超低静态功耗

2024-07-18

超低静态功耗（共5篇）

超低静态功耗篇1

0引言

近年来,各种便携式电子产品的普及以及功能的日益增加, 对电源管理IC提出了更高的要求, 如高集成度、高效率以及低成本等。在整个电源管理IC领域中, LDO以其电路结构简单、占用芯片面积小、输出电压相对稳定等优点, 牢牢占据着电源管理IC市场很大的份额。随着电子产品功能的日益复杂与多样化,消费市场对其续航要求也在日益增高,这就要求电源具有更高的电流效率,其定义如下式所示[1]:

其中ILoad为负载电流,Iq为静态电流。电流效率说明了LDO电路的存在对电源工作时间有一定程度的降低。由上式可知, 当负载电流很大时, 电流效率主要由负载电流决定。然而,对于很多应用来说,电路通常工作在一个低负载电流的情况下,这时静态电流的大小直接决定了电源的工作时间。

为解决上述问题,本文设计了一种超低静态功耗的LDO电路, 其典型静态工作电流为500 n A , 这样极大地提高了在低负载情况下整个电路的电流效率,延长了电源寿命。此外,本文还采用了一种新颖的补偿方式,在不增加静态电流的情况下保证LDO的稳定性。

1 LDO电路的基本原理与设计

图1是本文设计的LDO的基本结构框图,主要包括带隙基准电路(Bandgap)、误差放大器(EA)、调整管(Pass Transistor ) 以及反馈电阻( R1、 R2) 。其中带隙基准电路为误差放大器提供低温漂、高精准的参考电压Vref, 误差放大器将输出反馈电压与参考电压进行比较,并放大其差值来控制调整管的导通状态, 从而得到稳定的输出电压。输出电压值由下式所示:

2误差放大器的设计

图2给出了误差放大器的原理图, 采用一种对称性运算跨导放大器(Operational Transconductance Amplifier , OTA ) , 其中包括一个差分对和三个电流镜。输入差分对的负载是两个相同的电流镜, 并提供了一个增益为A的电流增益。显然由于整体电路的对称性,在版图设计时会有很好的匹配。 M3与M4工作在线性区,提高了误差放大器的线性度[2]。其低频增益为:

由于只有输出节点是高阻, 其他节点电阻约为1/gm左右, 因此主极点位于输出节点, 在节点1、2、3处产生非主极点。从图中可以看出,C1与C2都是交流接地的, 对于对称的差分电路来说,它们的交流通路是相同的,因此有相同的极点。对于节点3, 注意到它是位于单端输出另一端的节点,在这一节点会产生一个极-零点对,零点大约是极点的两倍,因此对于相位裕量的影响可以忽略[3]。事实上,电路只产生一个非主极点。因此有:

可以看到次级点要受到A的影响,A越大, 次级点频率越低,这也限定了A的最大值。

对于普通采用PMOS作为导通管的LDO来说, 通常需要一个电压缓冲(buffer) 电路来驱动导通管, 以便将由其栅极电容产生的极点推到环路带宽外。然而,这种方式却不适用于低静态电流LDO, 因为buffer本身会消耗较大的电流。因此,可以在LDO的反馈环路中加入一个零点以抵消导通管栅极处的极点或者输出电容产生的极点。如图1所示,C1是导通管MPpass栅源电容与沟道电容总和,Cc是栅漏电容,gmi为误差放大器的等效跨导,ro为其等效输出电阻,gmo为导通管MPpass的跨导,CL与RL分别为负载电容与电阻。显然,在导通管栅极与输出端各产生一个极点,其传输函数为:

当CL<gmoCcro时,可以得到主次级点 ωp1与 ωp2分别为:

为了补偿次级点,在电路中添加一个并联在导通管MPpass两端的MOS管MPpa, 其宽长比相对于导通管的比例很小, 这样导通管栅极电压通过MPpa转化为电流注入到反馈电路中,可以得到一个零点 ωz为:

通过适当选取Rf+R2/R1的值, 可以对电路进行有效的补偿,并且不随负载电容的变化而变化。当该值大于1时, 零点的频率低于次级点的频率, 补偿效果会很好, 但是当这个值过大时会影响交流信号通过导通管的主支路, 从而导致输出电压瞬态响应变差; 当这个值远小于1时, 又会使补偿效果变差。因此,在实际电路设计中要进行折中。

这种补偿方式可以解决交流补偿, 但在直流方面还存在问题。首先,MPpa会将直流电流注入到反馈电路中, 并且这个电流会随着负载的变化而变化,因此会造成输出电压失调,并且降低了负载调整率。此外,当负载电流很小时,gmp的值也会很小, 无法为电路提供有效的环路补偿。对于后一个问题, 可以在MPpa和MPpass管的栅极间添加一个电阻, 为Mpa的栅极提供一个电压VOS, 这样即使MPpass进入亚阈值区,并联路径仍然会通过MPpa管提供一个有效的电流信号。为解决前一个问题,可以在MPpa源漏端加入两个电流源, 这样通过MPpa的电流大小不会随负载的变化而变化,同时也几乎不会有电流流入反馈网络而造成输出电压失调。对图1的电路作小信号分析可知, 由于电流源的高阻特性, 需要在MPpa源极接一个较大的电容Cp以保证交流信号从其栅极转换到漏极, 可以等效为一个高通滤波器, 其截止频率为gmp/ Cp。若当Cp较小时, 截止频率位于零点 ωz的右侧, 会造成一个增益凹陷,导致系统不稳定。因此需要有:

如果在空载情况下, 流过Mpa管的电流为1 n A,gmp= 40 n A / V , gmo= 200 n A / V , CL= 1 μF ,则可得到Cp约为40 n F, 这样大的电容在片上是很难实现的。

上述提到的增益凹陷来自于两个信号,一个是MPpass漏极信号, 它对于电容CL有一个1/s的频率响应, 另一个是MPpa的漏极信号, 它对于电容Cp有一个s的频率响应,这两个信号在电路反馈端互相抵消。为了解决这个问题, 本文采用了一种RC频率响应网络的方法来代替Cp。在RC网络中, Ck + 1= n Ck, Rk + 1= m Rk, 其中k为该网络的级数,如图3所示,电容为串联关系, 而电阻为并联关系。图4给出了每个元件在对数坐标下的电导图,斜线为电容的电导线, 直线为电阻的电导线, 它们分别为平行且等间距,电容与电阻的曲线相交。在高频情况下, 电容C0的电导值在串联电容中起主导作用, 随着频率降低,该值不断降低,直到遇到电阻R0的电导曲线。当频率继续降低时, 电阻R0的电导值起主导作用并不随频率变化,直到遇到电容C1的电导曲线。以此类推可以得到该网络的频率响应曲线,可以看出该曲线是在电容与电阻之间变换的分段线性曲线,频率范围为1/R0C0到1 / [ n ( mn ) k R0C0] 。该网络频率响应可以近似为一个sa的分频响应网络,其中a=lgm/lg(mn)[4]。随着网络级数的增加,低频的电导交点会继续下延。为得到更好的近似曲线, 应该使用较小的m与n和较大的k值, 但这样做会增加电路的复杂性与面积, 这里采用m=n=k=2, 则有a = 1 / 2 , 这使得MPpa漏极的频率响应变为s1/2, 可以很好地避开增益凹陷。同时, 按照前面的假设, 并设R0= 1 / 2gmp, 高通截止频率为gmp/ C0, 则C0只需要大于2.5 p F即可实现足够的频率补偿。为节省面积,采用MOS管代替网络中的电阻,整体电路如图5所示。

3仿真结果

电路采用CSMC 0.35 μm工艺, 使用Cadence Spectre对设计的LDO进行仿真。图6为电源电压变化下LDO电路在空载与满载下的静态电流,图7为负载变化下的静态电流,表1给出了整个LDO系统的性能仿真参数。

4结论

本文设计了一种超低静态功耗的LDO电路, 正常工作下最大静态电流为600 n A,最小静态电流为350 n A, 有效地提高了电源的工作效率, 显著延长了工作时间。同时,本文采用一种新颖的分频响应网络对电路进行补偿,在保证电路稳定工作的基础上尽可能降低了静态功耗。本文设计的LDO采用0.35 μm标准CMOS工艺, 输入电压为3.3 V~5 V, 输出电压为3 V, 最大负载电流为150 m A 。

参考文献

[1]RINCON-MORA G A,ALLEN P E.A low-voltage,low quiescent current,low drop-out regulator[J].IEEE J Sol Sta Circ,1998,33(1):36-44.

[2]KRUMMENACHER F,JOEHL N.A 4-MHz CMOS continuous-time filter with on-chip automatic tuning[J].IEEE J Sol Sta Circ,1988,23(3):750-758.

[3]KAY M.Design and analysis of an LDO voltage regulator with a PMOS power device[Z].Preliminary paper pending publication,Texas Instruments.

[4]CHAREF A,SUN H H,TSAO Y Y,et al.Fractional system as represented by singularity function[J].IEEE J Trans.On Auto Control,1992,37(9):1465-1470.

超低功耗集成电路技术研究篇2

一、现有的集成电路的超低功耗可测性技术

在集成电路的发展进程中, 超低功耗集成电路的实现是一项综合工程, 需要在材料、电路构造及系统的功耗之间进行选择。可测性技术所测试出的数据影响制约着集成电路的发展。但随着集成电路在不断发展过程中趋于形成超大规模集成电路结构, 这就导致在现有的测试技术中, 超大规模的集成电路板容易过热而导致电路板损坏。现有的超低功耗可测性技术并不能满足对现有芯片的测试, 并不能有效地通过对日益复杂的集成电路进行测试, 因此在对超低功耗集成电路技术进行研究的同时, 还要把握现有的集成电路的超低功耗的可测性技术不断革新, 以摆脱现有测试技术对集成电路板发展的制约[2]。

二、超低功耗集成电路研究发展方向

2.1 现有的超低功耗集成电路技术

在实际的操作过程, 超低功耗集成电路是一项难以实现的综合性较强的工程, 需要考虑到集成电路的材料耗能与散热, 还要考虑到系统之间的耗能, 却是往往在性能和功耗之间进行折中的选择。现有的超低功耗集成电路大多是基于CMOS硅基芯片技术, 为了实现集成电路的耗能减少, CMOS技术是通过在在整体系统的实现设计, 对结构分布进行优化设计、通过对程序管理减少不必要的功耗, 通过简化合理地电路结构对CMOS器材、结构空间、工艺技术间进行立体的综合优化折中。在实际的应用工程中, 通过多核技术等结构的应用, 达到降低电路集成的耗能, 但是睡着电子原件的不断更新换代, 使得现有的技术并不能达到性价比最优的创收。

2.2高新技术在超低功耗集成电路中的应用

随着电子元件的不断向纳米尺度发展, 集成电路板的性能得到了质的飞跃, 但是集成电路芯片的耗能也变得日益夸张, 因此在集成电路板的底层的逻辑存储器件及相关专利技术、芯片内部的局域之间的相互联通和芯片间整体联汇[3]。通过有效的超低功耗的设计方法学理论, 进行合理的热分布模型模拟预测, 计算所收集的数据信息, 这种操作流程成为超低耗解决方案中的不可或缺的部分。

现在的主要的超低功耗技术有, 在集成电路的工作期间采用尽可能低的工作电压, 其中芯片的核电压为0.85V, 缓存电压0.9V。通过电压的有效控制能够减少电路集成技术所运行期间所造成的热量散发, 从而导致芯片过热。对非工作核的实行休眠的栅控功耗技术, 减少芯片的运作所需要承受的功。通过动态供电及频率技术对集成电路芯片进行有效的控制节能。为了实现超低功耗集成电路, 需要从器材的合理结构、对电路元件材料的选择、空间上的合理分配等多个层次进行努力。通过有效地手段减少芯片在运作过程中所存在的电力损耗, 从而降电能功耗在电路总功耗中所占的比例, 这样能够将集成电路板的耗能有效地控制。利用高新材料形成有效的多阀值CMOS/ 功率门控制技术, 对动态阀值进行数据监控, 可以有效地减少无用的做功, 有效地减少器件泄漏电流。通过对多门学科知识的应用实践及高新材料的实际应用, 能够有效地进行减少集成电路的功耗。

三、结语

综上所述, 在集成电路的发展进程中, 超低功耗集成电路的实现是一项综合工程, 需要在材料、电路构造及系统的功耗之间进行选择, 但往往在性能和耗能之间做出折中选择, 这就导致了集成电路的利用不能达到最大。随着高新技术和材料的应用, 有效地控制住了无用电流做功的损耗, 但该项技术尚不成熟, 并没有得到广泛应用。因此在超低功耗集成电路的技术研究过程中还有很长的路要走。

参考文献

[1]B.Zhou, Y.Z.Ye, X.C.Wu, Z.L.Li.Reduction of test power and data volume in BIST scheme based on scan slice overlapping[M].in IEEE International Symposium on Circuits and Systems.2009:2737-2740

[2]何蓉辉等, 一款通用CPU的存储器内建自测试设计[J].同济大学学报, 2002年10月, 30卷10期, 1204~1208.

超低功耗无线传感节点设计与实现篇3

随着科技的进步, 人们对智能化要求越来越高, 各种传感节点网络随之诞生。无线传感节点一般由电池供电, 能量有限, 对于大规模的节点网络, 更换电池补充能量不仅仅使工作量增大, 同时废弃电池造成的污染也非常严重, 所以, 如何节约能源成为节点网络亟待解决的一个问题。本文设计出一种基于单片机MSP430和射频模块CC1101的超低功耗无线传感节点, 在软、硬件上同时进行降低功耗设计, 该设计在满足系统性能要求的基础上, 进一步减少节点功耗, 实现传感节点生命周期的延长, 有很大的发展空间。

1 节点设计

基于无线射频传感技术在超低功耗下的系统设计, 至少包括1个输入信号、控制器和执行器。其中输入信号主要是电源模块提供的电压;控制器主要用于检测信号并对信号进行处理;执行器用于发送控制器的信号。

设计的硬件部分主要由电源稳压、单片机、升压电路、射频模块等部分构成, 其总体设计思路:以某种方式触发电源, 使电源启动, 为负载供电。微控制器将电源信号转换成控制信号, 传递给射频模块, 由射频模块发送出去。本次设计以微控制器 (MSP430L092) 和射频模块CC1101为核心, 由于微处理器是典型的双芯片应用, 需外挂外部存储器, 而外部存储器的电压和微处理器工作电压不同, 因此设计升压电路1来使外部存储器正常工作。并且电源电压与发射模块的工作电压也存有差异, 进而设计升压电路2来为射频模块供电。

1.1 MCU模块选择

MCU模块是无线传感节点的重要组成部分之一, 其功耗大小直接影响节点的整体功耗。相比于现有的单片机, 从工作电压、电流、工作方式等方面考虑低功耗要求, 美国TI公司的MSP430系列单片机是最忧的选择。MSP430L092与其他公司的单片机相比有以下优势:超低工作电压0.9~1.65 V;工作电流u A级别;五种低功耗模式等都对降低系统整体功耗起到关键的影响。

1.2 无线射频模块

CC1101是一款低成本单片射频UHR收发器, 该芯片电路主要设定在315、433、868和915 MHz的ISM, 是一个高度集成的可配置的调制解调器, 其传输速率最高可达600 kbps。本文无线射频模块CC1101工作频率选定为433 MHz, 其工作电压最低可达1.8 V, 瞬间工作电流小于30 m A, 发射模式下工作电流只有15.6 m A。

1.3 电源稳压芯片

由于MSP430单片机的典型双芯片应用, 其外挂存储器EEPROM和CC1101分别采用3 V和3.3 V电源供电, 而微处理器的工作电压为0.9 V。所以对于EEPROM采用升压电路1对其供电如图1所示, 其工作原理为:当PIN8为高电平时, 三极管导通, 电源电压通过L1、Q1与地相连, 形成回路, 电路中电感L2中通过较大电流;当PIN8为低电平时, 三极管处于截止状态, 电感中电流不能突变, 而电流不能通过Q1流入地, 所以只能沿LED2与C9流向地端, 此时向电容C9充电, 随着时间延长不断向电容充电, 电容电压逐渐升高, 当电压超过3 V时, 由于稳压二极管D2的稳压作用, 稳压管反向击穿, 把电压值稳定到3 V, 以提供EEPROM所需要的电压。对于CC1101模块, 选择稳压芯片TPS61097-33为其提供供电电压。

2 软件设计

本文设计的无线传节点除了在硬件上进行低功耗设计, 在软件上也根据芯片的特性进行相应的低功耗设计。CC1101通过SPI接口和微控制器进行数据的传输, 在初始化后各个模块都进入低功耗工作模式, 在没有收到指令前, 都处于空闲状态。接收到指令后, 进入低功耗运行模式, 并开始发送数据。

3 结语

本文超低功耗无线传感节点设计利用芯片MSP430L092和CC1101的低功耗设计, 在硬件和软件上同时实现低功耗, 使整个节点在0.9 V的工作电压下就能正常工作。现在的新能源发电受到越来越多的关注, 人们开始采集周围环境中的机械能、光能和温差能等来获取能量, 由于这些能量的微弱而使其应用受到限制, 本文的设计在节约电池电能的同时, 也为这些自然能量的使用指出一个新的方向。

参考文献

[1]沈建华, 杨艳琴, 翟骁曙.MSP430系列16位超低功耗单片机原理与应用[M].北京:清华大学出版社, 2004.

[2]王代华, 李丽军, 祖静.基于CC1100的无线数据传输系统设计[J].国外电子测量技术, 2007, 26 (12) .

超低静态功耗篇4

ESL是一种放置在货架上、可替代传统纸质价格标签的电子显示装置[1]。每一个ESL通过无线网络与商场计算机数据库相连, 并将最新商品价格通过ESL上的显示屏, 如电子纸或LCD显示出来。ESL事实上成功地将货架纳入了计算机程序, 摆脱了手动更换价格标签的状况, 实现了收银台与货架之间的价格一致性。电子标签系统在西方发达国家已是一项比较成熟的技术, 而在国内才刚刚起步[2]。超市中的价格标签少则几百个, 多则上万, 中心节点处理能力是急需探讨的关键问题之一。

市面上已有许多基于Zig Bee的组网方案, 如文献[3, 4]中均提出了以集成了无线收发功能的CC2430/CC2431为控制核心的无线传感器网络设计, 主要通过终端节点的温湿度等传感器采集数据, 中心节点接收数据并做出相关分析, 其中终端节点通常直接由电池供电。但这些方案均是以星型结构设计, 控制芯片处理能力有限, 无法满足大网络需求。且尽管CC2430的功耗已经较低, 但仍无法满足市场应用要求。而文献[5]中提出的基于有源远距离RFID技术的电子货架标签系统设计亦有标签读写设备价格高昂、功耗较高等缺点。

基于此, 本文提出一种以AT91SAM3S4C作为协调器和路由器控制芯片, ATmega128rfa1为终端节点控制芯片构造Mesh网络的方案。该系统可应用于大中型超市、便利店等各商业场所, 前景广阔[6]。

1 系统总体方案

1.1 网络结构

Zig Bee网络的节点根据角色可分为协调器 (coordinator) , 路由器 (router) 和终端节点 (end device) [6]。Zig Bee设备按照功能分也有2种类型:全功能设备 (FFD) 和精简功能设备 (RFD) , FFD可以和FFD或RFD通话, 而RFD只能和FFD通话。协调器和路由器只能是FFD, 而终端节点可以是FFD或RFD。

Zig Bee网络由一个协调器、一个或多个路由器 (也可以没有) 和一个或多个终端节点 (也可以没有) 组成。协调器负责发送网络信标、建立网络、存储网络节点信息、管理网络节点等;路由器负责转发路由信息, 必要时可担任协调器角色, 形成网络;终端节点可收发信息。Zig Bee网络的拓扑结构有3种, 如图1所示。

星型结构是最简单的网络拓扑结构, 由一个协调器和多个终端节点组成, 主要缺点是网络节点容量有限。树形结构中从协调器到终端节点间的通信通道唯一, 灵活性较差。而Mesh结构的扩容性和灵活性比较好, 但较为复杂。基于任务需求, 本文选择根据Mesh结构进行组网。

1.2 终端节点

目前, 许多公司都有自己的主流Zig Bee芯片, 先对几款芯片的灵敏度、收发电流等参数进行比较, 如表1所示。

综合来看, ATmega128rfa1的参数指标明显优于其他芯片, 特别是收发电流上比其他芯片低得多, 更符合系统超低功耗的要求。由此, 本文选择AT-mega128rfa1作为终端节点主控制器。

1.3 路由器及协调器

一般超市中的价格标签少则几百个, 多则上万, 系统对协调器和路由器的处理能力要求很高。ATmega128rfa1的内核为8-bit AVR, 最高工作频率为16 MHz, 4 K bytes SRAM。倘若此款芯片作为路由器的主控制器, 要管理成百上千个子节点会显得力不从心, 网络通信效率也得不到保证。为此, 本文选择处理能力更强的AT91SAM3S系列芯片来担任路由器及协调器角色。

AT91SAM3S系列的几款芯片主要在Flash大小、SRAM容量、GPIO数量、有无外部总线接口等方面有所区别, 如AT91SAM3S2A有128 K bytes Flash、32 K bytes SRAM、34个GPIO、无外部总线接口, 而AT91SAM3S4C有256 K bytes Flash、48K bytes SRAM、79个GPIO、8-bit数据总线、24-bit地址总线等。

为系统运作高效性及日后扩容需要考虑, 本文选择功能较强大的AT91SAM3S4C作为路由器和协调器的主控制器。而AT91SAM3S4C和AT-mega128rfa1均工作在Atmel的Zig Bee协议栈Bit C-loud下, 在兼容性上不成问题。

1.4 显示模块

目前用于显示的技术主要有电子纸和LCD, 我们可以先将两者进行比较, 如表2。

基于此, 本文选择电子纸用于标签价码信息的显示。而超市营业时灯光定能保证, 可不必考虑电子纸背光显示问题。电子纸与MCU的接口电路简单, 写入方便, 很适合应用在此系统中。

1.5 系统架构

综合上述分析, 本文设计出一个完整的系统架构, 包括协调器、路由器、终端节点、后台管理器等组成部分, 如图2所示。

2 协议栈分析及软件设计

Bit Cloud是Atmel公司开发出的一个全功能、专业级的嵌入式Zig Bee协议栈, 类似TI的Z-Stack。它提供了一个安全可靠的、扩展性强的应用软件开发平台, 供运行在Atmel的MCU及无线收发器上。Bit Cloud同Zig Bee Pro和Zig Bee无线传感和控制标准是完全兼容的。

Bit Cloud除包含Zig Bee协议栈核心层如NWK、MAC、APS、ZDO之外, 还包含硬件支持内容主要有硬件抽象层 (hardware abstraction layer, HAL) 和板层支持包 (board support package, BSP) , 另外还附加提供共享服务部分包括任务管理器、安全层、电源管理层[7,8]。需要指出的是, 在Bit Cloud中核心栈内容以封装库的形式呈现, 区别于Z-Stack的开源形式。

2.1 网络建立与加入

系统通过无限循环调用SYS_Run Task () 执行任务管理。任务管理器按照任务优先级 (从最高到最低) 调用Stack各层任务处理函数, 最后执行APL任务, 即APL_Task Handler () , 再转而进入app Task Handler () 中根据app State执行相关的网络操作, 其中app State的值有APP_INITIAL_STATE、APP_JOINING_STATE、APP_JOINED_STATE、APP_LEAVE_STATE, 分别表示初始化、正在加入、已加入、离开四种状态[7]。网络建立由协调器或网关负责, 终端节点和路由器则需执行网络加入等动作。网络加入具体流程如图3所示。

2.2 数据发送

当终端节点成功加入网络后, 协调器以固定数据帧形式向标签发送相关价码信息。每个需要发送的数据帧包括命令和数据。其中命令包括节点类型、64位MAC地址、16位网络地址、工作信道、LQI、RSSI等。为方便处理, 定义一种数据通信格式, 如表3所示。

其中数据内容包括名称、价格、条形码等商品信息。而发送网络加入申请命令时, 格式简化为表4所示。

2.3 上位机管理系统设计

系统在运行过程中, 协调器常需要向终端节点发送最新价码信息。为方便管理, 设计一个上位机管理系统, 人为设定需要改动的数据, 通过RS232传送至协调器中, 然后再送至路由器或终端节点中。由于每个标签的价码信息基本都是不同的, 所以在传输方式上通常采用单播形式。此管理系统由VB编写而成, 如图4所示。

3 能耗分析

由于网络节点数目庞大, 且均采用电池供电, 若频繁更换电池, 必大大增加运营成本, 实用性大打折扣。所以电池的使用寿命是最需关注的关键参数之一[9]。

3.1 硬件低功耗设计

本方案中选择Atmel的Zig Bee超低功耗芯片ATmega128rfa1作为网络终端节点的主控制器, 系统功耗已比已有的其他方案降低很多。另外, AT-mega128rfa1具有较宽的工作频率和工作电压范围 (0~16 MHz, 1.8~3.6 V) , 在保证系统可靠工作的情况下, 尽量采用较低的工作频率和工作电压, 以减少系统消耗[9]。

3.2 软件低功耗设计

每个节点均包含处理器模块 (包括存储器) 、无线收发模块、电源模块、信息显示模块。处理器的运行电流为4.1 m A (工作在16 MHz上) , 信息显示模块采用电子纸, 功耗极低。而无线收发模块的接收和发送电流分别为12.5 m A和14.5 m A, 可知节点的大部分能量消耗在无线收发模块上。而当无线收发模块的接收端与发送端关闭也即进入RTX_OFF状态时电流仅为0.4 m A, 而在SLEEP状态下电流消耗基本为零。

为进一步降低功耗, 终端节点需常置于空闲或睡眠模式, 定时唤醒查询有无请求及收发数据。这里需要指出的是, 为保证整个系统工作的稳定性, 协调器和路由器均采用市电供电, 不考虑功耗问题。

文献[10]中提出一种节点寿命预测公式:

式 (1) , 中Td为节点可工作天数;

Qb为可用电池容量;Tw为每周期内工作时长;Ts为每周期内休眠时长;Iw为工作电流;Is为休眠电流。

此公式只简单考虑睡眠和工作模式的切换, 没有应用到空闲模式, 且忽视不同模式之间的切换时间, 最后得出的预测结果也是不够准确的。虽然增加睡眠时间能有效降低系统总功耗, 但这是以大幅度降低通讯质量为代价的。

文献[11]中提出的功耗计算及传输时延计算公式较好地说明了睡眠时间、功耗及传输时延的相互关系。文中指出, 每个节点接收一个信号包的平均损耗功率为:

式 (2) 中, Ps为睡眠状态下的消耗功率;Prx为接收状态下消耗功率;Ptx为发送状态下消耗功率;Tw为收发器从睡眠状态转为空闲状态所需的时间;Ti为处于休闲状态下的时间;Tc为控制包传输时间;Ts为处于睡眠状态下的时间;Td为数据包传输时间;Tt为发送状态与接收状态相互转换所需的时间;L为接收一个数据包的周期, 即平均每L秒接收一个数据包;表示在睡眠和空闲状态下节点通电和接收控制包所消耗的功率;表示发送一个控制包及接收一个数据包所消耗的功率。

但是, 上述公式只适用于空闲状态下和接收状态下消耗电流基本相同的系统, 而本文所设计系统在空闲状态下的电流小于接收电流。且无线收发模块在睡眠模式下消耗电流极小, 只有几μA, 可忽略不计, 故将公式修正如下:

式 (3) 中, Pi为空闲状态下消耗功率。

整个网络完整传输一遍数据包括数据的发送和确认包的回传, 所需的时间为

式 (4) 中, Ndata为数据包的字节数;Ncontrol为控制包的字节数, 包括请求和确认;N为网络节点个数;Nbits为传送一个字节的实际发送位数;Vs为网络实际传输速率。

Zig Bee在2.4 G上的传输速率一般为250 Kb/s, 但经反复测试, 实际传输速率远远达不到250Kb/s, 甚至有时只能达到一半。基于此, 文中取200Kb/s来进行计算。数据包按实际需求取60 bytes, 每个控制包为20 bytes。每个字节以1个起始位, 8个数据位, 1个奇偶校验位, 1个终止位的形式传输。假设网络节点为100~2 000个, 则整个网络完整传输一遍数据所需的时间为:

由于系统对数据传输的频度要求不高, L可根据节点数量适当取大值。此次实验中节点数量为100个左右, 分别取3 s、6 s进行仿真。

系统工作电压取3 V, 得出以下数值。

通过Ti、L取不同值得出仿真图如图5~图7所示。

仿真结果表明, Ti在相等的情况下, L越大, PZig Bee越快趋于平缓, 最终稳定值也越小。而当L一定时, Ti越大, PZig Bee的变化曲线随着Ts的增大越慢趋于平缓, 且最后的稳定值也越大。但这并不能说明Ti越小越好, PZig Bee的数值还与休眠时间Ts的大小有关。为此取图1和图2中某些具体点进行分析。

从表6中可看出, PZig Bee与Ti/Ts的比值成正比。

由此可得出结论:信息更新频率要求不高的标签, 如超市中的家具、电器等价格较固定商品的标签可将更新周期设置得尽量长, 以降低功耗;而诸如蔬菜、水果等价格更新较频繁的标签可将周期设定得短一些, 以保证信息更新及时。但需注意的是, 对于每个给定的更新周期, PZig Bee的变化均在某个Ts值后便趋于平缓, 所以盲目增长Ts并不会对降低功耗起到多大作用。而从表中也可看出, PZig Bee与Ti/Ts是息息相关的。

根据文献[11]中给出了传输时延公式:

可知Ts和Ti越大, DZig Bee也越大, 所以在保证Ti/Ts较小的同时, 也要同时保证Ti、Ts较小。由此, 可以在每个更新周期中设立多次睡眠和多次唤醒, 即当睡眠时间结束, 节点被唤醒进入空闲阶段, 不断侦听无线信道, 若没有数据包需要接收且空闲时间段结束, 再转入睡眠模式, 反复如此, 直至侦听到有需要接收的数据包后进入正常收发模式。这里需要指出的是, 为保证在有数据包发送过来时节点能及时侦听到, Ti不能设置过小而Ts设置过大。这在具体实施中就需要在功耗大小和传输可靠性上折中考虑。

另外, 尽量减少通信流量, 如加入数据校验机制减少有效数据包的重传、减少控制包的开销和包头长度, 也能有效降低功耗。由于绝大部分标签上的商品信息都不一样, 所以传感器网络中常用的数据融合技术并不适用。

4 结语

Zig Bee无线通信网络中的节点一般采用电池供电, 低功耗性能是设计中非常重要的考虑因素。本文给出了基于Atmel的电子货架标签系统设计方案, 并进行较为详细的软硬件能耗分析。分析表明节点的信息更新周期、空闲时间与睡眠时间的比值与功耗息息相关, 而减少通信流量、选用较低工作频率、较低工作电压亦能有效降低系统功耗。但是实际搭建过程中需综合考虑系统功耗和传输可靠性, 不能牺牲某一性能而换取另一指标。一般超市中的商品很多, 上百个节点显然不能满足需求。如何扩大网络容量, 并保证系统工作可靠性和高效性, 将是项目下一步需要探讨的问题。

摘要：针对目前超市中纸质价码标签的信息更新时间长、手工更换效率低、人力成本高等缺点, 开发出一套基于ZigBee协议栈BitCloud的低功耗电子货架标签 (Electronic Shelf Label, 简称ESL) 系统。它以AT91SAM3S4C作为协调器和路由器控制芯片, ATmega128rfa1为终端节点控制芯片, 构成一个多路由的Mesh网络。给出了系统的方案设计, 并从软硬件两方面对系统能耗进行分析。结果表明节点的信息更新周期、空闲时间与睡眠时间的比值与功耗息息相关;而减少通信流量、选用较低工作频率、较低工作电压亦能有效降低系统功耗。

关键词：ZigBee,ATmega128rfa1,电子货架标签,低功耗

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