无线全双工

无线全双工（精选5篇）

无线全双工 篇1

0 引言

为无线宽带提供可靠服务的光纤无线通信技术已经研究了许多年。在将来的光纤无线通信系统中,毫米波段被认为是能够满足更高的信号带宽并能克服目前波段频率过分拥挤的问题[1,2]。因为毫米波在空气中的损耗相当大,基站所覆盖的面积很小,因此所需基站的数量庞大,因而必须降低其成本。要想将光纤无线通信技术成功地应用于实际网络中,系统总的结构设计,射频信号地产生,上行链路和下行链路地传输是要解决的关键问题。许多射频耦合到光纤技术被提出来加以研究,用以探索有成本效率的基站[3,4,5,6,7,8,9]。例如,在上行和下行链路中共用一个由中心站发出的光源以降低基站成本,并通过实验进行了研究[10]。但是使用马赫-泽德调制器实现信号上转换有几个问题:它的调制特性依赖于注入波长和偏振[11],并且转换效率很低[12];另外,马赫-泽德调制器调制带宽较小限制了高频射频信号的上转换。

鉴于以上问题,一种新的全双工射频耦合到光纤系统被提了出来。基于半导体光放大器(SOA)交叉增益调制(XGM)效应产生光毫米波[13]有许多优点,例如可以实现同步全光频率转换,转换效率高,器件所需带宽较低。分离出来的中心载波可以作为上行链路载波重新利用,可以进一步减少系统的复杂度,降低成本。波长转换后信号传输未见相关报道,文中对转换信号在双向40 km上行和下行链路传输进行了研究,结果显示系统在高比特率,长距离传输中显示出较好的性能。

1 原理

图1是基于SOA的XGM效应产生光毫米波并结合光滤波技术实现全双工射频耦合到光纤系统原理图。图中连续光由分布反馈激光器产生,频率为20 GHz的泵浦光脉冲由双臂马赫-泽德调制器调制产生。连续光在SOA中实现波长转换后,光载波和两个一阶边带用一个解复用器分开。其中一个边带被下行链路基带数据所调制,再通过复用器把光载波和两个一阶边带耦合传输到基站。在基站,光纤布拉格光栅(FBG)用来反射中心载波,而透过的光毫米波发送到接收器。反射的中心载波作为光载波被上行链路数据调制后传输回中心站。在中心站可以用低成本的低频接收器探测上行链路信号。采用文中所提出的系统设计方案,双向速率为2.5 Gbit/s数据成功地实现超过40 km上行链路和下行链路传输。

2 模拟实验方案和结果

模拟链路如图2所示。在中心站,半导体激光1(LD-1)出射波长取1 535.4 nm,用两个相位相差90°,频率为10 GHz正弦波形时钟驱动偏置电压为Vπ的双臂马赫泽德调制器,经光载波抑制调制后生成重复频率为20 GHz,中心波长为1 535.4 nm的泵浦脉冲,泵浦脉冲经掺铒光纤放大器(EDFA)放大后功率为5 d Bm。中心波长1 535.4 nm,带宽25 GHz的光带通滤波器(BPF)用来压缩自发辐射噪声,泵浦光光谱如图3(a)所示。LD-2发射波长取1 546.18 nm,功率0 d Bm,线宽10 MHz。信号光和泵浦光通过耦合器一起进入SOA,SOA的主要参数如表1所示。耦合器,滤波器插入损耗均设为0 d B,转换后信号光谱如图3(b)所示。用解复用器(DEMUX)将光载波和两个一阶边带分别分隔开,经过强度调制器把速率为2.5 Gbit/s,用非归零码表示的下行链路数据调制于其中一个一阶边带上,再通过复用器(MUX)耦合到一起在标准单模光纤中传输。被调制的一阶边带和通过复用器后的信号光谱分别如图3(c)、3(d)所示。传输40 km以后,在基站使用一个阻带20 GHz,峰值波长反射率40 d B的FBG执行两种功能。一个是用于反射光载波为上行链路提供连续光源;另一个是透射由SOA产生的两个一阶边带。经FBG后光毫米波的载波抑制比增加40 d B,通过带宽为60 GHz的可调谐光滤波器后得到纯净的光毫米波,其光谱如图3(e)所示。光毫米波通过可调衰减器(TA)后发送到光探测器(PD)探测。转换后的电毫米波信号经中心频率为40 GHz,带宽为10 GHz的电子放大器(EA)放大后与40 GHz射频信号混频,通过低通滤波器滤波,对解调得到的基带数据信号进行误码检测,测量得到2.5 Gbit/s下行链路数据信号眼图,如图4(a)所示。测量得到下行链路误码特性如图5(a)所示。可以看到下行链路通过光纤传输40 km后,在误码率为10-9情况下,功率代价为3.5 d Bm,主要由色散引起。由于误码率曲线没有基底,虽然有较大功率损失,只要调节衰减器,适当增大光毫米波功率,就可以提高系统性能。

(a)射频信号调制后;(b)通过SOA后的上转换信号;(c)分隔后经下行链路数据调制后的一阶边带;(d)通过复用器后的上转换信号;(e)光毫米波信号;(f)上行链路信号.(a)After modulation by RF signal;(b)Up-converted signal after SOA;(c)Separated signals modulation by downlink data;(d)Up-converted signal after data modulation;(e)Optical mm-wave signal;(f)Optical carrier for uplink.

(a)光毫米波传输40 km后的眼图;(b)上行链路数据传输40 km后的眼图.(a)Eye diagram of optical mm-wave after transmitted over 40 km;(b)Eye diagram for the uplink data after transmitted over 40 km.

(a)2.5 Gbit/s下行链路信号的误码曲线图;(b)2.5 Gbit/s上行链路信号的误码曲线图.(a)BER curve for downlink data;(b)BER curve for uplink data.

经FBG反射分离出来的光载波可以作为上行链路的光载波。上行链路信号用码长为27-1的伪随机二进制序列产生的非归零码表示。带有数据的2.5 Gbit/s的上行链路信号光谱如图3(f)所示。传输40 km以后,经低频探测器光电转换,解调后测得的2.5 Gbit/s上行链路数据眼图如图4(b)所示。测量得到上行链路误码特性如图5(b)所示。在误码率为10-9情况下,功率代价小于0.5 d Bm。

3 讨论

由于FBG滤波器和其他光器件的使用,中心站的结构变得复杂且长期工作变得不稳定。为了消除这种不稳定,可以在基站中使用一个光交叉复用器(Interleaver)代替FBG滤波器和环形器。光交叉复用器是一个没有额外控制系统并且对温度变化不太敏感的器件,因而性能稳定。由于光交叉复用器具有周期特性,通过共享同一个光交叉复用器可以用于密集波分复用(DWDM)光毫米波地产生和传输。图6中A点处和B点处的光交叉复用器性能参数相同,有一个输入端,两个输出端,用于分隔光载波和两个一阶边带。当DWDM光源中心波长与光交叉复用器很好地匹配时,如图7所示,光交叉复用器的带宽和频率间隔为50/25 GHz时,输出端口1中光载波被抑制,输出光毫米波;而在输出端口2中,边带被滤掉,光载波得以输出。用这种方式,可以产生多个光毫米波DWDM信道,中心载波可重复利用,从而得到多个信道的全双工系统。

(a)波分复用信号;(b)上转换信号;(c)光交叉复用器;(d)光毫米波.(a)WDM signals;(b)Up-converted signals;(c)Interleaver;(d)Optical millimeter wave.

4 结论

提出和实验模拟展示了一种新的全双工射频耦合到光纤系统。系统中基于SOA的XGM效应产生毫米波,并使用光滤波技术和使用单个光源实现双向链路传输。下行链路信号调制于其中一个一阶边带上,能有效地缓解色散对光毫米波传输的影响,分离出来的中心载波作为光载波在基站被上行链路数据调制后重新发送回中心站,使得基站结构简化,成本降低。评估了系统的误码特性,在40 km的传输距离内,双向误码特性都没有基底。成功地实现了2.5 Gbit/s双向链路传输,将来可以作为基于光无线接入网射频耦合到光纤系统的一种可行解决方案,通过共享光交叉复用器和光耦合器还可以用于实现DWDM信号同步上转换。

无线全双工 篇2

近年来,由于无线电技术的使用越来越广,无线频谱已成为不可或缺的宝贵资源。但据美国联邦通信委员会(FCC)的大量研究表明,一些非授权频段如工业、科学和医用频段以及用于陆地移动通信的2GHz左右的频段过于拥挤,而有些频段却经常空闲,于是人们提出了认知无线电(CR)。根据文献[1],[2]提出,认知无线电的概念为:在特定的时间和地点,利用未使用的频谱,从而创造出虚拟的没有授权的频段。在CR中,在未影响到授权用户(主用户)的情况下,未授权用户(次用户)能运用闲置的授权频段进行通信。次用户没有授权的频段,但它可以通过不断变化的搜寻发现那些主用户没有使用的频段。

在分布式网络环境下,现有的认知无线电研究大都集中在物理层和MAC (media access control))层[3-4],如文献[5]提出一种基于新道聚合技术的MAC协议,需要硬件设备配置多个传感器及节点,所以实现起来较为复杂;文献[6]提出一种基于信道有话的MAC协议,但不能有效地解决“隐藏”终端和“暴露”终端问题;

综合以上协议的优缺点,本文提出一种新的认知无线电MAC协议模型,使得信道资源合理利用,网络吞吐量更大。

2 RC-MAC协议描述

在详细的介绍我们所设计的MAC协议之前,我们给出以下假设:(1)有一公共控制信道,且任何时间都是可用的;(2)有N个数据信道,且每个信道的带宽不一样,其分别为Ri(0≤i≤N-1)。(3)每个结点至少三个收发机,一个用于侦听公共控制信道中发送的控制消息(CONTROLLER),一个用于发送数据(TRANS-MITTER),最后一个用于接收数据(RECEIVER)。

2.1 信道选择表的维护更新

当一个节点A参加到这个网络时,它的CONTROL-LER开始监听控制信道尽可能的收集邻节点的信息,并随机选一个时间量作为它的开始时段(initiation period.),并进入开始时期(initiation stage),在开始时期,A的TRANSMITTER和RECEIVER,各扫描一半信道,收集信息,TRANSMITTER和RECEIVER停留在一个信道的时间是2t/n,其中t是开始时段的时间,n是设定信道的数目。在停留在一个信道时期,如果这个节点发现来自主用户的信号,把这个信道标记为used-by-primary-user,如果发现有其他信号就标记信道为busy,得到可用信道,标记格式如表1所示。在表中,A表示能用来接受数据的接受信道(未收到临结点在此信道上发送到的RTS);B表示能用来发送数据的发送信道(未收到临结点在此信道上发送到的CTS);C表示不能用来发送和接收数据的信道(同时收到临结点在此信道上发送到的RTS和CTS)。

通过邻居节点侦听通信请求/同意请求,对控制信令分析,即可得到相关信道信息,主要是发送功率P,信道增益G,以及噪声功率σ[2] (信道噪声为高斯白噪声时,方差为σ[2],则噪声功率为σ[2])。

据此得出,信噪比及在此信噪比下所支持的最高速率,分别为:

Wi:第i信道的带宽,P:发送功率,G:信道增益,σ[2]:噪声功率

2.2 控制帧结构

相对于IEEE 802.11,本协议所用的控制帧结构有一些小的变化。在RTS帧加入如下信息:发送结点根据自己的信道选择表和需要发送的数据类型,所选出的所有能用来发送和接受的数据信道,并按优差排序。CTS帧加入如下信息:根据收到的RTS帧和自己的信道选择表,选出最优的发送和接收信道。CCTS (Confirm CTS)加入如下信息:通信要使用的发送和接受的数据信道。RELEASE帧加入如下信息:要释放的发送和接收信道。

2.3 通信流程

当A要和B通信发数据,有两种情况。

(1)A,B,及A和B之间有可用的数据信道。

在此通信模式下,首先A要根据自己要发送数据的业务量,把A能用来发送和接收的信道都发给B,当B收到后,B根据自己的信道选择表和A发来的信息,来确定A→B的数据信道和B-A的确认帧ACK信道(若仅有A-B的数据信道,跳转到②模式)。

确认帧ACK信道的选择:因发送确认帧的业务量很小,所以选择信道发送速率最小的信道(虚线为在公共控制信道CC上传输的,实线为在数据信道上传输,下同)。握手流程如图1。

①在公共信道上A向B发一个RTS帧,其他邻节点监听到这些信息则退避一段时间。若源节点A没有收到同意请求,说明目的节点B无法通信,或发生碰撞,源节点就进入随机退避(这里的随机退避方法可以采用二进制指数退避)。

②B收到RST帧后,B根据自己的信道选择表和收到帧e内的信息,选择A-B的信道a,A-B的信道b,并包含在CTS帧内发送给A,其中包帧包含B结束使用公共信道信息。

③A在公共信道向其邻节点发CCTS帧,说明自己的发送和接收信道a、b,同时,A B开始在数据信道a和b上开始通信。

④当A接收数据完毕,并且在A发送数据完毕又收到B发送的ACK后,在公共信道上发送结束帧Release来释放a、b信道;当B接收数据完毕,在b上发送ACK,并且在公共信道收到A发送的Release帧后,在公共信道上发送结束帧Release来释放a、b信道。

通信完毕。

(2)A→B,及B没有通向A的可用的数据信道。

此模式由于B没有向A的可用信道,所以关键在于ACK帧的发送方式。这里提出了一种方法:数据信道选定后,A向B发送数据,当B收到数据后,B通过控制信道来发送ACK帧。其余的与模式Ⅱ基本相同。握手流程如图2:

①在公共信道上A向B发一个RTS帧,其他邻节点监听到这些信息则退避一段时间。若源节点A没有收到同意请求,说明目的节点B无法通信,或发生碰撞,源节点就进入随机退避(这里的随机退避方法可以采用二进制指数退避)。

②B收到RST帧后,B根据自己扫描的信息和收到帧内的信息,选择A→B的信道a,并包含在CTS帧内发送给A,其中帧内包含B结束使用公共信道信息。

③A在公共信道向其邻节点发CCTS帧,说明自己的发送信道a,同时,A开始在数据信道a上传输数据。B收到数据帧后,在公共信道上发送ACK帧确认,并在最后一个ACK帧中包含释放数据信道a的信息。

④A收到最后一个ACK帧后,在公共信道上发送结束帧Release来释放a信道。

通信完毕。

3 仿真分析

3.1 仿真设定

我们采用NS-2[6]来仿真,网络中总的授权信道数N=8,设定每个授权信道的速率是不同的,Ri=0.8+(i-I)*0.2 Mbit/s (1≤i≤8),信标间隔设置为100ms。网络节点在一个1 000m*1 000m的矩形区域内按Random waypoint mobility model随机以[0,5]m/s的速度移动。节点传输半径为250m,每条数据信道的可利用率为80%,每个源节点产生和传输恒定的比特率流量。为了除去路由协议的影响,我们用DumbAgent来做路由协议。简单起见,本文忽略数据包传输过程中的时延和处理时间以及必要的保护时间。信道被认为是无差错的,数据包的冲突是产生差错的唯一原因。每个模拟持续时间40秒。仿真图中的每个数据是运行三十次的平均,每个源节点和传输恒定比特率(CBR)流量。

3.2 网络总流量一定时,节点总数不同时的仿真

在这部分,本协议将与IEEE 802.1Ib进行比较。设定网络平均流量为100数据包/s,其中,每个包大小设定为512bytes。

如图3所示,当区域节点增加时,两个协议吞吐量总体趋势是下降的但CR-MAC的吞吐量还是明显高于IEEE 802.11b的吞吐量,而当结点数超过80时,RC-MAC也有大幅度下降,这主要是因为当结点过多,通信量加大,可用的数据信道减少,造成公共信道上信令的碰撞,而使吞吐量减少。

3.3 在节点总数一定时,网络总流量不同时的仿真

在这一部分,本协议将与在文献[8]中提到的CCC基本协议进行比。设定在这个区域内,共有80个结。

如图4所示,随着网络通信量的增加,两个协议的吞吐量都有所增加,而CR-MAC的吞吐量是明显高于CCC-MAC的,这个主要原因是,在CCC-MAC中,不是所有的节点都总是可用的,从而导致了很多时间不能建立有效的连接,所以CCC-MAC的吞吐量明显的低但是也能观察到,当网络通信量很高时,两个协议的吞吐量都有所下降,这是因为此时在公共控制信道上.因通信量增多而导致信令发生碰撞引起的

4 结束语

根据认知无线电网络的特点、本文提出的CR-MAC协议解决了“隐藏”终端和“暴露”终端的问。NS2仿真结果表明CR-MAC的吞吐量明显高于CCC-MAC和IEEE802.11。但在网络负载特别大的时候,CR-MAC优势不明显,这是本协议的缺。在将来,我们打算准备针对本协议的缺点,提出一种在网络负载大的情况下也能有很好吞吐量的MAC协议

参考文献

[1] J.Mitola,III and G.Maguire.Jr.Cognitive radio: making software radio more personal.IEEE personal communications,1999,6(8):13-18

[2] J.Mitola,III.Cognitive radio for flexible mobile multimedia communications,in proceedings of sixth international workshop on mobile multimedia communications,San Diego, CA.1999

[3] Akyildiz I,Lee W Y,Vuran M C,et al.Next generation dynamic spectrum access cognitive radio wireless networks:A survey[J],computer networks,2006,50(13): 2127-2159

[4]孙增友,车成华,赵涛.基于认知无线电的超宽带信号频谱检测的研究[J].重庆邮电大学学报:自然科学版,2010.22(4):426- 430

[5] Su Hang,Zhang Xi.CREAM-MAC.An efficient cognitive radio-enAbled multi-channel MAC protocol for wireless networks, in WOWMOM 2008.Newport beach:IEEE Press, 2008:1-8

[6] Hung Shaoyi,Cheng Yuchun.An opportunistic cognitive MAC protocol for coexistence with WLAN.in ICC 2008 Beijing.IEEE press,2008:4059-4063

[7] The network simulator(ns-2).[Online],Available:http:// www.isi.edu/nsnam/ns/,2005

无线全双工 篇3

随着电子通信技术的不断发展,目前的话音调度系统不再像传统PSTN网络那样受到单一线路的限制,PSTN、IP网络、GSM、CDMA等多种通信系统的共存使得系统有多种线路的选择,通过各种通信系统的联合应用,调度系统可以实现统一联动调度,能够在各种异构网络之间进行良好互通[1]。

超短波作为无线通信中的一种通信手段,其通信频率为30~300MHz,也称甚高频(VHF),VHF以其通信频带宽、质量好的特点,常被用于舰载、机载等中短距离的语音、数据通信,传统的VHF电台为半双工话音,传输速率为2400bit/s或1200bit/s声码话。

本文针对目前成熟的PSTN调度系统与VHF话音网的融合通信进行研究与设计,

实现了VHF链路中双工话音的点呼与调度,满足了某地只有VHF无线通信移动部署条件下的指挥调度需求,对保证话音指挥调度网安全稳定运行具有特殊的意义。

2 系统总体设计

2.1 系统设计需求

话音调度系统物理上由中心、基站、终端组成,中心和各基站间铺设有线链路(具备E1的接入和传输),基站和各移动终端之间采用VHF无线通信。如图1所示,PSTN话音网和VHF话音网原本相互独立,中心和基站间可实现有线话音的双工通话和调度,基站和终端由VHF话音网实现半双工声码话指挥调度。

根据系统使用需求,中心、各基站、各终端之间均配备二线话机和调度台,实现系统内任意两点间的双工通话和调度。

2.2 硬件互连设计

为了要完成有线话音和VHF话音融合通信的设计要求,需要将原本独立的两个话音网在硬件上互连。在本系统中,中心、各基站部署了话音调度设备(简称PBX),通过E1互连,可实现话音单呼、组呼、全呼、强拆、强插、代答、监听、保持、转接、录音等多种功能。

基站与终端的PBX之间只有VHF无线网,为了要完成统一的话音融合通信,逻辑上也是通过E1互连的,在本系统中设计了通信控制器(简称INC),用来连接PSTN网和VHF话音网。INC的作用就是通过信令的识别、透传,实现电台网传输的透明封装,为异构网络提供设备互联、业务适配、信息交换、综合组网、路由优选等功能。图1为本系统的硬件连接及信号流程关系图。

2.3新技术设计

图1实现了有线话音网和无线话音网物理上的连接,但要让两个通信系统融合在一起实现基于VHF链路的双工话音调度,需在传统的通信产品的基础上开发相应的新技术来满足系统的组网需求。

从图1可以看出,E1的连接分为两种:一种是中心和基站间PBX之间的连接,每个E1中的16时隙负责传送两个话路的线路信令,即中国1号信令[2];另一种是基站PBX和INC之间的E1连接,需设计一套基于VHF链路中传输的E1专用话音信令,除了话音交互还加入了对VHF链路的开启、关闭的控制。

针对VHF信道传输带宽受限,需要对64kbit/s的PCM编码进行转换,系统的INC设计新的话音编码技术以适合在VHF电台中传输。此外,还需要解决VHF电台中采用新的时分复用方式满足多路数据和话音同传、如何在无线系统中保证话音质量、移动终端在不同基站覆盖范围内的越区切换等诸多技术问题,下文将针对上述技术作简要分析。

图1调度系统硬件组成及信号流程示意图

3 关键技术解析

3.1 VHF链路双工话音和数据同传技术

在本文介绍的通信调度系统中,结合VHF的传输能力和通信距离要求,每个基站的VHF链路能支持4路双工话音和4路数据的同时传输。由此,在VHF链路中采用数据时隙与话音时隙复用的TDMA方式[3],即当没有话音传输时,可进行数据的传输,具体时隙设计如图2所示。

其中Vu1为第一路的上行话音时隙,Vd1为第一路的下行话音时隙,Du1为第一路的上行数据时隙,Dd1为第一路的下行数据时隙,Vu2/Vd2…Du4/Dd4时隙设计可依次类推。当VHF链路传输速率为19.2kbit/s时,则一部VHF电台在完成4路1200bit/s双工话传输的同时,也可传输1.2~9.6kbit/s的上下行短报文的数据。

3.2 话音编码转换技术

PSTN话音网中用于传输交换的话音编码为64 kbit/s的PCM编码[4],VHF电台使用的声码话速率为2400bit/s甚至更低的1200 bit/s。为了实现双工话音在VHF链路中传输,必须在两种通信系统间对话音的编码方式进行转变,在VHF窄带数字通信中,采用线性预测编码(LPC)技术,由于其计算量小,存储效率高,对话音保密、话音抗干扰、保证话音质量方面具有良好的效果[6]。

话音编码转换原理如图3所示,INC与PBX通过E1接口互联,INC与VHF电台通过K口互联,INC将PCM编码转换为用于VHF电台传输的LPC语音编码;同时也将LPC语音编码还原为用于PBX传输的PCM编码。

3.3 E1专用信令技术

在本系统中,基站和终端的PBX与INC之间通过E1接口互连,由于VHF链路的传输带宽有限、传输时延较大,无法使用如1号信令(SS1)、7号信令(SS7)等标准数字中继信令,所以在设计时采用了E1专用信令用于VHF信道话音控制信息的交互,通过E1接口第16时隙中的HDLC通道进行传输,E1专用信令定义了3种类型信令。E1专用信令定义了3种类型信令:接入状态信令(INC发起)、透传信令(PBX发起)、通道控制信令(PBX发起),其传输流程如图4所示。

(1)接入状态信令

接入状态信令由基站INC发起,基站INC根据当前终端VHF的入网情况向基站PBX发出是否“允许连接”信令,如基站VHF通道时隙已被完全占用则通知基站INC当前无可用时隙,待某个终端VHF从基站VHF退网有空闲时隙后,再为之前入网的从站VHF分配主站VHF时隙。通过上述随机分配原则自动为从站VHF分配主站VHF的时隙而无需人工干预。

(2)通道控制信令

通道控制信令由PBX发起,在呼叫发起即“建立连接请求”阶段由PBX根据VHF当前时隙使用情况,向INC发出打开VHF时隙控制信令,INC收到该信令后通过K接口控制VHF打开对应时隙,从而使VHF进行全双工话音数据传输。反之,在呼叫结束即“撤销连接请求”阶段由PBX向INC发出关闭VHF时隙控制信令,INC收到该信令后通过K接口控制VHF关闭对应时隙结束话音数据传输。

(3)透传信令

由于VHF无线链路传输带宽的限制,本系统中设计的E1专用信令在标准1号信令的基础上进行了精简,保留了传输如主/被叫号码、摘/挂机和被叫忙等信令。基站PBX会向所属的所有终端VHF广播该透传信令,终端PBX比较透传信令中的被叫号码字冠是否与本地局号相同,相同则回复应答信令,不同则不做处理。反之终端VHF只会向主站VHF发出透传信令而不会向其余终端VHF广播,基站PBX收到信令后直接回复应答信令。

3.4 终端与不同基站间越区切换技术

根据调度系统在使用中实际情况,各终端具备移动性,有可能从一个基站的覆盖范围切换到另一个基站覆盖范围,这就要解决越区切换的问题,即终端从原基站退网、重新接入新基站入网的问题[7]。

(1)切换时机

基站的INC择机循环发送终端设备离开基站的状态信息(该信息含有终端设备的唯一ID号)给PBX,PBX收到状态信息后向INC应答,INC收到应答信息后停发退网信息。此时基站的PBX除更新自己的组网拓扑关系外,还要向基站的INC发送删除原来拓扑关系的信息,同时基站的PBX通过以太网控制管理接口向中心的PBX发送组网拓扑关系更新信息,中心的PBX收到更新信息后自动更新自己的拓扑关系。

(2)重新入网参数

当终端进入另一个基站的覆盖范围内时,基站的INC循环发送终端设备进入基站的状态信息(该信息含有终端设备的唯一ID号)给PBX,PBX收到入网信息后向INC进行应答,INC收到应答信息后停发入网信息。此时基站的PBX更新组网拓扑关系,同时通过以太网控制管理接口向中心的PBX发送组网拓扑关系更新信息,中心的PBX收到更新信息后自动更新组网拓扑关系。

(3)切换流程

当终端移动到跨区切换点时,终端中心PBX下发的跨区切换指令,进行切换;终端更改超短波电台的频表和网号,待终端与新接入基站组网后,终端、基站的通信控制器与中心网络设备之间进行动态路由交互,路由收敛后,各终端的PBX设备之间完成信令交互并更新话音注册表,完成跨区切换。

3.5 回波抵消技术

由于话音在VHF链路中存在一定的传输延时,在近端PBX侧2/4线混合线圈产生的回音(也称回波、回声)超过了人耳能忍受的范围,将使远端用户难以承受。因此本系统各节点的PBX的设计需增加回波消除电路,以有效消除线路中的回音[5]。

PBX设备采用一款带32个独立通道的语音回波抵消芯片。回波抵消电路原理如图5所示。本端接收的话音信号Rin,通过一个特别设计的滤波器,可实现回波路径的测量,使得滤波器能够实时计算出回波估值,然后在发送路径上Sin自适应地减去该估值,对于Sout来说,只有本端的话音被发送到远端,于是回波就消除了。其特点是近端安装回波抵消电路则远端用户受益,远端安装回波抵消电路则近端用户受益[6]。

4 结束语

本文设计的基于PSTN和VHF链路的话音调度系统,不增加通信设备,只是在既有的通信设备上开发相应的新技术,使该调度系统不论在使用灵活性、成本上都具有很大的优势。既满足了调度系统在异构网络之间良好的融合通信,又能够在VHF频段下展开指挥调度的移动部署,实现了跨区域和行业部门机构的统一联动指挥,同时具备良好的保密和安全性能。可广泛应用到部队、公安、武警、人防、消防、广电、铁路等使用VHF移动电台通信的中短距离、指挥调度或机动性较强的指挥通信任务。

参考文献

[1] 明久强.基于SIP的语音调度系统的研究与设计.华中科技大学2009

[2] 郭诠水等.通信设备接口协议手册.人民邮电出版社2005王虔.VHF跳频自组网时隙分配协议研究.电子科技大学2010

[3] 刘颖等.同步数字传输技术.科学出版社2012

[4] 丁世杰.卫星通信系统群路回音消除器方案设计与实现.无线电通信技术2003

[5] 袁三男等.基于ZL38003的回波抑制器的设计和实现.上海电力学院学报2008

无线全双工 篇4

该文对AFDX网络协议进行了详尽的分析,首先研究了AFDX网络中的数据包的格式,即AFDX网络数据帧格式;其次对AFDX应用消息从应用层到物理层的流动过程进行了分析,即AFDX协议栈。最后用德国AIM公司所研制的仿真测试软件fdXplorer及API-FDX-2仿真测试板卡对AFDX网络的数据包进行了测试。

1 AFDX网络数据帧格式分析

对AFDX网络进行测试的前提是正确理解被测数据的格式。以下从总体的概念和分层的概念分别讨论了AFDX网络上的数据包格式。

1.1 AFDX帧结构

在AFDX网络中传输的数据基本单位为AFDX数据帧,其结构如图1所示。

7个字节的前导字和1个字节的帧开始符作为数据帧的必要部分被添加,最后4个字节的帧校验和字段为整个AFDX帧的校验和。可以看到,航电系统之间传送的有效数据是被封装在UDP数据报的有效负载中的。虽然整体的帧结构和普通以太网的帧格式差别不大,但为实现AFDX网络的虚拟链路机制,MAC层的帧头部和IP包头都有指定的格式。

1.2 MAC帧格式

MAC帧头由6个字节的MAC源地址和6个字节的MAC目的地址以及2个字节的类型字段构成。如图2所示。

其中MAC目的地址为组地址和本地管理地址(ARINC664,Part7),因此高八位的最低位和次低位被设置为1。除了这两位之外,固定域的其他位都被设置为0,因为ARINC664规定每个端系统的MAC地址的固定域应该是相同的。由于虚拟链路必须被MAC目的地址所标识,因此低16位被用作虚拟链路标识符域。

MAC源地址应该是单播地址(高八位的最低位为0)和本地管理地址(高八位的次低位为1)。源地址中的网络ID部分和设备ID部分构成了ARINC664标准所规定的用户定义ID(User_Defined_ID),其用处是给每个在网络上IP可寻址的主机一个独一无二的并且是有意义的IP地址。同一主机上个不同分区拥有共同的用户定义ID。用户定义ID可以由主机所在的域(用域ID标识)、主机所在的边(用边ID标识)以及主机所在的位置(用位置ID标识)组合构成。源MAC地址的接口ID部分规定了以太网控制器连接到冗余网络中的哪个网络(001表示连接到网络A,001表示连接到网络B,其他组合情况不使用)。

1.3 IP数据包格式

在IP层,IP包头中的IP源地址用来唯一的标识一个主机上的一个分区(发送分区)。IP目的地址则是一个多播地址,并且用虚拟链路标识符来标识本分区是哪一个虚拟链路的数据源。IP包头的格式如图3所示。

IP源地址应该是A类私有地址,并且是单播地址(前8个bit应该是”0000 1010”)。ARINC664第4部分虽然规定机载设备的A类私有IP地址范围应该在10.128.0.0~10.255.255.255之间,但在第7部分补充规定,如果只限于机载设备之间的通信而不与因特网通信,则地址范围可以不在规定范围之内。IP源地址中的网络ID和设备部分共同构成用户定义ID(User_Defined_ID),其含义与1.2节所述相同。分区ID用来唯一标识一个主机上的一个分区。

IP目的地址可以是单播地址,也可以是组播地址。图1-3中的中的IP目的地址为组播地址其中固定域的高四位为1110,表示这是D类地址(组地址)。固定域的确定使得IP组播目的地址符合ARINC664第4部分所规定的地址范围(224.224.0.0~224.224.255.255,飞机控制域地址范围)。IP目的地址的低16位用来标识虚拟链路。例如,如果目的虚拟链路为VL10,则目的IP地址为224.224.0.10。

1.4 UDP数据报格式

UDP数据报的格式如图4所示。

可以看出,UDP数据报遵循因特网协议的规范。当AFDX网络是一个完全封闭的网络时,UDP源端口和目的端口可以任意设置。但当AFDX网络要与其他系统进行集成或要与因特网通信时,应该使用周知的端口(0~1023)提供周知的服务(例如TFTP服务使用UDP的69端口)。

1.5 AFDX有效负载

图1中的AFDX有效负载和序列号是AFDX网络应用层数据格式。帧序列号是为了保持帧的按序接收而设置的,其范围从0到255,开始传输的第一个帧序列号为0,依次递增,到达255时回绕到1。

2 AFDX协议栈分析

基于AFDX网络的特殊性(如冗余网络、虚拟链路),AFDX协议栈的实现也有别于普通的TCP/IP协议栈。为了满足航空电子设备之间的实时、可靠的通信要求,AFDX协议栈必须实现虚拟链路管理、冗余网络管理、及流量整形等复杂的功能。以下从发送与接收两个方面研究AFDX协议栈的细节。

2.1 发送端处理流程

发送端对应用数据的处理流程如图5所示。

当应用服务层的一个AFDX端口接收到需要发送出去的数据时,这些数据被当成应用层PDU(协议数据单元)并交付给UDP传输层处理。UDP传输层要负责在应用层PDU前面加上UDP报头,其中包括UDP源端口号和UDP目的端口号。这些数据被当成传输层PDU交付给网络层,网络层根据传输层PDU的长度决定是否分段。分段或未分段的IP数据包被加上IP包头和IP头校验和,并在以太网层加上以太网帧头。在链路层,来自不同的虚拟链路的帧被放入虚拟链路队列。虚拟链路调度器根据用户的配置对虚拟链路队列中的数据进行流量整形,以保证发送出去的数据符合配置好的带宽分配间隔(BAG)。除此之外,虚拟链路调度器的一个重要功能就是对来自多条虚拟链路的数据进行多路复用,即在一条物理通路上同时传输多个虚拟链路的数据。被虚拟链路调度器处理完的数据还需要进行冗余管理,冗余管理器可以根据用户的配置来决定数据只发往网络A或只发往网络B,或者同时发往两个网络。此时还要在以太网数据帧上加入帧序列号、网络标识ID。以上数据被放入发送缓冲队列等待发送,从发送队列中取出的帧被加上帧校验和字段并发送到AFDX网络中。

2.2 接收端处理流程

AFDX网络帧到达接收端时,接收端的处理过程如图6所示。

在链路层,发送到接收端的帧先由接收端控制器检查其校验和,若校验和出错则丢弃。若校验和无误则校验和字段被剥离,进行完整性检查。若数据完整,则帧序列号被剥离,否则丢弃。冗余管理在两个网络同时发送数据时起作用,最先到达的帧被传送到上层,而后到达的帧被丢弃。

在网络层,先对IP校验和进行检查,若出现IP分段则需要检查IP数据包的完整性,未通过完整性检查的数据包被丢弃。分段的IP数据包被重组成UDP数据报(未分段则没有重组步骤)并传往上层。

在传输层,对UDP数据报进行解多路复用,并将AFDX有效负载传送给AFDX端口服务层。

3 AFDX网络数据包测试

用德国AIM公司所研制的仿真测试软件fdXplorer及API-FDX-2仿真测试板卡搭建了虚拟的机载数据总线的通信仿真测试系统,仿真了AFDX数据包的发送、接收并对接收到的数据进行了分析。

测试的目的是为了验证AFDX网络数据包的格式和数据完整性,因此将API-FDX-2仿真测试板卡的Port1设置为发送端口,Port2设置为接收端口,用专用连接器和交叉双绞线连接Port1与Port2,形成一个数据包的回路。发送方详细设置为:一个端系统(IP地址为10.1.33.1)作为源端,向1条虚拟链路VL6(目的地址为组播地址:224.224.0.6)发送数据,帧长度设置为64字节(最小帧长度)。发送端发送的数据如图7所示。

在发送端将AFDX有效负载设置为“ABCDEFGHIJKLMNOPQ”,并发送数据。

将接收端接收方式设置为按时间序持续捕获所有到达的帧,对发送端的数据进行捕获。接收端捕获到的数据如图8所示。

可以看到,接收端的各个字段的内容与发送端完全吻合,包括AFDX有效负载部分。

4 结束语

交换式以太网已经成为一个通用的航空电子应用的网络体系结构。商业化的标准和飞机制造商的实现()定义了交换式以太网的拓扑结构和实现。这个专门为航空电子设备通信而开发的标准能保证网络的可靠性和确定性。该文借助AFDX网络协议分析软件和仿真测试硬件对AFDX网络的数据包进行了测试,为进一步测试AFDX网络的性能提供了依据。

参考文献

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[7]王辉,陈卓.AFDX网络终端软件测试策略的研究与应用[J].航空电子技术,2006,37(4):33-37.

无线全双工 篇5

随着第四代移动通信网络的大量部署以及各种智能终端设备的迅速普及,日常生活中人们对高速率数据业务的需求越来越高。在这种情况下,传统的LTE-A系统已经开始满足不了人们的通信质量需求,特别是本地数据高速传输需求。因此,开始将Device-to-Device(D2D)[1]通信技术引入到传统LTE-A系统中。在LTE-A系统中引入D2D通信之后不仅能够提升小区容量、提高频谱资源利用率,还能够扩大网络覆盖以满足小区边缘用户的通信质量需求。但是D2D通信与LTE融合之后也带来了一些新的问题,例如小区内的同频干扰。因此,D2D通信系统中干扰协调便成为了一个研究热点。现有的干扰协调方式包括D2D模式选择[2]、资源分配[3]与功率控制。D2D用户有3 种模式与蜂窝用户共享资源:①蜂窝模式:D2D用户通过基站转接通信,所有通信链路分配独立正交的信道资源,不相互干扰;②专用资源模式:D2D用户占用一部分独立资源在全双工下进行端到端的直接通信,剩余资源用于蜂窝通信。由于各部分资源相互正交,D2D通信与蜂窝通信之间不会产生干扰;③复用模式:D2D用户复用蜂窝用户的频谱资源,D2D用户对与蜂窝用户之间产生同频干扰。

从现有资源分配方面的研究来看,文献[4] 分析了D2D链路的中断概率,揭示了D2D接收机和与其配对的蜂窝用户之间存在最优距离,提出了基于距离约束的资源共享准则,为D2D链路选择对应的蜂窝用户,减小了蜂窝传输对D2D链路的干扰。文献[5]提出了一种复用下行资源的方法,将时间资源分为共享时间点和蜂窝专用时间点,将蜂窝用户分为远近效应危险蜂窝用户和非远近效应危险蜂窝用户,蜂窝专用时间点资源被分配给远近效应危险蜂窝用户,D2D用户复用非远近效应危险蜂窝用户的共享时间点资源,这样有效的减少了D2D用户的干扰。=

从功率控制的研究来看:文献[6] 以最大化总速率为目标,提出一种基于单小区的功率优化方案,在保证蜂窝用户的最小传输速率给予蜂窝通信优先权的基础上,通过合理控制蜂窝用户和D2D用户的发射功率减少蜂窝用户和D2D用户之间的干扰,有效地提高了系统的总速率。文献[7] 提出了一种分布式功率控制算法,计算网络用户的SINR优化目标值,并分配传输功率使系统所消耗的功率最小化。为了控制蜂窝和D2D用户之间的干扰,提高混合系统的性能。

然而现有的资源分配和功率控制方法主要集中半双工D2D通信方式的场景下,为充分利用频谱资源,在全双工(Full duplex,FD)通信场景下,本文提出一种复用下行资源的D2D通信的资源调度方法验证系统性能。

2 系统模型

如图1所示,在单小区内,我们考虑一对D2D用户和个蜂窝用户,D2D用户与蜂窝用户共享下行资源,图中基站(BS)通过下行信道发送信号给M个蜂窝用户,D2D用户对1D和1D通过复用蜂窝用户的下行资源直接通信。由于D2D用户对1D和2D以全双工的模式进行通信,能同时进行收发送信号,因此分别给复用的蜂窝用户带来同频干扰,而D2D本身带有全向收发天线,因此会收到自干扰信号,相应的,D2D用户对1D和2D分别接收到基站的干扰信号。

第i个蜂窝用户收到的信号表示为:

pBS,i是基站发送信号给第i个蜂窝用户时的发射功率,pDz ,i(z ∈{1, 2 })是D2D用户的发送功率,即

pBS,i,r表示基站发送信号给第i个蜂窝用户时在第r个资源单元的发射功率。pDz,i , r为第z个D2D用户在第r个资源单元的发射功率。RBi表示第i个资源块序列,RD表示D1和D2通信的资源块。dBS,i为基站到第i个蜂窝用户之间的距离,α 为路径损耗因子,dDz, i表示D2D用户Dz到第i个蜂窝用户之间的距离, hBS,i表示为基站与第i蜂窝用户之间的信道系数,xi表示第i个蜂窝用户的发送信号,xDz表示D2D用户的发送信号,ni表示第i个蜂窝用户收到的高斯白噪声。那么可以得到第i个蜂窝用户的信号噪声加干扰比SINRCi为:

N0表示噪声功率。

D2D用户接收到的信号表达式为:

是D2D用户的发送功率,是基站发送信号给Dz时的发射功率,即

为D2D用户在第r个资源单元的发射功率。为D2D用户对之间的距离,表示基站到D2D用户D1之间的距离,表示为基站与用户Dz之间的信道系数,hD表示D2D用户对之间的信道系数。为Dz用户的自干扰。那么可以得到D2D用户在第i个资源块上的信号噪声加干扰比SINRDz为:

同理

为保证D2D用户的正常通信,接收到的信噪比必须满足一定门限值,即

那么D2D用户的发射功率pD2必须满足:

同理可得

为了保证蜂窝用户通信的优先权,必须满足蜂窝用户的服务质量需求,因此D2D用户对蜂窝用户形成的干扰尽可能的小,那么D2D的发射功率越小越好,所以我们选择,那么系统的吞吐量可得:

3 干扰管理和资源调度

在LTE-A网络中引入D2D通信的模式下,D2D用户与蜂窝用户共享整个信道资源,为保证蜂窝用户通信的优先权,基站必须保证蜂窝用户的有效通信而协调蜂窝用户与D2D用户之间的干扰。

假设本文采用集中式方法,基站负责用户的发射功率和D2D用户的信道资源分配。在某个区域调度资源的过程中,检测到D2D用户对此蜂窝用户产生干扰十分严重情况下,然而降低D2D用户的发射功率对于蜂窝用户来说解决产生的干扰是有限的。此时可以给D2D用户和蜂窝用户分配正交的频谱资源,这样蜂窝用户和D2D用户之间的干扰大大减少,为此我们提出一种干扰受限区域的方法来协调干扰。假设为蜂窝用户接收到D2D用户的干扰功率,假设干扰受限区域的半径为,那么表达式可表示为

d表示D2D用户到蜂窝用户的距离,假设蜂窝用户接收到的干扰功率为最大容忍干扰值Pths时,那么干扰受限区域的半径表示如下:

可以看出在基于蜂窝用户用户能正常通信的情况下,受限区域半径主要由D2D的发射功率和蜂窝用户受限功率门限值决定。从上可以得到发射功率越大,那么D2D用户对蜂窝用户的干扰随之增大,相应地,根据以上的推导式子可以得出随之增大。为了减小D2D用户对受限区域内的蜂窝用户的干扰,基站应当合理分配信道资源给D2D用户和蜂窝用户,即受限区域内的蜂窝用户分配与D2D用户相互正交的信道资源,而D2D用户共享受限区域外的蜂窝用户的信道资源。

资源调度的步骤进行:(1)基站建立一条专供D2D通信的信令信道,D2D发送一个标识符给广播信道表示D2D用户之间准备建立通信;(2)小区内所有蜂窝用户CUE监测该信道,当蜂窝用户接收到的功率比受限区域的门限功率Pths大,即表明蜂窝用户被D2D通信严重干扰,则判断此蜂窝用户处于受限小区内,并且将此信息反馈给基站;(3)基站收到反馈信息后,基站通过公共控制信道发送信号给D2D用户,并告知这些蜂窝用户的资源分配信息;(4)D2D用户如果没有蜂窝用户处于受限小区ISA内,则D2D用户通信可以共享整个信道资源;如果有一些蜂窝用户处于受限小区ISA内,则D2D用户不允许共享这些蜂窝用户的资源;如果所有蜂窝用户都处于受限小区ISA内,则D2D用户通信没有共享资源,进入等待模式。

在上述步骤中基站一直动态调整D2D用户的发射功率和蜂窝用户的接收功率门限值Pths,从而调整干扰受限区域半径,同时基站为ISA内的用户调度资源。在下行通信中,基站的发射功率一般比较大,因此基站对D2D用户对造成的干扰是比较大的,所以,为了保证D2D用户正常通信,设定PDmizn为D2D用户的发射功率,然后我们仅仅需要考虑Pths这个因数。可以看出随着Pths减小,随之增大,处于干扰受限区域内的蜂窝用户的数量会增加,那么受到D2D用户对干扰的蜂窝用户数量随之减少,系统的性能将随之提高。然而,如果Pths值设置太小,受限区域边缘的蜂窝用户的干扰会很严重;反之,当随着Pths增大时,干扰受限区域的半径会变小,那么在受限区域周围的蜂窝用户遭受的干扰会增大,整个系统的性能会随之下降。

因此,将存在一个最优的受限区域半径,使得系统的吞吐量最大,为了简单表述上述问题,假设整个资源块的数量与蜂窝用户的数量相等,并且优先分配资源给蜂窝用户,则整个系统的吞吐量表达式如下:

Lin代表在受限区域内的蜂窝用户的数量,Lout表示在受限区域外蜂窝用户的数量,可以知道当Pths改变时,受限区域内蜂窝用户的数量也随之改变,整个系统的吞吐量随之变化。下面我们将通过仿真验证系统的性能。

4 仿真分析

为了便于实现,我们在单小区场景下对所提的算法进行仿真,表1 列出系统的仿真参数和算法初始值,蜂窝用户均匀分布在小区内,D2D用户对随机部署在小区内。本文将全双工ISA分配方法,复用单用户方法作为参考,同时对比半双工(Half Duplex,HD)模式,通过对比,验证本方法的性能和全双工D2D通信的优势。仿真系统各个参数值如表1 所示。

图2 验证了全双工模式下的D2D用户对,蜂窝用户和系统各自的吞吐量随门限值Pths变化而变化。从图中可以看出,随着门限值到达一定值时,蜂窝用户和系统的吞吐量急剧下降,随后接近平稳状态。那是因为门限值增大,受限区域半径RDz减小,处于受限区域外的蜂窝用户数增多,那么D2D用户对可复用的资源数增加,从而对蜂窝用户的干扰增大,当门限值Pths到达一定值时,区域半径RDz减小,所处受限区域内的蜂窝用户数接近为0,D2D用户对共享整个蜂窝用户的的资源。同时从图中看出接近系统吞吐量的峰值时,可找到最佳半径。

图3 所示,当Pths∈ [ -110dB, -95dB]时,可复用的资源数为0,但随着门限值Pths的增大,可复用的资源数增加,D2D用户的吞吐量增大,随后达到平稳期。同时可以看出在自干扰消除达到一定程度时,全双工通信模式优于半双工模式,而且,当自干扰消除值达到110d B时,几乎接近半双工(HD)D2D吞吐量的两倍。

图4 所示,验证全双工模式下D2D用户对与一个蜂窝用户共享资源和多个蜂窝用户共享资源的对比。在SI ∈[-∞, 60d B] 时,由于自干扰很大,导致D2D用户对信噪比小于门限值不能正常通信,但随着自干扰消除值增大,满足使得可复用的资源数增多,D2D用户的吞吐量随之增大,同时可以看出,相比于参考方法,新的方法显著提升了D2D用户的吞吐量,同时提高了系统的资源利用概率。

4 结束语

本文提出一种干扰受限区域的干扰管理方法,该方法既保证了蜂窝用户的通信质量和D2D用户的可靠性要求,仿真结果表明:存在系统的最佳半径,同时在自干扰消除到达一定值时,全双工优于半双工模式。

参考文献

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