电力的无线输出

2024-09-04

电力的无线输出（共5篇）

电力的无线输出篇1

0 引言

非接触电能传输是利用初级与次级线圈之间的磁场耦合进行能量传输, 已成功应用于各种工业设备中。随着研究的深入和实际工作的需要, 在某些环境中, 需要实现对不同负载供电, 这种工作模式下随着负载的变化, 整个系统的总体等效负载电阻也是实时变化的, 这种负载的变化容易造成系统的失谐和输出电压的不稳定[1,2], 导致输出电压质量下降, 在需要输出恒定电压的场合会产生不期望的特性。

已经提出的控制拾取端电压稳恒性的方法中参考文献[3]的短路控制原则类似于升压控制器, 通过PWM控制输出电压并作为反馈信号控制半导体开关器件, 流入负载的平均电流能够保证负载电压的恒定, 但是这种方法开关损耗大, 使得整个系统的效率降低。参考文献[4]的原边主动控制方法通过控制初级线圈输入电压的幅值大小来控制输出电压, 此种控制方法在单负载情况下可以实现, 但对于多负载接收端的系统, 无法实现一对一的控制。基于此本文提出了一种基于电容阵列[5]的输出电压控制方法。通过投切电容实现拾取系统的谐振, 当电路参数发生变化时, 比较设定值与反馈值, 将差值与差值变化率作为输入, 运用模糊控制输出投切电容值。本文通过仿真发现负载变化时拾取端仍能保持输出稳压, 可以在一些精度要求不高的场合及小功率设备中使用。

1 电路工作原理

图1中根据初、次级回路电容补偿方式的不同[6], 本文以串并拓扑结构为研究对象。在原边部分逆变网络采用频率倍增电路[7], S1~S8顺序开通, 开关频率为逆变的输出波形频率的1/4, 减少了单管的开关损耗。次级端为一电容阵列, 将负载电压与给定的差值进行模糊处理转换成开关序列, 通过切换等效电容使系统达到谐振状态, 为负载提供一个稳定的输出电压。

2 负载端电压与补偿电容值关系

为得出负载端电压与等效补偿电容值之间的关系, 使用戴维宁等效电路模型, 如图2所示。

图2中Vs为初级线圈电流在次级线圈的感应电动势, Uoc为戴维宁等效电路的开路电压, Zequ为将RL支路断开后的等效阻抗, 对于全桥整流滤波网络, 其交流等效电阻为R=8/ (π2RL) 。

感应电动势可表示为:

式中Ip为系统原边电流。

等效导纳为:

开路电压为:

根据式 (3) 可得等效电路的回路电流I1:

负载RL上的电压为:

从式 (5) 可以看出, 拾取端电压的恒定与等效电容值和频率有关, 当系统因环境或负载扰动而导致失谐时, 通过改变等效电容Cequ的值调整输出电压为恒定的谐振电压值。从而达到调谐与恒压控制的目的。

3 基于电容阵列的稳压调谐控制

3.1 电容阵列工作原理

图3为电容阵列结构示意图, 电容阵列由两个相同的单元构成, 且每个单元分别有5个大小相同的电容及4个开关管组成。由于系统工作频率较高, 且开关管的开关损耗与频率成正比, 电容阵列的控制原则是每时刻只允许一个或两个开关管导通, 且开关对 (S1、S2) 与 (S5、S6) 不能同时导通。电容阵列可输出29组不同的等效电容值, 定义为Cequ。不同的等效电容值及对应的开关序列在表1中给出。

设第一单元的电容值为C1, 单元2的电容值为C2, 且满足关系式 (6) :

为确定C2与C1的倍数关系, 提高Cequ的调节精度, 定义:

通过如图4所示的α、β及组数x的三维关系, 可以清晰、直观地得到其变化规律。

从图4中可以看出当α值增大时对应的β值的线性度越低, 且Cequ的调节精度也降低。当α=3时, 图形的平滑性最好, 即α值的线性度最高, 对应的变化范围为0.33~9.15, 可变范围满足工程需要。

3.2 基于模糊控制的电容阵列控制方法

图5中将给定电压值与反馈电压值的误差及其误差变化率作为模糊控制的输入语言变量, 将等效电容值作为模糊控制的输出语言变量, 通过模糊控制算法得到ΔCp, 根据等效电容值确定开关管的开关。

(1) 隶属函数的建立

首先将输入输出语言变量进行模糊化, 如表2所示, 设定误差e与误差变化率de的论域均为[-6, -4, -2, 0, 2, 4, 6], 控制输出的ΔCp的论域为[-0.99, 0.99], 分别将e、de、ΔCp量化为7级, 即[-3-2-1 0 1 2 3]。将输入输出语言变量论域内的模糊子集确定为5个:NB、NS、ZE、PS、PB, 分别表示负大、负小、零、正小、正大。各语言变量模糊子集通过隶属度函数来定义。

(2) 模糊控制决策方法

实际控制系统需要的是一个确切的等效电容值, 采用重心法的反模糊化运算就可得到输出等效电容值与隶属度函数的关系, 如式:

其中, u表示反模糊化输出结果, 即控制输出量等效电容值Cequ, Δuk表示每一控制量Uk的量化值, μ (uk) 为相应的隶属函数值。由等效电容值根据表1即可查询对应的开关序列, 进而控制电容阵列中的开关管。

4 Simulink仿真及参数的调整

4.1 稳压控制仿真模型搭建

在Simulink模块中构建次级线圈的稳压控制模型如图6所示, 图7为模糊控制仿真模型。

4.2 仿真结果分析

图8为基于次级线圈的稳压控制仿真图。

由仿真波形可以看出图8 (b) 中R=3.5Ω时负载输出电压不足, 为7 V左右, 图8 (a) 中R=5Ω时负载电压值超过设定值8 V, 模糊控制根据电压误差与变化率确定输出投切电容值, 最终使得负载电压稳定在恒定值8 V。图8 (c) 中, 在阻抗匹配下负载为最佳负载, 此时输出电压稳定在8 V, 当t=0.2 s时负载发生变化经投切电容调节, 在t=0.5 s时电压重新回到系统稳定值8 V。图8 (d) 中, 与图 (c) 相同, 初始状态为最佳阻抗匹配时的负载值, 电压稳定在8 V, 在t=0.1 s时负载发生变化, 经电容调节至设定值8 V, t=0.3 s时负载再次发生变化, 经模糊控制的电容阵列进行调节, 系统经0.2 s重新进入稳定状态, 达到电压设定值。

5 结论

本文使用模糊控制算法, 通过对电容阵列的控制来实现无线电能传输拾取端输出电压的控制。通过对负载切换进行仿真, 结果很好的表明了运用模糊控制可以有效的将输出电压控制在设定值, 有一定的理论意义与实用价值。

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无线通信技术在电力通信中的应用篇2

一、无线通信技术的简介

无线通信技术是利用电磁波信号进行信息交换的一种通信方式。而无线通信主要分为卫星通信和微波通信。微波的传送距离很短，一般只有几十千米，但是由于它能够携带数量较大的通信信息，而得到了广泛应用。在利用微波传送信息时，必须借助于微波中继站来完成。卫星通信就是将通信卫星作为地球站或移动体之间的中继站，使它们之间能够通过微波进行通信联系。

二、无线通信技术的分类

无线通信技术的主流技术目前只有四种，主要是WLAN、W Max、WMN、3G等

2.1WLAN技术简介

WLAN技术也称为Wi-Fi技术，是一种利用无线通信技术，在局部范围内建立起来的通讯网络。它是以无线信道作为媒介，发挥类似于传统有线局域网的功能，使用户能够随时随地地接入宽带网络。WLAN可以延伸到附近90m左右，而且传输速率较快，特别适合同一楼层的用户接入使用。WLAN技术的研究已经趋于成熟，与其相关的应用产品也非常丰富，因此得到了广泛的应用。但是由于WLAN技术是利用空气发送和接收数据，使其存在着一定的安全隐患，容易受到外界攻击，而使覆盖范围内的数据遭到盗窃。另外，由于WLAN的相关应用产品参差不齐，使其传输的信号不是很稳定，让用户得到不好的体验。

2.2W Max技术简介

W Max的传输距离比较远，最远可达50Km的范围。它是一种新型的无线通信技术，能够通过静止和半静止的状态来进行网络访问，比较适用于互联网的高速连接。W Max的传输速率非常快，一般可以达到10M-70M左右，完全可以满足用户对于宽带上网的要求。而且W Max技术能够为用户提供不同形式的宽带连接，比如：固定式、移动式和便携式，以满足用户在不同情况下的互联网接入要求。

W Max技术由于推出时间晚，相对其他无线通信技术而言，要更为先进一些，但同时也存在着一些还未解决的问题，比如利用率低、频率复用性小等，并且由于其完成标准化的时间不长，还必须经过长时间的实践检验，才能进行推广应用。从应用前景来看，W Max技术的网络信号覆盖面广，在实际应用中能够减少中继站的数量，节约电力通信的成本。由于先进的技术和超远的传输距离，W Max技术被认为是未来无线通信技术的方向，受到了业界的青睐。

2.3WMN技术简介

WMN是源于AdHoc网络研究与开发的一种无线网状通信技术，其承载的信息量大，传输速度快，融合了WLAN技术和AdHoc网络的优势。WMN利用网络拓扑结构，有效避免了中心网络拥塞和单点故障等缺点，而且它能够与多种宽带无线接入技术相结合，组成有效的无线网状通信网络。

WMN虽然还处于研究之中，但是融合有不同的无线通信技术特点的WMN技术，将会在无线宽带接入中得到广泛应用。它的对象检测和数据采集功能，能够在环境检测和交通运输，以及工业生产中发挥巨大的作用。虽然目前还没有研究出相对成熟的产品来支持WMN技术的广泛应用，但是随着该技术的不断完善，不久之后，WMN必然能够在电力通信系统中占据一席之地。

2.4 3G技术简介

3G是第三代移动通信技术的简称，是指能够通过较高频率进行数据传输的一种蜂窝数据通信技术。3G技术是将国际互联网和无线通信相结合的一种移动通信技术，它的传输速率一般是几百kbps以上，用户可以通过3G技术传送声音、图片、以及数据信息等。目前的3G技术一般只有CDMA2000、WCDMA、TD-SCDMA这三种标准。从1996年提出标准开始，到2000年制订出完整的标准，再到如今的广泛应用，3G技术已经拥有相当多的实践经验，并且形成了一套完备的理论。从应用前景来看，3G技术在全球范围内的许多地区都已经得到了应用，比如欧洲国家、韩国以及日本等亚洲国家都已经将3G技术投入到了商业应用之中，此外，还有许多国家正在实现或者即将实现3G网络的全覆盖。

三、无线技术在电力通信中的应用

3.1电力通信对无线通信技术的要求

首先，电力系统中采用的无线通信技术，在灾难发生时，要能够作为紧急的通信工具，维持灾难发生区域与外界的正常联系。其次，由于部分地区之间相隔距离较远，架设光缆通信的费用较高，便可以考虑无线通信技术。再次，我国的配电系统自动化技术仍然比较落后，通过采用无线通信技术，不仅可以对配电系统进行实时监测，还能精确覆盖各个节点，减少线缆的成本。最后，对于电力楼层和电厂等小范围的网络覆盖，可以选择无线通信网络，这不仅可以避免综合性较强的布线系统，节省布线的成本，還能够在接入宽带无线网络时更加方便，迅速。

3.2无线通信组网

对几种无线通信技术分析发现，W Max和Wlan以及卫星通信等技术，比较适合应用于电力通信系统中的应急通信，而且W Max也适合于配电系统通信。因此，如果能够将W Max作为电力通信中的主要无线通信技术来研究，有望解决电力通信中的各种问题。为了避免平时对应急通信网络的闲置，减少网络建设的投资成本，可以考虑将W Max技术、Wlan技术以及卫星技术相结合，并研究出相应的解决方法。目前，光纤传输网和数据网络发展快速，可以通过利用它们现有的资源，将无线通技术进一步发展，使应急通信网络在平时的日常生活中也能得到良好应用。

四、结论

虽然目前的电力通信仍然是以光纤通信为主，但是无线通信技术由于具有不受地面限制和能够迅速部署的优点，能够作为电力通信系统的应急方案，并且能够在电网自动化技术中发挥巨大的作用。因此，无线通信技术可以作为一个补充手段，为电力通信系统提供自己的力量。

电力的无线输出篇3

基于无线传感器网络实现的网络控制系统由于在理论和实践两方面具有重要意义, 受到学者和企业广泛关注[1,2]。一类基于无线传感器网络实现的网络控制系统, 如图1所示。

s (t) —设定值;u (k) —控制信号;d1—控制器-执行器之间的网络延时;d2—传感器-控制器之间的网络延时;y (k) —输出反馈信号

在图1所示网络控制系统中, 由于路由改变引起的跳数改变是网络传输延时发生变化的主要来源[3]。网络延时在一定程度上会降低系统的性能, 甚至使闭环系统不稳定[4];如何准确描述具有可变延时的网络控制系统动态并据此设计相应的稳定化控制器, 对于无线传感器网络和网络控制系统的深入研究和工程应用十分重要。

针对图1所示无线网络控制系统, 文献[5]分析了控制系统的特点, 但是, 没有考虑可变延时对控制系统性能的影响, 也没有给出具体的控制器设计方法;文献[6]针对通过点对点无线通讯连接实现的闭环控制系统, 提出了一种LQR输出反馈控制器, 然而, 由于其考虑的点对点无线连接不是真正意义上的网络, 其结果不具有一般性;文献[7]分析了一种采用无线传感器网络实现的无线网络控制系统, 并给出了一种根据数据包传输过程中的转发次数 (或跳数) 进行控制器增益调整的调度算法, 由于软件模拟工具的局限性, 所推导调度算法的一般性和有效性仍需要进一步评估。

本研究论述上述无线网络控制系统的稳定化控制器设计问题。

1 模型定义及稳定性分析

针对如图1所示无线网络控制系统, 为了简化分析且不失一般性, 假设传感器与控制器之间采用无线传感器网络连接, 数据包在无线网络上传输产生延时, 延时大小主要依赖于传输过程中的跳数L, L与网络延时之间的统计关系已知;控制器和执行器之间采用有线电缆连接, 数据传输延时忽略不计。

考虑如下离散时间线性动态方程描述的无线网络控制系统:

式中 x (k) , u (k) —系统的状态向量和控制向量, x (k) ∈Rn, u (k) ∈Rm;y (k) —系统的输出向量, y (k) ∈Rl;A, B, C—适当维数的实常数系数矩阵。

针对式 (1) 的网络控制系统, 考虑如下LQR输出反馈控制器设计问题, 即假设存在控制器:

使得如下性能指标最小化:

$J = \min_{Κ} \sum_{i = 0}^{\infty} [y^{Τ} (i) R y (i) + u^{Τ} (i) Q u (i)] e^{σ i} (3)$

式中, σ≥1。由线性控制系统理论可知, 如果满足约束条件的控制器存在, 则式 (1) 和式 (2) 所构成闭环系统的极点将位于半径为 $\frac{1}{σ}$ 的圆盘内。

联立式 (1) 和 (2) , 则应用到被控对象的控制命令具有如下形式:

式中 rs (k) —闭环网络控制系统中的时变延时;通过对无线传感器网络的分析[8]可知, rs (k) 是一个有界的整数序列, 即rs (k) ∈{0, 1, …, h}, h是网络延时的上界。

利用增广向量法, 考虑所有可能的延时, 得到如下增广状态向量:

$\bar{x} (k) = [x^{Τ} (k) x^{Τ} (k - 1) \dots x^{Τ} (k - h)]^{Τ} (5)$

在任意时刻k, 利用增广状态向量描述的开环控制系统为:

$\begin{array}{l} \bar{x} (k + 1) = \bar{A} \bar{x} (k) + \bar{B} u (k) \\ y (k) = \bar{C}_{r_{s}} (k) \bar{x} (k) (6) \end{array}$

式中, , 表示除了第rs (k) 维外, 其他元素为0。

将式 (4) 代入式 (6) , 可得到如下闭环控制系统:

$\begin{array}{l} \bar{x} (k + 1) = (\bar{A} + \bar{B} Κ \bar{C}_{r_{s}} (k)) \bar{x} (k) \\ y (k) = \bar{C}_{r_{s}} (k) \bar{x} (k) (7) \end{array}$

注意到rs (k) 是时变的, 由文献[9]可知, 闭环控制系统 (7) 可看作一个切换控制系统, 系数矩阵 $\bar{A} + \bar{B} Κ \bar{C}_{r_{s}} (k)$ 根据网络延时的变化, 在h+1个工作点之间进行切换。

这样, 闭环控制系统 (7) 的整定问题就转化为切换系统 (8) 的整定问题:

$\bar{x} (k + 1) = A_{i} \bar{x} (k) (8)$

式中, $A_{i} = \bar{A} + \bar{B} Κ \bar{C}_{r_{s}} (k)$ ;i=0, …, h。

在任意采样时刻k, 假设由跳数L所产生的延时rs (k) 是可测的, 则系统 (8) 的切换顺序是已知的, 因此, 系统 (8) 能被进一步描述为如下形式:

$x (k + 1) = \sum_{i = 0}^{h} ξ_{i} (k) A_{i} x (k) (9)$

其中, ξi (k) =[ξ0 (k) … ξh (k) ]T, 且工作点=Ai时, ξi=1, 否则, ξi=0。

定理如果存在h+1个正定对称矩阵Pi (i=0, …, h) , 使得如下线性矩阵不等式组:

$\begin{array}{l} [\begin{matrix} Ρ_{i} & A_{i}^{Τ} Ρ_{j} \\ Ρ_{j} A_{i} & Ρ_{j} \end{matrix}] > 0 \forall (i, j) \in Ι \times Ι \\ Ρ_{i} > 0 \forall i \in Ι \\ Ι = {0, 1, \dots, h} (10) \end{array}$

成立, 式 (9) 所描述的切换系统渐进稳定。

证明在定理条件下, 考虑式 (9) 所描述的切换系统, 定义如下的Lyapunov泛函:

$V (k, x (k)) = x^{Τ} (k) (\sum_{i = 0}^{h} ξ_{i} (k) Ρ_{i}) x (k)$

将式 (9) 代入泛函V (k, x (k) ) , 利用文献[10]中的相关结论, 即可证明泛函V (k, x (k) ) 沿系统 (9) 的任意运动轨迹的前向时间差分导数为负定, 由Lyapunov主稳定性定理可知, 闭环系统渐近稳定。

2 LQR输出反馈控制器设计

如果满足约束条件的输出反馈控制器存在, 则式 (1) 和式 (2) 所构成闭环系统的极点将位于半径为 $\frac{1}{σ (k)}$ 的圆盘区域内。由此可见, σ (k) 的取值大小决定了系统的稳定性域范围大小。另外, 由上述稳定性分析可知, 在保持系统闭环稳定的前提下, 系统的所有极点满足:

$| e i g (A + B Κ C) | \leq \frac{1}{σ (Κ)} (11)$

由式 (11) 可知, 如果σ (k) 选择较大的数值, 则稳定性域 $\frac{1}{σ (k)}$ 较小, 此时, 系统极点具有较小的幅度, 这意味着闭环系统具有较快的响应性。

考虑到不同的σ (k) 取值对系统响应的快速性、稳定性域等具有重要影响, 如果以σ (k) 的优化为目标, 则输出反馈控制器的设计可以转化为以下优化过程:

优化过程:

(1) 在任意采样时刻k, 计算跳数L;

(2) 根据跳数L, 设置此时的σ (L) =1, 并给定适当的权重矩阵R、Q;

(3) 利用式 (3) 计算控制器反馈增益K (L) , 并判断K (L) 是否满足式 (10) ;

(4) 如果式 (10) 不成立, 则对于给定的R、Q和σ (L) , 方程无解, 此时, 需要重新选择权重矩阵R、Q或改变σ (L) ;并重复上述步骤;

(5) 如果式 (10) 成立, 则改变σ (L) 的取值, 并重复上述步骤, 直到取得满意的性能指标为止。

求解上述优化过程, 所得到的控制器是满足一定的稳定性、快速性等性能指标的稳定化控制器。

3 实验分析

笔者使用基于无线传感器网络的电机电流控制实验平台[11], 来验证所提出控制算法的有效性。所使用的实验装置, 如图2所示。

整个实验装置由20个节点组成, 分布在一座平面面积约3 000 m2的实验楼中, 每个节点的信号传输距离约25 m, 所有节点组成一个基于IEEE 802.15.4/Zigbee协议的无线传感器网络;其中, 传感器节点通过底座与电机驱动电路连接, 控制器节点通过底座接口与主控制器连接, 传感器节点与控制器节点分布在不同楼层中, 相距500 m, 控制信号通过有线电缆传输, 采样信号通过无线网络传输;采样时间、节点间时间同步、数据记录等设置同文献[11]。

考虑实验装置的硬件特性, 经过Matlab仿真和实验分析, 得到如下控制模型:

$x (k + 1) = [\begin{matrix} 1.825 & - 1.104 & 0.223 1 \\ 1 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 \end{matrix}] x (k) + [\begin{matrix} 1 \\ 0 \\ 0 \end{matrix}] u (k) (12)$

y (k) =[0.001 43 0.004 0.007]x (k) (13)

取Q=R=1, σ=1/0.85, 最小化式 (3) , 可计算得到如下控制器增益:

K∈{-1.192 7 -1.443 9 -1.722 5} (14)

当K=-1.192 7, K=-1.443 9和K=-1.722 5时, 通过计算对应系数矩阵 $\bar{A} + \bar{B} Κ \bar{C}_{r_{s}} (k)$ 的最大特征根, 可得到在保持系统闭环稳定的情况下, 系统最大容许的网络延时分别为6T、5T和3T。

通过在TrueTime网络模拟器[12]中的大量仿真和具体装置上的网络实验, 数据包传输时经历的跳数L与对应网络延时之间的关系, 如表1所示。

由表1可知, 当0≤L≤2时, 网络延时为0～3个采样周期, 取K=-1.722 5, 则系数矩阵 $\bar{A} + \bar{B} Κ \bar{C}_{r_{s}} (k)$ 的最大特征根小于1;类似地, 当3≤L≤6时, 取K=-1.443 9;当7≤L≤10时, 取K=-1.192 7。此时, 系统 (12) 、 (13) 可转化为式 (7) 所描述的切换控制系统, 由线性矩阵不等式 (10) 和前面分析可知, 对应的切换控制器为:

${\begin{cases} Κ_{1} = - 1.722 5, r_{s} = 0, 1, 2, 3, 0 \leq L \leq 2 \\ Κ_{2} = - 1.443 9, r_{s} = 1, 2, 3, 4, 5, 3 \leq L \leq 6 \\ Κ_{3} = - 1.192 7, r_{s} = 4, 5, 6, 7 \leq L \leq 10 \end{cases} (15)$

在切换控制器 (15) 作用下, 设定电流为800 mA时, 电机电流变化曲线, 如图3所示;网络延时的变化曲线, 如图4所示。

从图3可以看到, 在切换控制器的作用下, 电机相电流能够跟随设定电流值的变化, 并且使误差渐进收敛到零, 从而验证了所提出控制算法的有效性。从图4可以看到, 实验装置中采用的无线传感器网络为传感器—控制器之间的数据传输引入了随机网络延时。

需要注意的是, 从图3所示曲线中可以看到, 整个系统的调节时间较长, 超调量较大, 在到达稳态值以后, 仍然存在轻微的振荡现象, 这是因为所提出的控制器本身会随着数据包的延时时间进行切换, 这种切换带来了控制器工作点的切换, 造成了电流值的振荡;另外, 由于存在控制模型的不精确、使用了较长的采样周期等因素, 系统的性能受到影响。

4 结束语

针对一类基于无线传感器网络实现的闭环控制系统, 考虑多跳通讯对闭环网络控制系统的影响, 本研究提出了一种基于客户机—服务器模型的LQR输出反馈控制策略, 通过增广向量法并利用相关文献的结论, 将闭环系统转化为一个切换控制系统, 利用Lyapunov稳定性定理和线性矩阵不等式等工具得到了闭环系统稳定性条件。在此基础上, 将LQR输出反馈控制器设计问题转化为优化问题, 给出了优化过程的执行步骤。最后, 将该算法应用到基于无线传感器网络的实验系统中。实验结果表明:在可变延时存在的情况下, 所提出的控制策略能够使控制系统保持稳定。

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电力的无线输出篇4

随着陆地上能源的逐渐减少,越来越多的国家把目光聚集到海洋能的开发上。由于波浪能具有可再生性,在海洋中无处不在,无处不有,而且受时间限制相对较小,能流密度较大,可通过较小的装置提供可观的廉价能量,又可以为边远海域的国防、海洋开发等活动提供能量,因此,世界各海洋大国均十分重视波浪能的开发和利用的研究[1]。

由于波浪具有随机性,而且能量时大时小,使得波浪发电系统的电力输出很不稳定。为了实现电能的稳定输出,目前的波浪发电系统大多通过蓄电池进行能量的蓄存转化。然而由于蓄电池寿命短而且极易造成环境污染,这就决定了该种方式难以在海上进行推广应用。为此我们在国家海洋局海洋可再生能源专项资金支持下,成功研制了一套液压蓄能波浪发电系统,可实现电力平稳的输出。

1 波浪发电系统能量的传递与蓄存

1.1 能量传递方式

图1是液压蓄能波浪发电系统的原理图和实物图。其中能量传递的具体过程为:首先是波浪能转化成浮筒运动的机械能,然后浮筒的机械能通过液压油缸转换成液压能,产生的液压能会被蓄存在蓄能器中,蓄能器中的能量再释放转化成电机的机械能,最后由机械能转化成电能。具体传递方式如下:

1.2 液压系统各部分的能量传递过程

液压系统各部分的能量传递过程见图2。

如图2所示,液压系统各部分能量传递过程如下:a)上端接头:把整套液压系统固定在平台上,下端部分也有一个类似的接头,这个接头与浮筒连接在一起。这样液压系统在波浪运动的作用下就会产生液压能;b)液压管A、B连接油箱的接头:液压管通过这两个接头与油箱连接,是液压腔内液压油与油箱内液压油进行交换的必由之路;c)中部液压泵:主要由液压腔和活塞构成,将浮筒机械能转换成液压能的关键部分;d)下部液压杆:在机械能转成液压能过程中实现力的传递;e)一般的液压系统在浮筒的一个浮动周期只能产生一次的液压。而我们的液压系统的油路为上下双通道,也就是说活塞向单一方向运动过程中,既能对液压油产生压力又能对液压油产生吸力。这样浮筒的一个浮动周期可以产生2次液压,从而增加了能量传递次数提高了发电量。

1.3 能量的蓄存

蓄能器的作用是将液压能蓄存起来,尤其是将波浪的波峰和波谷的能量蓄存起来,然后再稳定的释放出能量。蓄能器内装N2,最大压力可达到10 MPa。一般情况下,用一个蓄能器可以实现能量的蓄存和释放,但是基于安全和备用的考虑一般采用两个蓄能器,让他们交替工作。这样,可以避免其承受压力过大,从而提高发电系统的安全性和可持续性。图3是蓄能器的实物图:

2 液压蓄能波浪发电系统电力输出的实验检测与结果分析

2.1 实验条件

实验的实验条件如下:a)实验场地:浙江海洋学院水动力实验室;b)实验波况:造波机造波,模拟量设置为:幅值7 V,频率0.3 Hz。用采波仪进行实际波况数据的采集;c)实验主要仪器:LPB1-2声学测波仪、PM系列智能电参数测量仪,电压14 V,功率25 W的白炽灯负载。

2.2 实验步骤

a)用造波机造波,并用声学测波仪进行实际波况数据的采集。采集程序界面见图4和波浪数据曲线见图5。

由采集程序界面图4和波浪数据曲线图5可以看出,波况为:最大波高为3.5 m,周期为3.5 s,平均波高为0.3 m,平均水深为2.9 m,测量波数为120个;波形为正弦波而且比较稳定;

b)采集此波况下,发电平台上负载的电压、电流、功率以及功率因数数据,如图6所示:

发电平台上的负载为两个电压14 V,功率为25 W的灯泡,负载A的测量由功率计完成,负载B的测量由电流表和电压表组合来完成。为避免误差产生,把两个负载接在三相电的同两相,而且在实验条件基本不变的基础上,同时采集两个负载的电压、电流、功率数据;对实验数据进行整理及分析。具体如下。

2.3 实验数据的整理及分析

为了便于观察输出电能的稳定性,首先对各个负载的数据进行分析,然后再进行对比分析。

2.3.1 负载A实验数据的采集及分析

负载A数据变化曲线见表1。

表1给出了多次采集到的负载A的电压、电流、功率、功率因数值,以及曲线图。对上图分析可得:a)电压:一般会保持在9.3 V~10.0 V之间;电流:会保持在0.684 A~0.7 A之间;功率:保持6.3 W~7.0 W之间;功率因数:基本保持为1,虽然电信号存在一定波动,但是始终保持在一定范围内,作为照明用电是完全可以的;b)不但电信号基本稳定而且液压也基本保持在1.952 MPa,这说明液压能的平稳转化与电能的稳定输出是密不可分的,而且可能存在某种线性关系;c)功率因数为1,说明白炽灯为纯电阻,这与理论上是相符合的。

2.3.2 负载B实验数据的采集及分析

负载B的实验数据以及变化曲线见表2。

表2给出了负载B的电压、电流、功率、功率因数值以及数值的变化曲线。对其分析得:负载B电压保持在:8.3 V~9.3 V之间;电流保持在0.67 A~0.69 A之间;功率保持在:5.7 Hz~6.3 Hz之间;功率因数:基本保持为1。负载B的电信号也保持在一个相对稳定的范围为,保证了负载B相对稳定的工作。

2.3.3 负载A与负载B实验数据的对比分析

负载A与负载B实验数据的对比分析见表3。

表3给出了负载A与负载B实验数据的比较,可知:a)在实验条件基本相同情况下,两个负载的平均电流基本一样,平均电压、功率存在差异,即:这可能是由于负载B与负载A电阻存在差异造成;b)两个负载的电信号都稳定在一定的范围内保证了其能稳定的工作。

3 结语

通过对波浪发电系统,能量传递与蓄存过程的研究,以及对其电力输出实验数据的分析,可以得出以下结论:a)液压蓄能发电系统具有可实施性;在适当的波浪工况下,发电系统可以实现电力的稳定输出,具有很高的价值。可以为边防战士提供基本的生活保证,更好维护好祖国资源和祖国南海安全;b)液压蓄能发电系统即使没有采用稳压设备也能实现电力的稳定输出,提高了发电率;c)液压蓄能发电系统没有采用蓄电池进行能量的过渡,提高了系统的可持续性和环保性;d)把液压传动技术和蓄能器的蓄能技术结合起来应用于波浪发电这一创新,为今后波浪发电系统的研究提供了重要的参考价值。

摘要：对于波浪发电系统而言,一个难以避免的难题就是如何把不稳定的波浪能转换成稳定输出的电能,提出了一套液压蓄能发电系统,该系统将液压传动和蓄能器蓄能巧妙地结合起来,实现电力的稳定输出。也通过实验对其稳定输出电力的能力进行了论证。

关键词：波浪发电,液压蓄能,稳定输出,实验论证

参考文献

电力的无线输出篇5

随着现代工业技术的发展,大量的电力电子装置中采用了大功率开关器件,使电力电子装置实现了高频化和小型化,但随之而来的是高次谐波的产生,对电网造成的污染。现在采用的比较流行的补偿谐波的装置是并联型有源电力滤波器(SAPF)[1,2]。

现阶段的SAPF的输出一般来说采用单电感滤波器[3]。单电感滤波器结构简单,但是不能够很好地滤除开关谐波[4],需要较高的开关频率才能有效地滤除开关谐波,获得良好的动态性能。往往为了获得较好的滤除开关谐波,需要增大电感的数值,这不仅提高了成本,而且降低了系统的动态性能[5]。

因此,有些学者提出用LCL滤波器代替单电感滤波器,LCL滤波器能够抑制高次谐波[6,7]。本文将对LCL滤波器进行分析,并进行仿真验证。

1 LCL滤波器的分析

带LCL滤波器的并联型有源电力滤波器(APF)的系统结构图如图1所示。其中,Es是网侧电压,L1是逆变器侧电感,L2是电网侧电感。APF通过检测负载电流,计算出谐波指令电流,然后经过控制策略产生PWM信号驱动逆变器的开关,逆变器输出经过滤波器产生与谐波指令电流相反的补偿电流并入电网,从而达到谐波补偿的目的。

图2是APF的单相等效电路。其中,Es是网侧电压,ui是逆变器侧输出电压,L1是逆变器侧电感,L2是电网侧电感,Rd是阻尼电阻。

逆变器侧支路,电网侧支路以及电容支路的传递函数分别为:

由公式(1)～(3)可以推出从逆变器侧输出电压ui到网侧输出电流i2的传递函数为:

LCL滤波器的参数取为:L1=0.5 m H,L2=0.2 m H,C=8μF,Rd=1Ω;单电感滤波器的参数取为:L=L1+L2=0.7 m H。可以画出G(s)以及单电感的波特图如图3所示。

在谐振频段前,LCL滤波器保持着与单电感滤波器一样的频率特性;在谐振频率后,LCL滤波器的衰减率为-60 dB/十倍频,而单电感滤波器只有-20 dB/十倍频。对于10 kHz的开关纹波,LCL滤波器具有-42.9 dB的衰减,而单电感滤波器的衰减只有-32.9 d B。

2 仿真及其分析

2.1 LCL滤波器仿真

在Matlab/Simulink软件下搭建仿真电路对系统进行仿真。图4是简单LCL滤波器单相电路仿真图,u是正弦交流电压电源,L1是电压电源侧电感,L2是输出侧电感,Rd是阻尼电阻。取值为:L1=0.5 m H,L2=0.2 m H,C=8μF,Rd=1Ω。

当u=50sin(2π×500t)时,LCL滤波器的输出电流如图5 a)所示,图5 b)为L=700 m H的单电感滤波器的输出电流。可看出,两者输出电流几乎一样。

当u=50sin(2π×10 000t)时,LCL滤波器的输出电流如图6 a)所示,图6 b)为L=700 m H的单电感滤波器的输出电流。可看出,前者输出电流幅值约是后者的1/3。由图5和图6可知,LCL滤波器在低频段具有和单电感滤波器一样的滤波效果,而在高频段,LCL滤波器比单电感滤波器具有更好的高频滤波。

2.2 APF仿真

在APF仿真模型中,三相电网电压为380V/50Hz,开关频率为10 kHz,LCL滤波器的参数取为:L1=0.5 m H,L2=0.2 m H,C=8μF,Rd=1Ω。

图7 a)是带LCL滤波器的APF补偿后的电网电流高频频谱,图7 b)是带单电感滤波器的APF补偿后的电网电流高频频谱。由图比较可看出,在高频段前者比后者具有良好的补偿效果。在10 kHz处,带LCL滤波器的APF谐波畸变率约为0.9%,而带单电感滤波器的APF谐波畸变率约为1.4%;频率大于20 k Hz时,带LCL滤波器的APF谐波畸变率几乎为零,而带单电感滤波器的APF仍含有少量谐波畸变。这表明带LCL滤波器的APF对高频开关纹波具有很好的滤除效果。

3 结语

为了较好地滤除由逆变器开关产生的开关纹波,提高并联型有源电力滤波器的高频补偿,本文对LCL滤波器进行了分析研究。

本文首先详细地分析了LCL滤波器的工作原理以及其频率特性,并搭建单相LCL滤波器仿真电路,对其输出电流在低频段和高频段与单电感滤波器进行比较。然后,在搭建的APF仿真模型中进行仿真。

仿真结果表明,带LCL滤波器的APF能够很好滤除开关纹波,提高APF的高频谐波补偿。

摘要：有源电力滤波器是一种谐波补偿装置,由于LCL滤波器兼顾了低频段增益和高频衰减,所以可用LCL滤波器作为并联型有源电力滤波器的输出代替传统的单电感滤波器。对LCL滤波器进行了分析,并搭建仿真模型对其进行仿真,证明了带LCL滤波器的并联型有源电力滤波器能够有效地滤除开关纹波。

关键词：有源电力滤波器,LCL滤波器,高频补偿,开关纹波

参考文献

[1]王兆安,杨君,刘进军,等.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,2002.

[2]姜齐荣,赵东元,陈建业.有源电力滤波器:结构·原理·控制[M].北京:科学出版社,2005.

[3]罗安.电网谐波治理和无功补偿技术及装备[M].北京:中国电力出版社,2006.

[4]张国荣,陈鹏,李宗钧.并联有源电力滤波器LCL参数的选择方法[J].电测与仪表,2011,48(2):44-49.

[5]吴卫民,刘松培,何远彬,等.单相LCL并网逆变器电流控制综述[J].电源学报,2011(2):51-58.