双馈感应式发电机（精选7篇）
双馈感应式发电机 篇1
1 引言
随着我国风力发电发展步伐的加快,国家建设了一批大规模的并网风力发电项目,对于大功率风力发电机组的需求越来越大。但是随着风力发电机组功率的增加并入电网时产生的冲击电流也随之增大。如果不能有效地抑制并网冲击电流的出现,严重时可能会导致风力发电系统无法接入电网,给电力系统安全运行带来隐患。目前大型风力发电机组主要是双馈感应式和直接驱动式这两种变速恒频发电机组,其中双馈感应式变速恒频风力发电机组得到的应用最广。因此,实现双馈感应式变速恒频风力发电机组无冲击电流并网技术至关重要。
现有的一些针对双馈感应电机的并网仿真研究[1,2,3,4,5,6]都是基于S域内的PI控制器,与实际系统的物理过程有一定差距。在实际实现这类控制器时都需要使用DSP配合交-直-交变流器来实现。DSP处理器的计算误差和电路的非线性特性都会对控制结果产生一定的影响。因此建立基于DSP代码的PWM变流器离散化仿真模型对于研究双馈发电机并网问题具有一定的实际意义。本文搭建了基于DSP的DFIG空载并网离散化控制器仿真模型和S域内的传统理想PI控制器模型。结合试验结果对电流内环的控制结果进行了对比和分析,说明离散化的仿真模型仿真结果和实际更加接近。离散化模型中考虑的几个实际因素对减小双馈感应式风力发电机组并网电流有一定的作用,对实际工程具有一定的实际意义。
2 空载并网控制器设计
图1是双馈感应式风力发电系统结构图。根据电机的基本电磁关系和并网前定子三相电流全为零的条件可以得到转子侧控制器输出电压的表达式[1]:
根据解耦控制的需要,可以对转子的d,q轴电压进行补偿,构造一个解耦控制系统:
式中:Rs,Rr为定、转子绕组等效电阻;Lr,Lm为d,q轴转子绕组自感、互感;idr,iqr为d,q轴转子电流;udr,uqr为d,q轴转子电压;ωs为滑差角速度。
根据这个方程可以给出空载并网的控制框图如图2所示。
在得到系统的控制框图后,可以根据系统固有的传递函数来构建PI控制器。应用内模控制(IMC)[4]的方法可以得到PI控制器的ki,kp参数为
于是可以得到d,q轴电流PI控制器的表达式为
式中:U(s)为PI控制器的输出;E(s)为PI控制器的输入。
实际的数字控制器需要将上面的理想控制器进行离散化。离散化的方法为
式中,TSI为系统的采样时间,Kp,Ki和连续系统中的PI参数一致,U(n)为输出序列,E(n)为输入序列。
实际的数字控制器还需要考虑积分器饱和限制,实现积分器饱和修正的离散算法为
式中:Kcorr=KiTSI/KP;Us是离散PI控制器最终的输出结果,Us由下式决定:
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3 仿真验证
利用Matlab6.5 Simulink模块对图2的DFIG并网控制器进行了理想化和离散化仿真。理想化仿真省略了PWM逆变器,直接使用可控电压源进行了替代。离散化模型实现了不控整流桥和PWM逆变器的仿真模型。理想化和离散化仿真程序均将发电机在0.15 s时并入电网。
图3为理想化模型的仿真结果。图3a、图3b为发电机转子dq轴电流波形。d轴电流的给定值为-7.9 A,q轴电流的给定值为0 A。图3c为发电机定子A相电压和电网电压波形。图3d为发电机A相定子电流波形。图3a、图4b显示t=0.06 s之后感应发电机的转子侧d,q轴电流就达到了给定值。图3c显示并网时发电机定子电压与电网电压同相位,同幅值。图3d显示并网冲击电流很小,表明了这种PI控制器能够满足并网控制的需要。但是这个仿真系统没有考虑到电力电子器件的非线性特性,与实际系统存在着一定的差异。
图4为由S函数实现的交-直-交变流器离散化模型的仿真结果。这个模型通过S函数构建的控制器来模拟DSP计算过程。在程序代码中将所有的变量全部用整型数据类型来实现,模拟DSP的数值计算误差。通过对输入信号进行离散化来模拟AD过程产生的数值舍去误差。最后通过对一些输入信号叠加干扰噪声来模拟实际系统中的噪声信号。图4a、图4b为发电机转子dq轴电流波形。d轴电流的给定值为-7.9 A,q轴电流的给定值为0 A。图4c为发电机定子A相电压和电网电压波形。图4d为发电机A相定子电流波形。图4a、图4b显示转子dq轴电流由于受到新加入的几种误差信号的影响,与理想化的仿真模型相比波形的波动明显变大。图4d显示并网时的冲击电流有所增加,这是由于转子电流的控制效果变差导致定子线电压与电网电压不一致产生的结果。这说明离散化模型考虑的这些非理想因素确实会对控制效果产生一定的影响,对理想模型进行修正有一定的必要。
4 实验结果
在22 kW实验平台上对仿真结果进行了实验验证。由一台带有调速系统的直流电机来模拟叶轮及齿轮箱的机械运动。DFIG的定子直接和电网相连接,转子侧连接着一台由三相二极管不控整流桥和三相逆变器构成的变流器。变流器直流母线电压由直流电容来稳定,并且可以通过和整流桥相连接的输入调压器对直流母线电压进行调节。因为DFIG系统并网过程中能量是由电网传递到电机转子中的,因此不需要使用双PWM4象限变流器。图5所示的简化实验系统可以完成对DFIG系统并网过程的研究。
图6,图7为并网前及并网时DFIG系统波形。
图6显示并网前转子电流受到PI控制器的调节,使发电机定子线电压和电网线电压基本重合达到了并网同幅值、同相位、同频率的要求。图7是并网时DFIG系统的相应波形,图7显示转子电流在并网瞬间有一个小的跳动,接近2 A。这同图4仿真结果显示的发电机转子dq轴电流出现一个小幅波动的结果相吻合。图7中并网后的转子电流波形显示并网后转子电流的波动明显加剧,这和图4的仿真结果也是相吻合的。因此可以说明离散化的模型和实际情况更加接近,对理想化的模型进行修正是有必要的。
5 结论
通过对比仿真和实验结果,说明搭建离散化的PWM仿真模型可以取得更接近实际的仿真结果,对实际系统的设计具有更好的指导作用。离散化模型中考虑的实际系统传感器误差、数值计算误差和电路的非线性特性等这些因素对控制结果有一定的影响,并不能够简单地加以忽略,而是应当尽量减小这些非理想因素对控制系统的影响,提高控制系统的性能。因此采用高性能的DSP处理器和有效的滤波算法可以在一定程度上提升DFIG控制系统的性能。
参考文献
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双馈感应式发电机 篇2
风能作为一种可再生能源,相对于核能、煤炭具有诸如安全可靠、运行维护成本低等优点,受到各国学者的广泛关注和重视。双馈式风力发电机作为变速恒频发电机的一种,具有能够变速运行,风能利用系数高,能吸收由风速突变所产生的能量波动以避免主轴及传动机构承受过大的转矩和应力以及可以改善系统的功率因数等优点,成为使用最广泛的机型之一。
由于风电的快速发展,风电容量所占电网的比例越来越大。风机并网,给发电提供了途径,也对电力系统的稳定运行提出了新的问题。当电网电压发生跌落时,风机出于自身的安全考虑,会自动脱网运行,这将造成局部电网的有功缺额、电压恢复后电力系统频率降低、潮流的大范围转移,对电网的稳定性和电能质量带来威胁,造成经济的巨大损失,这就要求风电机组具有有效的低电压穿越(LVRT)保护措施。
世界各国均对风电机组的LVRT给出了相应指标,要求当风电机组在电网电压跌落时在一定时间内保持不脱网运行,甚至向电网提供一定的无功功率,支持电网恢复正常,德国E.ON公司要求电网电压跌落到15%时持续300ms,澳大利亚要求跌落到0%时持续175ms,丹麦要求跌落到25%时持续100ms[1]。我国国家电网公司于2009年首次明确提出了风电场LVRT要求曲线图(如图1所示),要求新投入使用的并网风电场具备LVRT能力[2]。
目前具备比较成熟LVRT技术并通过检测认证的风电企业并不是很多,而且国际上没有统一的风电机组LVRT检测认证体系,而我国目前不具备测试LVRT的认证能力,但与认证相关的电压跌落发生器成为高校研究的重点之一。
2 电压跌落时风电机动态分析
电网电压跌落会对双馈风电机产生巨大的影响,此部分分两方面进行研究,其一对风机转速、转矩等的影响,这与风机桨距角控制密切相关;其二对双馈风电机内部电磁场的影响,这与风电机暂态分析密切相关。
2.1 电压跌落时双馈风电机桨距角控制分析
电压跌落对风电机组机械变量如转速、转矩等产生很大的影响,此时通过桨距控制器来进行控制,通过调整风电机的桨距角,可以减小风电机捕获的风能,起到一定的保护作用。文献[3]采用风机转速作为反馈信号,控制叶片桨距角作为目标,设计了变速恒频的PI控制器;文献[4]对风电系统变桨距控制进行深入分析,在传统PI控制的基础上通过加入增益调整环节来改善系统在高风速阶段的控制性能。文献[5]采用基于模糊逻辑桨距的控制,以一阶系统进行建模,对控制器的输入误差变量和输出桨距角进行设计,实现对功率和转速的控制,仿真表明具有良好的暂态特性。文献[6]采用自抗扰控制来实现变桨距控制,以转速为量测输入设计扩张状态观测器,观测系统状态及风速扰动,利用前馈控制予以补偿,仿真表明,具有良好的动态性能和鲁棒性。但是,所有变桨距驱动系统不能实时响应,因而,仅通过桨距控制来实现LVRT显然不现实。
2.2 电压跌落时双馈风电机暂态分析
电压跌落时,双馈风电机会在内部产生激烈的电磁震荡过程,引起定子转子瞬时过电流,直流侧过电压,目前这方面文献的研究比较多。文献[7]采用有限元分析定子电压突变时双馈风电机的电磁动态响应进行了分析,仿真表明,电磁变量的动态响应好,超调量大,更接近实际情况。文献[8]假定定子磁链不能突变,推导了考虑边界条件的定子磁链一阶微分方程数值解,对电磁变量的动态响应进行了深入的探讨。文献[9]分析在电压跌落时推导了转子电流的动态响应表达式,它假设以短时间内转子电压不变,对转子电流在同步旋转坐标系下进行拉氏变换求得的。
通过对相关文献的调研,对双馈风电机电磁响应的研究现状进行归纳,可以得到以下结论。
1)在电网电压跌落故障瞬间,定子磁链不能突变,为了维持故障瞬间发电机定子磁链保持不变,磁链中将出现暂态直流分量;与定子侧相似,转子侧也会出现磁链直流分量。
2)在电压跌落过渡过程中,定转子磁链以不同的时间常数呈现指数衰减,同时定转子磁链振荡,使得定转子电流呈现指数衰减振荡。
3)在电压跌落期间,电机内部会有强烈的电磁振荡过程,因而风电机需从电网吸收滞后的无功功率。
4)电压跌落期间,定转子电流剧增,风机转速增加,直流侧电压升高,风电机出于自身的保护可能从电网自动切除,严重情况下可能造成连锁反应,因而要求风电机组必须具备LVRT技术。
3 非平衡电压跌落下风电机控制
近年来,风力发电机技术的趋势之一便是由理想电网条件下转至故障条件下,目前大量文献对电网电压对称跌落故障条件下的控制运行进行了研究,但对电网电压不对称故障条件下的控制研究成果较少。在电网电压不对称故障条件下,定转子出现过电流,由于电压、电流都存在正、负序分量,因而电压,功率,转矩等出现2倍工频的周期性振荡,影响风电机的稳态运行,产生噪音,损坏发电机的机械部件等后果,这就需要施加不平衡控制来抑制负序分量的影响,使风电机组具备一定程度不平衡电压下的持续运行能力[10]。本节分两部分进行研究,首先介绍不平衡变量的分离方法,再介绍电网不平衡条件下,双馈电机的控制策略。
3.1 不平衡变量分离方法
目前对于不平衡电压下的研究方法均是基于对电机的电磁变量进行正序、负序、零序分离后进行分析。电压不平衡下DFIG控制系统的性能很大程度上取决于变量正负序分离方法的准确性和快速性。常用的正负序分离方法有以下3种。
1)采用滤波器方式。其中“二阶陷波器”比较常用,这种方式比较简单,但分离精度不高,难以做到正负分量的无差分离。文献[11-12]通过增加滤波器的阶数来提高分离精度,但这样会增加控制算法的复杂程度,影响系统的响应速度。
2)基于二阶广义积分的分离方式。这种方法通过二阶广义积分构造当前变量的正交量,利用当前值及其正交值的一定关系计算出正负序变量,文献[13]就是采用这种方式。这种方式不需要进行相位检测但是需要对二阶积分参数进行设计。
3)时间延迟抵消方式。利用在同步旋转和两相静止坐标系下,延时之前的采样值和当前值存在一定的关系,通过相应计算可以推导出在两相静止坐标系下的正负分量。延时的时间可以根据理论推导得到,文献[14]采用“T/16延迟抵消法”,文献[15-16]采用“T/4延时抵消法”。这种方法比起采用滤波器,原理更简单、不用设计滤波器参数,同时正负序分离的准确性可以得到有效保证,是目前最常用的方法。但是由于采用了一定的延时,将不利于正负分离的快速性要求。
上述3种正负分离的方法均存在滞后性,为了更好地解决不平衡电压下双馈风电机的运行,需要在以后的研究中找到更先进的分离方法。
3.2 电网电压不平衡条件下双馈风电机的控制
在电网电压平衡条件下,双馈式风电机转子侧变换器控制的主要目标是实现对定子输出有功功率和无功功率的解耦控制;在电网电压不对称故障条件下,就需要考虑:定子输出的有功、无功功率,以及电磁转矩等的2倍电网频率波动成分。为此,目前相关的控制研究方向主要有以下两种,即双dq,PI闭环控制和比例谐振(PR)控制。
3.2.1 电压不平衡下双馈风电机的双dq,PI闭环控制
对于网侧变换器而言,网侧变换器按能量的流向可分为两种运行方式,一种是并网逆变器模式,另一种是三相整流器模式。针对不同的控制目标,设计相应的控制算法。文献[17]通过对并网逆变器在双dq坐标系下对网侧电压电流进行正负序分离,可以实现3个控制目标:
1)保持网侧输出电流的三相平衡,避免桥臂IGBT管的发热不均;
2)消除输出有功电流的2倍频波动;
3)消除输出无功功率的2倍频波动。
同理,对于转子侧变流器而言,电压不平衡下通过对定转子电压电流进行正负序分离,通过坐标变换得到转子dq轴电流,可以实现不同的控制目标。文献[17-18]经过推导,得到双dq,PI控制下可以实现以下4个目标:
1)恒定定子输出有功功率,即消除定子有功功率的2倍电网频率波动分量;
2)平衡三相转子电流,即转子电流不包含负序分量;
3)平衡三相定子电流,保证电机三相定子绕组的均衡发热;
4)恒定的电机电磁转矩,以减轻对风力机系统的机械负荷。
3.2.2 电压不平衡下双馈风电机的比例谐振控制
PI控制具有算法简单和可靠性高等特点,但不能实现无静差控制。比例谐振控制在基波频率处增益无穷大,而在非基频处增益很小,因此,系统在基波频率可以实现零稳态误差。文献[19]在两相静止坐标系下采用PR控制器,对谐振控制器实现误差跟踪,而对其它频带的交流信号完全截止。具备这种特征的控制器尤其适用于含有定频持续干扰的不平衡三相变量情况,但是目前的文献大都通过在旋转坐标系下的计算得到正负序电流给定值,再变换到静止坐标系下进行比例谐振控制[20];比例谐振控制器的参数较难设计,控制性能对频率的变化十分敏感,这些需要在以后的研究中进一步考虑,采取相应的措施进行改善。
4 双馈风机低电压穿越技术
4.1 不增加硬件电路,改进控制策略
在电压跌落深度较小时,此时通过改进控制策略来实现风电机组的LVRT方法,目前大致有以下几种。
1)在电机模型中计及定子磁链的暂态过程,并以此得到新的控制策略。文献[21]通过在原来控制器的基础上再加上定子磁链电流变化的补偿量,对解耦电路进行必要的修正,建立双馈风电机定子励磁电流动态过程的精确模型。这种方法在一定程度上提高了外部电网电压故障对转子电流的控制能力,但由于转子电流的有效控制是以增大转子输入电压为代价的,只能在很小的电压跌落范围内发挥一定的作用。
2)采用基于可靠控制技术的Η∞和μ?analysis方法设计全新的控制器,并考虑各种不利条件[22]。这种方案的主要控制思路为:网侧控制器用来检测直流侧电压的故障和定子端电压单独故障,从而产生电流信号来补偿这些故障,它的转子侧控制器用以检测定子有功和无功的异常,并产生转子电流信号进行补偿。这种方案变流器控制能力变差,网侧变流器无法在短时间内将多余的能量馈入电网,直流侧电压仍会升高,而转子侧电流的动态响应速度受到限制,仍会出现转子过流。
3)基于双馈风电机暂态磁链补偿的技术,即控制转子电流使得转子产生的磁链抵消定子磁链中一部分直流分量和负序分量[23]。这种方案能够抑制电磁转矩的脉动,减小机械应力,但补偿控制能力受定转子漏感以及转子电流动态响应的影响,控制能力较弱,尤其是电网电压跌落的瞬间仍然可能会在定转子电流中出现较大尖峰值。
4.2 增加硬件电路,改进控制策略
当电压跌落深度较大时,仅依靠控制策略的作用有限,需要增加硬件保护电路,增加转子Crowbar电路和直流侧保护电路成为主流。
很多文献已对Crowbar电路进行阐述,Crowbar电路有被动和主动之分,前者有一定的缺点:需要从电网吸收大量的无功功率,不能对故障的电网电压提供支撑,并且在电网故障切除后不能马上对电网提供能量。目前对主动Crowbar的研究主要有以下2个方面。
1)Crowbar电路电阻阻值的选择:阻值过小不能起到衰减转子电流的作用,过大又会造成转子变流器承受过高电压,对续流二极管造成威胁,文献[24]对电阻阻值的选择作了深入的推导仿真。
2)Crowbar电路投入和切除的控制:Crowbar电路可以通过检测转子是否过电流或者直流侧电压是否过高进行判断,文献[25-26]就这一方面进行了阐述;Crowbar电路切除的判断也非常重要,过早切除会由于转子过电流还未得到充分衰减,引起Crowbar电路再次频繁切除;过晚,则会从电网吸收无功,更不利于跌落期间电压的恢复。因而,两者的控制至关重要,成为实现LVRT技术的瓶颈。
电压跌落时,转子过电流,能量在直流侧积累造成直流侧过电压,可能会损坏直流侧电容和功率器件,可以增加卸荷电路和增加能量储存设备(ESS),文献[27]就这种保护进行了分析和仿真。若单独使用此种方式会有明显的缺点,无法对转子电流进行有效控制。文献[28]使用Crowbar电路和直流保护电路相结合,仿真表明,可以卸荷多余能量保护变流器。但如何有效配合各投切逻辑,成为急需解决的问题。
5 电压跌落发生器的研究现状
电压跌落是最为常见的电网故障[29],其故障类型和比例为:单相对地故障为70%,两相对地故障为15%,相间故障为10%,三相故障为5%。由于电网故障的不可控性和随机性,为了模拟实际电压跌落故障下,风电机的运行,有必要研究专门的设备用于检测风力发电系统在电压跌落时的穿越能力,这种设备称为电压跌落发生器(voltage sag generator)。为了尽早制定LVRT的认证体系,很有必要研制电压跌落发生器,针对它的研制也成为近几年的热点。
VSG必须要能够产生上述故障类型,尤其是三相故障和两相接地故障,电压跌落持续的时间需从0.5到数百个电网电压周期。可行性强的VSG方案要满足高功率等级,实现简单和成本低等多方面的因素。
目前已有的VSG实现方法主要有阻抗形式、变压器形式和逆变器形式[30],基于阻抗形式的VSG受负荷变化的影响,跌落深度难以平滑调节;基于变压器和固态继电器的VSG在电压跌落和恢复的瞬间可能由于开关过程存在电压中断;基于逆变器形式的VSG体积小,控制灵活,功能强大,成为未来新型VSG拓扑结构的主要发展方向。文献[31]提出一种三相自耦变压器和由12个可控器件IGBT构成的双向开关实现的新型三相VSG,但硬件电路复杂,成本很高;文献[32-33]采用背靠背拓扑形式的SVG,控制策略采用PIR的方法进行控制。相对于传统的PI控制,加入谐振(R)控制器,电压负序分量得到有效的抑制,因而采用PIR控制器的VSG可以产生相对精确的各种不对称电压跌落。
6 总结
本文系统论述了双馈风电机LVRT技术的相关研究,包括不平衡电压下双馈风电机的控制策略,LVRT技术,电压跌落发生器等,分析了以后研究中可能遇到的一些难点和重点,以期望对未来研究LVRT技术的发展趋势有一定的参考价值,将其归纳为如下几点:
1)如何在定子电压跌落前后控制桨距角,使其和主控制器相协调;
2)在不平衡电压跌落下,如何通过分离不平衡变量以及采用相应的控制实现对负序变量的抑制;
3)Crowbar电路投入和切除的逻辑控制需要进一步研究;
4)为了制定完善的风电机组LVRT检测认证体系,动态电压跌落发生器的研究势在必行。
双馈感应式发电机 篇3
近年来,变速恒频双馈电机并网风力发电成为国内外关注的热点。风力发电的装机容量与日俱增,因此,兆瓦级风力发电系统并网所引起的电流冲击已不能忽略,并网技术成为风力发电技术的一个重要组成部分[1,2,3,4]。风力发电的并网技术研究主要集中在基于定子磁链定向[5,6,7]的双馈电机有功和无功功率的解耦控制上,对电网电压定向控制的研究较少,而该定向控制方式不需要观测定子磁链,也可以达到与定子磁链定向相同的控制性能,因此有必要进行研究。
国内外对基于双馈感应发电机(DFIG)的发电系统空载并网的研究逐步深入。由于滑模控制是一种简单有效的非线性控制,因此得到了学术界的日益关注。文献[8-9]提出采用积分滑模变结构实现并网的控制策略;文献[10]针对离散系统也采用了积分滑模的控制策略。上述文献虽然采用了积分滑模控制,但是还是属于一阶滑模的特性,并不能完全克服滑模控制中难于克服的抖振问题。
常规滑模控制最难克服的是系统的抖振问题。比较常见的抑制抖振的措施是采用准滑模方法[11]。但是,准滑模在去除抖振的同时,丧失了滑模的鲁棒性,并且会造成较大的跟踪误差。近年来,文献[12-13]等提出了高阶滑模控制,将高频的切换控制加到滑模变量的高阶导数上,有效消除了抖振,同时保留了常规滑模的良好特性,具有很大的应用价值。
本文从分析DFIG的运行特性入手,在分析空载并网控制原理的基础上,对转子电流设计了高阶滑模控制器。高阶滑模控制方法采用连续的控制信号代替切换信号,能够消除控制量中的抖振。最后,提出了基于DFIG空载数学模型高阶滑模控制的空载并网控制技术,并对DFIG并网前后的整个过程进行了仿真研究,对比仿真结果,验证了所提出策略的有效性。
1 DFIG并网数学模型
在DFIG的启动阶段,需要在并网前对其进行数学模型的建立并使之满足并网条件,从而能顺利地切入电网,进入正常的并网发电运行模式。为了实现DFIG并网前端电压的准确调节及并网后输出有功和无功功率的解耦控制,DFIG一般采用定子电压定向的矢量控制。为此需建立磁场定向的dq旋转坐标系内DFIG的数学模型。
将同步旋转dq坐标系中的d轴定在定子电压方向,如图1所示。
图1中:a1b1为定子两相静止坐标系,a1轴取定子A相绕组轴线正方向;a2b2为转子两相坐标系,a2取转子A相绕组轴线正方向,a2b2坐标系相对于转子静止,相对于定子绕组以转子转速ωr逆时针方向旋转;dq坐标系以同步转速ω1逆时针旋转;a2轴与a1轴的夹角为θr;d轴与a1轴的夹角为θs。
dq坐标系中,DFIG的定子绕组电压方程、转子绕组电压方程、定子磁链方程、转子磁链方程和运动方程依次为[8,9]:
式中:usd,usq和urd,urq分别为定、转子电压的d,q轴分量;isd,isq和ird,irq分别为定、转子电流的d,q轴分量;R1和R2分别为定、转子绕组的等效电阻;Ψsd,Ψsq和Ψrd,Ψrq分别为定、转子磁链的d,q轴分量;L1和L2分别为dq坐标系下的定、转子绕组自感;Lm为dq坐标系下同轴定、转子绕组间的等效互感;ωs=ω1-ωr为DFIG的转差;Tl和Te分别为DFIG提供的拖动转矩和电动转矩;Jg为DFIG的转动惯量;Dg为转矩阻尼系数;pn为极对数。
空载时DFIG的定子与电网断开,各分量电流为0,即isd=ird=0。将isd=ird=0代入式(1)—式(4),可得到DFIG空载时的定子绕组电压方程、转子绕组电压方程、定子磁链方程、转子磁链方程依次为:
将式(8)和式(9)代入式(6)和式(7),可以得到DFIG空载时定、转子电压与电流之间的关系为:
空载时由于DFIG的定子开路,电流为0,所以电磁转矩为0,即
将式(12)代入式(5),可得DFIG空载时的运动方程为:
式(10)—式(13)即为DFIG空载时的数学模型。
2 DFIG空载并网高阶滑模控制
根据DFIG空载时的数学模型,可以推导基于定子电压定向的DFIG空载并网控制策略。仍然采用定子电压定向方式,坐标变换如图1所示,各符号的含义如前所述。在定子电压定向和忽略定子电阻的情况下,usd=u1,urd=0,Ψsd=0,Ψrd=-Ψ。其中,u1为定子电压,Ψ为定子磁链。
因此,由式(6)可得:
即空载并网时,DFIG定子磁链保持恒定,其值为定子电压与同步转速之比:Ψ=u1/ω1。同理,式(8)和式(9)可化简为:
式(11)经整理可变为:
由式(15)可知,DFIG空载时,DFIG定、转子电流分别为isq=0,irq=-Ψ/Lm。把它们作为空载并网时DFIG控制的参考量,反映了电网电压信号。本文将根据滑模变结构控制原理,对DFIG转子电流进行控制。下面详细说明控制器的设计。
取d轴和q轴的电流误差为:
式中:*表示给定值,下同。
定义如下切换函数:
式中:0<α1<1;0<α2<1。
对式(19)求导得:
式(19)为系统的一阶滑模,式(20)为系统的二阶滑模。由于式(20)中已经具备了低通滤波器的功能,因此,可以避免外加低通滤波器所引起的估计误差,并且有效地消除由于滑模引入而引起的抖振现象。
本文选取指数趋近律,令
式中:k1,k2,k3,k4为均大于0的常系数;sgn(·)为符号函数。
将式(21)代入式(20),可得:
将式(18)—式(21)代入式(17)可得系统的控制律为:
为了证明所设计的控制器具有渐近稳定性,选取李雅普诺夫函数进行证明。首先证明d轴电流控制器的稳定性,选取以下李雅普诺夫函数:
首先考虑式(11)—式(18),有
再考虑式(26),并对时间求导得:
当s1>0时,
当s1<0时,
因此,对于任意s1≠0,总是有。根据李雅普诺夫函数的稳定性定理[14,15],系统将在有限的时间内到达滑模面,当系统达到滑模面时,系统稳定在参考点。同理可以证明q轴电流控制器的稳定性。
按照式(23)控制机侧变换器,就可达到空载并网控制的目的。整个系统的控制框图如图2所示。其中虚线框部分代替了以往传统的比例—积分(PI)控制的算法。ed和eq为由式(18)定义的高阶滑模控制器,urq和usq为由式(23)定义的高阶滑模控制器。
3 仿真研究
为了验证本文控制策略的有效性,对DFIG并网前后的整个过程进行了仿真研究。搭建的模型包括风力机模型模块、DFIG空载模型模块、滑模控制器模块、最大风能追踪模块。DFIG参数(绕组折算后)如下:额定功率为1 MW;定子额定电压为690V,频率为50Hz;ω1=1 000r/min;pn=3;R1=0.38Ω;R2=0.3Ω;L1=0.04 H;L2=0.039 H;Lm=0.038H;Jg=0.4kg·m2。
仿真研究中,k1=k3=100,k2=k4=0.01。0.5s并网时的仿真波形如图3—图7所示。
图3为并网时DFIG定子电压与电网电压的曲线。从图中可以看出,定子电压很快收敛到电网电压,经过短时间的调节,在幅值、相位、频率上与电网电压完全一致。
图4为并网过渡过程DFIG定、转子电流变化曲线。从图中可以看出,由于在并网时DFIG定子电压已经与电网电压完全一致,并网瞬间定、转子的电流冲击很小,并网过渡平稳,实现了“软并网”。为了比较滑模控制与PI控制的效果,本文分别在常规、转子电阻发生变化、外部突加正弦扰动3种情况下进行了比较研究。
图5为常规情况下,PI控制与高阶滑模控制策略下的DFIG定子电压与电网电压误差的比较曲线。
图6和图7分别为0.5s转子电阻发生变化时的d轴电流,以及外部发生扰动情况下的PI控制与高阶滑模控制策略下的DFIG电角频率变化情况。从图中可以看出,高阶滑模控制比PI控制的调节速度快很多,更有利于DFIG的快速并网。
双馈感应式发电机 篇4
1.1 空气动力学模型
假设风速为V, 风机叶片半径为R, 则风机扫掠面的风功率PW为:
其中, ρ为大气密度 (1.225 kg/m3) 。同时假设Cp为风能利用系数, 主要决定风力机的叶片能转化多少风能为机械能, 即:
其中, Cp理论上最大值为16/27≈0.593, Cp的值可以通过叶尖速比λ和桨距角β计算出来, 叶尖速比表达式为:
其中, ωtur为风力机转速。在叶尖速比λ和叶片桨距角β已经给定的情况下, 可用下式计算风能转换系数Cp为:
其中, 。根据式 (4) 可以得到不同的λ和β值对应的Cp曲线。
1.2 风电机组轴系模型
风电机组在正常稳态运行方式下, 可以通过其解耦控制实现机械部分与电气部分的解耦, 轴系扭振基本上可以通过变频器滤除。但当电力系统出现严重故障 (如三相短路故障) 时, 其轴系振荡就会表现出来, 这一部分只有通过对发电机与风力机质块惯量模型的仔细模拟才能发现, 因此在这部分建模时需要用风力机与发电机的两质量块模型来表示轴系, 其两质量块数学模型方程式为:
式中, K为轴的刚度系数;ωtur、ωgen为风力机与发电机转子转速;ωs为同步转速;D为阻尼系数;Htur、Hgen为风力机、发电机惯量;θs为两质量块之间相对角位移;TM为风力机的机械转矩;Te为发电机的电磁转矩。
1.3 双馈机组的发电机数学模型
双馈感应发电机是在普通绕线式异步感应电机的基础上, 外加连接在转子滑环与定子之间的变频器及其控制系统构成的。同步旋转参考坐标系下双馈感应电机的方程式为:
式中, Usd、Usq分别为定子的直轴和交轴侧电压;Urd、Urq分别为转子的直轴和交轴侧电压;Rs、Rr分别为定子绕组和转子绕组的电阻;ψsd、ψsq为定子直轴和交轴的磁链;ψrd、ψrq为转子直轴和交轴的磁链;ωs为坐标系旋转角速度, 即为同步转速;s为电机的转差率。
磁链方程式为:
式中, Lm为定子和转子之间的互感;Ls、Lr为定子绕组与转子绕组的自感;isd、isq为定子直轴和交轴的电流;ird、irq为转子直轴和交轴的电流。
1.4 变频器控制系统模型
双馈变速风电机组通过变频器实现了有功和无功功率的解耦控制, 从而达到控制机组变速运行和提供控制无功电压能力的目的。双馈感应发电机实现输出无功和有功功率的解耦控制, 主要通过转子侧变频器采用定子磁场定向的控制方法。电网侧变频器实现与电网之间的功率交换, 主要是通过有功、无功的解耦控制基于电网侧变频器电压定向矢量控制的控制方案。
1.4.1 转子侧变频器控制模型
转子侧变频器的控制目标是实现对双馈电机定子绕组有功功率与无功功率的解耦控制。为了实现双馈感应电机有功、无功的解耦控制, 以及在仿真软件中计算的方便性, 设usd=Us, usq=0。在假设上述条件可行的情况下, 双馈感应电机的定子有功、无功可以表示为:
式中, ird、irq分别为转子电流在同步旋转坐标系d、q轴上的分量;Ps、Qs分别为定子绕组有功、无功功率;Us为双馈感应电机相电压幅值。
转子绕组的d轴电流分量ird控制定子绕组有功功率Ps, 转子绕组q轴电流分量irq控制定子绕组的无功功率Qs。由于ird、irq之间不存在耦合关系, 因此定子绕组有功功率Ps和无功功率Qs的解耦控制得以实现。
DFIG机组一般都采用电压源型变流器, 通过控制变频器加在转子上的外电压来控制转子电流, 因此需要建立转子电压向量与转子电流向量之间的关系。经推导可得转子外电压控制转子电流的方程为:
其中, σ=1-Lm2/LsLr。在定子电压定向坐标系下, 虽然转子有功与无功电流分量是解耦的, 但由这两个分量控制的电压矢量urd与urq没有完全解耦, 因此需分别增加前馈输入-sωsσLrirq+s LmUs/Ls与sωsσLrird, 便可实现电压的解耦控制。正是由于双馈感应发电机的这种解耦控制特性, 导致了其机组无法在系统功率发生缺额时快速地做出频率响应。
1.4.2 电网侧变频器控制模型
电网侧变频器控制系统的控制目标是: (1) 保持直流电压ud恒定; (2) 保持交流测相电流的正弦波形; (3) 保持交流测相电压和相电流同相位。
2 双馈风电机组频率控制方法
固定转速的异步恒速风电机组, 由于转子转速与系统频率的耦合作用较强, 当系统的频率降低时, 固定转速风电机组转速随之降低并释放出部分旋转动能, 以提供频率响应。而目前在风电中广泛应用DFIG风电机组, 由于其转速与电网频率完全解耦, 使其在系统频率发生改变时无法提供频率支持。因此, 笔者通过研究大量国内外专家学者对双馈感应电机无法对系统频率做出快速响应的解决办法, 总结出了2种较为有效的频率控制方法。
2.1 增加附加频率控制环节
为了在频率变化的暂态过程中表现出风电机组的惯量, 需要对变速风电机组增加附加频率控制环节。在系统出现功率缺额而导致频率变化时, 通过适当的附加控制频率控制环节降低双馈电机的转子转速, 释放转子的部分动能, 使得双馈机组能够对频率控制有所作用。其附加的频率控制环节如图1所示。
该控制器动态调整双馈感应电机转子磁链矢量的位置, 从而使发电机减速, 允许短时的输出功率升高, 使其能够在电力系统出现功率缺额的过程中帮助降低频率变化率。
2.2 增加分布式信号过滤器
转子侧变频器控制系统包括频率控制、转速延时恢复、转速保护系统和与常规机组配合等4个控制模块。其频率控制方案如图2所示。
上述频率控制方案给系统频率控制增加了分布式信号过滤器, 不仅能够有选择地快速响应系统频率的变化, 提供频率支持, 还能够使系统频率更快恢复到最优状态。仿真结果表明了该频率控制策略对暂态频率偏差具有快速的响应能力, 同时也证明了基于双馈感应风电机组的风电场能够在一定程度上参与电网的频率控制。
3 结语
本文主要研究了双馈感应发电机的频率响应特性, 由于DFIG的解耦控制, 使其无法像普通异步机组一样对系统的频率变化做出快速响应。通过对目前已有的双馈机组频率控制策略的分析, 明确了双馈变速风电机组可以通过增加频率控制环节, 达到使双馈机组参与电网频率控制的目的, 从而提高了风电机组接入系统时的暂态稳定性。在今后的研究工作中, 关于频率控制策略方面的研究, 建议从以下2个方面展开: (1) 在目前已有频率控制模型的基础上, 强化模型对频率响应的快速有效性, 以达到更好的控制效果。 (2) 对频率控制模块的参数进行系统地研究分析, 找出更合适的参数, 使频率控制模块发挥最大功效。
摘要：简要回顾了双馈感应发电机机组结构的各部分数学模型, 通过分析得出由于双馈风电机组有功和无功的解耦控制, 无法帮助电网改善频率响应, 因此要提高风电机组接入系统时暂态频率的稳定性, 就要进一步改善风电机组的频率响应特性。现着重研究了双馈感应发电机的频率控制原理及多种频率控制策略, 并分析了各种控制策略的优缺点。
关键词：双馈感应发电机组,DFIG,数学模型,频率响应,频率控制策略
参考文献
[1]蒋佳良.风电并网运行的频率稳定问题研究[D]:[硕士学位论文].乌鲁木齐:新疆大学, 2010
[2]黄萃.风力发电系统的暂态仿真模型研究[J].浙江电力, 2010 (7)
双馈感应式发电机 篇5
当前, 双馈感应风力发电机控制主要分为矢量控制 (VC) 和直接功率控制 (DPC) 。其中, VC由于对电流控制精度高、跟踪性能好已得到较多应用[1];然而, VC中的比例—积分 (PI) 控制器带来了动态响应较慢、需较复杂参数调节和同步旋转坐标变换的问题, 实际动态性能欠佳。由直接转矩控制 (DTC) 发展来的DPC可较好解决以上问题。传统基于开关表的直接功率控制 (LUT-DPC) 结构简单, 无需复杂坐标变换, 动态响应快, 但滞环控制器使得稳态下有功、无功功率波动较大, 且变换器开关频率不固定导致电流谐波次数不固定, 滤波器设计较困难。
针对以上问题, 文献[2]提出了一种基于PI控制器和空间矢量调制 (SVM) 的DPC, 可获得较小的功率波动和恒定开关频率, 但PI控制器的引入使其存在与VC相同的问题。文献[3]结合了DPC和SVM, 根据无差拍原则计算所需电压矢量, 并利用SVM产生脉宽调制 (PWM) 脉冲, 控制结构简单;文献[4]提出一种开关频率恒定的预测DPC;文献[5]提出一种滑模变结构DPC, 利用滑模变结构算法得到电压矢量, 并通过SVM产生PWM波;上述方法均可获得较好的稳态和动态性能, 且开关频率恒定。但文献[3]方法对数学模型中的参数依赖度较高, 因而鲁棒性不强;文献[4]需实时计算3个矢量的作用时间, 运算量较大, 矢量选择较复杂;文献[5]中滑模控制器固有的抖动问题会影响系统性能。文献[6]提出一种高阶滑模控制方法消除控制中的抖振, 但未研究不平衡电网条件下该策略的有效性。
反推控制策略因其优秀的动静态性能, 已在电机驱动[7,8,9]和电力系统[10]等领域获得了广泛研究, 其在航空航天领域中对改善过渡过程的品质也表现出巨大潜力[11], 因此, 在电网条件复杂的风电系统中也具有极大应用前景。本文针对双馈感应风力发电机提出了一种基于反推算法的直接功率控制 (BS-DPC) 策略, 以期获得优异的动静态性能。本文首先介绍了双馈感应风力发电机数学模型;其次, 对反推算法进行了简单介绍, 并将其与DPC相结合, 对BS-DPC进行了详尽理论推导, 利用SVM技术解决了开关频率不固定问题;此外, 在不平衡电网条件下, 针对BS-DPC提出了3种控制目标及改进控制方案;实验研究结果证明了该方法的正确性和有效性。
1 双馈感应风力发电机数学模型
图1为双馈感应风力发电机系统结构图。
图中:usa, usb, usc为机侧定子电网电压;vra, vrb, vrc为机侧转子电压;isa, isb, isc为机侧定子电网电流;ira, irb, irc为机侧转子电流;Vdc为直流母线电压。双馈感应风力发电机定、转子绕组均采用电动机惯例, 即绕组压降正方向与绕组电流正方向一致。
根据恒幅值变换原则, 转子侧变换器在定子两相静止αβ坐标系中的数学模型的向量形式电压方程和磁链方程可分别表示为[9]:
式中:下标α和β表示在定子两相静止αβ坐标系下的分量;Rs和Rr分别为定子绕组电阻和转子绕组电阻;Ls, Lr, Lm分别为定子绕组电感、转子绕组电感和定转子绕组间互感;ωr为转子电角速度。
由式 (2) 可得:
式中:σ=1-LsLr/Lm2。
则可得到转子侧变换器在定子两相静止αβ坐标系下的等效电路如图2所示。
由式 (1) 和式 (3) 可推导出:
定子两相静止αβ坐标系下, 双馈感应风力发电机定子从电网吸收的瞬时有功和无功功率可表示为:
式中:*表示共轭。
对式 (5) 求导, 可得:
考虑到正常电网电压下, 定子电压Usαβ在静止坐标系下有:
式中:‖Usαβ‖为电网电压幅值;ω1为电网同步角速度。
将式 (4) 和式 (7) 代入式 (6) 中, 推导得:
式中:ωslip=ω1-ωr, 为转差角速度。
忽略定子电阻的影响, 则定子磁链可表示为:
将式 (9) 代入式 (8) 中, 并对视在功率解耦, 可得有功、无功功率变化率表达式为:
2 双馈感应风力发电机BS-DPC
反推算法于1991年由Kokotovic等首先提出[11,12], 其以Lyapunov稳定性理论为基础, 以满足Lyapunov函数收敛为目标, 使系统全局渐进稳定。反推算法的基本思想是将复杂的非线性系统分解成不超过系统阶数的几个低阶子系统, 从最低阶开始设计部分Lyapunov函数, 引入中间虚拟控制量来设计控制律, 然后一步步反推设计到整个控制系统, 完成整个反推算法的设计。由于利用反推算法设计得到的控制系统本身即基于Lyapunov稳定性得到, 因而可严格保证系统稳定。
本文将反推算法与DPC技术结合, 提出了一种针对双馈感应风力发电机的BS-DPC策略。控制目标主要是定子有功、无功功率跟随其参考值 (以上标ref表示) , 即误差为零, 因此定义定子有功、无功功率误差为:
当ep和eq趋于零, 即可实现控制目标。选取ep和eq作为状态变量, 可构造Lyapunov函数为:
通常情况下, 为使双馈感应风力发电机稳定运行, 其有功、无功功率的参考值恒定, 并且其导数为零。对式 (12) 求导, 得
由Lyapunov稳定性可知, 当V大于等于零且其导数小于零时, 系统趋于稳定。构建如下关系式:
式中:kp和kq分别为有功、无功功率调节参数。
如果kp>0, kq>0, 可确保dV/dt≤0;又因式 (12) 得V一定大于或等于零, 因此系统稳定。
对dV/dt≤0两边积分可得:
由式 (12) 可得, V (∞) ≥0, 因此有:
由此可知, 存在且有界。根据Barbalat定理[13], 得, 从而得。可见, 反推算法能够使得跟踪误差渐近趋于零, 达到精确跟踪。
将式 (14) 代入式 (13) 可推出双馈感应风力发电机在定子两相坐标系下的输出电压表达式:
本文的反推调节系数kp和kq在理论上可结合最优控制理论和具体系统控制性能要求, 以进行参数优化设计, 但计算较为复杂。一般情况下, 根据经验调节值即可满足工程要求。
图3为双馈感应风力发电机系统BS-DPC结构框图。首先将采集到的定子电压usabc和电流isabc经坐标变换得到Usαβ和Isαβ;然后利用式 (5) 估算瞬时有功功率Ps和无功功率Qs, 再结合其参考值Psref和Qsref一起输入到反推控制器 (式 (17) ) , 得到双馈感应风力发电机转子侧变换器的输出电压参考值, 经转子两相静止坐标系转换后, 作为空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 模块的参考量, 进而调制得到开关信号Sa, Sb, Sc。与文献[3]的VC系统中4个可调PI参数相比, BS-DPC只需两个可调参数kp和kq;且从图3可看出, BS-DPC控制结构较简洁。
3 不平衡电网下的改进BS-DPC策略
3.1 不平衡电网的影响
根据瞬时对称分量理论[14], 可得不平衡电网电压下双馈感应风力发电机的瞬时功率为:
式中:Ps0和Qs0分别为有功、无功功率稳定分量;Psi2和Qsi2分别为由负序电网电流和正序电网电压引起的有功、无功功率100Hz波动分量;Psu2和Qsu2分别为由负序电网电压和正序电网电流引起的有功、无功功率100Hz波动分量。
当电网电流或定子电流中不含奇次谐波、只含有基波正负序分量时, 双馈感应风力发电机定子从电网吸收的瞬时有功和无功功率Ps和Qs中均含有直流分量和100Hz波动分量。若要使其跟随恒定的功率给定值, 需使有功和无功功率中的100Hz波动分量为零。即
式中:下标+和-分别表示正序和负序分量;θu和θi分别为电网电压和电流初相角。
当满足以下条件时, 式 (19) 成立。
但很显然, 式 (20) 后两个等式无法同时成立, 即无法同时消除有功、无功功率中的100 Hz波动分量, 无法同时实现恒定有功、无功功率跟随。若需继续保持有功、无功功率恒定, 电流中必将产生较高奇次谐波, 使得电流波形畸变严重, 影响输出电能质量。为此, 需分析不平衡电网条件对控制算法的影响, 并改进原BS-DPC控制目标。对式 (5) 求导可得:
考虑到定子电压中负序分量的存在, 定子电压Usαβ在静止坐标系下有:
将式 (4) 和式 (22) 代入式 (21) 中, 得
忽略定子电阻的影响, 定子磁链与定子电压的关系可近似表示为:
考虑到定子电压和磁链正、负序有如下关系:
则定子磁链可表示为:
将式 (26) 代入式 (23) , 对视在功率解耦, 可得不平衡电网下有功、无功功率变化率表达式为:
比较式 (27) 和式 (10) , 不平衡电网条件下的功率变化需考虑负序电压的影响, 在控制算法中也需加以修正。即以式 (27) 取代式 (10) 代入式 (13) , 并代入新的不同需求控制目标, 完成改进BS-DPC控制算法的设计。
3.2 改进控制目标
改进目标以降低电流谐波为目标, 使电流尽可能只含有基波正负序分量[5]。现设定新的功率给定参考值为:
与式 (18) 比较可知, 式 (28) 中以原策略的Psref和Qsref代替了功率稳定分量Ps0和Qs0。当新的功率给定参考信号满足式 (28) 时, 由于DPC将有功、无功功率作为控制变量, 若控制策略有效, 则功率将会跟随其参考值, 即可实现电流中只含基波正负序分量。实际中, 由于变换器的非线性特性, 电流中会存在少量谐波。
基于以上分析, 可根据系统的工况提出不同的控制目标, 得到不同的给定参考值, 进一步实施控制。
1) 目标Ⅰ:获得正弦对称的电网电流。令新的给定参考值中的Psi2和Qsi2为零, 即
2) 目标Ⅱ:消除无功功率中100 Hz波动分量。令新的给定参考值中的Qsi1+Qsi2=0, 则可推导出Psi2=Psu2。考虑负序电流成分较小, 难以精确提取, 故在式 (28) 中, 用Psu2代替Psi2, 即
3) 目标Ⅲ:消除有功功率中100 Hz波动分量。令新的给定参考值中的Psi2+Psu2=0, 可推导出Qsi2=Qsu2。考虑到负序电流成分较小, 难以精确提取, 故在式 (28) 中, 可用Qsu2代替Qsi2, 即
4 仿真与实验研究
为验证本文提出方法的有效性, 利用MATLAB/Simulink仿真工具, 并基于如图4所示的双馈感应风力发电机实验平台, 分别进行了平衡电网下传统LUT-DPC, VC和BS-DPC的对比研究, 以及不平衡电网下的改进BS-DPC策略的研究。
图4中:VSI表示电压源型逆变器;A/D表示模拟/数字;I/O表示输入/输出。实验中控制器选用TI公司的数字信号处理器 (DSP) TMS320F2812, 开关器件选用Semikon的绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 模块SKM75GB124D, 采用一台3kW直流电机对风力机进行模拟并拖动双馈感应风力发电机。具体仿真、实验参数参见附录A。
4.1 平衡电网条件下系统性能比较研究
平衡电网条件下双馈感应风力发电机在给定有功、无功功率阶跃变化时, 分别采用LUT-DPC, VC和BS-DPC策略的仿真结果见附录B。给定有功功率阶跃变化时的实验波形见附录C图C1, 其中Ps初始给定值为0kW, 阶跃给定值为-1kW, Qs给定值为0kvar。经测试确定有功功率调节参数kp为6.5、无功功率调节参数kq为7.8。其无功功率阶跃的实验波形见附录C图C2。可看出, 给定有功、无功功率阶跃时, LUT-DPC和BS-DPC响应时间相近, 而VC的响应时间明显要长, 说明BS-DPC的动态性能优于VC, 且与LUT-DPC相当。稳态时, LUT-DPC的功率波动较大, 且有功功率存在一定静差, 而另外两种策略对功率脉动的抑制效果显著, 定、转子电流也较为正弦、光滑, 谐波较低。
图5为上述3种控制策略下稳态定子A相电流总谐波畸变率 (THD) 结果, 可看出, LUT-DPC的电流谐波成分含量最高, 且开关频率不固定, 谐波成分分布在整个频谱范围内, 这将会导致电网谐波污染及电力滤波器设计困难;BS-DPC与VC的电流谐波含量较低, 由于均采用了SVM, 开关频率固定, 电流谐波主要集中于开关频率及其整数倍附近。
上述实验结果充分验证了平衡电网条件下BS-DPC策略优良的动静态性能。
4.2 不平衡电网条件下改进BS-DPC性能研究
电网电压不平衡度为20%时原目标和改进目标下的BS-DPC的仿真结果见附录D。实验结果见附录E图E1和图6, 其中Ps给定值为-1kW;Qs给定值为-1kvar。有功功率调节参数kp为6.5、无功功率调节参数kq为7.8。基于原目标的原BS-DPC的实验结果见附录E图E1 (a) , 可看出, 其可保持有功、无功功率恒定的目标, 但其电流畸变严重。基于目标Ⅰ的改进BS-DPC实验结果见附录E图E1 (b) , 其有功、无功功率都有100Hz的波动, 但能有效消除负序电流成分, 且定子电流正弦、对称。基于目标Ⅱ的改进BS-DPC结果见附录E图E1 (c) , 其有功功率具有100 Hz的波动, 但其无功功率恒定, 且此时定子电流虽不对称, 但仍保持正弦, 说明其有效地消除了无功功率的波动。基于目标Ⅲ的改进BS-DPC结果见附录E图E1 (d) , 其无功功率具有100Hz的波动, 但其有功功率恒定, 且此时的定子电流虽不对称, 但仍保持正弦, 说明其可有效消除有功功率波动。
从图6可看出, 不平衡电网下原方法的电流含有大量的谐波, 尤其是低奇次成分, 而后面的3种方法谐波含量大幅度减小, 尤其是改进策略能抑制三相定子电流的低次谐波成分, 有效地输出正弦电流。上述实验结果表明, 本文提出的改进策略能够在不平衡电网条件下分别有效实现3个控制目标, 改善转子侧变换器的运行性能。从而充分验证了本文提出的不平衡电网条件下改进BS-DPC的正确性和有效性。
5 结语
本文研究了双馈感应风力发电机基于反推算法的直接功率策略以及在不平衡电网条件下的改进方案。在平衡电网条件下, 通过与LUT-DPC及VC的对比实验研究, 验证了本文提出BS-DPC的正确性和有效性, 其能改善电流谐波, 减小有功、无功功率脉动, 固定开关频率, 与VC相比具有控制结构简洁, 需调节参数较少的优点, 具有极好的实际工程应用前景。针对不平衡电网条件, 能够根据电网的需求分别实现不同控制目标, 且均能抑制定子电流中的低次谐波含量, 改善其在不平衡电网条件下的运行性能, 有助于电网的安全稳定。同时也需指出, 反推算法对控制对象的参数有依赖性, 但其具有的优良动静态性能使其与自适应控制等方法结合而获得较强鲁棒性, 值得进一步研究。
双馈感应式发电机 篇6
随着风力发电的大力发展,风电场规模以及所占比例逐年增加,对电网的影响越来越明显,如果为保护风力发电机,将大规模的风电机组从系统中切除,会造成系统潮流的大幅变化,也会对电网的稳定运行造成严重影响[1]。因此,为了提高电力系统的安全和可靠运行,国际上许多国家相继的提出了风力发电的运行规范,对电网安全运行提出了较高的运行指标,要求并入电网的风电机组在电压降到一定值时是不能够从电网上切除的,以免使其引起后续的扰动和更严重的故障,要求其必须具备低电压穿越能力(LVRT),即要求在风力发电机并网点电压跌落的时候,风机能够继续保持并网运行,甚至向电网提供一定的无功功率支持,以便使得电网恢复,直到电网恢复正常。对此,本文以双馈感应风力发电机(DFIG)为对象,研究其低电压穿越能力。
1LVRT的标准及要求
由于风电并入电网的要求越来越多,因此,建立低电压穿越标准受到人们的关注[1]。因为要应对并网的新规则的要求,所以各国纷纷建立以各自电网条件为基础的LVRT并网标准。其中,德国E.on公司的低电压穿越并网要求最具代表性[2]。
图1为德国E.on对低电压穿越要求。当电网故障处在阴影上方时不允许机组脱网;当故障处在阴影中,要求机组不仅不能脱网,还要提供一定的无功帮助电网恢复;当电网故障处在阴影下方时,机组可脱网运行[3]。
2 双馈感应风力发电机组及其数学模型
2.1风力机及其数学模型
风机的空气动力学数学模型:
式中:Pmc为风力机输出的风功率;ρ为空气密度;S为风力机叶片迎风扫掠面积;V风速;Cp为风能利用系数是叶尖速比λ及桨距角β的函数,叶尖速比λ定义为
式中:R为风力机叶轮半径;ω为风力机角速度;V为风速。
2.2双馈感应电机的数学模型
双馈感应风力发电机组模型如图2所示。
按照定子绕组电压极性及其电流正方向采用的发电机惯例,并规定负值定子电流产生正值磁链,且磁链正方向为绕组轴线方向;转子绕组电压极性及其电流正方向采用电动机惯例,并且规定正值转子电流产生正值磁链,磁链方向为转子绕组轴线方向。则双馈感应电机在dq两相同步旋转坐标系下的电机定转子磁链方程为
式中:
电压方程:
式中:ωs=ω1-ωr为电角速度;ω1、ωr分别为同步转速、转子旋转角速度;Rs、Rr分别为定、转子绕组电阻。
功率方程:
2.3四象限变流器数学模型
双馈感应风力发电机组中的四象限变流器的拓扑结构如图3所示。
利用三相静止坐标系到d-q同步旋转坐标系进行变换,可以得到d-q同步旋转坐标系下的四象限变流器的数学模型。
电网侧、转子侧电压方程:
Esa、Esb、Esc—系统侧三相电压;Ein.a、Ein.b、Ein.c—系统侧变流器输出三相电压;Ura、Urb、Urc—发电机转子三相内电势;Ua、Ub、Uc—转子侧变流器输出三相电压;R、L—网侧变流器与系统连线电阻和电感;R2、L2—转子侧变流器与转子内电势之间的等值电阻和电感
直流母线电容电压方程:
3Crowbar硬件保护电路原理
解决电压跌落问题,通常采用的方法是在双馈感应发电机转子侧安装Crowbar保护电路来增强LVRT能力。
图4为主动式Crowbar保护电路,其原理是在系统发生故障时通过控制二极管整流桥和可关断器件等电力电子器件动作,将旁路电阻等效的接入双馈感应发电机转子回路中,起到保护转子侧变流器的目的。
4仿真分析
三相接地短路是电网故障中最为严重的一种,对DFIG转子变流器的影响最为恶劣,电网故障发生时,DFIG会出现转子过电流、直流母线过电压等一系列问题。因此,本文为了深入分析和研究双馈感应风力发电机在电压跌落时的动态行为,根据上述的数学模型,在PSCAD仿真软件平台上,搭建了双馈感应机组有无加入Crowbar保护电路的仿真模型,并分别对其进行了发生三相接地短路故障下电网电压跌落的仿真。
4.1系统没有加入Crowbar电路的仿真分析
双馈感应风力发电机组以恒功率因数运行,机组工作在额定运行状态,此时风速为13 m/s。系统在t=1 s时发生三相短路故障,导致机端电压降至0.5 pu,故障持续时间250 ms。t=1.25 s时电网电压恢复。双馈感应机组未加入Crowbar保护电路的仿真模型如图2所示,仿真结果如图5所示。
由图5可知,在电网电压发生跌落和电网电压恢复期间,定子绕组与转子绕组都产生了较大的电流,同时网侧变流器与转子侧变流器之间的直流母线电压也发生较大的波动。因此,为了保护转子侧变流器和直流电容,双馈感应机组需要对此采取相应的保护措施。
4.2系统加入Crowbar保护电路的仿真分析
双馈感应机组加入Crowbar保护电路的仿真模型如图6所示。
电网电压发生跌落时,采用主动式Crowbar保护电路的仿真波形如图7、图8所示。
由图 7 可知, 当电网电压发生跌落时, 转子绕组将由于过流而被Crowbar保护电路短接,转子电流经过旁路保护电阻构成回路。因而有效地降低了电压跌落和恢复过程中转子回路的最大电流。
由图8可知,在电网电压跌落时,整个电压跌落期间风力机的输出转矩可视为保持恒定不变;电磁转矩相应的减小,而电磁转矩的减小会导致发电机转子转速增加。随着电网电压的恢复,发电机转速也随之趋于稳定。在电网电压跌落过程中,发电机输出的有功和无功功率将发生波动,当重新进行正常励磁控制后, 发电机可立即输出有功功率和无功功率,及时为电网提供支持。
通过对比图8中直流母线电压波形与图5中未装设Crowbar保护电路时直流母线电压波形可知,在采用Crowbar保护电路后,直流母线电压在整个电压跌落过程中波动较小,为电网电压恢复后,双馈感应发电机的恢复运行提供了保证。
5结论
本文介绍了双馈感应发电机数学模型并在PSCAD中进行了双馈感应风电系统模型仿真分析,比较了在三相短路故障下有无Crowbar保护电路对双馈感应发电机的影响。仿真实验结果证明,在三相短路故障下系统加入Crowbar电路可以迅速抑制转子过电流;可以有效降低电磁转矩的波动,减小对系统的冲击,延长机械系统寿命;实现在电压跌落期间,向电网输送无功,有利于电网电压的恢复,除此之外,它还具有抑制直流侧母线产生过电压的作用,使得发电机在故障条件下不脱网运行。
参考文献
[1]王晓蓉,王伟胜,戴慧珠.我国风力发电现状和展望[J].中国电力,2004,37(1):81-84.
[2]郑斌,张新燕.双馈感应式风力发电系统低电压穿越能力仿真研究[J].研究与交流,2011,23(4):95-123.
双馈感应式发电机 篇7
风能的随机性、间歇性以及波动性致使风电场的功率输出会随风速的变化而波动。随着风电场大量并入电网,其功率输出的波动对电网稳定性的影响越来越显著。国内外已有相关文献分别从平滑控制策略和增加辅助设备两方面对抑制功率波动进行了研究。文献[1]提出了一种双模控制策略,保证额定风速以上功率输出的平滑,但不能减缓额定风速以下的功率波动。文献[2]通过控制变频器间直流电容电压来减缓功率输出的波动,由于受到电压上下限值的约束,平滑效果具有一定的局限性。文献[3]通过接入电池系统来配合风电场的有功输出。文献[4]通过飞轮储能来抑制风电场能量的输出波动。所提方法都基于外加储能设备,增加了风力发电的成本。
为了研究风速扰动与风电机组功率输出的内在联系,风力机强迫功率振荡的机理分析逐渐成为研究的热点。文献[5-6]以常规发电机组单机无穷大系统模型为基础,阐述了电力系统强迫功率振荡的基础理论。文献[7-9]推导了两机和多机电力系统强迫功率振荡的稳态响应,分析了强迫功率振荡发生共振的条件及影响其大小的主要因素。文献[10-11]对普通异步风力发电机的强迫功率振荡的机理进行了分析研究。
本文在分析双馈感应风力发电机(DFIG)运行特性和最大风能追踪控制策略基础上,建立了双馈风力发电机的单机无穷大系统小信号模型,通过动态模型的线性化,提出了一种基于传递函数的动态频率分析法来研究双馈风力发电系统的强迫功率振荡。通过MATLAB/Simulink仿真,获得了不同风速扰动幅值和扰动频率下的电磁功率曲线,验证了风速扰动与风电机组功率输出的内在联系。
1 风能捕获
风力机所捕获的风能功率表达式为:
风能利用系数Cp(λ,β)的表达式为:
其中,c1=0.571 6,c2=116,c3=0.4,c4=5,c5=21,c6=0.006 8,vwind为风速,ρ为空气密度,R为叶轮半径,λ为叶尖速比,β为桨距角。
双馈风力发电机传统最大风能追踪控制策略为:风速在额定值以下时跟踪捕获最大风能;当风速高于额定值时,调节风力机桨距角,控制双馈电机转速稳定在额定值附近,进行恒功率控制。双馈电机电磁功率输出的参考值按如下给定:
其中,Pref为电磁功率参考值,λopt为最佳叶尖速比,Cpmax为最大风能利用系数,ωt为实时风力机转速,ωr为实时电机转速,ηgear为齿轮箱变速比。
联立式(3)—(5)得:
2 双馈风力发电机小信号模型
2.1 风力机模型
图1为风力机结构图,可用如下标幺值形式的微分方程式来表示两质量块传动系统数学模型[12]:
其中,Tm为风力机机械转矩,Te为双馈电机电磁转矩,Tshaft为作用在发电机转子轴上的机械转矩,ω1为电网基准角频率,K为风力机轴系刚性系数,D为风力机轴系阻尼系数,θs为低速轴相对于高速轴的扭转角度,Ht、Hg为风力机与双馈电机惯性时间常数。
2.2 双馈感应电机模型
图2为双馈电机等效电路图,定子与转子侧的电压、电流正方向均采用电动机惯例。
根据电压方程与磁链方程可得如下微分方程:
其中,Xs=Xls+Xm为定子回路等效电抗;Xr=Xlr+Xm为转子回路等效电抗,Xm为励磁电抗;τd=Xr/Rr为转子回路时间常数;Ed=-Xmψrq/Xr为定子内电动势d轴分量;Eq=Xmψrd/Xr为定子内电动势q轴分量;X′s=Xs-Xm2/Xr为定子绕组等值暂态电感。
2.3 直流电容动态过程
图3所示为双变频器连接图,有:
则电容动态过程可用如下微分方程来表示:
考虑网侧电抗的动态过程,有微分方程:
其中,Udc为直流电容电压值,C为直流电容值,Xf为网侧电抗值。
2.4 转子侧变频器控制模型
图4所示为转子侧控制RSC(Rotor Side Control)模型示意图,用如下微分代数方程表示:
其中,KP1、KI1为有功控制环的比例和积分增益,KP2、KI2为无功控制环的比例和积分增益,KP3、KI3为电流控制环的比例和积分增益,x1、x2、x3、x4为控制环节中引入的中间状态变量。
2.5 网侧变频器控制模型
图5所示为网侧控制GSC(Grid Side Control)模型示意图,用如下微分代数方程表示:
其中,KP4、KI4为直流电压控制环的比例和积分增益,KP5、KI5为电流控制环的比例和积分增益,x5、x6、x7为控制环节中引入的中间状态变量。
2.6 桨距角控制系统模型
图6所示桨距角控制系统的动态过程可用式(34)来表示:
得到微分方程:
其中,KP6、KI6为转速控制环的比例和积分增益,βmax、βmin为桨距角动作的最大值和最小值。
2.7 单机连接无穷大电网
图7所示单机无穷大系统模型中,在x-y坐标系下有电压方程:
其中,γ为风力发电机端电压角度,Is、Ig为x-y坐标下定子侧与网侧的电流相量。
机端电压由定子磁链定向在q轴上,由图8得坐标系变换法则:
将x-y坐标系下方程转化到d-q坐标系中:
由式(7)—(9)、(11)—(14)、(17)—(20)、(22)、(24)、(26)、(28)、(30)、(32)、(35)得到微分方程组:
由式(23)、(27)、(31)、(33)、(38)、(39)得到代数方程组:
其中,x=[βref,θs,ωt,s,Ed,Eq,x1,x2,x3,x4,Udc,x5,x6,x7,Isd,Isq,Igd,Igq]、y=[Usd,Usq,Urd,Urq,Ird,Irq,Ugd,Ugq]分别为状态变量和代数变量。
将式(40)、(41)在初值处线性化,消去代数变量y,得到整个双馈风力发电系统小信号稳定性分析的特征方程:
从而在额定风速以上和额定风速以下时分别得到18×18阶和17×17阶的特征矩阵A。
3 传递函数动态频率分析法
在风力发电系统研究中,文献[13]将风速信号分解为慢速变化分量基本风、快速变化分量阵风、渐变风和背景噪声共4种分量。文献[14]采用平均风速分量与湍流分量相叠加的风速模型。平均风速可在数分钟内保持不变,风速的变化由湍流分量给出。湍流分量可看作一个平稳随机过程,风速序列与平均风速的偏差服从零均值高斯分布,从而限定风速变化的范围;风速序列满足一定的功率谱密度,从而限定风速变化的频率和幅度。
在研究风力发电系统低频振荡中,可以假设一定时间段内风速信号由平均风速vave、周期性波动的低频分量vf以及高频的背景噪声vn构成:
其中,fw为波动频率,F为波动幅值。
3.1 传递函数表达式
设x是系统中所有状态变量,u为输入变量风速vwind,z为输出变量电磁功率Pe,在式(40)、(41)的基础上得到新的微分代数方程组:
线性化后得到:
即:
式(48)即为所求目标传递函数,其模值的物理意义为电磁功率波动幅值与风速扰动幅值比,即:
参数矩阵A在第2节中已求得,以下给出矩阵B、C的求取方法。
3.2 矩阵B的求取
以风速vwind为输入变量,Tm的微增量表达式ΔTm与Δvwind相关,则式(7)、(35)的线性化表达式会有相应的改变。
由于Cp是λ和β的函数,而λ又是风力机转速ωt和风速vwind的函数,桨距角、风轮转速和风速的改变会引起Cp的变化。由式(2)可得Cp的微增量表达式:
其中,dCp_Kβ、dCp_Kω、dCp_Kw为Cp表达式中各变量的线性化系数。
由式(1)可得Pm的微增量表达式:
其中,dPm_Kβ、dPm_Kω、dPm_Kw为Pm表达式中各变量的线性化系数。
风力机机械转矩Tm=Pm/ωt,其微增量表达式为:
将式(51)代入式(52),有:
其中,dTm_Kβ、dTm_Kω、dTm_Kw为Tm表达式中各变量的线性化系数。
则式(7)、(35)修正后的线性化表达式为:
其中,系数Kβ1、Kθ1、Kω1、Kβ2、Kθ2、Kω2、Ks为矩阵A中的元素,Kwind1、Kwind2为矩阵B中的元素。
当风速高于额定风速时,B为18×1阶矩阵,按状态变量的排列顺序:
B=[Kwind2,0,Kwind1,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0]T
当风速低于额定风速时,桨距角系统不动作,去除状态变量βref,B为17×1阶矩阵,有:
B=[0,Kwind1,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0]T
3.3 矩阵C的求取
如图7所示,双馈感应发电机定转子侧均采用电动机惯例,其输送到电网的电磁功率为:
线性化可得:
其中,Isd、Isq、Igd、Igq为状态变量。由式(38)、(39)将运算变量Usd、Usq用状态变量来表示,则Pe的微增量表达式可以写成:
其中,KIsd、KIsq、KIgd、KIgq为相应状态变量的系数。
当风速高于额定风速时,C为1×18阶矩阵,按状态变量的排列顺序有:
C=[0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,KIsd,KIsq,KIgd,KIgq]
当风速低于额定风速时,去除状态变量βref,C为1×17阶矩阵,有:
C=[0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,KIsd,KIsq,KIgd,KIgq]
4 仿真算例分析
4.1 传递函数幅频特性分析
根据求得的参数矩阵A、B、C,可得传递函数H(s)在全风况下的的幅频特性曲线。当平均风速在7~12 m/s范围变化,未启动桨距角控制系统时,幅频特性曲线族如图9所示(图中H(s)为标幺值,后同)。当平均风速在13~24 m/s范围变化,桨距角控制系统工作时,幅频特性曲线族如图10所示。
矩阵A为系统特征矩阵,求解其特征值,当平均风速在额定值以下变化时,发现有一个与风力机轴系模型中扭矩角θs强相关的振荡模式,其根轨迹如图11所示。
其实部值从7 m/s时的-1.81逐渐变化到12 m/s时的-1.98,而虚部绝对值基本维持在17.8不变。振荡频率约为2.83 Hz,阻尼比约从0.10变化到0.11。由图9可以看出,当风速波动频率接近此振荡频率时,传递函数幅频特性曲线有一个极值点,但是增幅很小,并不明显,说明此振荡模式频率点产生的谐振很小。
当平均风速在额定值以上变化时,这对特征根的实部和虚部保持在12 m/s时的值不变。同时系统多了一个与桨距角β强相关的振荡模式,其根轨迹如图12所示。
其实部值从13 m/s时的-0.12变化到24 m/s时的-0.45,而虚部绝对值则相应从0.77逐渐变化至1.91。振荡频率变化范围为0.12~0.3 Hz,阻尼比相应从0.15变化到0.23。由图9也可以看出,传递函数幅频特性曲线有2个极值点。当风速波动频率在0.2 Hz左右,接近桨距角控制系统引发的振荡模式频率点时,输出功率会有较大的谐振,且随着风速的增大,谐振点频率值会缓慢增加,同时谐振幅值会逐渐减小。
4.2 时域仿真验证
在MATLAB/Simulink平台上,对6台1.5 MW双馈风力发电机构成的风电场进行仿真分析。仿真参数如下:基准容量10 MV·A,基准电压690 V,基准转速ωbase=314 rad/s;双馈风力发电机,额定功率9 MW,定子额定电压690 V,额定转速ωn=1.2 p.u.,极对数p=3,Rs=0.007 06 p.u.,Rr=0.005 p.u.,Ls=0.171 p.u.,Lr=0.156 p.u.,Lm=2.9 p.u.,Hg=0.685 s,Udc=1 200 V,C=0.06 F;Xf=0.15 p.u.;风轮机,Ht=4.32 s,K=1,D=3.14,λopt=8.1,Cpmax=0.48,额定风速vwind=12m/s;线路及变压器电抗XL=0.25 p.u.;PI控制参数,KP1=1,KI1=100,KP2=0.05,KI2=5,KP3=0.3,KI3=8,KP4=0.002,KI4=0.05,KP5=1,KI5=100,KP6=120,KI6=300。风速信号中的低频扰动分量从5 s开始,至110 s结束,高频背景噪声的扰动可由风力机与双馈电机的转动惯量过滤。图13为平均风速值vave=9 m/s和vave=11 m/s时的幅频特性局部曲线。
对图13中所选取的fw=0.1 Hz和fw=2.83 Hz2个频率点进行时域仿真,风速扰动幅值F=1.5 m/s,即。图14所示为双馈风力发电机输出功率波形图(图中Pe为标幺值,后同)。
由图14可知,当vave=9 m/s、fw=0.1 Hz,双馈电机输出电磁功率Pe的波动范围为0.341~0.420 p.u.,根据式(49)可得H(s)=0.316 p.u.,对应图13(a)中的a点纵坐标值;当vave=9 m/s、fw=2.83 Hz时,Pe的波动范围为0.375~0.384 p.u.,H(s)=0.054 p.u.,对应图13(b)中的c点纵坐标值;当vave=11 m/s、fw=0.1 Hz时,Pe的波动范围为0.629~0.763 p.u.,H(s)=0.536 p.u.,对应图13(a)中的b点纵坐标值;当vave=11 m/s、fw=2.83 Hz时,Pe的波动范围为0.686~0.701 p.u.,H(s)=0.090 p.u.,对应图13(b)中的d点纵坐标值。
图15为平均风速值vave=15 m/s和vave=19 m/s时的幅频特性局部曲线。
对图15中的3个谐振频率点fw=0.15 Hz、fw=0.22 Hz和fw=2.83 Hz分别进行时域仿真,风速扰动幅值取F=1.5 m/s,电磁功率波形图如图16所示。
由图16可以看出,当vave=15 m/s、fw=0.15 Hz时,双馈电机输出的电磁功率Pe的波动范围为0.826~0.978 p.u.,得H(s)=0.608 p.u.,对应图15(a)中a点纵坐标值;当vave=15 m/s、fw=2.83 Hz,Pe的波动范围为0.890~0.910 p.u.,H(s)=0.080 p.u.,对应图15(b)中的d点纵坐标值;当vave=19 m/s、fw=0.22 Hz时,Pe的波动范围为0.858~0.951 p.u.,H(s)=0.372 p.u.,对应图15(a)中b点纵坐标值;当vave=19 m/s、fw=2.83 Hz时,Pe的波动范围为0.890~0.911 p.u.,H(s)=0.084 p.u.,对应图15(b)中c点纵坐标值。
取风速波动幅值F=1 m/s,即,以vave=11 m/s和vave=15 m/s为例,双馈电机输出功率波形如图17所示。
从图17可见,当vave=11 m/s、fw=0.1 Hz时,Pe的波动范围为0.650~0.739 p.u.,H(s)=0.534 p.u.,同样对应图13(a)中的b点纵坐标值;当vave=15 m/s、fw=0.15 Hz时,Pe的波动范围为0.854~0.955 p.u.,H(s)=0.606 p.u.,依然与图16(a)中的a点纵坐标值相一致。
5 结论
风速信号中的周期性小扰动低频分量会引发双馈风电机组功率输出的强迫振荡。当扰动频率接近系统固有振荡频率时,会引起系统谐振,导致功率振荡的幅值增大。本文所提基于传递函数的动态频率分析法,与系统特征根分析相结合,能定量地描述双馈电机强迫功率振荡幅值与风速波动幅值之间的比例关系,并求出了全风况条件下系统的谐振频率点,同时得到以下结论:
a.当平均风速在额定值以下时,系统有一个谐振频率点,此谐振源自风力机轴系系统,谐振幅值大小与轴系阻尼系数和刚性系数相关;
b.当平均风速在额定值以上时,系统会增加一个谐振频率点,此谐振源自风力机桨距角控制系统,谐振点频率和幅值大小与桨距控制系统的PI参数相关;
c.当风速的波动幅值变大或变小时,电磁功率的强迫振荡幅值也随之增加或减小,两者幅值的比例关系不变,在各频率点处均与幅频特性曲线的纵坐标值相对应。