同步伪卫星系统

同步伪卫星系统（精选4篇）

同步伪卫星系统 篇1

1 伪卫星系统整体介绍及构成分析

随着经济的发展, 国与国之间竞争不断加剧, 科技作为竞争的重要方面, 在提高综合国力, 提高民族竞争力方面发挥了重要作用。随着航空事业的不断发展, 卫星、火箭的成功发射, 导航成为新的科技关注点。在该背景下, 产生了新型的卫星导航系统——伪卫星导航定位系统。其定位更加精准, 信号更加清晰, 时钟控制更加同步, 在我国的交通运输、航空发展、地质测绘、军事防御等方面发挥了重要作用, 为我国下一阶段的卫星导航技术升级改造提供了参考与借鉴, 以其独特的优势在科技舞台上大放光芒。

目前使用的伪卫星系统由三大主设备组成, 分别为伪卫星主基站、伪卫星从属基站及伪卫星用户机。用户机主要负责接收北斗定位系统所获取的卫星信号与伪卫星信号。伪卫星基站分为多种类型, 常见的有地面固定、车载、机载。同样, 用户机也针对服务领域的不同分为地面、海域、航空等多种情况。

2 伪卫星系统的实际运行分析

首先由伪卫星系统的主基站接收到北斗定位系统所获取的相关卫星信号与伪卫星信号, 从而确定对应的卫星时间基准, 利用卫星时间基准对伪卫星主站进行高精度时钟的同步, 主站的时间经过无线传输发送到伪卫星从属站上, 借助该时间信号实现主基站、从基站及北斗系统卫星时间的同步, 从属站的时间与主基站的时间是一致的。一般来说, 伪卫星基站与从站的位置事先已经进行了准确的定位, 根据事先已经预测好的时间及位置信息, 伪卫星主站与从站完成的星历通过伪码形式对外进行广播, 用户机对对外传播的伪卫星及卫星的信号进行接收, 用类似于GPS的方式对自身的位置进行精确计算。总体说来, 北斗系统定位原理与定位方程上与普通的GPS没有明显差别。

2.1 伪卫星系统基站组成及实际工作原理分析

我们先来说一下伪卫星的基站。一般来说系统的基站分为两种:主基站与从基站。基站由几部分组成, 最主要的有天线、射频的接收发射模块系统、信号及处理模块、数据处理器及电源模块。除了主要的设备还有相应的辅助设置。两大站点类型存在明显的区别:主站是接收机, 具有北斗定位系统, 从站构造设计相对简单, 没有北斗定位系统。其次主站配备时间基准信号的产生与发射通道, 从站只具备时间基准信号的接收通道, 没有产生通道。除了差别, 二者也存在共性, 最明显的是两者都具有定位信号的发射通道。

2.2 伪卫星系统主站基本构成及实际工作原理分析

在伪卫星系统中最为关键与主要的部件当属主站。主站是保证用户机的精度定位, 并与基站发展的时钟信息同步。为了最大限度保持时间的同步, 伪卫星系统主站选用的是主从式的构成结构。时间同步对于伪卫星运行来说至关重要, 其实实现伪卫星对北斗系统反应增强的前提与基础, 是一切定位工作的关键。目前使用中的主站由恒温晶振差生系统基准时钟, 具有极高的稳定性。北斗系统进行对时的依据就是其所产生的基准时钟。伪卫星主站的时钟一般通过系统本身所具有的时统功能实现。一般是由北斗导航定位系统授时机在相应的刺激下产生脉冲信号, 同步产生脉冲信号的还有伪卫星主站的原子钟。两大信号同时进入到数据处理系统中, 对信号进行对比处理, 从而计算出准确的时间间隔, 进而获取原子钟相位的调整数值, 借助输出的调整数值进行调整, 最终保证伪卫星主站时钟与北斗定位系统的时钟保持一致。伪卫星主站时钟借助频率合成器会分化产生两路不同的载频信号, 其中一路时钟信息从调制器辐射到伪卫星从站, 另一路则经过基带产生电路, 经由调制器与功放设色器到达用户机。

2.3 伪卫星系统从站组成及工作原理分析

在伪卫星系统中来自主站的同步信号与信息主要由从站接收。接收前要经过一系列的处理。首先来自主站的信号需要经过低噪声前置放大器设置, 然后进行混频, 经过中放、解调处理, 获取最终的时钟信息。一般来说与主站同步的时钟信号要经过频率合成器与基带信号形成电路, 借助调制器的解调功能, 将信号数据最终发射到指定的用户机上。

3 结语

北斗系统是针对我国特有国情及卫星导航定位发展现状而设计的兼具实用性与可操作性的卫星导航定位系统。其优点主要体现为快速导航定位、双向简短信息输出及授时同步的三大方面, 在国际定位系统中位居前列。本文针对北斗系统伪卫星系统进行了研究与分析, 明确了其基本组成与实际工作原理, 为我国今后的导航技术升级改良提供了参考与借鉴。

摘要：北斗系统伪卫星系统是一款由我国自主开发研制并推广实施的卫星导航定位系统, 主要针对区域服务, 在实际区域定位应用中发挥了重要作用。本文主要截取了伪卫星系统的组成及实际工作原理这一方面进行了深入分析, 对伪卫星系统的基本组成进行了分别介绍, 对其运行原理、流程进行了细致分解与明确, 为深入了解伪卫星系统提供了可能。

关键词：北斗系统,伪卫星系统,系统组成,原理分析

参考文献

[1]叶红军.伪卫星远近效应分析与研究[J].无线电工程, 2010 (06) .

[2]毛振华, 战兴群, 徐洪亮.低成本单频伪卫星基带/中频设计与实现[J].计算机测量与控制, 2010 (04) .

[3]刘栩之, 战兴群.简单伪卫星系统的原理及构建[J].信息技术, 2008 (05) .

[4]赵静, 曹冲.GNSS系统及其技术的发展研究[J].全球定位系统, 2008 (05) .

同步伪卫星系统 篇2

1 卫星导航定位中时间同步原理

1.1 时间同步技术的起源

卫星定位主要分为测角定位与测距定位两种类型, 根据卫星数量以及定位原理的差别, 测距定位可以分成单星定位、双星定位与多星定位。就测距定位本身来讲, 其所有的卫星观测量都应该统一到一个固定的时间基准上, 这个时间基准就是我们所说的系统时。卫星定位系统中的系统时, 使其时间同步的时间基准, 一般情况下, 该系统时都是有设置在地面上的主控站钟组组成的。

1.2 时间同步技术的作用

卫星导航定位对时间同步的精准度和精密性的要求十分之高, 其时间上的误差要控制在几纳秒之内, 这种时间同步精确度的要求, 即使是目前工作性能最好的铯钟, 在长年累月的工作中, 其钟漂存在的时间误差, 也会远远大于卫星导航定位对时间同步性的严格要求。因此, 需要采用时间同步技术来从地面上获得卫星钟差的参数, 然后, 将获得的钟差参数利用导航电文播发给使用该系统的用户, 最后, 用户再通过钟差修正的参数和模型来对钟差进行计算与修正。卫星钟可以直接表示卫星导航系统信号时标, 由于卫星导航系统中使用的卫星钟, 其走时不可能是绝对稳定的, 所以, 存在卫星钟漂移的现象。此外, 由于卫星处于太空中, 所以其运行卫星钟的运行还会受到太阳、地球和月球自身重力磁场的影响, 这就会导致卫星钟出现误差。卫星钟的误差是导致定位测距出现误差的主要原因。因此, 为了能够使卫星信号产生主动的物理时间与频率标准, 并使该标准具有极高的稳定性, 就要尽量减少对影响该标准的物理因素进行调整, 此时, 就需要利用卫星导航定位的时间同步技术, 以此来减少各项因素对卫星钟漂移的影响, 同时, 还能够有效的控制和了解卫星钟自身漂移的规律和特点, 从而减少误差, 提高卫星导航定位工作的稳定性。

2 时间同步技术

2.1 对TWSTFT的研究

所谓的TWSTFT, 即“双向时间频率传递法”, 其工作实质是:对等待同步的两个卫星导航设备进行测量, 分别测量对方定位测距信号到达本地时刻时, 与本地整秒时间时间差。然后, 将测量出的两个时间差进行减法处理, 得出的结果就是两个卫星导航设备的卫星钟差。最后, 根据得出的卫星钟差, 对其中某一个设备的时间进行本地时钟的调整, 或者是通过设备播放两个卫星导航设备间卫星钟差的参数, 从而实现两个卫星导航设备时间的同步性。

2.1.1“TWSTFT”的几何原理

该测量方法的几何原理具体如下图1所示。

由图1可知:其中, Δ1是地面站B发射出的钟差信号在到达地面站A之前时间的延迟, Δ2是地面站A发射的钟差信号在到达地面站B之前时间的延迟。由于双向时间频率传递法在传播信号时, 传播路径相同, 所以Δ1=Δ2, 因此, 上图中的Δt1表示的就是A、B两个地面站之间整秒钟差信号的时间差, 即两地面站的钟差。

2.1.2 精度分析

双向时间频率传递法的时间同步精度主要由图1中的t AA、t BB的测量误差决定, 两个设备之间时间延迟的一致性误差、卫星设备时间延迟的一致性误差, 路经大气时间延迟的微小性误差, 都包括在内。由于卫星导航定位中, 设备时延可以精确测定, 并且误差可以修订, 所以, 该测量方法的误差较小, 精密度高。另外, 由于该方法信号传播路径的延迟大致相同, 所以, 在一般情况下, 可以通过地面与地面站同步卫星进行双向的时间频率传递, 从而最大化的降低误差, 提高精度

2.2 对卫星共视法的研究

所谓卫星共视法, 其工作实质是:在两个不同地区的地面卫星站同时对一个卫星的信号进行观测, 并分别的测量该卫星信号在到达地面站时刻同地面的整秒时刻时间差。然后, 将测量将测量出的两个时间差进行减法处理, 得出的结果就是两个地面站之间的卫星钟差。最后, 根据得出的卫星钟差, 对其中某一地面站的本地钟进行调整, 或者是通过设备播放两个地面站之间卫星钟差的参数, 从而实现两个地面站之间时间的同步。

2.2.1“卫星共视法”的几何原理

该测量方法的几何原理具体如下图2所示。

由图2可知:Δ1是地面站A测量的卫星S在到达地面站B之前的伪距, Δ2是地面站B测量的卫星S在到达地面站A之前的伪距。ΔtAA是地面站A测量的卫星S发射的卫星信号与地面站A之间存在的整秒卫星信号的时间差;ΔtBB是地面站B测量的卫星S发射的卫星信号与地面站B之间存在的整秒卫星信号的时间差。因此, 只需要分别的测量A、B之间ΔtAA、ΔtBB、Δ1、Δ2即可知道地面与地面站之间卫星整秒信号的延迟误差, 从而对误差进行修订。

2.2.2 精度分析

卫星共视法时间同步的精度主要由ΔtAA、ΔtBB、Δ1、Δ2测量的误差决定, 根据上图可知, ΔtAA、ΔtBB、Δ1、Δ2测量的误差主要是由测量设备接收的信噪比与动态性能决定的, 而地面站往往是出于静止状态的。所以, 其动态性能较小, 不会受到体积的限制, 因此, Δ1、Δ2的测量误差便能够控制在1ns之内, 而ΔtAA、ΔtBB的测量误差则会小于1ns, 如此便可发现, 该测量方法的精度较高。

3 钟差外推和预报

在建设卫星导航定位时, 各个卫星地面站观测出的数据和各个卫星观测站观测出的数据, 都是通过主控站统一综合处处理的。其中, 地面站和主控站之间能够通过多样化通信手段来同步卫星通信或者是地面网络通信等通信系统之间的联系, 所以, 地面与地面站之间时间的同步性是不需要依靠外推来计算的。同时, 由于卫星是绕着地球运动的, 所以其运行轨道会受到地面监测站布置的范围限制, 由此便可以看出, 对卫星钟误差的测量是不能够连续实施的, 在无法看见的弧段内部, 卫星钟与卫星导航定位之间时间的同步, 只能够依靠卫星钟自身维持。因此, 在一般情况下, 卫星导航定位需要对卫星钟的钟差参数进行外推计算, 然后, 将计算出的卫星与地面之间卫星钟的钟差参数, 通过预报钟差的方式传播给用户。另外, 卫星钟钟差观测的精度、观测时间的长度与预报时间的长度, 将直接影响卫星钟钟差参数预报的精确度。卫星钟钟差观测的时间越长、观测的精度越高、预报的时间越短, 其预报的效果则越好, 因此, 在观测和预报条件相同的情况下, 采用运行特性好的卫星钟更有利于时间的同步。

4 结论

总而言之, 随着卫星导航定位在各行各业的广泛应用, 时间同步技术也随之不断的发展。虽然, 从卫星导航定位本身来讲, 在应用的过程中不需要考虑时间同步技术的问题, 并且时间同步技术的发展也比较先进。但是, 在对卫星导航定位进行维护时, 时间同步技术则成为了一项关键性技术。因此, 在卫星导航定位高度发展的今天, 不断的对时间同步技术进行研究, 提高其控制时间的精准度和精密性, 是学术界研究时间同步技术的主要方向。

摘要：时间测试是卫星导航定位系统测量距离的基础, 而确保卫星定位和定轨的前提则是各观测量时间的同步性, 所以, 时间同步技术是卫星导航定位系统发展建设的关键环节。本文就当前卫星导航定位系统常用的时间同步技术进行研究, 对其工作原理等相关情况进行分析。

关键词：卫星导航定位,时间同步技术,常用技术,分析研究

参考文献

[1]郭彬.基于北斗/GPS双模授时的电力系统时间同步技术研究[D].湖南大学, 2010.

[2]张靖.GPS导航卫星星地时间同步技术的仿真研究[D].西安电子科技大学, 2007.

卫星移动通信系统的频率同步技术 篇3

卫星移动通信系统是利用卫星作为中继, 实现区域乃至全球范围的移动通信的系统。如图1所示, 其主要包括三部分: 空间段, 由一颗或多颗卫星组成, 可以是地球静止轨道卫星或中、低轨道卫星;系统控制中心和若干信关站, 用于将移动用户接入核心网; 移动地球站, 包括手持、车载、舰载、机载终端等。

在系统通信过程中, 一个很重要的方面是无线链路的频率同步。以欧洲地球静止轨道卫星通信系统GMR -1为例, 其工作频率带宽为34MHz, 位于1. 525 ~ 1. 559GHz ( 下行链路 ) , 和1. 6265 ~ 1.6605GHz ( 上行链路) 。34MHz的工作频带被分成1087个成对的 子载波, 子载波间 隔为31.25kHz[1,2]。

卫星移动通信系统的频率漂移主要由三个方面原因产生:

( 1) 终端本地时钟的不稳定。若时钟的长期稳定度为1ppm, 没有任何补偿的情况下, S频段的频率偏差将达到kHz量级。在完成对频率校正信道 ( FCCH) 的捕获, 并以此为参考对本地时钟频率校正后, 终端的收发频率与系统标称频率之间的偏差可以降至几Hz量级。

( 2) 卫星运动导致的多普勒频移: 静止终端的上、下行最大多普勒频移可以达到几百Hz。

( 3) 由于终端的运动, 导致的上、下行最大多普勒频移也可以达到几百Hz。

2 地面终端的频率同步

上行和下行信号的频率都需要在卫星端与它们的标称频率一致。频率同步的任务是对发送信号进行预校正, 使其到达卫星时的频率与标称值一致; 同时对接收到的下行信号进行频率捕获和跟踪, 保证解调性能满足系统要求。

上行信号的频率同步需要网络下发发送频率校正消息; 下行信号的频率同步主要依靠地面终端自身完成对频偏的估计和补偿[3]。

2. 1 空闲模式的频率同步

2. 1. 1 初始频率捕获

在初始频率捕获阶段, 终端首先搜索具有最大信号电平的控制载波。完成频率校正信道 ( FCCH) 的捕获后, 终端将其频率作为参考频率, 并一直锁定在该载波上。

FCCH信号通常为一个实chirp信号, 由上下扫频chirp信号构成, 其调制基带信号复包络形式为

其中φ0为随机初始相位, p ( t) 为功率斜升函数, T为系统的符号周期[4]。

初始频率捕获的处理流程如图2所示。将接收的信号与本地上下两路扫频信号相乘后再进行快速傅里叶变换 ( FFT) , 通过检测频域峰值位置的变化规律, 即可估计出初始频率偏差。

2. 1. 2 寻呼模式

在寻呼模式下, 终端已经通过FCCH完成了初始频率捕获。此时终端需要通过继续监听寻呼信道 ( PCH) 或广播控制信道 ( BCCH) 进行频率跟踪。

频率跟踪的处理流程如图3所示。首先对接收信号的残余频率偏差进行估计, 并根据估计值进行频偏补偿; 接着对信号的随机相位旋转进行估计和补偿, 得到满足系统解调性能要求的信号。实际设计中, 频率偏差估计可以利用突发中的所有符号, 采用盲估计算法, 例如Fitz算法、L&R算法等; 相位偏差估计可以利用突发中的独特码, 采用最大似然算法[5]。

2. 1. 3 告警模式

在告警模式下, 由于终端已经不能正常接收PCH和BCCH, 只能通过周期的监听FCCH保持频率同步。

2. 2 初始接入的频率同步

终端在发送随机接入信道 ( RACH) 之前, 首先以波束中心的多普勒频移进行频率的预校正。网络将检测实际的多普勒频移相对于点波束中心的差别, 并将此值下发给终端。

初始接入的频率同步策略如图4所示。其中标称BCCH接收频率为FB, RACH发送频率为FRH, 信令或业务信道发送和接收频率为FT和FR。下行链路中, 由卫星运动带来的点波束中心的多普勒频移为dF0, 实际的多普勒频移为dFU; 上行链路中, 实际的多普勒频移为ε·dFU。具体的频率校正过程如下:

( 1) 网络计算下行点波束中心的多普勒频移, 并通过BCCH向终端广播FRH和dF0;

( 2) 终端接收的BCCH信号的频率为FB+dFU, 对于点波束中心的静止终端, dFU= dF0;

( 3) 终端通过将接收频率乘以发送 / 接收频率比例因子ε, 并以dF0进行预校正后得到RACH发送频率;

( 4) 经过上行多普勒频移ε·dFU后, RACH信号到达卫星端的频率为FB+ 2ε· ( dFU- dF0) ;

( 5) 网络通过捕获RACH信号, 检测其相对于标称频率的偏差, 并将偏差值dFU- dF0通过接入允许信道 ( AGCH) 下发给终端。终端切换至指定的发送和接收频率FT和FR, 并以此再进行频率的预校正。这样再经历上行多普勒频移后, 信令或业务信号到达卫星端的频率即为标称频率FT。

2. 3 通信模式的频率同步

在通信过程中, 下行链路的频率通过终端的本地参考时钟来保持。同时, 由于时钟的不稳定度, 以及终端与卫星的相对运动导致的多普勒频移, 终端需要对接收信号进行频率跟踪, 保证解调性能满足系统要求。

在上行链路, 采用闭环的频率同步策略, 其频率校正过程如图5所示。具体的频率校正过程如下:

( 1) 假设一段时间后, 由于时钟的不稳定度和下行多普勒频移, 终端的接收频率发生漂移ΔdFU;

( 2) 由于发送频率是以接收频率为参考的, 故也将偏移相应的值;

( 3) 在经历上行多普勒频移后, 到达卫星端的信号频率将相对于标称频率偏差 ( 1 + ε) ·ΔdFU;

( 4) 网络不断检测实际频率与标称频率的偏差, 一旦发现偏差超过预定门限, 则通过随路信令信道将偏差值下发给终端;

( 5) 终端以此进行频率的预校正, 这样再经历上行多普勒频移后, 信号到达卫星端的频率即为标称频率FT。

3 机载终端的频率同步

机载终端作为一类特殊的终端, 其运动速度可以达到1000km/h, 并有可能在1分钟之内转变方向。相比地面终端, 其多普勒频移要大得多, 变化率也快得多。在下行链路, 大的多普勒变化率将超过地面终端频率跟踪环的范围, 在上行链路, 将导致网络需向终端频繁的发送频率校正消息。

因此, 需要对机载终端进行多方面的改进。首先需配备一个高稳定度的本地时钟, 长期稳定度优于0.1ppm, 以此为参考得到准确的标称频率。同时终端还需估计由于终端与卫星相对运动导致的多普勒频移。这可以通过对比下行信号频率和其标称值得到。通过将该多普勒频移用于发送信号的频率预校正, 则信号到达卫星端时的频率将接近标称值。也就是说, 机载终端在网络侧看来, 如同一个慢速移动的地面终端。

4 实验性能

在欧洲电信标准委员会 ( ETSI) 规定的地球静止轨道卫星传播信道模型下, 初始频率捕获的实验性能如图6所示。可以看出, 在极低信噪比条件下, 仍能有较高的频率捕获性能。例如在信噪比为- 8. 5dB时, 频偏估计的误差仍能保持在20Hz以下。在系统正常工作信噪比 ( 5. 5dB) 条件下, 频率跟踪的实验性能如图7所示。可以看出, 频率跟踪的性能随突发长度的增加而提高, 且均满足系统需求。Fitz算法的性能可接近修正克拉米罗界 ( MCRB) 理论下限, 但其可跟踪的频率范围是L&R算法的一半。

5 总 结

在卫星移动通信系统中, 由于本地时钟的不稳定, 以及终端与卫星之间的相对运动, 会导致较大的频率漂移。为保障系统的正常通信, 需要时刻进行无线链路的频率同步。一方面, 下行信号的频率同步依靠终端自身解决, 通过采用有效的频率捕获和跟踪算法, 保证解调性能满足系统要求; 另一方面, 上行信号的频率同步需要网络和终端进行闭环控制, 通过采用有效的同步策略, 保证信号到达卫星端的频率为标称值。机载终端由于其较大的多普勒频移和较快的变化率, 地面终端的频率同步方案已不足够适用, 因此需要对机载终端进行多方面的改进。

摘要：卫星移动通信系统是利用卫星作为中继, 实现区域乃至全球范围的移动通信的系统。在系统通信过程中, 一个很重要的方面是无线链路的频率同步。本文首先介绍了卫星移动通信系统及其频率偏差的原因, 接着讨论了地面终端所采用的频率同步技术, 同时还讨论了特殊的机载终端所采用的频率同步技术, 最后总结了卫星移动通信系统的频率同步机制。

关键词：卫星移动通信,频率同步,多普勒频移,地面终端,机载终端

参考文献

[1]ETSI TS 101 376-5-1, GEO-Mobile Radio Interface Specifications Part 5:Sub-part 1:Physical Layer on the Radio Path[S].European Telecommunications Standards Institute, 2005.

[2]ETSI TS 101 376-5-5, GEO-Mobile Radio Interface Specifications Part5:Sub-part 5:Radio Transmission and Reception[S].European Telecommunications Standards Institute, 2011.

[3]ETSI TS 101 376-5-7, GEO-Mobile Radio Interface Specifications Part 5:Sub-part 7:Radio Subsystem Synchronization[S].European Telecommunications Standards Institute, 2011.

[4]王力男, 卫星通信系统中chirp信号设计与捕获[J].无线电通信技术, 37 (6) :58~60, 2011.

同步伪卫星系统 篇4

在GMR-1 卫星移动通信系统中,利用的是下行信道FCCH或FCCH3 实现同步功能的[1]。FCCH和FCCH3信道是用chirp信号调制的[2]。在现有的文献中,都只对GMR-1 3G卫星移动通信系统的初始捕获算法做了大量的研究,对于同步跟踪算法,没有做过多的研究。对于最新演进的GMR-1 3G协议加入了很多新技术(LDPC编码,16APSK和32APSK[2]等),原有的同步技术显得精度不够。本文提出将Chirp信号的同步过程分为chirp信号初始捕获过程( 粗同步) 和chirp信号同步跟踪( 细同步) 过程。Chirp信号的初始捕获主要是调整本地chirp信号的时间和频率,使得本地的chirp信号和接收到的chirp信号的定时误差和频率误差减小;chirp信号同步跟踪功能则是自动调整本地chirp信号的定时,进一步缩小定时误差。典型的chirp信号同步策略就是利用chirp信号的脉冲压缩性质,接收信号通过下变频再通过低通滤波器后,与本地的chirp信号进行相关运算或者通过一个匹配滤波器。移动终端的捕获器件调整时钟源。一旦捕获到信号有用信号,立即启动跟踪器件,进一步调整时钟源,使得本地chirp信号发生器与接收的chirp信号保持精确同步。

1 初始捕获

目前常用的初始捕获算法是根据参考文献[3]和文献[4]提出的算法及其改进算法。在2012年最新版本中的GMR-1 3G标准中加入了LDPC编码技术和16APSK及32APSK调制技术,这些技术的引进,降低了系统对性噪比的要求,但是对同步系统提出了巨大的挑战。低信噪比要求同步系统需要有更优的算法。基于此,本文在这里提出了基于chirp信号傅里叶变换不变性和同步跟踪环技术,进一步提高同步精度。

假设发射机发送的信号为:

在单径条件下的接收信号为:

其中,α' 表示信道复增益,,∆t表示时间延时, ∆f表示频率偏移, w(t) 表示加性高斯白噪声。

1.1 时间延时估计

接收机的上下两路的匹配滤波器的脉冲响应分别为:

接收信号r(t) 经过匹配滤波器后,输出信号为:

其中:

m, n ∈{u, d} 。为了方便表示做了如下变量替换,t'=[t -(∆t +T)] /T ,∆f' =∆f /B , 进过数学变换可以推出有用分量为:

这是一个近似的sinc() 函数,其峰值对应的时间可以表示为:

所以得到时间延时估计为:

1.2 频率偏移估计

根据chirp信号的傅里叶变换不变性可知:chirp信号经过傅里叶变换后的频域信号也是一个chirp信号[5]。因此和时域一样,频域也可以使用匹配滤波器,只不过此时的滤波器是频域匹配滤波器。所以可以利用下面的方法实现频率偏移估计。

其中,表示时间延时估计,对上式进行傅里叶变换得到:

设,则

这也可以看作一个近似的sinc() 函数,其峰值对应的频率可以表示为:

所以得到频率偏移估计为:

具体的实施方案如图1。

2 同步跟踪

经过初始捕获后,本地的chirp信号发生器经过校正,在频率和时间上基本达到同步要求,但是仍然存在部分误差。由于chirp信号具有很强的抗频偏性能,加之经过初始捕获过程的校正,频率偏移基本消除。但是时间偏移仍然存在,这就需要同步跟踪过程进一步消除。

2.1 同步跟踪算法

如图2所示,假设在t =0 的信号是本地chirp信号(图2 中实线所示)。另一个信号(虚线所示)是经过初始捕获算法校正后的chirp信号,与本地chirp信号存在∆t1或∆t2的时间误差,而这时延误差导致了∆f1或∆f2的频率偏移。可以利用相关算法和DFT算法检测误差,算法原理如图3 所示。

设经过初始捕获算法校正过的接收信号为:

本地chirp信号为:

经过低通滤波器后:

信号的相位表达式为:

相应的频率表达式为:

即:∆f1= -µ∆t1

2.2 同步跟踪实现

2.1 节提出的算法可以通过DFT算法实现,具体过程如下推导:

首先对通过低通滤波器后的信号rLPF(t )进 行DFT。

其中Ts为采样周期,Fs=1/Ts表示采样频率。然后检测信号幅度谱的最大值:

公式20取得最大值的条件是:

即时间延时估计为:

3 性能仿真

本次仿真中的数据为:带宽B =32k Hz (GMR-13G协议信道最小带宽采用的是31.24KHz),突发持续时间为T =0.5ms ,采样率分别取2 倍的带宽。采用蒙特卡罗仿真,取实验数据为5 000 个。

3.1 初始捕获性能分析

初始捕获的捕获性能如图4,在性噪比为-5d B时,捕获率达到75% 左右。正常情况下,移动终端的信噪比为5d B,捕获率接近100%。

3.2 同步跟踪性能分析

同步跟踪性能仿真曲线如图5,与理论曲线相差4d B左右,如果采用高效的纠错码技术可以进一步降低误码率。

4 小结

本文利用了chirp信号的傅里叶变换不变性( 时频对称性) 实现初始捕获。此外,为了进一步提高估计精度,又提出了基于DFT的同步跟踪算法,经仿真完全符合GMR-1 3G卫星移动通信系统的要求。

参考文献

[1] ETSI TS 101376-5-7.GEO-Mobile radio interface specifications(Release 3);third generation satellite packet radio service;Part 5:radio interface physical layer specifications;Sub-part 7:Radio Subsystem Synchronization;GMR-1 3G 45.010.2012.12

[2] ETSI TS 101376-5-4.GEO-mobile radio interface specifications(Release 3);third generation satellite packet radio service;Part 5:radio interface physical layer specifications;Sub-part 4:Modulation;GMR-1 3G 45.004.2012,12

[3] Vishwanath.T.G.,Parr.M.,Shi.Z.L.,Erlich,S..Acquisitionmechanism for a mobile satellite system.United States Patent US7245930 B1,2007-01-17

[4] Vishwanath T.G.,Parr M.,Shi Z.L.,Erlich S..Synchronization inmobile satellite systems using dual-chirp waveform.United States Patent US 6418158 B1,2002-07-09