控制终端(ZR)三部分组成。

2.1.2 电源模块

目前,运用无线网络远程控制的感应耦合电路一直是电源设计的关注热点[4]。作为电源设计中常用的单片机,常常利用可控硅器件控制电压电流大小,有时电源还能感应耦合电路自动开闭。感应耦合电路方案利用单稳态晶闸管可控硅器件控制电路,以达到感应耦合电路传输的目的(图3所示)。

2.2 电路的设计

2.2.1 感应控制电路

根据RC感应耦合规律,利用可控硅器件构成如图4所示的电源制电路。

图4中,因为反相器输出的电平幅度是独立的,为保证传输系统导通,电路设计了VD1;为了保证感应电路传输的平稳性,令UI为高电平,且电路增加了VD2。这样,无论电平高低,晶体管V都会由导通变成截止,这样保证CX可控硅器件充电,导致Uc上升。如果Uc>UR,那么电器呈现为低电平。同样,如果CX放电,导致Uc逐渐下降,只要Uc>UR,电器必然呈现为高电平。根据推导可得出

Tx=RCXln $\frac{V_{C C} - V_{C E S}}{V_{C C} - U_{R}}$ (5)

若取UR=(VCC+VCES)/2,则得TX=RCXln2。

另外,根据电路传输控制,还可以对电路传输控制进行优化。如果CX改变脉冲宽度,让TX与CX成正比,那么,TX因无线电路系统的饱和压而降低VCES,很自然进行数据锁存。

3 无线感应耦合电能传输系统的仿真

3.1 函数量变模型

假设将Vcc=5 V,R=100 Ω代入式(5),则-icx>βIB-50,β是感应耦合传输系统的电流放大系数,IB是感应耦合传输系统的2位显示电流,它与Rb的函数关系为

$Ι_{B} \approx \frac{V_{C C} - 1.4 V}{R_{b}} (6)$

式中:1.4 V为正向压降和系数。

这里,由于无线充电变化,Uc的最大值是5 V,放电结束时Uc的最小值是0,方波振荡周期为0.5 s。当无线充电系统反相器电压UI变化成高电平时,晶体管由于截止导致CX充电,整个电路Uc上升。只要Uc>VREF,那么电路电压是低电平[5]。同样,如果CX放电,只要Uc<VREF,电压必然是高电平。

3.2 无线充电系统的仿真测试

假设无线充电电路UI为低电平,那么CX放电,晶体管导通。一旦CX左右两边电压Uc>VCES,CX中的电流为

$- i_{C_{x}} \approx β Ι_{B} - \frac{V_{C C} - U_{C}}{R} > β Ι_{B} - \frac{V_{C C}}{R} (7)$

如果R=100 Ω,Vcc=5 V,那么-icx>βIB-50(mA)(β是电流系数,IB是基极电流)。这样可以得到与Rb函数关系与式(6)相同。

如果继续将Vcc=5 V进行无线充电优化,和式(7)结合成方程组,得到

$- i_{C_{x}} > β \frac{3.6}{R_{b}} - 50$ (mA) (8)

可以得到无线充电电路仿真波形如图5所示。

从图5b可看到模拟结果十分符合充放电的相关规律,电平的变化和为无线传输的质量是相吻合的。

4 总结

无线充电是随着微电子及云计算技术应运而生的无线充电传输技术,开发具有现实挑战性。在科技和技术日

益发展的今天,开放性和可编程性无线充电技术会发展的更好,相信有一天感应耦合电能传输会成为人们生活的好帮手。

摘要：无线充电是随着微电子及云计算技术应运而生的无线充电传输技术。其强调体系结构的开放性和可编程性,减少灵活性差的硬件电路,这种预处理技术就是所谓的感应耦合电能传输技术。基于此理念提出了感应耦合电能传输无线充电技术,在无线网络下无线充电工作原理和无线充电技术参数基础上,详细设计了系统功能模块和电路,最后通过函数算法进行了系统测试,模拟实现了无线充电技术的仿真。

关键词：无线充电技术,感应耦合传输,电路设计

参考文献

[1]黄洁琳,章磊.无线充电的设计[J].山西电子技术,2009(3):30.

[2]肖志坚,韩震宇,李绍卓.关于便携式电子设备新型无线充电系统的研究[J].自动化技术与应用,2007(12):114-116.

[3]池雪莲.交直流自动切换无线传能充电器的设计[J].山东师范大学学报:自然科学版,2010,25(S2):35-37.

[4]倪兰.无线充电技术国际标准发布市场风险致主流厂商态度未明[J].通信世界,2010(33):4.

[5]杨小牛,楼才义,徐建良.无线充电原理与应用[M].北京:电子工业出版社,2011.

磁暴期间技术系统感应电压的计算篇2

地磁扰动对地面导电系统有很大影响。电力系统中的地磁感应电流(Geomagnetically Induced Currents,GIC)会造成变压器过热和部分饱和，从而导致运行出现问题，包括系统范围的电力中断[1,2]。管道中出现GIC会给管道监测带来问题，并且电化学反应下管道会慢慢受到不同程度的侵蚀[3,4]。长电话电缆中感应电压会扰乱跨洋通信[5,6]，造成大陆电缆系统的损耗[7]。各个系统对磁暴的响应取决于其自身的特性，但导电环路中感应出电压却是一个再普通不过的物理问题。

根据法拉第定律可知，穿过环路的磁通变化会在导电环路中感应出电压

这个著名的关系式解释了如何计算电磁感应，但是在解决电力系统、管道和电话电缆中的地磁感应问题时，如果采用这个关系式就需要知道环路区域的垂直磁场，这个环路区域可能横跨几百或上千米。多数情况下，人造系统可能仅仅只是水平环路的一部分，感应电流通过大地流经未知路径通过整个环路。

计算地面导电系统感应电压的另一种方法就是利用涉及水平磁场B和表面阻抗Z的大地电磁关系式所得到电场[8,9]。

表面阻抗取决于频率和大地电性结构。通过观测(或模型)发现，结果只与沿人造导体路径r变化的水平磁场有关，而不需要知道电流所流过环路中的磁场，因此，用表面阻抗来计算电场。其优点是不必考虑法拉第定律所要求的通过整个环路的磁场来确定直导体的电场。

法拉第定律和大地电磁关系式都利用了麦克斯韦方程组，因此，两种计算地面导体电压的方法等效并不奇怪。但是，这种等效并不总是显而易见的。本文将用另一种方式来阐明这两种方法的等效。为做到这一点，利用磁场发散的特点来说明沿着水平环路的水平磁场是如何与穿过环路的垂直磁场相关的。通过一个实例说明由极光电集流所产生的变化磁场引起的地面导体网络感应。

1 水平磁场变化与垂直磁场变化的关系

考虑地面受变化磁场影响的一个水平环路ABCD。采用地磁坐标系，x指向北面，y指向东面，z垂直向下。为了使问题简化，考虑由平行于y轴的均匀线电流产生的磁场，这个磁场只有x和y分量。由于电流不会随y变化，Bx或者Bz也不取决于y。磁场随着与电流距离的增加而减小，x或者z趋于无限大时，磁场趋近于无限小。图1示出了由平行于AB的地面上空的东向电流系统产生的磁力线,磁力线进入大地到环路南面(图中没有显示出来)。环路正下方，磁力线主要为水平方向，作为向上的垂直磁场穿过和进入环路北面。假定电流系统沿东西向延伸到无限远处，则y轴(东向)扰动磁场没有变化。

环路ABCD位于水平面，四边分别平行于x和y轴。G和H在B和A垂直下方的无穷远处，因此，ABGH区域包围着AB下面的水平磁通。同样地，DCG′H′区域包围着CD下面的水平磁通。水平面E和F在BC和AD延伸的平行线上无穷远处。ABEF区域包围垂直磁通到AB边，DCEF区域包围垂直磁通到CD边。

磁场不发散的特性意味着导体AB(即穿过ABGH)下面的水平磁通等于垂直磁通到导体AB侧(即穿过ABEF区域)

故穿过环路ABDC的垂直磁通为经过环路AB和DC两边下面的水平磁通之差

注意：(3)-(4)中Bz前面之所以会有“-”存在是因为这些区域的磁场是向上的，但是地磁坐标系中垂直场方向向下。公式(4)也是磁场不发散特性和区域ABGHH′G′CD应用高斯定律的直接结果。

注:经过垂直平面ABGH(用×表示)的磁力线穿过表面ABEF(用·表示)。为避免图解太混乱,本图只显示了部分磁力线,省略了其余磁力线。磁场散度为零意味着穿过水平环路ABEF的磁通等于穿过垂直环路ABGH的磁通。同理,穿过环路DCEF的磁通等于穿过环路DCG′H′的磁通。

2 由变化垂直磁场引起的电压

对于随时间变化的磁场，固定环路ABDC中感应电压为

对于图1中的磁场，由公式(5)可得到

地面以下的水平磁场随深度指数递减。地面以下的水平磁场和p是复表深度，与表面阻抗Z有关，它们的关系式为jωμ0p=Z。随深度积分得到

环路AB和DC两边的长度为L，因此，公式(6)可写成

其中，BXAB和BXDC分别为AB和DC的水平磁场。

3 由水平磁场变化引起的电压

地磁暴条件下用麦克斯韦方程组可将低频磁场和电场关联起来，忽略位移电流。假定以ejωt形式随时间变化，磁导率等于自由空间值

μ0=4π×10-7H/m，可写成

其中，σ是大地电导率。若假定电导率为均匀的，▽·E=0，然后将公式(9)的旋度代入公式(10)，得到扩散方程

如E在水平面上的变化量与随深度的变化量相比较小的话，公式(11)有以下形式的解

将它代入公式(8)中，采用关系式jωμ0p=Z，得到正交表面电场和磁场的大地电磁关系式

沿环路ABCD对电场积分得到环路电压

所采用的例子中，假定磁场在y向没有分量，因此Ex的积分为零。替代Ey，颠倒沿CD积分的顺序，公式(14)可写成

从公式(13)替换E得到

此公式与公式(8)相同，是由考虑变化垂直磁场得到的。

4 极光电集流感应电压

由一个例子来说明从水平磁场或者垂直磁场计算得到的网络电压。指定磁场源，考虑以ejωt形式随时间变化的东向极光电集流感应情况，它会产生变化磁场，这个磁场则会在大地中感应出电流，感应电流也会产生磁场，影响大地表面磁场。若用一个无限长的线电流来表征电集流，那么，为了更好地近似说明，感应电流对地面场的影响可用复深的镜像电流来表示。可由下面公式得到地面的水平(北向)磁场BX和垂直(向下)磁场BZ

和

并给出电场

其中,l为电集流电流的幅值，x为与电集流的水平距离，h为电集流的高度，p为大地复表深度。

环路ABCD的电压可与垂直磁场的积分相关联。于是，将公式(18)采用积分关系式在x1(AB的位置)和x2(CD的位置)中得到

它是

于是，环路ABCD中感应电压为

可选择性地，就像公式(13)那样对沿环路ABCD的电场进行积分得到环路ABCD的电压。在前面的例子中，AB段和CD段x向电场为零而y向电场保持恒定。故环路ABCD的电压为

VABCD=乙ABCDEdl=EyAB·L-EyCD·L(23)

替换公式(19)中的E得到如公式(22)同样的电压表达式。

5 单个导体的感应

许多情况下处理的是一个长导体，如管道或电话电缆，它们都不形成一个环路。于是需要考虑如何将环路感应的思路应用到单个直导体中。

图2为地面东西向单个导体AB的感应。假定由东向电流产生磁扰动，导体AB上、下方产生北向磁场，此磁场从大地进入到导体南边(图中并没有显示)再经过大地从导体北边出来。

注：经过垂直平面ABGH(用×表示)的磁力线穿过表面ABEF(用·表示)。为避免图解太混乱，只显示了部分磁力线，省略了其余磁力线。导体AB与穿过从AB沿E和F到无穷远处区域磁通变化率有关。磁场散度为零，意味着穿过水平环路ABEF的磁通等于穿过垂直环路ABGH的磁通。

考虑由导体AB以及E和F到无限远处的平行线组成的环路ABEF。环路电压等于电场沿环路的积分，电场等于穿过垂直磁场的变化率

沿环路的电场可分为环路各部分电场

EF段在无限远处，其电磁场趋近于零，那么，这一段的电场也将为零。同样，因为电磁场不会随y变化，从B到E的任何电场恰好等于从A到F的电场。由于沿这些部分的积分方向相反，故公式(25)中的这些部分相互抵消，可得

结合公式(24)得到

即线段AB感应出的电压可与穿过此区域的垂直磁场相关联，水平方向延伸线段AB到无穷远处。

由于磁场散度为零，穿过水平环路ABEF的磁通等于穿过垂直环路ABGH的磁通。于是，线段AB的电压也可与线段AB下方穿过垂直区域ABGH的水平磁通变化率相关联。

对于长度为L的导体，以ejωt形式随时间变化的磁场，随复表深度的增加而以指数减少[采用公式(8)

由于jωμ0p=Z，这与由采用涉及表面阻抗Z的标准大地电磁关系式(2)得到的结果等效。

磁场的散度为零意味着穿过地面环路ABCD的垂直磁通等于环路AB和DC的对边下水平磁通之差。地面下的水平磁场随深度衰减，对于均匀大地，随深度的积分为BX0p，其中BX0为地面磁场，p为复表深度。若环路AB和DC各边长度为L，磁场随频率ω变化，环路中的感应电压为

其中，BXAB和BXDC分别为AB和DC的水平磁场。这与利用大地电磁关系式和沿环路对电场积分得到的结果是相同的。

单个导体中的感应可处理为将导体延伸到无穷远处的环路感应。对于均匀大地表面长度为L的导体,其复表深度p处的电压为

它与采用大地电磁关系式得到的结果相同。

6 结论

磁暴期间技术系统感应电压对电力系统有着不可忽视的影响，合理考虑磁暴响应就能够避免因地磁扰动产生的系统电力中断及其它电力设备问题。

依据法拉第定律或者涉及地面阻抗和水平磁场变化的大地电磁关系式，从穿过环路的变化垂直磁通来计算地面水平导电环路中的感应电压。这些明显不同的方式其实是等效的，都是运用麦克斯韦方程组的结果。本文阐释了如何将这种等效形象化，以便于理解。

摘要：磁暴期间,导电网络(如电力系统、管道和电话电缆)中会感应出电压。用计算穿过环路的变化垂直磁场或者计算由沿环路变化的水平磁场来得到地面水平环路感应出的电压,这两种方法是等效的,都应用了麦克斯韦方程组,但是它们的等效很难形象化地给予解释。考虑到磁场的发散特性,穿过水平环路的垂直磁场如何相关到环路外围的水平磁场(由于地面线电流),用磁扰动的例子来说明两种方法在计算导电网络中感应电压上是等效的。

关键词：电缆,电磁感应,地磁学,管道,电力系统

参考文献

[1]J.G.Kappenman.Geomagnetic storms and their impact onpower systems[J].IEEE Power Eng.Review,1996,16:5-8.

[2]P.Czech,S.Chano,H.Huynh,and A.Dutil,System re-sponse to geomagnetic disturbance[J].in Proc.Geomagneti-cally Induced Currents Conf.,Millbrae,CA,1989:191-192

[3]B.A.Martin.Telluric effects on a buried pipeline[J].Cor-rosion,1993,49:343-350

[4]R.Shapka.Geomagnetic effects on modern pipeline sys-tems[J].in Proc.Solar-Terrestrial Predictions Workshop,Ottawa,Canada,1992,(1):163-170.

[5]G.A.Axe.The effects of the earth′s magnetism on subma-rine cable[J].Post Office Elect.Eng.J.,1968,61:37-43

[6]A.Meloni,L.J.Lanzerotti,G.P.Gregori.Induction ofcurrents in long submarine cables by natural phenomena[J].Rev.Geophys.Space Phys.,1983,21:795-803.

[7]C.W.Anderson,L.J.Lanzerotti,and C.G.Maclennan.Outage of the L4 system and the geomagnetic disturbancesof Aug.4,1972[J].Bell Syst.Tech.J.,1974,53:1817-1837.

[8]J.R.Wait.Theory of magneto-telluric fields[J].J.Res.Nat.Bureau Standards,1962,66D:509-540.

感应无线位置检测系统设计与实现篇3

工业作业机车的自动定位是机车自动化操作的基础,它要求检测装置能精确、快速、可靠地检测机车行走位置。感应无线技术是二十世纪七十年代末在日本发展起来的一项新的工业应用技术,主要是针对工业生产中大型移动机车的自动化而研制的。感应无线位置检测是通过安装在移动机车上的天线箱中的感应线圈与敷设在地面轨道旁的编码电缆中传输对线之间的电磁感应,检测感应信号的相位与幅度,从而得到移动机车的位置[1]。感应无线位置检测的特点是重复性好、检测精度高、安全性好、适用性强、抗干扰性强[2]、可靠性高。

1 感应无线位置检测系统总体结构

自动控制系统中,必须解决两个基本问题:a.控制和受控双方可靠的数据通信;b.移动机车所在位置的位置检测。感应无线位置检测系统,将感应无线数据通信和位置检测融合在一个系统中,它由位置信号发生器、编码电缆、感应天线、位置检测器组成。其中感应天线箱安装在移动机车上随机车移动,且始终与编码电缆保持距离z;编码电缆部分由编码电缆、连接电缆、匹配阻抗构成。感应无线位置检测系统框图如图1所示。

2 感应无线位置检测方法研究

2.1 APD检测

一般位置检测(APD)原理:中控室地面局按一定顺序,分时向编码电缆中各检测位置传输对线发送载波信号,天线箱中的感应线圈作接收线圈,移动机车上的位置检测器检测接收线圈收到的载波信号,进而得到接收线圈的位置。APD检测结构平铺图如图2所示。

在t0、t1、t2、t3、t4时间段,分别向传输对线R、R’、G2、G1、G0发送载波信号,在t5时间段不发送。车上天线箱中有两个接收线圈:接收线圈0和接收线圈1。APD检测是从接收线圈0感应信号的相位中得到APD位置。在t0时间段,线圈0感应的是R线发送的信号,称为R信号;在t1时间段,线圈0感应的是R’信号,R’信号与R信号反相,记为=1,作为起始位;在t2时间段,线圈0感应的是G2线发送的信号,G2=0或1,取决于接收线圈0的位置。若接收线圈0的中线分别在(1)、(2)、(3)、(4)的位置,则接收线圈0的接收信号的相位如图3所示。

由于各路G对线按照格雷码规则交叉,所以相位比较的结果数据G2 G1 G0是一组格雷码,设格雷码G2 G1 G0对应的十进制数为g,即g为APD位置数据。对图3中的二进制绝对相移键控(2PSK)调制信号进行解调,并以=1作为起始位,则有:在图2的位置(1),G2 G1 G0=000,g=0;在位置(2),G2 G1 G0=010,g=3;在位置(3),G2 G1 G0=110,g=4;在位置(4),G2 G1 G0=111或101,g=5或6。可得到APD位置公式为

2.2 HRPD检测

高分辨率位置检测(HRPD)原理:位置信号发生器分别对传输对线G0、G0'发送载波,检测接收天线线圈1感应信号幅度,通过运算得到HRPD位置。以线圈1中心线为移动机车的位置,传输对线两交叉间的区域称为K区域(K=I,II,III…);线圈1中心线偏离G0、G0'传输对线所在区域中心线距离分别为d0、d1,显然d0+d1=r。HRPD位置检测如图4所示。

在t7时间段,位置信号发生器对G0'传输对线发送载波时,对线圈1感应信号作相同的分析,得

令

且有

(1)线圈1的中心位于两交叉间左半部(图4位置(1)),此处检测出来的APD位置数据g为奇数,则HRPD=d1=P0×r。

(2)发送线圈的中心位于两交叉间左半部(图4位置(2)),此处检测出来的APD位置数据g为偶数,则HRPD=d0=P1×r。

综上(1)(2),可得高分辨率位置HRPD和综合位置ADD[3]分别为

2.3 感应无线位置检测实例分析

假定r=10cm。对天线箱线圈1分别处于图4中的位置(1)、(2)、(3),为分析方便只写三对G传输线,则有:

(1)线圈1处于位置(1)

若G2 G1 G0=010,即g=3,则APD=g×r=30cm。

若测得传输对线G0、的幅度为:A(G0)=0.38Amax,A(G0')=0.62Amax,

则由式(7)~(10)得:P0=0.38,P1=0.62,HRPD=P0×r=3.8cm;ADD=APD+HRPD=33.8cm。

(2)线圈1处于位置(2)

若G2 G1 G0=011,即g=4,则APD=g×r=40cm。

若测得传输对线G0、的幅度为:A(G0)=A(G0')=0.5Amax,

同理可得:P0=P1=0.5,HRPD=P1×r=0.5×10cm=5cm;ADD=APD+HRPD=45cm。

(3)线圈1处于位置(3)

A(G0)=Amax,A(G0')=0,可得P0=1,P1=0。由于A(G0)=0,G1感应信号与基准信号比较,相位相同(即为0)或相反(即为1)。所以,G2 G1 G0=111或G2 G1G0=101,即g=5或6。则有:

1)取g=5,则APD=g×r=5×10cm=50cm,HRPD=P0×r=1×10cm=10cm,ADD=APD+HRPD=50cm+10cm=60cm。

2)取g=6,则APD=g×r=6×10cm=60cm,HRPD=P1×r=0×10cm=0cm,ADD=APD+HRPD=60cm+0cm=60cm。

综上1)、2),均得:ADD=60cm。

3 感应无线位置检测电路

感应无线位置检测系统电路框图如图5所示。当中控室地面局开始发送载波信号时,DCD=1;CPU检测到DCD后,对2PSK解调输出检测,将第1个1作为起始位进行串行数据接收,得到APD位置数据g;在检测G0的时间段,启动A/D1和A/D2,从A/D1和A/D2读出接收线圈0接收的信号幅度A(AN0)和接收线圈1接收的信号幅度A(AN1),将各数据代入公式(5)~(8),可得移动机车位置ADD。

4 感应无线位置检测实验

实验方法:在编码电缆任找一处反复移动天线箱,直至检测到A(G0')为最小,此时显示地址为29.000m,以此处作为实际的29.000m。然后将天线箱在此附近每隔2mm移动一次,记录每次所检测的A(G0)和A(G0'),并根据检测的数据计算出位置数据:HRPD、ADD。同理,在30.000m处作同样测试。部分检测数据和计算结果如表1所示。

实验结果说明:a.实测位置与理论上对应位置偏差较小;b.位置检测精度高,分辨率为2mm。为了减小误差,实际应用中将多次实验的数据制成表格,计算出HRPD,并进行修正。

5 结论

本文设计的感应无线位置检测系统,是利用编码电缆中传输对线和天线箱线圈的电磁感应来实现移动机车位置检测的,采用的是非接触式的绝对位置检测方式,克服了传统有线和无线位置检测的缺陷,可满足移动机车精确定位的要求。目前,感应无线位置检测技术已被应用到焦炉工业移动机车位置检测[4]中,用于对推焦车、熄焦车、装煤车和除尘车的自动控制,实际应用效果良好,基本实现了自动化。

参考文献

[1]程望斌,陈进,陈新.新型无线感应技术在位置检测中的应用[J].电子测量与仪器学报,2010,24(4):379-384.

[2]李徽.感应无线通信专用接收天线的设计[J].湖南理工学院学报(自然科学版),2008,21(2):49-51.

[3]陈进.感应无线地面检测位置的原理与实现[J].电子测量与仪器学报,2009,23(1):58-63.

密度感应系统篇4

接触式电能传输模式是通过导体之间直接相联传送电能的, 这种传统的电能传输模式在现代社会中随处可见, 但随着社会的不断发展与进步, 这种传统的接触式供电模式带来的弊端越来越明显, 如容易产生磨损、插电火花、不易维护, 在水下矿井下等环境中用电不安全等问题。因此, 非接触电能传输技术应运而生[1,2,3,4,5,6]。

非接触能量传输以其可靠性、安全性、灵活性高, 无需电路连接维护, 能够实现完全气密性、防水性和无人管理等特点, 未来在各个领域都具有广阔的发展前景。同时随着无线充电技术的不断发展, 人们对无线供电技术的重视也在不断提高, 其应用范围越来越广, 比如在生物医学领域、特殊的工业环境下供电和小型电器的供电等[4,5,6,7,8]。非接触能量传输目前应用较为广泛的是根据电磁感应原理, 系统采用分离式变压器的模型进行能量传输。

初次级的电感限制了系统传输的有功功率。为了减少系统消耗的无功功率, 可以采用增加补偿容抗来抵消电路中的感抗。初级的补偿电容是为了抵消初级的漏感抗和次级的反应感抗, 从而提高初级的有功功率, 提高初级电源的功率因数。次级的补偿电容是为了减小次级的无功功率, 增大次级的输出功率。

1补偿电路拓扑分析

感应耦合能量传输系统结构如图1所示。感应耦合能量传输系统中的分离式变压器是能量传输的核心部分, 处于松耦合状态。同常规变压器一样, 分离式变压器也是应用电磁感应原理实现电能从初级到次级的传输。不同的是, 常规变压器的气隙接近为零, 而分离式变压器的初级和次级是分离的, 气隙大, 漏磁大, 耦合系数小, 能量传输的能力和效率低, 并且初次级电路电压不符合变压器线圈匝比[5,6,7]。

由于松耦合电磁感应存在较大的漏感, 系统的效率及有功功率很低。因此为了提高系统的传输能力一般都采用电容补偿, 以便使回路发生谐振, 提高初级的输出功率、次级的有功功率和系统传输效率。在初级和次级回路中, 最基本的补偿方式有两种:串联补偿和并联补偿。

因此在常用的电路拓扑分为以下四种:初级串联-次级串联补偿 (ss) 、初级串联-次级并联补偿 (sp) 、初级并联-次级串联补偿 (ps) 和初级并联-次级并联补偿 (pp) , 分别如图2～图5所示。图中AC为交流输入稳压源, ω为交流稳压源的角频率, R1为初级等效电阻, R2为次级等效电阻, L1为初级电感, C1为初级电容, L2为次级电感, C2为次级电容[5,6,7,8]。

初级和次级均工作在谐振频率下, 即L1C1ω2=1, L2C2ω2=1。次级接收功率与系统的交流电源角频率ω、初次级电感L、初次级电容C、互感M、初次级电阻R有关。根据初级发射与接收的谐振频率保持一致时, 耦合得到的功率最大, 也即 $\frac{1}{2 π \sqrt{L_{1} C_{1} ω^{2}}} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{2} C_{2} ω^{2}}}$ 。为了分析方便, 可以在设计时使初次级的电感与电容相等, 即L=L1=L2, C=C1=C2。初次级的电感均可等效为一个电感和一个受控电压源。如图6, 图7所示。

为了能方便地分析出次级接收功率, 取初次级的电感L为变量, 由 $Μ = k \sqrt{L_{1} L_{2}} = k L, L = L_{1} = L_{2} ‚ C = C_{1} = C_{2} ‚ L_{1} C_{1} ω^{2} = 1, L_{2} C_{2} ω^{2} = 1$ , 可得 $C = \frac{1}{L ω^{2}}$ 。

2次级接收功率分析

因此根据基尔霍夫电压定律可得这四种补偿电路拓扑:

(1) 初级串联-次级串联电路拓扑

${\begin{cases} R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1} + \frac{1}{j ω C_{1}} \dot{Ι}_{1} + j ω Μ \dot{Ι}_{2} = \dot{U} \\ R_{2} \dot{Ι}_{2} + j ω L_{2} \dot{Ι}_{2} + \frac{1}{j ω C_{2}} \dot{Ι}_{2} + j ω Μ \dot{Ι}_{1} = 0 \end{cases} (1)$

由于电路谐振, 可得:

次级产生的电流:

$\dot{Ι}_{2} = \frac{j ω Μ \dot{Ι}_{1}}{R_{2}} (2)$

初级产生的电流:

$\dot{Ι}_{1} = \frac{\dot{U}}{R_{1} + ω^{2} Μ^{2} / R_{2}} (3)$

次级接收的功率:

$Ρ = j ω Μ \dot{Ι}_{1} \dot{Ι}_{2} (4)$

则次级接收的功率:

$Ρ_{s s} = \frac{ω^{2} k^{2} L^{2} U^{2}}{(R_{1} R_{2} + ω^{2} k^{2} L^{2}) (R_{1} + ω^{2} k^{2} L^{2} / R_{2})} (5)$

(2) 初级串联-次级并联电路拓扑

${\begin{cases} R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1} + \frac{1}{j ω C_{1}} \dot{Ι}_{1} + j ω Μ \dot{Ι}_{2} = \dot{U} \\ j ω L_{2} \dot{Ι}_{2} + \frac{1}{j ω C_{2} + 1 / R_{2}} \dot{Ι}_{2} + j ω Μ \dot{Ι}_{1} = 0 \end{cases} (6)$

可得:

次级产生的电流:

$\dot{Ι}_{2} = \frac{j ω Μ \dot{Ι}_{1}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}} (7)$

初级产生的电流:

$\dot{Ι}_{1} = \frac{\dot{U}}{R_{1} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}}} (8)$

次级接收的功率:

$Ρ_{s p} = \frac{ω^{2} k^{2} L^{2} U^{2}}{(j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}) (R_{1} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}})} (9)$

(3) 初级并联-次级串联电路拓扑

${\begin{cases} \frac{(R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1}) \frac{1}{j ω C_{1}}}{R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1} + \frac{1}{j ω C_{1}}} \dot{Ι}_{1} + j ω Μ \dot{Ι}_{2} = \dot{U} \\ R_{2} \dot{Ι}_{2} + j ω L_{2} \dot{Ι}_{2} + \frac{1}{j ω C_{2}} \dot{Ι}_{2} + j ω Μ \dot{Ι}_{1} = 0 \end{cases} (10)$

可得:

次级产生的电流:

$\dot{Ι}_{2} = j ω Μ \dot{Ι}_{1} / R_{2} (11)$

初级产生的电流:

$\dot{Ι}_{1} = \frac{\dot{U}}{\frac{ω^{2} L_{1}^{2}}{R_{1}} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{R_{2}} - j ω L_{1}} (12)$

次级接收的功率:

$Ρ_{p s} = \frac{ω^{2} k^{2} L^{2} U^{2}}{R_{2} (\frac{ω^{2} L_{1}^{2}}{R_{1}} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{R_{2}} - j ω L_{1})^{2}} (13)$

(4) 初级并联-次级并联电路拓扑

${\begin{cases} \frac{(R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1}) \frac{1}{j ω C_{1}}}{R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1} + \frac{1}{j ω C_{1}}} \dot{Ι}_{1} + j ω Μ \dot{Ι}_{2} = \dot{U} \\ j ω L_{2} \dot{Ι}_{2} + \frac{1}{j ω C_{2} + 1 / R_{2}} \dot{Ι}_{2} + j ω Μ \dot{Ι}_{1} = 0 \end{cases} (14)$

可得:

次级产生的电流:

$\dot{Ι}_{2} = \frac{j ω Μ \dot{Ι}_{1}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}} (15)$

初级产生的电流:

$\dot{Ι}_{1} = \frac{\dot{U}}{\frac{ω^{2} L_{1}^{2}}{R_{1}} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}} - j ω L_{1}} (16)$

次级接收的功率:

$Ρ_{p p} = \frac{ω^{2} k^{2} L^{2} U^{2}}{(j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}) (\frac{ω^{2} L_{1}^{2}}{R_{1}} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{R_{2}} - j ω L_{1})^{2}} (17)$

3Matlab仿真分析

感应耦合能量传输系统的功率与系统工作频率、次级负载电阻、耦合系数、初次级电感和补偿电容有关。

针对系统功率所涉及的参数较多, 感应耦合能量传输系统在稳定工作时有较多的参数相对固定并无变化, 因此在分析时可以取固定的值。结合工程实际中的情况, 对参数取值;耦合系数k=0.4;初级输入电压 $\dot{U} = 10 V$ ;初级电阻R1=10 Ω;次级电阻R2=10 Ω。感应耦合能量传输系统工作在中频下, 频率f=200 kHz, ω=4π×105。在Matlab中对上述四种拓扑中计算出的次级接收功率的有功功率进行计算, 次级在四种拓扑下所得的有功功率如图8～图11所示。

由以上特性曲线可知, 初级串联-次级串联补偿拓扑在初次级电感取值0～100 μH的范围内, 所能获得的最大功率是2.5 W, 初级串联-次级并联补偿拓扑在初次级电感取值0～100 μH的范围内所能获得的最大功率是3 W, 初级并联-次级串联补偿拓扑在0～100 μH的范围内所能获得的最大功率是0.32 W, 初级并联-次级并联补偿拓扑在0～100 μH的范围内所能获得的最大功率是12.5 W。Ppp-max>Psp-max>Pss-max>Pps-max。在特定频率下, 初级并联-次级并联补偿能够使次级接收到的有功功率最大。

4结语

电磁感应耦合能量传输技术是通过磁场耦合进行电能传输的一项新兴技术, 本文在简要介绍了非接触能量传输概念的基础上, 基于分离式变压器的互感模型, 对四种补偿电路进行了建模分析, 结合工程实际选取参数对次级接收到的有功功率分析, 为设计人员选择补偿电路时提供一定的依据。

参考文献

[1]RHO Sung-Chan, KIM Soo-Hong, AHN Young-Hoon, et al.A study on power transmission system using resonantfrequency tracking method and contactless transformer withmultiple primary winding[C]//Proc.of 2007InternationalConference on Electrical Machines and Systems.Seoul:ICEMS, 2007, 43 (3) :1635-1639.

[2]CHEN R T, CHEN Y Y.Synthesis and design of integra-ted-magnetic-circuit transformer for VRM application[J].IEEE Proceeding Electric Power Applications, 2006, 15 (3) :369-378.

[3]BOYS J T, GREEN Andrew W.Inductive power distribu-tion system:US, 5293308[P].1994-03-08.

[4]PEDDER D A G, BROWN A D, SKINNER J A.A con-tact-less electrical energy transmission system[J].IEEETransaction on Industrial Electronics, 1999, 46 (2) :23-30.

[5]刘维罡, 董慧芬.串联谐振逆变器在无接触电能传输技术中的研究与应用[J].国外电子测量技术, 2004 (5) :29-32.

[6]武瑛, 严陆光, 徐善纲.新型无接触能量传输系统[J].变压器, 2003, 40 (6) :1-6.

[7]HEINLOTH K.Wireless power transmission[J].FossilEnergy, 2002:187-199.

[8]SUH Y H, KAI C F.A high-efficiency dual-frequencyrectenna for 2.45-and 5.8GHz wireless power transmis-sion[J].IEEE Transactions on MicrowaveTheory andTechniques, 2002:1784-1789.

[9]刑岩, 蔡宣三.高频功率开关变换技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.

[10]王英剑, 常敏慧, 何希才.新型开关电源实用技术[M].北京:电子工业出版社, 1999.

【密度感应系统】推荐阅读：

感应开关10-15

感应技术06-09

转子感应08-14

雷电感应10-09

感应电流05-27

三相感应电机07-29

感应测试论文09-21

中频感应电炉10-05

感应电动机05-12