双馈感应风力发电机（共7篇）
双馈感应风力发电机 篇1
1 引言
随着我国风力发电发展步伐的加快,国家建设了一批大规模的并网风力发电项目,对于大功率风力发电机组的需求越来越大。但是随着风力发电机组功率的增加并入电网时产生的冲击电流也随之增大。如果不能有效地抑制并网冲击电流的出现,严重时可能会导致风力发电系统无法接入电网,给电力系统安全运行带来隐患。目前大型风力发电机组主要是双馈感应式和直接驱动式这两种变速恒频发电机组,其中双馈感应式变速恒频风力发电机组得到的应用最广。因此,实现双馈感应式变速恒频风力发电机组无冲击电流并网技术至关重要。
现有的一些针对双馈感应电机的并网仿真研究[1,2,3,4,5,6]都是基于S域内的PI控制器,与实际系统的物理过程有一定差距。在实际实现这类控制器时都需要使用DSP配合交-直-交变流器来实现。DSP处理器的计算误差和电路的非线性特性都会对控制结果产生一定的影响。因此建立基于DSP代码的PWM变流器离散化仿真模型对于研究双馈发电机并网问题具有一定的实际意义。本文搭建了基于DSP的DFIG空载并网离散化控制器仿真模型和S域内的传统理想PI控制器模型。结合试验结果对电流内环的控制结果进行了对比和分析,说明离散化的仿真模型仿真结果和实际更加接近。离散化模型中考虑的几个实际因素对减小双馈感应式风力发电机组并网电流有一定的作用,对实际工程具有一定的实际意义。
2 空载并网控制器设计
图1是双馈感应式风力发电系统结构图。根据电机的基本电磁关系和并网前定子三相电流全为零的条件可以得到转子侧控制器输出电压的表达式[1]:
根据解耦控制的需要,可以对转子的d,q轴电压进行补偿,构造一个解耦控制系统:
式中:Rs,Rr为定、转子绕组等效电阻;Lr,Lm为d,q轴转子绕组自感、互感;idr,iqr为d,q轴转子电流;udr,uqr为d,q轴转子电压;ωs为滑差角速度。
根据这个方程可以给出空载并网的控制框图如图2所示。
在得到系统的控制框图后,可以根据系统固有的传递函数来构建PI控制器。应用内模控制(IMC)[4]的方法可以得到PI控制器的ki,kp参数为
于是可以得到d,q轴电流PI控制器的表达式为
式中:U(s)为PI控制器的输出;E(s)为PI控制器的输入。
实际的数字控制器需要将上面的理想控制器进行离散化。离散化的方法为
式中,TSI为系统的采样时间,Kp,Ki和连续系统中的PI参数一致,U(n)为输出序列,E(n)为输入序列。
实际的数字控制器还需要考虑积分器饱和限制,实现积分器饱和修正的离散算法为
式中:Kcorr=KiTSI/KP;Us是离散PI控制器最终的输出结果,Us由下式决定:
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3 仿真验证
利用Matlab6.5 Simulink模块对图2的DFIG并网控制器进行了理想化和离散化仿真。理想化仿真省略了PWM逆变器,直接使用可控电压源进行了替代。离散化模型实现了不控整流桥和PWM逆变器的仿真模型。理想化和离散化仿真程序均将发电机在0.15 s时并入电网。
图3为理想化模型的仿真结果。图3a、图3b为发电机转子dq轴电流波形。d轴电流的给定值为-7.9 A,q轴电流的给定值为0 A。图3c为发电机定子A相电压和电网电压波形。图3d为发电机A相定子电流波形。图3a、图4b显示t=0.06 s之后感应发电机的转子侧d,q轴电流就达到了给定值。图3c显示并网时发电机定子电压与电网电压同相位,同幅值。图3d显示并网冲击电流很小,表明了这种PI控制器能够满足并网控制的需要。但是这个仿真系统没有考虑到电力电子器件的非线性特性,与实际系统存在着一定的差异。
图4为由S函数实现的交-直-交变流器离散化模型的仿真结果。这个模型通过S函数构建的控制器来模拟DSP计算过程。在程序代码中将所有的变量全部用整型数据类型来实现,模拟DSP的数值计算误差。通过对输入信号进行离散化来模拟AD过程产生的数值舍去误差。最后通过对一些输入信号叠加干扰噪声来模拟实际系统中的噪声信号。图4a、图4b为发电机转子dq轴电流波形。d轴电流的给定值为-7.9 A,q轴电流的给定值为0 A。图4c为发电机定子A相电压和电网电压波形。图4d为发电机A相定子电流波形。图4a、图4b显示转子dq轴电流由于受到新加入的几种误差信号的影响,与理想化的仿真模型相比波形的波动明显变大。图4d显示并网时的冲击电流有所增加,这是由于转子电流的控制效果变差导致定子线电压与电网电压不一致产生的结果。这说明离散化模型考虑的这些非理想因素确实会对控制效果产生一定的影响,对理想模型进行修正有一定的必要。
4 实验结果
在22 kW实验平台上对仿真结果进行了实验验证。由一台带有调速系统的直流电机来模拟叶轮及齿轮箱的机械运动。DFIG的定子直接和电网相连接,转子侧连接着一台由三相二极管不控整流桥和三相逆变器构成的变流器。变流器直流母线电压由直流电容来稳定,并且可以通过和整流桥相连接的输入调压器对直流母线电压进行调节。因为DFIG系统并网过程中能量是由电网传递到电机转子中的,因此不需要使用双PWM4象限变流器。图5所示的简化实验系统可以完成对DFIG系统并网过程的研究。
图6,图7为并网前及并网时DFIG系统波形。
图6显示并网前转子电流受到PI控制器的调节,使发电机定子线电压和电网线电压基本重合达到了并网同幅值、同相位、同频率的要求。图7是并网时DFIG系统的相应波形,图7显示转子电流在并网瞬间有一个小的跳动,接近2 A。这同图4仿真结果显示的发电机转子dq轴电流出现一个小幅波动的结果相吻合。图7中并网后的转子电流波形显示并网后转子电流的波动明显加剧,这和图4的仿真结果也是相吻合的。因此可以说明离散化的模型和实际情况更加接近,对理想化的模型进行修正是有必要的。
5 结论
通过对比仿真和实验结果,说明搭建离散化的PWM仿真模型可以取得更接近实际的仿真结果,对实际系统的设计具有更好的指导作用。离散化模型中考虑的实际系统传感器误差、数值计算误差和电路的非线性特性等这些因素对控制结果有一定的影响,并不能够简单地加以忽略,而是应当尽量减小这些非理想因素对控制系统的影响,提高控制系统的性能。因此采用高性能的DSP处理器和有效的滤波算法可以在一定程度上提升DFIG控制系统的性能。
参考文献
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双馈感应风力发电机 篇2
当前, 双馈感应风力发电机控制主要分为矢量控制 (VC) 和直接功率控制 (DPC) 。其中, VC由于对电流控制精度高、跟踪性能好已得到较多应用[1];然而, VC中的比例—积分 (PI) 控制器带来了动态响应较慢、需较复杂参数调节和同步旋转坐标变换的问题, 实际动态性能欠佳。由直接转矩控制 (DTC) 发展来的DPC可较好解决以上问题。传统基于开关表的直接功率控制 (LUT-DPC) 结构简单, 无需复杂坐标变换, 动态响应快, 但滞环控制器使得稳态下有功、无功功率波动较大, 且变换器开关频率不固定导致电流谐波次数不固定, 滤波器设计较困难。
针对以上问题, 文献[2]提出了一种基于PI控制器和空间矢量调制 (SVM) 的DPC, 可获得较小的功率波动和恒定开关频率, 但PI控制器的引入使其存在与VC相同的问题。文献[3]结合了DPC和SVM, 根据无差拍原则计算所需电压矢量, 并利用SVM产生脉宽调制 (PWM) 脉冲, 控制结构简单;文献[4]提出一种开关频率恒定的预测DPC;文献[5]提出一种滑模变结构DPC, 利用滑模变结构算法得到电压矢量, 并通过SVM产生PWM波;上述方法均可获得较好的稳态和动态性能, 且开关频率恒定。但文献[3]方法对数学模型中的参数依赖度较高, 因而鲁棒性不强;文献[4]需实时计算3个矢量的作用时间, 运算量较大, 矢量选择较复杂;文献[5]中滑模控制器固有的抖动问题会影响系统性能。文献[6]提出一种高阶滑模控制方法消除控制中的抖振, 但未研究不平衡电网条件下该策略的有效性。
反推控制策略因其优秀的动静态性能, 已在电机驱动[7,8,9]和电力系统[10]等领域获得了广泛研究, 其在航空航天领域中对改善过渡过程的品质也表现出巨大潜力[11], 因此, 在电网条件复杂的风电系统中也具有极大应用前景。本文针对双馈感应风力发电机提出了一种基于反推算法的直接功率控制 (BS-DPC) 策略, 以期获得优异的动静态性能。本文首先介绍了双馈感应风力发电机数学模型;其次, 对反推算法进行了简单介绍, 并将其与DPC相结合, 对BS-DPC进行了详尽理论推导, 利用SVM技术解决了开关频率不固定问题;此外, 在不平衡电网条件下, 针对BS-DPC提出了3种控制目标及改进控制方案;实验研究结果证明了该方法的正确性和有效性。
1 双馈感应风力发电机数学模型
图1为双馈感应风力发电机系统结构图。
图中:usa, usb, usc为机侧定子电网电压;vra, vrb, vrc为机侧转子电压;isa, isb, isc为机侧定子电网电流;ira, irb, irc为机侧转子电流;Vdc为直流母线电压。双馈感应风力发电机定、转子绕组均采用电动机惯例, 即绕组压降正方向与绕组电流正方向一致。
根据恒幅值变换原则, 转子侧变换器在定子两相静止αβ坐标系中的数学模型的向量形式电压方程和磁链方程可分别表示为[9]:
式中:下标α和β表示在定子两相静止αβ坐标系下的分量;Rs和Rr分别为定子绕组电阻和转子绕组电阻;Ls, Lr, Lm分别为定子绕组电感、转子绕组电感和定转子绕组间互感;ωr为转子电角速度。
由式 (2) 可得:
式中:σ=1-LsLr/Lm2。
则可得到转子侧变换器在定子两相静止αβ坐标系下的等效电路如图2所示。
由式 (1) 和式 (3) 可推导出:
定子两相静止αβ坐标系下, 双馈感应风力发电机定子从电网吸收的瞬时有功和无功功率可表示为:
式中:*表示共轭。
对式 (5) 求导, 可得:
考虑到正常电网电压下, 定子电压Usαβ在静止坐标系下有:
式中:‖Usαβ‖为电网电压幅值;ω1为电网同步角速度。
将式 (4) 和式 (7) 代入式 (6) 中, 推导得:
式中:ωslip=ω1-ωr, 为转差角速度。
忽略定子电阻的影响, 则定子磁链可表示为:
将式 (9) 代入式 (8) 中, 并对视在功率解耦, 可得有功、无功功率变化率表达式为:
2 双馈感应风力发电机BS-DPC
反推算法于1991年由Kokotovic等首先提出[11,12], 其以Lyapunov稳定性理论为基础, 以满足Lyapunov函数收敛为目标, 使系统全局渐进稳定。反推算法的基本思想是将复杂的非线性系统分解成不超过系统阶数的几个低阶子系统, 从最低阶开始设计部分Lyapunov函数, 引入中间虚拟控制量来设计控制律, 然后一步步反推设计到整个控制系统, 完成整个反推算法的设计。由于利用反推算法设计得到的控制系统本身即基于Lyapunov稳定性得到, 因而可严格保证系统稳定。
本文将反推算法与DPC技术结合, 提出了一种针对双馈感应风力发电机的BS-DPC策略。控制目标主要是定子有功、无功功率跟随其参考值 (以上标ref表示) , 即误差为零, 因此定义定子有功、无功功率误差为:
当ep和eq趋于零, 即可实现控制目标。选取ep和eq作为状态变量, 可构造Lyapunov函数为:
通常情况下, 为使双馈感应风力发电机稳定运行, 其有功、无功功率的参考值恒定, 并且其导数为零。对式 (12) 求导, 得
由Lyapunov稳定性可知, 当V大于等于零且其导数小于零时, 系统趋于稳定。构建如下关系式:
式中:kp和kq分别为有功、无功功率调节参数。
如果kp>0, kq>0, 可确保dV/dt≤0;又因式 (12) 得V一定大于或等于零, 因此系统稳定。
对dV/dt≤0两边积分可得:
由式 (12) 可得, V (∞) ≥0, 因此有:
由此可知, 存在且有界。根据Barbalat定理[13], 得, 从而得。可见, 反推算法能够使得跟踪误差渐近趋于零, 达到精确跟踪。
将式 (14) 代入式 (13) 可推出双馈感应风力发电机在定子两相坐标系下的输出电压表达式:
本文的反推调节系数kp和kq在理论上可结合最优控制理论和具体系统控制性能要求, 以进行参数优化设计, 但计算较为复杂。一般情况下, 根据经验调节值即可满足工程要求。
图3为双馈感应风力发电机系统BS-DPC结构框图。首先将采集到的定子电压usabc和电流isabc经坐标变换得到Usαβ和Isαβ;然后利用式 (5) 估算瞬时有功功率Ps和无功功率Qs, 再结合其参考值Psref和Qsref一起输入到反推控制器 (式 (17) ) , 得到双馈感应风力发电机转子侧变换器的输出电压参考值, 经转子两相静止坐标系转换后, 作为空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 模块的参考量, 进而调制得到开关信号Sa, Sb, Sc。与文献[3]的VC系统中4个可调PI参数相比, BS-DPC只需两个可调参数kp和kq;且从图3可看出, BS-DPC控制结构较简洁。
3 不平衡电网下的改进BS-DPC策略
3.1 不平衡电网的影响
根据瞬时对称分量理论[14], 可得不平衡电网电压下双馈感应风力发电机的瞬时功率为:
式中:Ps0和Qs0分别为有功、无功功率稳定分量;Psi2和Qsi2分别为由负序电网电流和正序电网电压引起的有功、无功功率100Hz波动分量;Psu2和Qsu2分别为由负序电网电压和正序电网电流引起的有功、无功功率100Hz波动分量。
当电网电流或定子电流中不含奇次谐波、只含有基波正负序分量时, 双馈感应风力发电机定子从电网吸收的瞬时有功和无功功率Ps和Qs中均含有直流分量和100Hz波动分量。若要使其跟随恒定的功率给定值, 需使有功和无功功率中的100Hz波动分量为零。即
式中:下标+和-分别表示正序和负序分量;θu和θi分别为电网电压和电流初相角。
当满足以下条件时, 式 (19) 成立。
但很显然, 式 (20) 后两个等式无法同时成立, 即无法同时消除有功、无功功率中的100 Hz波动分量, 无法同时实现恒定有功、无功功率跟随。若需继续保持有功、无功功率恒定, 电流中必将产生较高奇次谐波, 使得电流波形畸变严重, 影响输出电能质量。为此, 需分析不平衡电网条件对控制算法的影响, 并改进原BS-DPC控制目标。对式 (5) 求导可得:
考虑到定子电压中负序分量的存在, 定子电压Usαβ在静止坐标系下有:
将式 (4) 和式 (22) 代入式 (21) 中, 得
忽略定子电阻的影响, 定子磁链与定子电压的关系可近似表示为:
考虑到定子电压和磁链正、负序有如下关系:
则定子磁链可表示为:
将式 (26) 代入式 (23) , 对视在功率解耦, 可得不平衡电网下有功、无功功率变化率表达式为:
比较式 (27) 和式 (10) , 不平衡电网条件下的功率变化需考虑负序电压的影响, 在控制算法中也需加以修正。即以式 (27) 取代式 (10) 代入式 (13) , 并代入新的不同需求控制目标, 完成改进BS-DPC控制算法的设计。
3.2 改进控制目标
改进目标以降低电流谐波为目标, 使电流尽可能只含有基波正负序分量[5]。现设定新的功率给定参考值为:
与式 (18) 比较可知, 式 (28) 中以原策略的Psref和Qsref代替了功率稳定分量Ps0和Qs0。当新的功率给定参考信号满足式 (28) 时, 由于DPC将有功、无功功率作为控制变量, 若控制策略有效, 则功率将会跟随其参考值, 即可实现电流中只含基波正负序分量。实际中, 由于变换器的非线性特性, 电流中会存在少量谐波。
基于以上分析, 可根据系统的工况提出不同的控制目标, 得到不同的给定参考值, 进一步实施控制。
1) 目标Ⅰ:获得正弦对称的电网电流。令新的给定参考值中的Psi2和Qsi2为零, 即
2) 目标Ⅱ:消除无功功率中100 Hz波动分量。令新的给定参考值中的Qsi1+Qsi2=0, 则可推导出Psi2=Psu2。考虑负序电流成分较小, 难以精确提取, 故在式 (28) 中, 用Psu2代替Psi2, 即
3) 目标Ⅲ:消除有功功率中100 Hz波动分量。令新的给定参考值中的Psi2+Psu2=0, 可推导出Qsi2=Qsu2。考虑到负序电流成分较小, 难以精确提取, 故在式 (28) 中, 可用Qsu2代替Qsi2, 即
4 仿真与实验研究
为验证本文提出方法的有效性, 利用MATLAB/Simulink仿真工具, 并基于如图4所示的双馈感应风力发电机实验平台, 分别进行了平衡电网下传统LUT-DPC, VC和BS-DPC的对比研究, 以及不平衡电网下的改进BS-DPC策略的研究。
图4中:VSI表示电压源型逆变器;A/D表示模拟/数字;I/O表示输入/输出。实验中控制器选用TI公司的数字信号处理器 (DSP) TMS320F2812, 开关器件选用Semikon的绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 模块SKM75GB124D, 采用一台3kW直流电机对风力机进行模拟并拖动双馈感应风力发电机。具体仿真、实验参数参见附录A。
4.1 平衡电网条件下系统性能比较研究
平衡电网条件下双馈感应风力发电机在给定有功、无功功率阶跃变化时, 分别采用LUT-DPC, VC和BS-DPC策略的仿真结果见附录B。给定有功功率阶跃变化时的实验波形见附录C图C1, 其中Ps初始给定值为0kW, 阶跃给定值为-1kW, Qs给定值为0kvar。经测试确定有功功率调节参数kp为6.5、无功功率调节参数kq为7.8。其无功功率阶跃的实验波形见附录C图C2。可看出, 给定有功、无功功率阶跃时, LUT-DPC和BS-DPC响应时间相近, 而VC的响应时间明显要长, 说明BS-DPC的动态性能优于VC, 且与LUT-DPC相当。稳态时, LUT-DPC的功率波动较大, 且有功功率存在一定静差, 而另外两种策略对功率脉动的抑制效果显著, 定、转子电流也较为正弦、光滑, 谐波较低。
图5为上述3种控制策略下稳态定子A相电流总谐波畸变率 (THD) 结果, 可看出, LUT-DPC的电流谐波成分含量最高, 且开关频率不固定, 谐波成分分布在整个频谱范围内, 这将会导致电网谐波污染及电力滤波器设计困难;BS-DPC与VC的电流谐波含量较低, 由于均采用了SVM, 开关频率固定, 电流谐波主要集中于开关频率及其整数倍附近。
上述实验结果充分验证了平衡电网条件下BS-DPC策略优良的动静态性能。
4.2 不平衡电网条件下改进BS-DPC性能研究
电网电压不平衡度为20%时原目标和改进目标下的BS-DPC的仿真结果见附录D。实验结果见附录E图E1和图6, 其中Ps给定值为-1kW;Qs给定值为-1kvar。有功功率调节参数kp为6.5、无功功率调节参数kq为7.8。基于原目标的原BS-DPC的实验结果见附录E图E1 (a) , 可看出, 其可保持有功、无功功率恒定的目标, 但其电流畸变严重。基于目标Ⅰ的改进BS-DPC实验结果见附录E图E1 (b) , 其有功、无功功率都有100Hz的波动, 但能有效消除负序电流成分, 且定子电流正弦、对称。基于目标Ⅱ的改进BS-DPC结果见附录E图E1 (c) , 其有功功率具有100 Hz的波动, 但其无功功率恒定, 且此时定子电流虽不对称, 但仍保持正弦, 说明其有效地消除了无功功率的波动。基于目标Ⅲ的改进BS-DPC结果见附录E图E1 (d) , 其无功功率具有100Hz的波动, 但其有功功率恒定, 且此时的定子电流虽不对称, 但仍保持正弦, 说明其可有效消除有功功率波动。
从图6可看出, 不平衡电网下原方法的电流含有大量的谐波, 尤其是低奇次成分, 而后面的3种方法谐波含量大幅度减小, 尤其是改进策略能抑制三相定子电流的低次谐波成分, 有效地输出正弦电流。上述实验结果表明, 本文提出的改进策略能够在不平衡电网条件下分别有效实现3个控制目标, 改善转子侧变换器的运行性能。从而充分验证了本文提出的不平衡电网条件下改进BS-DPC的正确性和有效性。
5 结语
本文研究了双馈感应风力发电机基于反推算法的直接功率策略以及在不平衡电网条件下的改进方案。在平衡电网条件下, 通过与LUT-DPC及VC的对比实验研究, 验证了本文提出BS-DPC的正确性和有效性, 其能改善电流谐波, 减小有功、无功功率脉动, 固定开关频率, 与VC相比具有控制结构简洁, 需调节参数较少的优点, 具有极好的实际工程应用前景。针对不平衡电网条件, 能够根据电网的需求分别实现不同控制目标, 且均能抑制定子电流中的低次谐波含量, 改善其在不平衡电网条件下的运行性能, 有助于电网的安全稳定。同时也需指出, 反推算法对控制对象的参数有依赖性, 但其具有的优良动静态性能使其与自适应控制等方法结合而获得较强鲁棒性, 值得进一步研究。
双馈感应风力发电机 篇3
风能的随机性、间歇性以及波动性致使风电场的功率输出会随风速的变化而波动。随着风电场大量并入电网,其功率输出的波动对电网稳定性的影响越来越显著。国内外已有相关文献分别从平滑控制策略和增加辅助设备两方面对抑制功率波动进行了研究。文献[1]提出了一种双模控制策略,保证额定风速以上功率输出的平滑,但不能减缓额定风速以下的功率波动。文献[2]通过控制变频器间直流电容电压来减缓功率输出的波动,由于受到电压上下限值的约束,平滑效果具有一定的局限性。文献[3]通过接入电池系统来配合风电场的有功输出。文献[4]通过飞轮储能来抑制风电场能量的输出波动。所提方法都基于外加储能设备,增加了风力发电的成本。
为了研究风速扰动与风电机组功率输出的内在联系,风力机强迫功率振荡的机理分析逐渐成为研究的热点。文献[5-6]以常规发电机组单机无穷大系统模型为基础,阐述了电力系统强迫功率振荡的基础理论。文献[7-9]推导了两机和多机电力系统强迫功率振荡的稳态响应,分析了强迫功率振荡发生共振的条件及影响其大小的主要因素。文献[10-11]对普通异步风力发电机的强迫功率振荡的机理进行了分析研究。
本文在分析双馈感应风力发电机(DFIG)运行特性和最大风能追踪控制策略基础上,建立了双馈风力发电机的单机无穷大系统小信号模型,通过动态模型的线性化,提出了一种基于传递函数的动态频率分析法来研究双馈风力发电系统的强迫功率振荡。通过MATLAB/Simulink仿真,获得了不同风速扰动幅值和扰动频率下的电磁功率曲线,验证了风速扰动与风电机组功率输出的内在联系。
1 风能捕获
风力机所捕获的风能功率表达式为:
风能利用系数Cp(λ,β)的表达式为:
其中,c1=0.571 6,c2=116,c3=0.4,c4=5,c5=21,c6=0.006 8,vwind为风速,ρ为空气密度,R为叶轮半径,λ为叶尖速比,β为桨距角。
双馈风力发电机传统最大风能追踪控制策略为:风速在额定值以下时跟踪捕获最大风能;当风速高于额定值时,调节风力机桨距角,控制双馈电机转速稳定在额定值附近,进行恒功率控制。双馈电机电磁功率输出的参考值按如下给定:
其中,Pref为电磁功率参考值,λopt为最佳叶尖速比,Cpmax为最大风能利用系数,ωt为实时风力机转速,ωr为实时电机转速,ηgear为齿轮箱变速比。
联立式(3)—(5)得:
2 双馈风力发电机小信号模型
2.1 风力机模型
图1为风力机结构图,可用如下标幺值形式的微分方程式来表示两质量块传动系统数学模型[12]:
其中,Tm为风力机机械转矩,Te为双馈电机电磁转矩,Tshaft为作用在发电机转子轴上的机械转矩,ω1为电网基准角频率,K为风力机轴系刚性系数,D为风力机轴系阻尼系数,θs为低速轴相对于高速轴的扭转角度,Ht、Hg为风力机与双馈电机惯性时间常数。
2.2 双馈感应电机模型
图2为双馈电机等效电路图,定子与转子侧的电压、电流正方向均采用电动机惯例。
根据电压方程与磁链方程可得如下微分方程:
其中,Xs=Xls+Xm为定子回路等效电抗;Xr=Xlr+Xm为转子回路等效电抗,Xm为励磁电抗;τd=Xr/Rr为转子回路时间常数;Ed=-Xmψrq/Xr为定子内电动势d轴分量;Eq=Xmψrd/Xr为定子内电动势q轴分量;X′s=Xs-Xm2/Xr为定子绕组等值暂态电感。
2.3 直流电容动态过程
图3所示为双变频器连接图,有:
则电容动态过程可用如下微分方程来表示:
考虑网侧电抗的动态过程,有微分方程:
其中,Udc为直流电容电压值,C为直流电容值,Xf为网侧电抗值。
2.4 转子侧变频器控制模型
图4所示为转子侧控制RSC(Rotor Side Control)模型示意图,用如下微分代数方程表示:
其中,KP1、KI1为有功控制环的比例和积分增益,KP2、KI2为无功控制环的比例和积分增益,KP3、KI3为电流控制环的比例和积分增益,x1、x2、x3、x4为控制环节中引入的中间状态变量。
2.5 网侧变频器控制模型
图5所示为网侧控制GSC(Grid Side Control)模型示意图,用如下微分代数方程表示:
其中,KP4、KI4为直流电压控制环的比例和积分增益,KP5、KI5为电流控制环的比例和积分增益,x5、x6、x7为控制环节中引入的中间状态变量。
2.6 桨距角控制系统模型
图6所示桨距角控制系统的动态过程可用式(34)来表示:
得到微分方程:
其中,KP6、KI6为转速控制环的比例和积分增益,βmax、βmin为桨距角动作的最大值和最小值。
2.7 单机连接无穷大电网
图7所示单机无穷大系统模型中,在x-y坐标系下有电压方程:
其中,γ为风力发电机端电压角度,Is、Ig为x-y坐标下定子侧与网侧的电流相量。
机端电压由定子磁链定向在q轴上,由图8得坐标系变换法则:
将x-y坐标系下方程转化到d-q坐标系中:
由式(7)—(9)、(11)—(14)、(17)—(20)、(22)、(24)、(26)、(28)、(30)、(32)、(35)得到微分方程组:
由式(23)、(27)、(31)、(33)、(38)、(39)得到代数方程组:
其中,x=[βref,θs,ωt,s,Ed,Eq,x1,x2,x3,x4,Udc,x5,x6,x7,Isd,Isq,Igd,Igq]、y=[Usd,Usq,Urd,Urq,Ird,Irq,Ugd,Ugq]分别为状态变量和代数变量。
将式(40)、(41)在初值处线性化,消去代数变量y,得到整个双馈风力发电系统小信号稳定性分析的特征方程:
从而在额定风速以上和额定风速以下时分别得到18×18阶和17×17阶的特征矩阵A。
3 传递函数动态频率分析法
在风力发电系统研究中,文献[13]将风速信号分解为慢速变化分量基本风、快速变化分量阵风、渐变风和背景噪声共4种分量。文献[14]采用平均风速分量与湍流分量相叠加的风速模型。平均风速可在数分钟内保持不变,风速的变化由湍流分量给出。湍流分量可看作一个平稳随机过程,风速序列与平均风速的偏差服从零均值高斯分布,从而限定风速变化的范围;风速序列满足一定的功率谱密度,从而限定风速变化的频率和幅度。
在研究风力发电系统低频振荡中,可以假设一定时间段内风速信号由平均风速vave、周期性波动的低频分量vf以及高频的背景噪声vn构成:
其中,fw为波动频率,F为波动幅值。
3.1 传递函数表达式
设x是系统中所有状态变量,u为输入变量风速vwind,z为输出变量电磁功率Pe,在式(40)、(41)的基础上得到新的微分代数方程组:
线性化后得到:
即:
式(48)即为所求目标传递函数,其模值的物理意义为电磁功率波动幅值与风速扰动幅值比,即:
参数矩阵A在第2节中已求得,以下给出矩阵B、C的求取方法。
3.2 矩阵B的求取
以风速vwind为输入变量,Tm的微增量表达式ΔTm与Δvwind相关,则式(7)、(35)的线性化表达式会有相应的改变。
由于Cp是λ和β的函数,而λ又是风力机转速ωt和风速vwind的函数,桨距角、风轮转速和风速的改变会引起Cp的变化。由式(2)可得Cp的微增量表达式:
其中,dCp_Kβ、dCp_Kω、dCp_Kw为Cp表达式中各变量的线性化系数。
由式(1)可得Pm的微增量表达式:
其中,dPm_Kβ、dPm_Kω、dPm_Kw为Pm表达式中各变量的线性化系数。
风力机机械转矩Tm=Pm/ωt,其微增量表达式为:
将式(51)代入式(52),有:
其中,dTm_Kβ、dTm_Kω、dTm_Kw为Tm表达式中各变量的线性化系数。
则式(7)、(35)修正后的线性化表达式为:
其中,系数Kβ1、Kθ1、Kω1、Kβ2、Kθ2、Kω2、Ks为矩阵A中的元素,Kwind1、Kwind2为矩阵B中的元素。
当风速高于额定风速时,B为18×1阶矩阵,按状态变量的排列顺序:
B=[Kwind2,0,Kwind1,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0]T
当风速低于额定风速时,桨距角系统不动作,去除状态变量βref,B为17×1阶矩阵,有:
B=[0,Kwind1,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0]T
3.3 矩阵C的求取
如图7所示,双馈感应发电机定转子侧均采用电动机惯例,其输送到电网的电磁功率为:
线性化可得:
其中,Isd、Isq、Igd、Igq为状态变量。由式(38)、(39)将运算变量Usd、Usq用状态变量来表示,则Pe的微增量表达式可以写成:
其中,KIsd、KIsq、KIgd、KIgq为相应状态变量的系数。
当风速高于额定风速时,C为1×18阶矩阵,按状态变量的排列顺序有:
C=[0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,KIsd,KIsq,KIgd,KIgq]
当风速低于额定风速时,去除状态变量βref,C为1×17阶矩阵,有:
C=[0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,KIsd,KIsq,KIgd,KIgq]
4 仿真算例分析
4.1 传递函数幅频特性分析
根据求得的参数矩阵A、B、C,可得传递函数H(s)在全风况下的的幅频特性曲线。当平均风速在7~12 m/s范围变化,未启动桨距角控制系统时,幅频特性曲线族如图9所示(图中H(s)为标幺值,后同)。当平均风速在13~24 m/s范围变化,桨距角控制系统工作时,幅频特性曲线族如图10所示。
矩阵A为系统特征矩阵,求解其特征值,当平均风速在额定值以下变化时,发现有一个与风力机轴系模型中扭矩角θs强相关的振荡模式,其根轨迹如图11所示。
其实部值从7 m/s时的-1.81逐渐变化到12 m/s时的-1.98,而虚部绝对值基本维持在17.8不变。振荡频率约为2.83 Hz,阻尼比约从0.10变化到0.11。由图9可以看出,当风速波动频率接近此振荡频率时,传递函数幅频特性曲线有一个极值点,但是增幅很小,并不明显,说明此振荡模式频率点产生的谐振很小。
当平均风速在额定值以上变化时,这对特征根的实部和虚部保持在12 m/s时的值不变。同时系统多了一个与桨距角β强相关的振荡模式,其根轨迹如图12所示。
其实部值从13 m/s时的-0.12变化到24 m/s时的-0.45,而虚部绝对值则相应从0.77逐渐变化至1.91。振荡频率变化范围为0.12~0.3 Hz,阻尼比相应从0.15变化到0.23。由图9也可以看出,传递函数幅频特性曲线有2个极值点。当风速波动频率在0.2 Hz左右,接近桨距角控制系统引发的振荡模式频率点时,输出功率会有较大的谐振,且随着风速的增大,谐振点频率值会缓慢增加,同时谐振幅值会逐渐减小。
4.2 时域仿真验证
在MATLAB/Simulink平台上,对6台1.5 MW双馈风力发电机构成的风电场进行仿真分析。仿真参数如下:基准容量10 MV·A,基准电压690 V,基准转速ωbase=314 rad/s;双馈风力发电机,额定功率9 MW,定子额定电压690 V,额定转速ωn=1.2 p.u.,极对数p=3,Rs=0.007 06 p.u.,Rr=0.005 p.u.,Ls=0.171 p.u.,Lr=0.156 p.u.,Lm=2.9 p.u.,Hg=0.685 s,Udc=1 200 V,C=0.06 F;Xf=0.15 p.u.;风轮机,Ht=4.32 s,K=1,D=3.14,λopt=8.1,Cpmax=0.48,额定风速vwind=12m/s;线路及变压器电抗XL=0.25 p.u.;PI控制参数,KP1=1,KI1=100,KP2=0.05,KI2=5,KP3=0.3,KI3=8,KP4=0.002,KI4=0.05,KP5=1,KI5=100,KP6=120,KI6=300。风速信号中的低频扰动分量从5 s开始,至110 s结束,高频背景噪声的扰动可由风力机与双馈电机的转动惯量过滤。图13为平均风速值vave=9 m/s和vave=11 m/s时的幅频特性局部曲线。
对图13中所选取的fw=0.1 Hz和fw=2.83 Hz2个频率点进行时域仿真,风速扰动幅值F=1.5 m/s,即。图14所示为双馈风力发电机输出功率波形图(图中Pe为标幺值,后同)。
由图14可知,当vave=9 m/s、fw=0.1 Hz,双馈电机输出电磁功率Pe的波动范围为0.341~0.420 p.u.,根据式(49)可得H(s)=0.316 p.u.,对应图13(a)中的a点纵坐标值;当vave=9 m/s、fw=2.83 Hz时,Pe的波动范围为0.375~0.384 p.u.,H(s)=0.054 p.u.,对应图13(b)中的c点纵坐标值;当vave=11 m/s、fw=0.1 Hz时,Pe的波动范围为0.629~0.763 p.u.,H(s)=0.536 p.u.,对应图13(a)中的b点纵坐标值;当vave=11 m/s、fw=2.83 Hz时,Pe的波动范围为0.686~0.701 p.u.,H(s)=0.090 p.u.,对应图13(b)中的d点纵坐标值。
图15为平均风速值vave=15 m/s和vave=19 m/s时的幅频特性局部曲线。
对图15中的3个谐振频率点fw=0.15 Hz、fw=0.22 Hz和fw=2.83 Hz分别进行时域仿真,风速扰动幅值取F=1.5 m/s,电磁功率波形图如图16所示。
由图16可以看出,当vave=15 m/s、fw=0.15 Hz时,双馈电机输出的电磁功率Pe的波动范围为0.826~0.978 p.u.,得H(s)=0.608 p.u.,对应图15(a)中a点纵坐标值;当vave=15 m/s、fw=2.83 Hz,Pe的波动范围为0.890~0.910 p.u.,H(s)=0.080 p.u.,对应图15(b)中的d点纵坐标值;当vave=19 m/s、fw=0.22 Hz时,Pe的波动范围为0.858~0.951 p.u.,H(s)=0.372 p.u.,对应图15(a)中b点纵坐标值;当vave=19 m/s、fw=2.83 Hz时,Pe的波动范围为0.890~0.911 p.u.,H(s)=0.084 p.u.,对应图15(b)中c点纵坐标值。
取风速波动幅值F=1 m/s,即,以vave=11 m/s和vave=15 m/s为例,双馈电机输出功率波形如图17所示。
从图17可见,当vave=11 m/s、fw=0.1 Hz时,Pe的波动范围为0.650~0.739 p.u.,H(s)=0.534 p.u.,同样对应图13(a)中的b点纵坐标值;当vave=15 m/s、fw=0.15 Hz时,Pe的波动范围为0.854~0.955 p.u.,H(s)=0.606 p.u.,依然与图16(a)中的a点纵坐标值相一致。
5 结论
风速信号中的周期性小扰动低频分量会引发双馈风电机组功率输出的强迫振荡。当扰动频率接近系统固有振荡频率时,会引起系统谐振,导致功率振荡的幅值增大。本文所提基于传递函数的动态频率分析法,与系统特征根分析相结合,能定量地描述双馈电机强迫功率振荡幅值与风速波动幅值之间的比例关系,并求出了全风况条件下系统的谐振频率点,同时得到以下结论:
a.当平均风速在额定值以下时,系统有一个谐振频率点,此谐振源自风力机轴系系统,谐振幅值大小与轴系阻尼系数和刚性系数相关;
b.当平均风速在额定值以上时,系统会增加一个谐振频率点,此谐振源自风力机桨距角控制系统,谐振点频率和幅值大小与桨距控制系统的PI参数相关;
c.当风速的波动幅值变大或变小时,电磁功率的强迫振荡幅值也随之增加或减小,两者幅值的比例关系不变,在各频率点处均与幅频特性曲线的纵坐标值相对应。
双馈感应风力发电机 篇4
风能作为一种可再生能源,相对于核能、煤炭具有诸如安全可靠、运行维护成本低等优点,受到各国学者的广泛关注和重视。双馈式风力发电机作为变速恒频发电机的一种,具有能够变速运行,风能利用系数高,能吸收由风速突变所产生的能量波动以避免主轴及传动机构承受过大的转矩和应力以及可以改善系统的功率因数等优点,成为使用最广泛的机型之一。
由于风电的快速发展,风电容量所占电网的比例越来越大。风机并网,给发电提供了途径,也对电力系统的稳定运行提出了新的问题。当电网电压发生跌落时,风机出于自身的安全考虑,会自动脱网运行,这将造成局部电网的有功缺额、电压恢复后电力系统频率降低、潮流的大范围转移,对电网的稳定性和电能质量带来威胁,造成经济的巨大损失,这就要求风电机组具有有效的低电压穿越(LVRT)保护措施。
世界各国均对风电机组的LVRT给出了相应指标,要求当风电机组在电网电压跌落时在一定时间内保持不脱网运行,甚至向电网提供一定的无功功率,支持电网恢复正常,德国E.ON公司要求电网电压跌落到15%时持续300ms,澳大利亚要求跌落到0%时持续175ms,丹麦要求跌落到25%时持续100ms[1]。我国国家电网公司于2009年首次明确提出了风电场LVRT要求曲线图(如图1所示),要求新投入使用的并网风电场具备LVRT能力[2]。
目前具备比较成熟LVRT技术并通过检测认证的风电企业并不是很多,而且国际上没有统一的风电机组LVRT检测认证体系,而我国目前不具备测试LVRT的认证能力,但与认证相关的电压跌落发生器成为高校研究的重点之一。
2 电压跌落时风电机动态分析
电网电压跌落会对双馈风电机产生巨大的影响,此部分分两方面进行研究,其一对风机转速、转矩等的影响,这与风机桨距角控制密切相关;其二对双馈风电机内部电磁场的影响,这与风电机暂态分析密切相关。
2.1 电压跌落时双馈风电机桨距角控制分析
电压跌落对风电机组机械变量如转速、转矩等产生很大的影响,此时通过桨距控制器来进行控制,通过调整风电机的桨距角,可以减小风电机捕获的风能,起到一定的保护作用。文献[3]采用风机转速作为反馈信号,控制叶片桨距角作为目标,设计了变速恒频的PI控制器;文献[4]对风电系统变桨距控制进行深入分析,在传统PI控制的基础上通过加入增益调整环节来改善系统在高风速阶段的控制性能。文献[5]采用基于模糊逻辑桨距的控制,以一阶系统进行建模,对控制器的输入误差变量和输出桨距角进行设计,实现对功率和转速的控制,仿真表明具有良好的暂态特性。文献[6]采用自抗扰控制来实现变桨距控制,以转速为量测输入设计扩张状态观测器,观测系统状态及风速扰动,利用前馈控制予以补偿,仿真表明,具有良好的动态性能和鲁棒性。但是,所有变桨距驱动系统不能实时响应,因而,仅通过桨距控制来实现LVRT显然不现实。
2.2 电压跌落时双馈风电机暂态分析
电压跌落时,双馈风电机会在内部产生激烈的电磁震荡过程,引起定子转子瞬时过电流,直流侧过电压,目前这方面文献的研究比较多。文献[7]采用有限元分析定子电压突变时双馈风电机的电磁动态响应进行了分析,仿真表明,电磁变量的动态响应好,超调量大,更接近实际情况。文献[8]假定定子磁链不能突变,推导了考虑边界条件的定子磁链一阶微分方程数值解,对电磁变量的动态响应进行了深入的探讨。文献[9]分析在电压跌落时推导了转子电流的动态响应表达式,它假设以短时间内转子电压不变,对转子电流在同步旋转坐标系下进行拉氏变换求得的。
通过对相关文献的调研,对双馈风电机电磁响应的研究现状进行归纳,可以得到以下结论。
1)在电网电压跌落故障瞬间,定子磁链不能突变,为了维持故障瞬间发电机定子磁链保持不变,磁链中将出现暂态直流分量;与定子侧相似,转子侧也会出现磁链直流分量。
2)在电压跌落过渡过程中,定转子磁链以不同的时间常数呈现指数衰减,同时定转子磁链振荡,使得定转子电流呈现指数衰减振荡。
3)在电压跌落期间,电机内部会有强烈的电磁振荡过程,因而风电机需从电网吸收滞后的无功功率。
4)电压跌落期间,定转子电流剧增,风机转速增加,直流侧电压升高,风电机出于自身的保护可能从电网自动切除,严重情况下可能造成连锁反应,因而要求风电机组必须具备LVRT技术。
3 非平衡电压跌落下风电机控制
近年来,风力发电机技术的趋势之一便是由理想电网条件下转至故障条件下,目前大量文献对电网电压对称跌落故障条件下的控制运行进行了研究,但对电网电压不对称故障条件下的控制研究成果较少。在电网电压不对称故障条件下,定转子出现过电流,由于电压、电流都存在正、负序分量,因而电压,功率,转矩等出现2倍工频的周期性振荡,影响风电机的稳态运行,产生噪音,损坏发电机的机械部件等后果,这就需要施加不平衡控制来抑制负序分量的影响,使风电机组具备一定程度不平衡电压下的持续运行能力[10]。本节分两部分进行研究,首先介绍不平衡变量的分离方法,再介绍电网不平衡条件下,双馈电机的控制策略。
3.1 不平衡变量分离方法
目前对于不平衡电压下的研究方法均是基于对电机的电磁变量进行正序、负序、零序分离后进行分析。电压不平衡下DFIG控制系统的性能很大程度上取决于变量正负序分离方法的准确性和快速性。常用的正负序分离方法有以下3种。
1)采用滤波器方式。其中“二阶陷波器”比较常用,这种方式比较简单,但分离精度不高,难以做到正负分量的无差分离。文献[11-12]通过增加滤波器的阶数来提高分离精度,但这样会增加控制算法的复杂程度,影响系统的响应速度。
2)基于二阶广义积分的分离方式。这种方法通过二阶广义积分构造当前变量的正交量,利用当前值及其正交值的一定关系计算出正负序变量,文献[13]就是采用这种方式。这种方式不需要进行相位检测但是需要对二阶积分参数进行设计。
3)时间延迟抵消方式。利用在同步旋转和两相静止坐标系下,延时之前的采样值和当前值存在一定的关系,通过相应计算可以推导出在两相静止坐标系下的正负分量。延时的时间可以根据理论推导得到,文献[14]采用“T/16延迟抵消法”,文献[15-16]采用“T/4延时抵消法”。这种方法比起采用滤波器,原理更简单、不用设计滤波器参数,同时正负序分离的准确性可以得到有效保证,是目前最常用的方法。但是由于采用了一定的延时,将不利于正负分离的快速性要求。
上述3种正负分离的方法均存在滞后性,为了更好地解决不平衡电压下双馈风电机的运行,需要在以后的研究中找到更先进的分离方法。
3.2 电网电压不平衡条件下双馈风电机的控制
在电网电压平衡条件下,双馈式风电机转子侧变换器控制的主要目标是实现对定子输出有功功率和无功功率的解耦控制;在电网电压不对称故障条件下,就需要考虑:定子输出的有功、无功功率,以及电磁转矩等的2倍电网频率波动成分。为此,目前相关的控制研究方向主要有以下两种,即双dq,PI闭环控制和比例谐振(PR)控制。
3.2.1 电压不平衡下双馈风电机的双dq,PI闭环控制
对于网侧变换器而言,网侧变换器按能量的流向可分为两种运行方式,一种是并网逆变器模式,另一种是三相整流器模式。针对不同的控制目标,设计相应的控制算法。文献[17]通过对并网逆变器在双dq坐标系下对网侧电压电流进行正负序分离,可以实现3个控制目标:
1)保持网侧输出电流的三相平衡,避免桥臂IGBT管的发热不均;
2)消除输出有功电流的2倍频波动;
3)消除输出无功功率的2倍频波动。
同理,对于转子侧变流器而言,电压不平衡下通过对定转子电压电流进行正负序分离,通过坐标变换得到转子dq轴电流,可以实现不同的控制目标。文献[17-18]经过推导,得到双dq,PI控制下可以实现以下4个目标:
1)恒定定子输出有功功率,即消除定子有功功率的2倍电网频率波动分量;
2)平衡三相转子电流,即转子电流不包含负序分量;
3)平衡三相定子电流,保证电机三相定子绕组的均衡发热;
4)恒定的电机电磁转矩,以减轻对风力机系统的机械负荷。
3.2.2 电压不平衡下双馈风电机的比例谐振控制
PI控制具有算法简单和可靠性高等特点,但不能实现无静差控制。比例谐振控制在基波频率处增益无穷大,而在非基频处增益很小,因此,系统在基波频率可以实现零稳态误差。文献[19]在两相静止坐标系下采用PR控制器,对谐振控制器实现误差跟踪,而对其它频带的交流信号完全截止。具备这种特征的控制器尤其适用于含有定频持续干扰的不平衡三相变量情况,但是目前的文献大都通过在旋转坐标系下的计算得到正负序电流给定值,再变换到静止坐标系下进行比例谐振控制[20];比例谐振控制器的参数较难设计,控制性能对频率的变化十分敏感,这些需要在以后的研究中进一步考虑,采取相应的措施进行改善。
4 双馈风机低电压穿越技术
4.1 不增加硬件电路,改进控制策略
在电压跌落深度较小时,此时通过改进控制策略来实现风电机组的LVRT方法,目前大致有以下几种。
1)在电机模型中计及定子磁链的暂态过程,并以此得到新的控制策略。文献[21]通过在原来控制器的基础上再加上定子磁链电流变化的补偿量,对解耦电路进行必要的修正,建立双馈风电机定子励磁电流动态过程的精确模型。这种方法在一定程度上提高了外部电网电压故障对转子电流的控制能力,但由于转子电流的有效控制是以增大转子输入电压为代价的,只能在很小的电压跌落范围内发挥一定的作用。
2)采用基于可靠控制技术的Η∞和μ?analysis方法设计全新的控制器,并考虑各种不利条件[22]。这种方案的主要控制思路为:网侧控制器用来检测直流侧电压的故障和定子端电压单独故障,从而产生电流信号来补偿这些故障,它的转子侧控制器用以检测定子有功和无功的异常,并产生转子电流信号进行补偿。这种方案变流器控制能力变差,网侧变流器无法在短时间内将多余的能量馈入电网,直流侧电压仍会升高,而转子侧电流的动态响应速度受到限制,仍会出现转子过流。
3)基于双馈风电机暂态磁链补偿的技术,即控制转子电流使得转子产生的磁链抵消定子磁链中一部分直流分量和负序分量[23]。这种方案能够抑制电磁转矩的脉动,减小机械应力,但补偿控制能力受定转子漏感以及转子电流动态响应的影响,控制能力较弱,尤其是电网电压跌落的瞬间仍然可能会在定转子电流中出现较大尖峰值。
4.2 增加硬件电路,改进控制策略
当电压跌落深度较大时,仅依靠控制策略的作用有限,需要增加硬件保护电路,增加转子Crowbar电路和直流侧保护电路成为主流。
很多文献已对Crowbar电路进行阐述,Crowbar电路有被动和主动之分,前者有一定的缺点:需要从电网吸收大量的无功功率,不能对故障的电网电压提供支撑,并且在电网故障切除后不能马上对电网提供能量。目前对主动Crowbar的研究主要有以下2个方面。
1)Crowbar电路电阻阻值的选择:阻值过小不能起到衰减转子电流的作用,过大又会造成转子变流器承受过高电压,对续流二极管造成威胁,文献[24]对电阻阻值的选择作了深入的推导仿真。
2)Crowbar电路投入和切除的控制:Crowbar电路可以通过检测转子是否过电流或者直流侧电压是否过高进行判断,文献[25-26]就这一方面进行了阐述;Crowbar电路切除的判断也非常重要,过早切除会由于转子过电流还未得到充分衰减,引起Crowbar电路再次频繁切除;过晚,则会从电网吸收无功,更不利于跌落期间电压的恢复。因而,两者的控制至关重要,成为实现LVRT技术的瓶颈。
电压跌落时,转子过电流,能量在直流侧积累造成直流侧过电压,可能会损坏直流侧电容和功率器件,可以增加卸荷电路和增加能量储存设备(ESS),文献[27]就这种保护进行了分析和仿真。若单独使用此种方式会有明显的缺点,无法对转子电流进行有效控制。文献[28]使用Crowbar电路和直流保护电路相结合,仿真表明,可以卸荷多余能量保护变流器。但如何有效配合各投切逻辑,成为急需解决的问题。
5 电压跌落发生器的研究现状
电压跌落是最为常见的电网故障[29],其故障类型和比例为:单相对地故障为70%,两相对地故障为15%,相间故障为10%,三相故障为5%。由于电网故障的不可控性和随机性,为了模拟实际电压跌落故障下,风电机的运行,有必要研究专门的设备用于检测风力发电系统在电压跌落时的穿越能力,这种设备称为电压跌落发生器(voltage sag generator)。为了尽早制定LVRT的认证体系,很有必要研制电压跌落发生器,针对它的研制也成为近几年的热点。
VSG必须要能够产生上述故障类型,尤其是三相故障和两相接地故障,电压跌落持续的时间需从0.5到数百个电网电压周期。可行性强的VSG方案要满足高功率等级,实现简单和成本低等多方面的因素。
目前已有的VSG实现方法主要有阻抗形式、变压器形式和逆变器形式[30],基于阻抗形式的VSG受负荷变化的影响,跌落深度难以平滑调节;基于变压器和固态继电器的VSG在电压跌落和恢复的瞬间可能由于开关过程存在电压中断;基于逆变器形式的VSG体积小,控制灵活,功能强大,成为未来新型VSG拓扑结构的主要发展方向。文献[31]提出一种三相自耦变压器和由12个可控器件IGBT构成的双向开关实现的新型三相VSG,但硬件电路复杂,成本很高;文献[32-33]采用背靠背拓扑形式的SVG,控制策略采用PIR的方法进行控制。相对于传统的PI控制,加入谐振(R)控制器,电压负序分量得到有效的抑制,因而采用PIR控制器的VSG可以产生相对精确的各种不对称电压跌落。
6 总结
本文系统论述了双馈风电机LVRT技术的相关研究,包括不平衡电压下双馈风电机的控制策略,LVRT技术,电压跌落发生器等,分析了以后研究中可能遇到的一些难点和重点,以期望对未来研究LVRT技术的发展趋势有一定的参考价值,将其归纳为如下几点:
1)如何在定子电压跌落前后控制桨距角,使其和主控制器相协调;
2)在不平衡电压跌落下,如何通过分离不平衡变量以及采用相应的控制实现对负序变量的抑制;
3)Crowbar电路投入和切除的逻辑控制需要进一步研究;
4)为了制定完善的风电机组LVRT检测认证体系,动态电压跌落发生器的研究势在必行。
双馈感应风力发电机 篇5
关键词：微电网,分布式发电,双馈感应电机,电压控制,灵敏度分析,下垂特性
0 引言
风能是一种分布广泛的清洁能源, 随着风电设备成本的降低和可靠性的提高, 风力发电可以作为微电网中优先选择的分布式电源[1,2,3]。微电网是较薄弱的小型发配电网络, 风力发电的接入会对微电网的稳定运行造成影响, 风速的随机变化会导致风电功率的明显波动和电能质量的下降[4,5,6]。采用双馈感应发电机DFIG (Doubly Fed Induction Generator) 的变速恒频发电机组是当前风力发电的主流机型, 所以对微电网中DFIG发电系统控制方法的研究具有重要的意义[7,8]。文献[9]利用DFIG对微电网的频率和电压进行管理, 提高了微电网从并网向孤岛运行方式过渡过程中的动态性能。文献[10]提出了一种将由DFIG组成的风电场并入微电网的控制方法, 特别适合以风力发电作为主要电源的微电网使用。文献[11]提出了一种基于DFIG的无功功率管理方法, 能够有效地维持系统的电压稳定。
微电网的并网和孤岛2种运行方式存在很大区别, 本文针对微电网的并网及孤岛运行状态, 分别提出了相应的DFIG风力发电系统控制方法。微电网并网运行时DFIG捕获最大风能, 并且计及微电网线路中电阻参数所占比重较大导致风功率变化引起的电压波动, 采用灵敏度分析的方法根据有功功率变化调整输出的无功功率来稳定微电网的电压。微电网孤岛运行时, DFIG采用变桨距角控制并结合储能装置限制风电功率, 使DFIG以频率和电压可控的方式工作, 通过模拟下垂特性与其他逆变器电源一起协调控制微电网的频率和电压。仿真实验结果表明本文提出的微电网中DFIG风力发电系统控制方法能够有效地解决风力发电向微电网中的集成。
1 微电网结构与组成
本文选择DFIG风力发电、微型燃气轮机、燃料电池和光伏发电作为分布式电源, 使用蓄电池作为储能装置, 并结合负荷、电力电子接口设备和相应的控制装置构成微电网的主体结构, 如图1所示。在整体控制策略上, 本文采用微电网的分层控制结构[12]。微电网中心控制器MGCC (Micro Grid Central Controller) 和负荷控制器LC (Load Controller) 、微电源控制器MC (Microsource Controller) 之间需要建立可靠的通信连接。MGCC安装在中压-低压变电站对微电网进行统一的协调控制;LC和MC从属于MGCC, 分别对具体的负荷和微电源进行控制。
微型燃气轮机能够提供25~500 k W的稳定功率输出, 具有高燃料利用效率、低废气排放水平、低初始安装费用等优点。本文选择高速单轴结构的微型燃气轮机SSMT (Single-Shaft Micro Turbine) , 使用文献[13]中给出的动态数学模型。单轴微型燃气轮机可以直接驱动永磁同步电机发电, 发出的高频交流电经过整流和逆变之后向电网或者负荷供电。固体氧化物燃料电池SOFC (Solid Oxide Fuel Cell) 是一种在中高温下直接将燃料中的化学能转化成电能的新型发电装置, 属于第3代燃料电池技术, 具有燃料适应性广、能量转换效率高、零污染、低噪声等优点。本文采用文献[14]中的数学模型, 并在SOFC电池组输出端接入Buck-Boost直流变换电路, 最终通过逆变器将Buck-Boost电路输出的直流电压逆变成交流电压向电网或者负荷供电。光伏发电是另一种具有广泛应用前景的分布式电源, 具有可再生、无污染、方便灵活、可与建筑集成等优点。本文采用文献[15]中的光伏发电模型, 使用扰动观察法来进行最大功率点跟踪, 在给定的温度和光照条件下, 保证光伏发电系统一直运行在最大功率点附近。此外, 本文选择蓄电池作为储能装置, 并采用文献[16]中的三阶动态数学模型, 其较精确地反映了蓄电池的充放电特性。
2 微电网中DFIG风力发电系统控制方法
2.1 DFIG数学模型
本文采用计及定子励磁电流变化的DFIG数学模型来研究其在微电网不同运行状态下的控制方法。在同步旋转坐标系下, DFIG的电压和磁链方程如下[17]:
其中, Us、Ur、Is、Ir、Ψs、Ψr分别是定子和转子电压、电流和磁链矢量;Rs、Rr、Ls、Lr分别是定子和转子电阻和绕组自感;Lm是定子和转子之间的互感;ωe是同步电角速度;ωer是转子电角速度。
计及定子励磁电流变化, 令Imo=LsIs/Lm+Ir, 则有下述DFIG数学模型:
其中, 定子和转子间漏磁系数σ=1-Lm2/ (LrLs) , 转差电角速度ω1=ωe-ωer。
2.2 微电网并网运行时DFIG控制方法
为了减小风速波动对微电网的影响, 本文在DFIG出口处并联了由超级电容和蓄电池组成的混合储能装置。微电网并网运行时, DFIG风力发电系统的控制原理如图2所示, 控制方法由转子变流器控制、最大功率点跟踪、网侧变流器控制、储能系统控制和功率协调控制组成。
DFIG转子变流器控制采用定子磁链定向的矢量控制方法, 并且计及定子励磁电流的变化, 在较精确的模型下实现了有功功率和无功功率的解耦控制。对转子变流器, 考虑Us和Ψs的动态过程, 由式 (2) 可得:
选择定子磁链定向, 下标d、q分别表示各变量的d轴和q轴分量。在dq坐标下, 有, Ψsq=0, 式 (3) 可以写成:
可以根据式 (4) 对DFIG的有功功率和无功功率进行解耦控制, 定子有功功率和无功功率控制闭环产生转子q轴和d轴参考电流I*rq和I*rd, 具体的控制原理可参考文献[18]。转子变流器有功功率参考值Pr*由最大功率点跟踪方法给出, 无功功率参考值Qr*由功率协调控制给出。
为了提高微电网并网运行时的风能利用效率, 需要进行最大功率点跟踪。假设风速为v, 则风轮机能够捕获的最大功率可以表示为:
其中, ρ是空气密度;S是风轮扫风面积, 在最大功率点跟踪算法中都可以看成常数;Cp (λ, β) 是风能利用系数, 其是叶尖速比λ和桨距角β的函数, 文中将其简写为Cp, Pw只与Cp有关。本文利用DFIG输出总功率的单峰特性, 采用搜索的方法实现最大功率点跟踪[19]。
网侧变流器控制采用电网电压定向的矢量控制方法, 如果网侧变流器通过一个变压器与交流电网相连, 则:
其中, Ugd是电网电压Ug的d轴分量;Igd、Igq分别是电网电流Ig的d轴、q轴分量;R和L分别是变压器的等效电阻和电感;ed、eq分别是变流器输入控制电压的d轴和q轴分量。由于采用电网电压定向Ugd=0, Igd和Igq分别代表了变流器的有功电流分量和无功电流分量, 可以实现功率的解耦控制。其d轴参考电流I*gd由直流电压Udc控制闭环产生, 为转子变流器提供稳定的直流电压, q轴参考电流I*gq由无功功率Qg控制闭环产生, 其参考值Qg*由功率协调控制给出。
混合储能装置中逆变器和双向DC-DC变换器的控制方法参考文献[20], 逆变器采用电网电压定向的矢量控制方法实现有功功率和无功功率的解耦控制。储能装置的有功功率和无功功率参考值PC*、QC*均由功率协调控制给出。微电网并网正常运行时, 由大电网帮助维持功率平衡, 储能装置有功功率设定值PC*=0。
微电网线路的电阻参数较大, 风力发电有功功率的随机变化将会导致电压的明显波动。本文中的功率协调控制采用灵敏度分析的方法, 根据捕获的最大功率Pr*调节DFIG风力发电系统所发出的无功功率Q来稳定电压, 并将无功功率在定子侧 (转子变流器控制) 、网侧变流器和储能装置之间分配。
首先确定Q值, 考虑并网接口节点处的潮流方程, 在运行点处将潮流方程线性化:
其中, P是DFIG风力发电系统所发出的有功功率, U、θ分别是并网接口处电压的幅值和相角。假设潮流方程的雅可比矩阵是非奇异的, 则灵敏度矩阵方程为:
其中, SθP、SθQ、SUP、SUQ均是灵敏度矩阵中的元素, 下标中的2个字母代表灵敏度关联的2个量。由上式可得由DFIG有功功率和无功功率变化引起的并网接口处的电压偏移:
为了调节微电网侧并网接口处电压与大电网侧电压近似一致, DFIG风力发电系统应该发出的无功功率为:
其中, P0、Q0分别是运行点处的有功功率和无功功率, ΔU0是运行点处电压与微电网并网电压之间的差值。
由网侧变流器优先承担系统要发出或吸收的无功功率。当网侧变流器能力不足时, 由定子侧补充, 这一优先顺序考虑了定子侧发出无功功率时定子电流增加所造成的损耗。当DFIG本身发出或吸收的无功功率不能满足电压管理要求时, 由储能装置提供支持。
2.3 微电网孤岛运行时DFIG控制方法
当微电网孤岛运行时, 与大电网的连接断开。为了维持微电网的稳定运行, 需要对DFIG的输出功率进行限制。此时, DFIG风力发电系统的控制原理如图3所示, 控制方法由转子变流器控制、桨距角控制、网侧变流器控制、储能系统控制和功率协调控制组成。其中网侧变流器控制和储能系统控制采用的方法与微电网并网运行时相同, 不再介绍。转子变流器仍然采用定子磁链定向的矢量控制方法, 但是定子磁链Ψs不再由定子侧电压Us决定, 而是受励磁电流幅值Imo控制。Ψs的相位角θs不再通过观测Us得到, 而是通过对定子电压频率参考值fs*的积分得到。DFIG不再捕捉最大风功率, 而是表现为一个电压和频率可控的交流电源[21]。
由式 (1) , 令, Ψsq=0, 有:
从上式可以看出, 在dq坐标系下, 定子磁链可以通过励磁电流Imo控制, 并且为了实现定子磁链定向, Irq需要根据Isq进行调整, 故选择参考值如下:
其中, fs是DFIG定子侧电压频率, Us*是定子侧电压幅值的参考值。
由式 (2) , 考虑Ψsq=0, 可以将定子侧电压方程简化为:
令定子时间常数τms=Ls/Rs, 定子漏磁系数σs= (Ls-Lm) /Lm, 有:
由上式, 考虑到微电网稳定运行时Us变化较小, Imo可以通过定子d轴电流Isd控制。
由式 (11) — (14) , 通过上述定子磁链定向的矢量控制方法, DFIG可以看作是一个频率和电压可控的交流电源。该方法最大的缺点是不能够直接控制DFIG的转矩, 因为Isq由负载决定, Irq必须跟踪Isq的变化而不能用来控制转矩。
本文采用桨距角控制来间接控制DFIG的转矩, 式 (5) 中风能利用系数由下式确定:
其中, N是齿轮比, ωr是轴角速度。则桨距角控制的参考值为:
其中, Pn是设定的负荷有功功率需求, Cp*、λ*、β*、ωr*分别是各变量的参考值。将上式线性化, 用下标0表示线性化的点, 符号δ表示变量在线性化点附近的微小增量, 得到:
DFIG的转矩和转速由下式决定:
其中, Tm和Te分别是DFIG的机械转矩和电磁转矩, J是转动惯量。同样将上式线性化, 有:
进一步整理, 得:
其中, M1—M8、N1—N3是计算的中间变量。设τβ是桨距角变化的时间常数, 则桨距角的动态变化满足如下关系:
由桨距角和转速构成状态变量, 由式 (21) 和式 (23) 可以得出状态方程为:
式 (24) 中状态变量、输入变量和扰动分别为:
系数矩阵分别为:
桨距角控制的最大调节速度受机械调整部件的限制, 本文中限制最大调节速度为±3°/s, 所以桨距角控制需要具有良好的阻尼。经过反复实验验证, 本文选择闭环极点为-0.15和-1.5, 此时系统为过阻尼状态, 阻尼比为1.7。该闭环极点设置能够同时满足限制最大调节速度和较快速响应的要求。根据闭环极点的设置方法, 此时相应的反馈系数为kf1=0.65, kf2=-0.88。综合上述分析, 桨距角控制的输入信号由下式产生:
DFIG的功率协调控制负责配合桨距角控制维持DFIG的功率平衡。当可用风功率Pw
当风速增加, 桨距角控制不满足要求, 转子角速度ωr>ωrh时, 功率协调控制通过设定储能系统的PC*来吸收额外的功率;当风速降低, 转子速度ωr<ωrl时, 功率协调控制设定PC*来补充不足的功率需求。在孤岛运行时, 本文选择储能系统优先发出或吸收无功功率。
微电网孤岛运行时, DFIG的有功功率和无功功率需求Pn和Qn由下垂特性给出。本文中DFIG采取可变的下垂系数, 当风速变化较大时, 可以通过改变下垂系数来修改Pn, 既降低了储能装置的充放电次数, 又避免了风电功率与需求功率差额较大时储能装置的能力不足。
可变下垂系数由预先设定好的几组不连续下垂系数组成。每组中所有分布式电源的下垂系数之和相等, 这样能够保证微电网频率和电压的单位调节功率是固定的, 下垂系数调整的结果是使负荷在各个分布式电源中重新分配。在其他分布式电源容量允许的情况下, 几组下垂系数按照DFIG承担的负荷比例从大到小顺序排列。设定DFIG可用风电功率Pw和需求功率Pn之间差额的阈值, 当Pw-Pn<0时, 将下垂系数调整为后一组, 减少DFIG承担的负荷比例, 即减少Pn和Qn;反之, 当Pw-Pn>0.2 p.u.时, 将下垂系数调整为前一组, 增加Pn和Qn。
因为风功率具有随机性, 下垂系数的修改不能是连续实时的, 否则会因下垂系数的频繁变化影响系统的稳定运行。可以设定每间隔一段时间检测一次, 如果调整的阈值条件满足并保持2 s, 则对下垂系数进行调整。
3 仿真分析
本文采用PSCAD/EMTDC仿真软件搭建了微电网仿真实验平台。本文共有2个算例, 采用图1中的微电网结构, DFIG、微型燃气轮机、燃料电池、光伏发电和蓄电池5条线路都是380 V线路, 参数为R1=0.641Ω/km, X1=0.101Ω/km, 5条线路长度分别为200 m、400 m、200 m、200 m和20 m。大电网侧线路为10 k V线路, 参数为R2=0.347Ω/km, X2=0.234 5Ω/km, 线路长度为1 000 m。此外, DFIG、微型燃气轮机、燃料电池和光伏发电的主要参数详见参考文献[13-17]。
算例1:微电网并网运行, 微型燃气轮机、燃料电池和光伏发电都采用PQ控制, DFIG跟踪最大风功率, 仿真实验结果见图4。
图4 (a) 中转速、直流侧电压及转矩为标幺值。从图中可看出, 仿真实验采用的风速在10~12.5 m/s之间变化。通过最大风功率跟踪, DFIG转速随风速变化。当风速变化较慢时, 转速的实际值与控制的设定值基本保持一致;当风速发生突变时, 转速的实际值会短时偏离设定值, 并逐渐跟踪设定值的变化。在整个仿真实验过程中, DFIG直流侧电压保持稳定, DFIG的电磁转矩Te和机械转矩Tm保持平衡, 与捕获的风功率变化相一致。
图4 (b) 中纵轴均为标幺值, 前2幅图分别给出了采用单位功率因数控制和采用灵敏度分析方法控制无功功率时DFIG的功率仿真实验结果。2种情况下DFIG的有功功率P相同, 都捕获了最大的风能。单位功率因数控制时DFIG不发出无功功率, Q=0, 采用灵敏度分析方法控制时发出的无功功率Q随有功功率P变化而不断调整。第3幅图中Qg和Qs分别表示采用灵敏度分析方法时网侧变流器和定子侧发出的无功功率, 从图中可以看出Q优先由网侧变流器承担, 当网侧变流器能力不足时才由定子侧负责承担。第4幅图给出了2种情况下并网接口处节点电压的比较, 可以看出采用单位功率因数控制时电压Urms1受DFIG有功功率变化的影响有明显的波动, 而采用灵敏度分析方法控制DFIG的无功功率后电压Urms2得到改善。
算例2:微电网孤岛运行, 光伏发电采用PQ控制, 跟踪最大功率约16 k W, 微型燃气轮机、燃料电池和DFIG都模拟下垂特性, 仿真开始时微型燃气轮机和燃料电池下垂系数选择为kP1=100 k W/Hz、kQ1=1.315 79 kvar/V, 运行点为40 k W、380 V, DFIG下垂系数选择为kP2=200 k W/Hz、kQ2=1.315 79 kvar/V, 运行点为80 k W、380 V。可变下垂系数采用较简单的情况, 只在10 s时刻进行一次检测, 并且只采用2组下垂系数。除初始下垂系数之外, 另一组下垂系数设置为kP1=150 k W/Hz、kQ1=1.315 79 kvar/V, kP2=100 k W/Hz、kQ2=1.315 79 kvar/V。负荷参数为P1=45 k W, Q1=8 kvar, P2=55 k W, Q2=6 kvar, P3=40 k W, Q3=6 kvar, 在10 s时刻有功负荷突然增至P1=85 k W, P2=85 k W, P3=90 k W, 在20 s时刻, 有功负荷突然增加到P1=120 k W, P2=125 k W, P3=95 k W。采用恒定下垂系数和可变下垂系数2种情况下的仿真实验结果如图5所示。
图5 (a) 中可用风功率为标幺值, 由图可见仿真实验使用的风速与算例1相同。从图中可以看出, 可用的最大风功率随风速不断变化, 而且2种情况下系统的频率变化基本相同。这是因为下垂系数的调整中保证微电网频率和电压的单位调节功率不变, 虽然下垂系数发生了变化, 但整体上相同的功率变化引起的频率变化相同, 只是负荷在分布式电源之间进行了重新分配。
图5 (b) 中纵轴均为标幺值, 前2幅图分别给出了2种情况下DFIG的有功功率设定值Pn和实际值Pw。第1幅图采用恒定下垂系数时DFIG有功功率不能满足下垂控制给出的设定值, 第2幅图在可变下垂系数情况下, DFIG基本可以承担全部由下垂控制给出的有功功率设定值。后2幅图分别是储能装置在2种情况下的有功功率和无功功率对比, 下标1表示恒定下垂系数, 下标2表示可变下垂系数。从图中可以看出, 无功功率下垂系数在调整时保持不变, 所以2种情况下DFIG的无功功率基本相同。下垂系数控制模块在10 s时刻检测到Pw-Pn<0, 并保持2 s, 满足调整条件, 将下垂系数调整为后一组。此时, kP2由200 k W/Hz变为100 k W/Hz, Pn由0.6 p.u.变成0.4 p.u.。原本DFIG风功率无法满足负荷功率需求, 调整后能够满足。从后2幅图中可以看出, 恒定下垂系数时需要储能装置不断配合平衡风功率的变化, 而采用可变下垂系数时通过改变Pn使负荷的需求主要由风功率提供, 避免了储能装置的频繁动作和能力不足。
图5 (c) 是2种情况下DFIG转速和桨距角的变化情况, 桨距角控制的最大调节速度为±3°/s, 图中转速为标幺值。从图中可以看出, 采用可变下垂系数时DFIG的转速和桨距角变化比恒定下垂系数时平缓得多, 避免了短期的快速反复调节。
4 结论
双馈风力发电机定子电流谐波分析 篇6
双馈风力发电是风力发电的一种重要类型,和其他发电形式相比,双馈风力发电系统的变频器容量只有其发电容量的25%~30%,并且能够独立控制发电机的有功、无功功率[1]。
谐波问题是并网型风力发电系统需要特别关注的问题,谐波对电力系统的运行有很大的负面影响,包括降低设备利用效率,产生振动和噪声,缩短设备的使用寿命等[2]。对双馈电机的谐波进行分析,一方面可以根据谐波源的特点采取一定措施减小谐波;另一方面系统出现问题的时候也可以根据谐波频谱来判断问题来源。
目前,关于双馈电机谐波分析方面的文献还比较少。基于对一台30 k W双馈电机和一台1.5 MW双馈电机的试验数据,本文分析和总结了双馈电机定子电流谐波的来源和特征,最后给出了1.5 MW电机满容量发电的谐波试验结果。
1 双馈电机数学模型[3,4]
定子采用发电机惯例,转子采用电动机惯例,将转子侧的电压和电流折算到定子侧,双馈电机稳态的数学模型可以用式(1)表示:
其中,U、I、r、Xσ分别表示电压矢量、电流矢量、电阻和漏抗;下标1表示定子侧物理量,下标2表示转子侧物理量;Im表示励磁电流矢量;s表示双馈电机的转差率;ω1表示定子磁场旋转角速度,ωr表示转子的旋转角速度;E1和E2表示励磁电压矢量。
根据式(1)可以画出双馈电机的基波等效电路如图1所示。
双馈电机并网后,定子电压等于电网电压,而转子电压由变频器提供,用来控制定子的有功功率和无功功率。定子电压和转子电压都将对定子电流的谐波产生影响。下一节将详细分析定子电流的谐波来源。
2 双馈电机定子电流谐波来源
定子电流的谐波可能来自双馈电机本身、转子侧变流器或者电网电压。图2归纳了双馈电机定子谐波电流的主要来源以及对应的谐波特点。
电机设计过程中,由于定子需要开槽,会引入齿槽谐波。此外,气隙饱和等因素所导致的气隙磁场非正弦分布也会引入谐波。
转子侧控制器也是定子电流谐波的一个重要来源。由于引入了电力电子器件,开关谐波是不可避免的,开关谐波的大小和次数与PWM调制方法有关。此外,控制波形出现的任何畸变都会以谐波的形式耦合到定子侧。定、转子电流的频率不同也给分析带来了一定的难度。
定子电流的谐波也可能由电网电压引起。不仅是电网电压谐波,电网电压不平衡可能会引起定子电流的谐波。
此外,测量装置会影响谐波的测量。测量装置的带宽、响应速度等参数都可能影响测量结果,进而影响谐波分析,在实际应用中应该引起重视。
3 定子电流谐波分析
上一节提到了双馈电机谐波的来源和基本特征,基于对1台30 k W和1台1.5 MW双馈电机的试验结果,本节将对双馈电机的各种谐波进行详细分析,下面给出2台电机的参数。
30 k W双馈电机:额定容量30 k W,额定线电压380 V,额定频率50 Hz,极对数3,定子电阻0.060 2p.u.,转子电阻0.158 3 p.u.,互感6.104 5 p.u.,定子漏感0.136 p.u.,转子漏感0.3125 p.u.。
1.5 MW双馈电机:额定容量1 560 k W,额定线电压690 V,额定频率50 Hz,极对数2,定子电阻0.007 5 p.u.,转子电阻0.006 6 p.u.,互感3.997 p.u.,定子漏感0.052 p.u.,转子漏感0.089 p.u.。
3.1 双馈电机本身的谐波
3.1.1 齿谐波
由于双馈电机定子开槽的原因,电机气隙的磁导变为不均匀,因此在气隙磁场上要叠加一个与定子齿数相对应的附加周期性磁场,这个附加磁场产生的谐波就是齿谐波[5,6]。齿谐波的谐波次数可以通过下面的表达式来计算。
其中,fslh表示齿谐波的次数;S表示电机定子的槽数。
从式(2)可以看出,双馈电机定子齿谐波的频谱成对出现,且间距为2 f1,当f1=50 Hz时,齿谐波的间距为100 Hz,这是齿谐波的典型特征。齿谐波和电机转速相关,转速越高,齿谐波的次数越高。
从频谱中判断齿谐波有2种方法,在定子槽数已知的情况下可以直接计算出齿谐波次数;在定子槽数未知的情况下,可以改变电机转速,多测几组频谱,找到间距为100 Hz并且随转速变化的一组谱线来反算出电机定子的槽数。
实验中30 k W电机随转速变化的频谱图如图3所示,可以明显看出有一组随转速变化且间距为100 Hz的频谱线,将图中齿谐波的频率代入式(2)中计算,可以得到电机定子的槽数为54。
3.1.2 气隙磁场中的高次谐波
除了基波以外,气隙磁场中还有一系列的高次空间谐波,如5、7、11次等,空间中的这些高次谐波切割定子线圈将会产生对应的定子谐波电流。此外,气隙磁场饱和也是产生高次谐波的重要原因。严格意义上,齿谐波属于气隙磁场中的高次谐波,但由于其频谱特征明显,故在3.1.1节单独列出。
气隙磁场中的高次谐波主要由电机设计来决定,从频谱上看,这些谐波电流的次数主要是5、7、11等奇数次谐波。为了测定电机中气隙磁场的高次谐波,可以通过在电机转子上通入理想的正弦励磁电压波形、定子串三相对称电阻的方法来测定。
3.2 转子侧控制器引入的谐波
3.2.1 转子侧谐波的一般分析方法
双馈电机定子磁场旋转角速度和转子的旋转角速度不同,所以定子电流和转子电流谐波次数并不相同,这给分析带来了一定的难度。按照反电势平衡的原理,定子电流矢量的旋转速度等于转子电流矢量旋转速度和电机转速之和,设定子电流矢量速度为ω1,转子电流矢量速度为ω2,则它们的关系可以用式(3)表示:
当n=6k+1,k=1,2,3,…时的谐波为正序谐波,此时谐波电流矢量的旋转方向和基波相同。最低次的正序谐波为7、13次等。
当n=6 k-1,k=1,2,3,…时的谐波为负序谐波,此时谐波电流矢量的旋转方向和基波相反。最低次的负序谐波为5、11次等。
当n=3k,k=1,3,5,…时的谐波为零序谐波。此时谐波电流矢量不旋转。典型的零序谐波为3、9次等。
将式(1)的最后一个方程代入式(3)可以得到正、负序定子谐波电流对应的转子电流谐波的频率为
从式(4)可以看出,定子正序和负序电流谐波对应转子谐波电流在频率6 kω1两边呈对称分布,转差率的绝对值越大,转子电流的频谱距离6kω1就越大。
图4给出了试验中1.5 MW电机的定子电流5、7次谐波及其对应的转子电流谐波频谱图。图4(a)中的转差率为0.3,图4(b)中的转差率为-0.2。可以看出,转子电流的频谱在6次谐波两边呈对称分布,图4(a)中两根转子谱线之间的间距为30 Hz,而图4(b)中两根转子谱线之间的间距为20 Hz。
根据式(4)可以得到定子最低次谐波对应的转子谐波频率值如表1所示。
3.2.2 开关谐波
由于转子电压由电力电子变换器提供,电力电子器件动作产生的开关谐波就会不可避免地耦合到定子和转子电流里面。开关谐波的分析对于滤波器的设计有很重要的意义。
3.2.2. 1 转速不等于同步转速时的开关谐波
当电机的转速不等于同步转速时,转子电流的频率不等于0。转子侧控制器将控制波形经过调制变成PWM波加到转子上。
文献[7]给出了通过正弦PWM调制(SPWM)后输出波形的频谱规律。试验中采用正弦空间矢量PWM调制(SVPWM)方法,调制后谐波频谱和SPWM调制基本一样。输出波形的频谱主要集中在开关频率fs及其倍频2 fs、3 fs等为中心的周围,其中以开关频率fs处的谐波幅值最大,其频率可以表示为
其中,fswh表示开关谐波的次数;N表示载波比;J=2,4,6,…;f2表示转子电流的频率。
将载波比的表达式N=fs/f2代入式(5)可得:
根据式(6)可得到谐波幅值最大的频率为fs±2 f2和fs±4 f2,和式(6)中的转子谐波频率对应的定子谐波频率为
图5和图6给出了1.5 MW双馈电机的开关谐波试验波形图。
图5中转子侧控制器的开关频率为2.4 k Hz,电机的转速为1800 r/min,转差率为-0.2,可以看出转子开关谐波幅值较大的谱线位于2.36、2.38、2.42和2.44 k Hz,对应的定子谐波的频率为2.32、2.38、2.42和2.48 k Hz。
图6中转子侧控制器的开关频率为3 k Hz,电机的转速为1 050 r/min,转差率为0.3,可以看出转子开关谐波幅值的较大的谱线位于2.94、2.97、3.03和3.06 k Hz,对应的定子谐波的频率为2.905、2.995、3.005和3.095 k Hz。
3.2.2. 2 转速等于同步转速时的开关谐波
当转速等于同步转速时,转子侧控制器输出的电压和电流都为直流,频率为0,按照基波等效电路,从转子侧看过去转子回路等效为一个电阻。但从谐波等效电路看,转子回路仍然存在较大的阻抗。转子电流的开关谐波的幅值在其开关频率处达到最大。
试验中,当定子发出有功功率为150 k W,无功功率为0,转子转速为1500 r/min,转差率为0,开关频率为3 k Hz时,转子线电压开关谐波最大值出现在3 k Hz,其幅值为1.084 V,对应的定子开关谐波电流的最大值为0.464 A。
虽然转子和定子电流中都存在开关谐波,但对于开关谐波而言,电机的阻抗很大,所以耦合到定子侧的谐波幅值并不大,比较容易滤除。
3.2.3 和控制波形有关的谐波
如果不考虑转子侧的开关谐波,稳态理想情况下,转子侧电流只含有转差频率的分量。但转子侧的控制波形由逆变器产生,由于控制策略的原因可能产生转子电压波形的畸变,耦合到定子侧就会形成定子电流谐波,这里称之为和控制波形有关的谐波。
由于转子侧控制器和双馈电机构成一个完整的控制回路,因此控制策略会对定子电流的谐波造成很大影响。以矢量控制为例,转子侧电流是转换到转子dq轴进行控制的,控制器参数、转速波动、角度偏差等因素都可能引起转子三相电压的变化,进而会引起定子电流的谐波,需要根据具体问题来具体分析。如文献[8]分析了转速波动对定子电流谐波的影响,指出转速的波动会引起定子电流的低次谐波。
3.3 电网电压引入的谐波
电网电压的谐波可以引起定子电流出现对应次数的谐波,文献[9]给出了电网电压谐波的相关规范。1.5 MW双馈电机的定子电压一般为690 V,需要通过变压器接入电网,因此变压器也是谐波电压的来源之一。
根据试验数据,当转子侧控制器不工作时,电网电压中主要含有5、7次谐波电压,5次电压为0.75 V,7次电压为2.37 V,转子侧控制器工作后,电网电压中的谐波会增加。但由于谐波电压的含量小,在分析定子电流谐波时可以忽略其影响。
此外,还要提到电网电压三相不平衡。不平衡电压会产生定子负序电压和电流矢量,负序电流矢量以角频率ω1反方向运动,相对于基波电流矢量的角频率就是2ω1,这样在电机转子dq轴电流、无功功率和转矩的表达式中就含有了2次谐波分量。若控制策略选择不当,转子电流谐波就会耦合到定子侧。
文献[10-11]分析了电网不平衡情况下的双馈电机模型,并提出了相应的控制策略来减小不平衡对电机定子电流的影响。
4 减小定子电流谐波的方法及试验
4.1 减小定子电流谐波的方法
通过分析可以归纳出减小双馈电机定子电流谐波的方法主要涉及4个方面的内容。
a.改善双馈电机磁路设计。电机气隙磁场非正弦分布带来的谐波可以通过改进电机磁极设计等方法来减小。大功率双馈电机的定子槽数较多,所以齿谐波的次数也比较高,比较容易滤除。
b.提高控制系统传感器性能。当传感器测量不准确时,会引起控制波形的变化,进而引起电流谐波,因此需要提高传感器性能,包括提高供电电源精度、增加屏蔽、校准零漂等。
c.选择合适的滤波器。由于开关谐波和齿谐波的次数比较高,因此可以通过简单的无源滤波器来滤除。滤波器可以加在双馈电机的转子侧,也可以加在定子侧。
d.采用电网电压不平衡控制算法。前面已经提到电网电压不平衡会引起定子电流谐波,因此可以选用不平衡控制策略来减小电流谐波。
4.2 1.5 MW双馈电机满容量试验谐波分析
当1.5 MW电机满容量运行时,电机定子的有功功率为1300 k W,无功功率为0,转速为1800 r/min,转差率为-0.2,电机输出的总功率为1 560 k W。试验装置中采用了4.1节所述方法来减小电流谐波。定子电流中各主要谐波的幅值如表2所示。电机定子电流is、转子电流ir和定子电压us的波形如图7所示。
由于定子电流中开关谐波和齿谐波的次数比较高,幅值很小,所以没有列出。从表2可以看出,定子电流谐波中5次谐波和7次谐波的幅值最大,这些谐波主要是由电机气隙磁场非正弦分布造成的。
从图7可以看出,定子电流和转子电流的波形基本上为正弦波,谐波含量小,通过计算可以得到定子电流的总谐波畸变率THD<3%。
5 结论
根据分析和研究可以得到下面几点结论:
a.双馈电机定子电流谐波的主要来源有电机本身、转子侧控制器和电网电压;
b.由于定子磁场旋转角速度和转子的旋转角速度不同,定子电流和转子电流谐波频谱不同,要根据电机转速和谐波自身特点进行分析;
c.根据双馈电机定子电流谐波的特点可以采用改善电机磁路设计、提高控制系统传感器性能、增加滤波器等措施来减小定子电流谐波;
d.根据1.5 MW电机满容量试验结果可知,双馈电机定子电流中的5、7次谐波含量较大,由于齿谐波和开关谐波的次数很高,并且加装了滤波器,因此耦合到定子电流中的谐波幅值很小。
摘要：介绍了双馈电机的数学模型,并在此基础上总结了双馈电机定子电流谐波的来源和基本特点;基于对一台30 kW和一台1.5 MW双馈电机的具体试验数据,结合理论分析得到了齿谐波、开关谐波、电网电压引入的谐波等各种电流谐波的频谱特征,总结了定、转子谐波电流之间的关系;根据各种谐波的特点提出了减小定子电流谐波的方法,并将这些方法应用在1.5 MW双馈风力发电样机系统中,给出了满容量发电时的电流谐波试验结果,验证了这些方法的实用性。
关键词：双馈电机,定子电流,谐波,风力发电,频谱特性
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双馈感应风力发电机 篇7
关键词：风力发电机,变速恒频,并网控制,定子磁链定向
自20世纪80年代以来,风能的利用趋势是风力发电,包括陆地风力发电系统和海洋风力发电。但由于风能存在间歇性、随机性的特点,发电质量受风速、风向变化、电网参数的影响很大。风能利用上的困难,使得风力发电系统在技术上出现了一些特殊问题。发电机包括异步发电机,同步发电机,磁阻电机等,但由于这些系统成本比较高,在增加风能捕获能力的同时,要求系统增加更多成本,致使额外的捕获风能变得毫无意义[1] 。目前,风力发电机组的控制技术有定浆距失速调节技术、变浆距调节技术、主动失速调节技术、变速恒频技术4种[2,3]。变速恒频双馈风力发电机组以其独特的技术优势已逐渐成为并网型风力发电机的主力机型。变速恒频双馈风力发电机组主要由绕线式感应电机和接在转子绕组上的励磁变频器以及一些检测保护装置组成。变速恒频风力发电机技术与恒频恒速发电技术相比具有显著的优越性[4],首先,大大提高了风能转换效率,显著降低了由风施加到风力机上的机械应力;其次,通过对发电机转子交流励磁电流幅值、频率、和相位的控制,实现了变速下的恒频运行,通过矢量变换控制还能实现输出有功和无功功率的解耦控制[5],提高电力系统调节的灵活性和动、静态稳定性;另外,变速恒频风力机并网时,几乎没有冲击电流,不必担心异步机并网时冲击电流过大的问题。同时,双馈发电机工作频率与电网频率是彼此独立的,当风轮及发电机的转速变化时,也不必担心同步机直接并网运行时可能出现的失步问题。
变速恒频双馈发电机组能够良好运行的前提条件是机组能够顺利并网,而实现变速恒频无冲击电流并网的关键是双馈电机定子电压的控制。本文根据交流励磁双馈电机矢量控制原理,应用了一种基于定子磁场定向转子电流开环的电压控制策略,建立了双馈电机空载电压控制仿真模型,对转速变化时转子电压控制进行仿真研究。
1 VSCF风力发电机空载并网原理
1.1 概述
交流发电机并网条件是发电机输出电压和电网电压在幅值、频率、相序以及相位上完全相同。因而并网之前应对发电机的输出电压进行调节,当满足并网条件时,进行并网操作。空载并网控制系统的结构框图如图1所示。
并网前发电机空载,取电网电压(频率、相位、幅值)作为控制信息提供给控制系统,控制系统发控制信号给变频器,调节发电机的励磁,使定子的空载电压和电网的电压相同。
1.2 双馈发电机的空载数学建模
图2表示了几套坐标系的空间位置关系,图2中,α1-β1为两相静止坐标系,α2-β2为以转子速度旋转的两相坐标系,d-q为两相同步速旋转坐标系,为了分析控制变量关系按电动机惯例建立双馈型异步发电机数学模型,电机电压和磁链方程[6]为
undefined
undefined
式中:Rs,Rr为定、转子绕组等效电阻;Ls,Lr,Lm为d,q轴定、转子绕组自感及互感;ids,iqs,idr,iqr为d,q轴定、转子电流;uds,uqs,uqr,udr为d,q轴定、转子电压;Ψds,Ψqs,Ψdr,Ψqr为d,q轴定子、转子磁链;ω1,ωs为同步角速度和滑差角速度。
发电机的定子总磁链与定子端电压矢量的相位正好相差90°。因此,采用发电机定子磁链定向可以简化矢量控制系统。将定子磁链定在d轴上,此时磁链方程为
undefined
当发电机空载时,定子绕组d,q轴电流为零,即
iqs=ids=0 (4)
把式(4)代入磁链方程式(3)得
iqr=0 (5)
磁链方程变为undefined
将式(6)、式(4)、式(5)代入电机的电压方程。因为双馈电机的定子侧电压频率与电网相同,均为50Hz,这样的频率下,定子电阻压降远小于电机反电动势,可以忽略。所以电压方程为
undefined
由式(7)可以得出定子的电压由定子磁链控制,根据电网电压幅值可以计算出定子磁链给定值,由Ψds=Ψs=Lmidr求出转子励磁电流给定idr,由udr=Rridr+Lrpidr和uqr=LridrωS计算出转子电压给定值。
定子电压的频率给定值为电网的频率f1,当电机转子频率f2发生变化时,只要相应的调节转子逆变器的供电频率fs,使其满足f1=f2±fs关系式,即可控制发电机供电电压频率与电网相同。
定子电压相位的控制主要由电网的相位决定,提取电网的电压信息,通过磁链观察器(如图3所示)计算出磁链的幅值和相位。由于Ψs的相角落后于电网电压U1的相角π/2。设U1 的相角为θu,则Ψs的相角θs=θu-π/2。在发电机中感应电势的角度落后于磁链π/2,所以要由转子电流感应的定子电压的相位角和电网一致,必须提前π弧度,即为
θ=θu+π/2+π/2=θu+π
根据上面所述,构建双馈风力发电机定子电压控制框图如图4所示。
2 VSCF风力发电机空载并网仿真
利用Matlab/Simulink仿真环境对定子电压控制策略进行仿真,双馈发电机的模型利用转子d-q旋转坐标系下的空载数学表达式构成,参数为:功率22kW,极对数2,定子额定电压380V,额定转速1465r/min,频率50Hz,定子额定电流43.2 A, 转子额定电流23.5 A, 定、 转子漏感0.004H,互感0.146H,转子电阻0.8Ω,转动惯量0.189kg·m2,转子励磁直流电源586V[7]。发电机的拖动转矩为20N·m,发电机接有辅助负载。根据如上主要参数,搭建仿真模型[8]如图5所示;仿真结果如图6、图7所示。
图6a为电机升速过程中,转子A相电流的波形。随着转速的升高,电流的频率在逐步减小,在1.3s电流频率几乎为零,即成为直流,表示转子的转速达到同步速。图6b为发电机的空载电压。从图6中看出,在达到同步速的时候,电压有些波动,这时转子的电流基本为直流,说明双馈风力发电机在同步转速运行时性能不好,应该避免以同步转速运转,实际情况也证明了这一点。
图7为并网前后定子电压和电流的波形,在0.8s时发电机并网,并网后发电机电压即为电网电压,如图7a所示。并网前发电机电流为辅助负载电流,并网后的电流为馈入电网的电流。从图7b的波形看出,并网时几乎没有冲击电流。但定子电流幅值有不稳定现象,这是由于仿真模型没有采用有功和无功闭环控制造成的。图7c为并网前的电网电压和定子电压误差,从波形图可以看到电压差不为零,这是由于双馈风力发电机的电压谐波造成的,电压谐波的抑制方法可查阅有关文献。
3 结论
为了实现变速恒频双馈风力发电机组顺利并网运行,必须有效地控制发电机定子电压和电网电压在幅值、频率、及相位上相一致。本文通过对发电机矢量变换控制分析,探讨了这种风力发电系统的运行机理,应用了一种基于定子磁场定向转子电流开环控制策略,通过系统的建模与仿真,表明了该控制方法的有效性,为这种新型风电系统的运行控制提供了理论依据。
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