多载波传输（精选7篇）
多载波传输 篇1
摘要：5G是未来阶段下移动通信的发展趋势, 在时延、传输速率、频率利用率上, 都比4G技术得到了显著的提升。本文主要对目前主流的5G无线宽带载波传输技术进行分析与比较, 为5G网络通信技术取得突破奠定良好基础。
关键词：多载波传输,5G网络,通信技术
随着时代的发展, 5G网络更加注重数据流的传输, 对于无线传输的研究成为5G系统的核心领域。5G无线宽带多载波传输技术, 应着重解决实时应用、频谱碎片化与异构网络等问题, 为未来移动通信业务带来全新的体验。
一、主流5G无线宽带多载波传输技术
目前常见的新型多载波传输方式就是FBMC与GFDM, 前者对于子带同步运作的要求不高, 不使用循环前缀, 有着很好的频谱效率, 2009 年提出的GFDM技术接收机复杂度低, 有非常理想的频谱效率, 对子载波同步无严格的要求。在2013 年UFMC技术的出现, 结合了上述两种技术的优势, 为5G网络的发展提供了更大空间。
1.1 面向5G的FBMC技术
早在上个世纪通信领域中的DMT和DWMT就是FBMC的一种类型, 频谱效率高, 传输无需同步, 这一技术在各个子载波上滤波, 经过特殊的设计之后, 滤波器就可以将符号干扰完全消除, 其相邻子带的交叠与OFDM技术是相同的。由于传输产生的载波干扰问题, 可以使用偏移正交幅度调制技术进行消除。在具体的传输过程中, 需要通过多径通道, 需要达到时域均衡后子带才能够顺利完成工作。FBMC技术需要使用滤波器组抑制旁瓣才能够顺利完成传输, 该种滤波器实际上就是并行带通滤波器, 在传输过程中, 只要使用低通原型滤波器就可以达到传输目的。此外, 还可以使用FFT网络来调制滤波器组, 这样可以有效降低计算的复杂型, 如果信道中应用M个子载波, 为了获取到理想的带外衰竭, 共需要长度为K×M的等效FIR滤波器, 其中K也是衡量子带重叠的一个标准, 即重叠因子。关于原型滤波器的设计, 不仅需要满足移植旁瓣的需求, 还需要采取合理的措施减小符号干扰, 这可以应用均方根奈奎斯特滤波器来实现。如果要满足扩展FFT, 可以使用频率采样法进行设计。为了获取到更好的性能, 可以采用IOTA等复杂的滤波器设计法, 其中最常用的就是偏移正交幅度调制法, 但是, 这一技术在MIMO环境下需要采用其他的技术才能够消除不良影响。
1.2 面向5G的GFDM技术
GFDM技术有着发送简单、频谱效率高、无需子带同步的优势, 这一技术将S个时隙与M个子载波符号作为一个帧, 只要设计好滤波器, 并进行Tailbiting就能够达到传输目的。与传统PFDM技术不同, GFDM技术需要在子载波上使用CP, 并不需要在调制后使用, 而为了消除ICI, 还需要采用Double SIC技术。在GFDM收发机设备中, 每一个子带原型低通滤波器都是相同的, 这一技术不仅节约了成本, 还可以利用FFT来快速计算出结果, 在计算时, N倍内插步主要哦集中在频域之中, 将FFT结果进行复制处理。为了提升计算的准确性, 在设计滤波器时, 可以参照FBMC技术中的原型低通滤波器。
1.3 面向5G的OFDM技术
与以上两种技术相比, OFDM旁瓣偏大, 需要使用滤波OFDM技术, 并预留好保护带, 才能够实现传输的目的。DOFM技术的使用需要在符号中设置滤波器压缩旁瓣, 并采用UFMC技术进行滤波。这样, 滤波器频带就会增宽, 对器件性能的要求也会降低, OFDM技术在每组子载波上, 会构成子带, 各个子带之间是不会出现交叠问题的。此外, 该种技术的应用不需要应用CP, 这主要基于两个原因:首先, 同一个自带中会出现载波间干扰, 需要在接收端来处理;其次, 滤波时域拖尾会导致系统出现符号干扰问题, 因此, 需要使用时域保护间隔。
二、三种无线多载波传输技术的比较
FBMC技术有着实现复杂度高、频谱效率高的优势, 且不需要CP的参与, 但是, 为了达到更为理想的频率效率, 需要应用OQAM, 关于这一技术的应用, 目前学界已经开始进行了深入的研究。而GFDM需要使用CP, 因此, 这一技术的实现更加的简单, 在特定的环境下, 可以转化为OFDM。这几种技术在接受机复杂度、频谱效率、多址接入灵活性上有着良好的效果, 能够解决5G技术在发展过程中存在的不足, 是现阶段下5G多载波传输技术的研究重点和难点。从计算复杂型上进行分析, OFDM在三种技术中的计算是最为简单的, 其次就是GFDM技术与FBMC技术, 其旁瓣抑制也显著优于OFDM技术。其中, FBMC不需要应用CP, 且子带滤波器重叠, 因此, 其频谱效率优于GFDM技术, 但是, FBMC技术的应用会受到OQAM的限制。GFDM没有上述的缺陷, 使用起来非常灵活, 只要应用简单的收发机结构就可以完成任务, UFMC则是上述两种技术的中间点。
结束语:综上所述, 5G网络的应用为带来了革命性的变化, 具体使用哪种技术, 需要根据均衡器来进行决定, 就现阶段来看, 怎样实现OFDM的频域单点均衡, 依然是一个有待进行深入研究的问题。相信在不久的将来, 面向5G的无线宽带多载波传输技术定能够实现进一步发展。
参考文献
[1]丁岩, 下一代通信网络无线传输技术的研究[J], 中小企业管理与科技, 2015.08
[2]赵锦程, 黄斐一, 孔繁盛, 面向5G的无线宽带传输技术[J], 移动通信, 2015.09
低压电力线载波传输信道分析 篇2
由于电力线机械强度高、可靠性好, 不需线路的基础建设投资和日常的维护费用。因此PLC具有较高的经济性和可靠性, 在各方面都发挥了重要作用。使用坚固可靠的电力线作为载波信号的传输媒介, 信息具有传输稳定可靠、路由合理、可同时复用原动信号等特点, 是唯一不需要线路投资的通信方式。
通常又把电力线分为35KV及以上电压等级、10KV电压等级的中压电力线和380V/220V低压电力线。我们这里就针对最为普及的低压电力线进行分析。
低压电力线是为传输50Hz的工频电能而铺设的, 本身并不是一种理想的通信介质, 但随着电力线载波通信技术的不断进步, 特别是调制技术及微电子技术的发展, 使得PLC的实用成为可能。而且电力线所传输的交流电只占用了50HZ的频率, 因此, 电力线中还有很宽的频率可以利用。充分利用电力线的高频段资源, 将其作为通信信道来传输数据、图像等信息, 将无处不在的电网进一步发展成为数据通信网, 可以避免重复铺设通信信道, 从而大大节约成本。电力线载波通信技术的关键在于设计合理的载波接口电路和采用适宜的通信机制, 从而尽可能的克服电力线的强衰减、强干扰, 大大提高通信系统得生存能力。
不管是哪种电力网, 要在电力线上实现通信都会遇到两个问题:一是噪声干扰, 二是信号衰减。
1、噪声干扰主要是随机噪声和脉动噪声干扰。
随机噪声又称电晕噪声, 是由电力线的高压强电场使得周围空气产生游离放电的电晕所引起的, 还有绝缘子表面及其内部的局部放电也会引起随机噪声。它具有连续而均匀的频谱, 大小与电力线路的电压、电力线的粗细以及电力线周围的环境有关。电压越高, 电力线越细, 随机噪声越大;环境湿度越大, 随机噪声也越大。随机噪声主要存在于高、中电网中, 对低压电网影响不大。脉冲噪声主要是由输电线路上的高压设备动作、避雷器放电、线路短路以及雷电等原因引起的瞬时性干扰, 三种电网中都存在。
2、信号衰减一般来说, 信号的衰减随着传输距离的增减而增减。
在高压电网中, 信号沿电力线传输时还会受到天气条件的影响。在天气寒冷的地区, 高压电力线表面上覆盖的霜雪将使电力线对传输信号的衰减而显著增加, 而且这种衰减随着信号频率的升高而在增加。但对于低压用户线路, 如果绝缘良好, 雨、雾、温度和湿度的变化对电力线路的衰减没有显著的影响。
在低压电网中, 电力线直接面向用户, 负荷情况较复杂, 因此低压PLC的噪声干扰和信号衰减情况就更为复杂。由于用户负荷的接入和切除的随机性, 干扰的周期、宽度、强度和发生时间等都不固定, 很难预测。这样要在低压电网上采取针对性的措施抑制干扰很困难, 而且这种干扰的宽频谱也对接收端滤波器的性能提出了很高的要求。
输入阻抗是表征低压电力线传输特性的重要参数。研究输入阻抗, 对于提高发送机的效率, 增加网络的输入功率有重大意义。在理想情况下, 当没有负载时, 电力线相当于一根均匀分布的传输线。由于分布电感和分布电容的影响, 输入阻抗会随着频率的增大而减小。当电力线上有负载时, 所有频率的输入阻抗都会减小。但是, 由于负载类型的不同, 使不同频率的阻抗变化也不同, 所以实际情况非常复杂, 甚至使输入阻抗的变化不可预测。
对高频信号而言, 低压电力线是一根非均匀分布的传输线, 各种不同性质的负载在这根线的任意位置随机的连接或断开。因此, 高频信号在低压电力线上传输必然存在衰减。显然, 这种衰减与通信距离、信号频率等有密切关系。
通过实验我们发现, 在同一地点, 白天和晚上的衰减曲线有很大区别。晚间同相传输的衰减基本上要比白天小, 甚至要小20d B, 主要是因为晚上的负载较轻。在跨相传输中, 衰减的波动比较大, 在某些频率的衰减比白天还要大20Db, 这可能是电抗性负载、反射、多径传播或驻波等现象造成的影响。
总结起来高频信号在低压电力线上传播有以下3个特点:1、电力线衰减都在20db以上;2、衰减随频率升高而增加;3、由于负载对电力线呈现不同的性质, 可能在某些频率处衰减很大。其中频率小于100k HZ时衰减最大, 大于500k HZ以后衰减开始增大, 100-400k HZ略好一些。
为保证在电力线是上进行数据通信的可靠性, 必须提出如下一些限制条件。信号的传输距离不能太远 (一般不超过1000m) 最佳的传输信号频率范围为100-450k HZ, 信号传输速率应小于1.5kb/s, 电力线载波传输信号限于同一变压器范围内。目前, 低压电力线载波通信已经朝着使用扩频通信技术的方向发展, 用以克服电力通道特性的不理想。
摘要：电力线载波通信 (Power Line Communication, PLC) 是利用高压电力线输电线路作为信号传播媒介, 使用载波方式进行语言或数据传播的一种特殊通信方式。PLC具有较高的经济性和可靠性, 在各方面都发挥了重要作用。电力线直接面向用户, 负荷情况复杂, 因此低压PLC的噪声干扰和信号衰减情况更复杂。其干扰的周期、宽度、强度和发生时间等都不固定, 很难预测。设计PLC设备时就要求它具有很好的自适应能力, 以便在实际低压电力网上有较好的通信质量。
关键词：电力线,载波通信,抗干扰
参考文献
[1]张士文、韩正之:《线性调频技术在电力系统中的应用》, 《无线电工程》, 2001, (2) ;49—51。
[2]张明新、马宏锋:《低压电力线载波通信中信号传输特性的研究》, 《测控技术》, 2001, 20 (10) 。
[3]常迥:《无线电信号与线路原理》, 高等教育出版社, 1965年。
多载波传输 篇3
目前国内的工业微机测控网络多为有线通信方式。有线通信的优点是数据传输可靠性较强。目前出现大量需要进行通信的设备, 这些设备通信距离较近、数据量较小、不适合布线, 比如自动抄表系统、酒店点菜系统及现场数据采集系统等。其中有很多设备是可移动的, 而且要求荷重小便于携带, 达到上述不同的功能要求, 双向无线发射、接收机应满足便携式电池供电设备的一些基本要求, 以适用于无线RF应用。这些基本要求为:方案成本低、体积小、低功耗、符合电池供电要求、集成度高、无需微调外部元件、外围元件极少、加工更容易、数据传输率高、传输时间更短、接口简单、可以与廉价的单片机接口。
2.方案选择
因为无线收发芯片的种类和数量比较多, 无线收发芯片的选择在设计中是至关重要的, 所以正确地选择芯片可以减小开发难度, 缩短开发周期, 降低成本, 更快地将产品推向市场。下面先从数字芯片原理上作个比较, 然后从三款芯片中选出一款最适合本系统的芯片。
2.1振幅键控和频移键控的比较
采用ASK (振幅键控) 电路。对于二进制幅度键控信号的频带宽度为二进制基带信号宽度的两倍。采用FSK (频移键控) 电路, 频移键控是利用两个不同频率f1和f2的振荡源来代表信号1和0。用数字信号的1和0去控制两个独立的振荡源交替输出。虽然FSK调制方式频带利用率低, 但由于其具有良好的抗衰弱性和信号传送过程中较低的误码率, 特别适用于较高质量的数据传输。
本文采用FSK (频移键控) 方式的芯片实现数据的发送和接收。
2.2三款数字芯片的比较
2.2.1方案一CC1000无线收发芯片
CC1000是chipcon公司推出的单片可编程RF收发芯片, 它基于Chipcon’s SmartRF技术。可工作在ISM频段 (300MHz1000MHz) 。CC1000集成了射频发射、射频接收、PLL合成、FSK调制解调、可编程控制等多种功能。CC1000采用锁相环技术。发射频率是通过内部的频率合成器来配置的, 可配置的范围为300MHz-1000MHz.适合应用跳频协议, 一般可配出10个或20个频点, 该芯片灵敏度为-109dBm, 并可自动校准 , 可编程输出功率为-20dBm—+10dBm,
但是它有个缺点.就是不能直接连单片机串口使用。数据需要进行曼彻斯特编码, 效率较低。
2.2.2方案二nRF903无线收发芯片
nRf903是Nordie公司为433 / 868 / 915MHzISM频段设计的单片UHF多段无线收发芯片. 它采用优化的GFSK调制解词技术, 抗干扰能力强, 采用DDS+PLL频率合成技术, 频率稳定性好, 灵敏度高达-104dBm, 发射功率可以调整, 最大发射功率是+10dBm。可在155.6kHz的有效带宽下传输最高76.8bps的数据。nRF903的工作电压范围可以从2.7V~3.3V。接收待机状电流消耗为600laP, 低功耗模式电流消耗仪为1uA。可满足低功耗设备的要求。nRF903内部结构可分为发射电路、接收电路、模式和低功耗控制逻辑电路及串行接口几个部分。
2.2.3方案三nRF401无线收发芯片
nRF401是Nordic公司研制的单片UHF无线收发芯片 , 工作在433MHzISM (Industrial, ScientificandMedica1) 段。它采用FSK调制解调技术.抗干扰能力强, 并采用PLL频率合成技术, 频率稳定性好, 发射功率最大可达10dBm, 接收灵敏度最大为-105dBm。数据传输速率可达20Kbps。工作电压在+3V~5V之间nRF401无线收发芯片所需外围元件较少。
在接收模式中。nRF401被配置成传统的外差式接收机, 所接收的射频调制的数字信号被低噪声放大器放大, 经混频器变换成中频, 放大、滤波后进入解调器。解调后变换成数字信号输出 (DOUT) 端。在发射模式中, 数字信号经DIN端输入, 经锁相环和压控振荡器处理后进行KFQ发射功率放大器射频输出。由于采用了晶体振荡和PLL合成技术, 频率稳定性极好;采用FSK调制和解调, 抗干扰能力强。
2.2.4综合比较分析
由于在系统设计时, 需要考虑以下几个因素:系统的便携性、效率、功耗、发射功率、接收灵敏度、收发芯片所需的外围元件数量、芯片成本、数据传输是否需要进行曼彻斯特编码等, 综合比较以上几种方案。方案一中虽然可以满足设计的要求, 且外围元件少, 但不能直接连接单片机串口使用。数据需要进行曼彻斯特编码, 这样可大大降低使用效率。方案二中是一个很理想的芯片, 但考虑到工作电压要与单片机 (MEGA16) 工作电压相匹配, 故不选择该方案。方案三更适合本设计的要求, 所以采用方案三实现这个系统。
3.无线通信基本原理
3.1数字载波调制原理
数字调制与模拟调制本质并无差别, 都是进行频谱搬移, 都是为了有效传输信息。区别在于基带调制信号一个是数字的, 一个是模拟的, 数字基带信号有二进制数字调制与多进制数字调制两类。数字调制的种类很多, 最常见也是最基本的调制方式有调幅 (ASK) 、调频 (FSK) 、调相 (PSK) 三种, 本文采用的NRF401芯片就是调频 (频移键控) 方式。数字振幅调制抗噪声性能差, 在低速数据传输中还有用的。调相在抗噪声性能上优于调幅和调频, 而且信道频带利用率较高, 因此在中、高速数传机中得到广泛应用。由于调制方式在接收端需要载波同步和定时再生, 因而设备复杂。
3.2实现调制的方法
FSK有相位连续和不连续两种, 分别记为CPFSK和DPFSK。所谓相位连续是指在一个码元内相位不产生突变, 随时间平滑的变化, 在码元转换时刻上, 前后码元相位相等。
FSK信号的产生分为两类:
3.2.1直接调频法它是用数字基带矩形脉冲控制一个振荡器的某些参数, 直接改变振荡频率, 输出不同频率的信号。
3.2.2频率键控法频率键控法又称频率转换法, 是用数字矩形脉冲控制。 电子开关在两个振荡器之间进行转换, 从而输出不同频率的信号。数字信号为, “1”时, 正脉冲使控制门1接通, 门2断开, 输出fl:数字信号“0”时, 门1断开, 门2接通, 输出频率f2。如果产生fl>f2的两个振荡器是相互独立的, 则输出的2FSK信号相位是不连续的。这种方法转换速度快, 波形好, 频稳度很好。基带输入信号相加器输出e (t) 。
3.3FSK信号的解调方法
数字调频信号的解调方法很多, 有鉴频法、过零检测法、差分检测法、包络检测法、相干检测法, 下面介绍包络检测法2FSK信号的包络检测方块图。
用两个窄带的分路滤波器分别滤出频率为fl及f2的高频脉冲, 经包络检波后分别取出他们的包络。把两路输出同时送到抽样判决器进行比较, 从而判决输出基带数字信号。设频率fl代表数字信号1;f2代表0, 则抽样判决器的判决准则应定为即vl-v2>0, 判为1, 若vl-v2<0, 判为0。式中vl, v2分别为抽样时刻两个包络检波器的输出值。这里的抽样判决器, 要比较vl, v2的大小。或者说把差值vl-v2与零电平比较。因此, 有时称这种比较判决器的判决门限为零电平。
4.总结与讨论
在本系统研究过程中, 无线通讯模块的PCB制作尤为重要, 要妥善处理抗干扰等问题。另外, 合适的数据通讯协议也是提高系统稳定性的重要因素。由于NRF401的接收灵敏度高, 且采用的ISM公用频段, 在干扰比较严重的场合, 即使不存在任何发射器, 在接收机的DOUT脚也存在速率大约为40kbit/s~50kbit / s的杂乱的噪声信号, UART对DOUT脚采样, 不断产生串行中断, 使接收机无法正常工作, 在这种情况下可采用这样的方法:加长先导字段, 接收机以一定的时间间隔开串行中断, 中断程序先关中断再判断收到的是不是先导字段, 如果是则正常运行接受程序, 如不是向导字段, 则丢弃数据中断返回。系统在实际应用中保证了工业现场稳定可靠的数据通信, 成本低, 具有很好的推广价值。
参考文献
[1]黄智伟.无线数字收发电路设计[M].北京:电子工业出版社, 2004.
[2]张肃文.高频电子线路[M].北京:高等教育出版社, 2005.
[3]单片RF收发芯片nRF401介绍及其应用.哈工大讯通科技, 2001 (7) .
[4]曹志刚.钱亚生现代通信原理.北京:清华大学出版社, 2002.
多载波传输 篇4
光纤无线电(RoF)技术是一种光纤通信与无线通信相结合的技术,是新兴的交叉学科—微波光子学的一个重要的研究方向。利用这种技术能够实现大容量、低成本的信号传输和宽带无线接入,以及分布式网络覆盖模式。光纤中传输的信号为射频信号的RoF系统称为射频光纤传输系统。由于其光纤中传输的是射频信号,在远端基站内无需进行频率的上、下变换,使得基站的结构大大简化。因此,这种技术在近年来为业界所青睐。但是,由于射频信号对光纤色散等因素较为敏感,而且需要运用高速的光调制和探测技术,因此目前仍然是研究的热点。对于射频光纤传输系统,支持的光缆长度是一个重要的研究指标。在实际网络中,可以通过功率预算来大体计算出这一指标。功率预算对设备、器件的选取,也具有重要的指导作用。可根据功率预算的结果,选择符合系统性能要求的设备,对系统的造价进行初步的估算。但是现阶段,对这方面进行研究的报道还不是很多。
微波接入全球互通(WiMAX)无线通信系统允许灵活的载波带宽分配,系统可以采用 1.25～20 MHz 之间的带宽。WiMAX 802.16 标准中规定的载波带宽为1.25 MHz 的倍数和1.75 MHz 的倍数[1]。对于基于 WiMAX 的射频光纤传输系统,带宽的选择直接关系到系统的载噪比(CNR)和系统的性能。
本文主要对一种基于 WiMAX 的射频光纤传输系统的方案进行研究,对其功率预算问题进行研究分析,并从CNR的角度考虑系统的载波带宽选择问题。
1 基于WiMAX无线接入网络的射频光纤传输系统的方案研究
RoF系统主要由中心站、基站和用户端等构成。中心站与基站之间通过光缆连接,而基站与用户端之间仍然是无线链路,如图1所示。
在现代的无线通信系统中,为了提高系统覆盖率和容量,往往采用小半径的微蜂窝以及微微蜂窝的结构,这样就需要大量的基站以实现大面积的覆盖。因此,价格更低、占地面积更小的基站,成为业界关注的焦点之一。基于WiMAX 的射频光纤传输系统正是实现基站简化的一个很好的方案。同时,由于光纤的传输距离较长,中心站可以选择在一个合适的位置,大量的设备集中放置在中心站,减少了设备的维护成本。图2所示为基于WiMAX 的射频光纤传输系统中心站和基站的点对点下行链路方案框图。
首先,在中心站,将符合 WiMAX 物理媒质依赖子层标准的数字基带信号调制到中频,再调制到系统要求的射频频率上。而后将调制后的射频信号作为半导体激光器的注入电流,进行直接强度调制,将电信号转化为光信号,通过光纤传送到远端的基站。在基站,通过光电检测将光信号恢复为射频信号,再利用前置低噪声放大器和功率放大器将射频信号放大,使其功率达到发射机输出功率的要求。最后通过天线将射频信号发送出去。在此结构中采用激光器直接强度调制的工作方式,结构简单,但是对激光器的性能要求较高。
利用这种设计,在基站中不需要进行任何的频率上下变换,仅需要配置简单的光信号收发设备以及放大器,基站的结构得以简化。
2 系统功率预算和载波带宽选择
2.1 系统功率预算
若注入半导体激光器的电信号符合 WiMAX 802.16 规范,系统所使用的载波频率为3.5 GHz。设 WiMAX 发射机输出功率为P1(dBm),功率放大器的平均输入功率为P2(dBm),由文献[2]得到
式中,AR表示前置低噪声放大器互阻增益;Ip表示PIN光电二极管的平均输出电流;M表示光电二极管的雪崩增益;RZ表示光接收管负载电阻;m表示半导体激光器强度调制的调制指数。
输入光检测器的平均光功率P3(W)为
式中,R表示光电二极管的响应度;G表示功率放大器增益。
激光器的平均输出光功率为P(W),若忽略光纤的焊接损耗,仅考虑光纤活动连接器损耗和光纤损耗,根据10lg(P/P3)=2αc+αFL+M,得:
式中, αc表示光纤活动连接器损耗;αF表示光纤损耗;MS表示系统富余度;L表示系统的光纤长度。则系统支持的光纤长度为
2.2 WiMAX系统带宽选择
对于射频光纤传输系统,除了系统支持的光纤长度外,CNR也是一个关键指标。在典型的系统中,除了在接收机内存在随机散弹噪声和热噪声外,激光器本身还会产生相对强度噪声(RIN)。由于模拟传输系统要求高的平均光功率,因而RIN 常常成为主要的噪声因素[3]。
在进入光接收机之前,仅考虑 RIN 的影响,根据文献[4],CNR为
式中,B表示系统带宽。
根据系统性能的要求,通过设置CNR的大小,可以估算出系统允许使用的带宽大小。
3 功率预算分析和载波带宽选择分析
3.1 系统功率预算分析
依据 3.5 GHz 频段的 WiMAX 系统室外单元的规范[5]以及实际中常用设备,本射频光纤传输系统功率预算涉及的参数取值如表1所示。
在光纤通信系统中,功率预算最主要的应用是估算系统的光纤拉远最大长度。当改变激光器的输出光功率和基站的功率放大器的增益时,根据式(4)可以得到系统支持的不同的光纤拉远距离,其结果如图3所示。
从图3可以看出,从损耗受限的角度看,在基站功率放大器增益一定的条件下,随着激光器的最大平均输出光功率的增大,系统的射频光纤传输最大长度按自然对数规律增长;在激光器输出光功率一定的条件下,随着基站功率放大器增益的增大,系统的射频光纤传输最大长度也在增长。换言之,当该系统的光纤最大拉远距离一定时,如果基站选用功率放大器的增益较小,就需要使用输出光功率更大的半导体激光器作为光源。这是因为,增大激光器的输出功率或提高功率放大器的增益,系统就能够接受更长的光纤长度所带来的损耗,且能够满足 WiMAX 发射机的输出功率的要求。
对于接入网而言,光纤的长度通常在几公里的范围内,当基站功率放大器增益为 13 dB时,半导体激光器的输出光功率应在 5～10 mW 的范围内;当基站功率放大器增益为 18 dB时,半导体激光器的输出光功率应在 3～6 mW的范围内;当基站功率放大器增益为 23 dB 时,半导体激光器的输出光功率只需 2～3 mW。
3.2 WiMAX系统载波带宽选择分析
WiMAX 无线通信系统可以采用的载波带宽不是固定的值,其选择范围为1.25 ～ 20 MHz。RIN的典型值为-140 ～ -158 dB/Hz[2]。根据802.16标准的规定,选取带宽为 1.25、1.75、2.5、3.5、5、7、10、14和20 MHz,由式(5)得到RIN分别为-140、-150和-158 dB/Hz时,CNR 随载波带宽的变化曲线如图4所示。
随着带宽的增大,RIN的功率也在增大,导致了每一条曲线都呈衰减的趋势。通常为了“无差错”的信号恢复,CNR一般要求 >50 dB[3]。但是由于这里计算的CNR仅仅考虑了激光器的RIN,即为进入光检测器之前的CNR,考虑到进入光接收机后存在的随机散弹噪声和热噪声的CNR,RIN的CNR应要求>50 dB。若选取CNR 为60 dB,当RIN 为 -140 dB/Hz 时,带宽只能选择 1.25、1.75和2.5 MHz;当带宽选择大于这些值的其他值时,CNR将达不到系统要求。当RIN为-150 ～ -158 dB/Hz时,系统带宽可以选取802.16标准中规定的 1.25 ～ 20 MHz 之间的任何值。
4 结束语
通过半导体激光器直接强度调制方式来实现的射频光纤传输技术,使得基站的结构大大简化,成本大幅降低,该技术具有广阔的应用前景。通过功率预算验证,系统的各部分在功率方面能够满足实际应用的要求。在其他设备一定的条件下,要提高系统的射频光纤传输最大距离,就要增加激光器的输出光功率。但输出光功率的增大会导致光纤对射频信号的非线性效应的增大。所以在实际的系统设计中,还需要综合考虑各方面的因素。根据系统的CNR要求和激光器RIN的大小,可以估计出系统的载波带宽选择范围。依据实际的激光器的RIN参数和系统性能要求,通过计算,证明该系统能够支持符合802.16标准规定的载波带宽。
参考文献
[1]朱琦,酆广增.IEEE 802.16标准[J].中兴通讯技术,2005,11(2):4-7.
[2]Gerd Keiser(著),李玉权,崔敏,蒲涛,等(译).光纤通信(第三版)[M].北京:电子工业出版社,2002.288-295.
[3]卡佐夫斯基L G,贝勒迪多S,威尔勒A(著),张肇仪,张梓华,徐安士,等(译).光纤通信系统[M].北京:人民邮电出版社,1999.375-377
[4]林挺逵.光链路载噪比指标试算[J].有线电视技术,2005,12(8):12-16.
多载波传输 篇5
关键词：突发通信,线性调制,频偏估计
许多数字通信系统,尤其是突发通信系统,要求接收端在尽可能短的时间内建立载波同步。载波同步是指在相干解调时,接收端必须提供一个与发送端调制载波同频同相的相干载波,这个载波的获得称为载波提取或载波同步[1]。传统的载波同步的方法可以分为两大类:一类是在发送有用信号的同时,在适当的频率上发送导频信号,导频信号的功率比较小,接收时根据收到的导频信号和发射载波的频率、相位关系恢复出本地载波;另一类是直接从接收到的信号中提取恢复载波信号。这种载波同步可以用平方变换法、Costas环法、逆调制法或用DSP通过软件算法等来实现。而目前研究比较多的载波同步算法中,利用引导码进行载波恢复和利用最大似然估计的开环结构相位估计算法都可以适应突发信号[2,3]。
对于目前成熟的突发通信技术,由于信号按时隙发送,新的按帧或按时隙的同步处理技术成为必然的选择。与连续通信系统相比,突发通信系统的同步更复杂,对突发同步算法的性能有非常苛刻的要求。文中研究了基于时钟辅助的非数据辅助频率估计算法,仿真结果表明该算法可以获得较为准确的估计。
1 信号模型
假设数据码元ci属于一个PSK信号的星座图,观测数据以周期T进行的采样序列。如果实际接收到的序列是该采样值和噪声的叠加
式中,v为载波频率偏差;θ为随机相位;τ为信道迟延;g(t)为波形形成函数;w(t)为功率谱密度为N0的加性高斯噪声。通过匹配滤波器g(-t)获得y(t),其离散采样y(k)≜y(kT+τ)。于是得到
y(k)=∫∞-∞r(t)g(t-it-τ)dt (2)
其中噪声分量为
n(k)=∫∞-∞w(t)g(t-kT-τ)dt (4)
考虑式(3)中的主要因子ej2πvtg(t-iT-τ),因为g(t-iT-τ)仅在t=iT+τ附近一些码元范围τi才能取到有重要作用的值,并假设 |v|≤1/T;因此对t∈τi而言,ej2πvt可以近似为常量ej2πv(iT+τ)。有
ej2πvtg(t-iT-τ)≈ej2πv(iT+τ)g(t-iT-τ) (5)
其中匹配滤波器的输出为
y(k)=ckej[2πv(kT+τ)+θ]+n(k) (6)
2 算法原理
2.1 直接判决引导算法
在相干检测系统中,频率恢复是相位恢复的前提,并且经过频率恢复和相位恢复才能得到正确的判决值。但对差分检测的QPSK而言,即使存在频偏也可能得到可靠的差分判决值。定义
D(k)≈ckc*k-1(7)
定义z(k)=y(k)c*k,所以
而z(k)的自相关函数R(m)为
当m=1时,由式(9)可得
因此
把式(11)带入Fitz算法的频偏估计表达式可得[2]
该算法是从旋转频率估计算法[4]联想得来,也是文献[5]中的一个类似算法。
2.2 开放环算法
基于时钟辅助的非数据辅助估计算法包括闭环算法和开环算法。闭环结构适合连续模式。由于估计时间短,开放环算法更适合用于突发模式。这里讨论一种QPSK调制的开放环频偏估计算法[6],此算法可以扩展到MPSK。
在QPSK信号中ck4 = 1,y(k)的4次幂为
y4(k)=ej[8πv(kT+τ)+θ]+n′(k) (13)
用[y*(k-1)]4乘y4(k)可得
[y(k)y*(k-1)]4=ej8πvkT+n″(k) (14)
式[y(k)y*(k-1)]4是对ej8πvT估计,平滑噪声可使估计更准确。于是
忽略噪声影响,等式两边取相角可得
同理,当信号为MPSK时可得
开环算法的结构框图,如图2所示。
3 仿真结果
利用Matlab对直接判决频偏估计算法和开放环算法进行仿真,仿真条件:信号为QPSK调制,码元速率为3 2000 Baud/s,匹配滤波器的滚降系数为0.5,码元观测长度L0为100个码元(基于数据辅助的方法为30个码元),每个信噪比进行100次蒙特卡仿真。通过估计误差对码元速率的归一化方差考察算法性能,并与修正的克拉美·罗界(MCRB)进行比较。
图3和图4分别给出了直接判决引导算法和基于数据辅助的几种频偏估计算法的性能曲线(Kay, Fitz,L&R 和ML算法)。从图3中看出,直接判决引导QPSK频偏估计性能曲线远不及基于数据辅助的频偏估计算法,始终不能达到克拉美·罗界。当信噪比高于16 dB后仍不能与频率偏差的估计性能界重合。
从图5中可以看出,当信噪比为50 dB时,开放环算法的频偏估计范围分别约为码元速率的±0.125,当信噪比为10 dB时,开放环算法的频偏估计范围分别约为码元速率的±0.1,但在±0.1～±0.12范围内还是可以估计,只是存在较小的偏差。
从图6中看出,开放环算法的方差性能曲线不及基于数据辅助的频偏估计算法,比直接判决引导频偏估计算法要差2～3个数量级,始终不能达到克拉美·罗界。当信噪比高于10 dB后,对于归一化频偏Tv1=0和Tv1=0.1估计方差性能曲线基本重合。两条频差的估计性能曲线基本重合。总地来说在高信噪比时,信噪比的变化对开放环频偏估计算法的性能影响很小。
4 结束语
针对突发条件下线性调制信号的载波频率同步,研究了基于非数据辅助的载波频率同步算法。直接判决引导频偏估计算法复杂度低于基于数据辅助的频偏估计算法,适用于对性能和算法复杂度折中的系统。开放环频偏估计算法计算简单,其复杂度低于直接判决引导频偏估计算法,因估计时间短适合突发通信系统。
参考文献
[1]许学梅,苏利敏,杨延嵩.数字通信[M].北京:高等教育出版社,2003.
[2]Umberto Mengali,Aldo N.D Andrea,Synchronization Tech-niques for Digital Receivers[M].New York:Plenum Press,1997.
[3]Rappaport T S.无线通信原理与应用[M].2版.周文安,付秀花,王志辉,译.北京:电子工业出版社,2006.
[4]Herben D G.Messerschmitt,Frequency Detectors for PLL Acquisition in Timing and Carrier Recovery[J].IEEE Trans.Commun,1979,27(9):1288-1295.
[5]Classen F,Meyr H,Sehier P.Maximum Likelihood Open Loop Carrier Synchronizer for Digital Radio[C].Geneva:Conf.Rec.ICC93,1993:493-497.
多载波传输 篇6
在工业生产过程中有许多领域涉及到有毒气体, 如矿井开采、各种井下作业等, 国家、行业、企事业从各个方面配置了各种类型的检测设备和仪器, 目的是保护该区域作业工作人员的人身安全, 但是现有的检测设备大多数以随身携带为主。在工人作业时, 设备带在工人的身上, 这样一来给工人下井造成了极大的不便, 并且随着城市现代化程度的不断发展, 各种井的数量也在不断地增加, 如果还使用这种方法检测气体的各项指标, 工作效率低, 再加上不熟悉仪器的使用方法, 井下作业工人很难保证自己的人身安全。为此, 笔者设计了一种基于电力线载波传输技术的井下有毒气体监测系统, 该系统采用电力线载波芯片LME2200C、单片机AT89C51、传感器、计算机和一些辅助设施来完成井下有毒气体的智能化监测, 具有组网方便、安全、精确并能远程实时监测井下气体浓度的功能。
1 系统组成
基于电力线载波传输技术的井下有毒气体监测系统组成框图如图1所示。
(1) 后台管理软件系统
后台管理软件系统简称后台, 是安装在各个供电部门计算机上的应用软件, 包括数据库管理模块、连接网络模块、远程设置模块、远程集抄模块、实时监控模块、无人值守模块等。后台管理员可以通过后台操作的交互命令, 远程抄读通信转换模块的数据;也可以启动无人值守抄读方式, 定时自动抄读通信转换模块的数据。后台能够自动提取用户用电特征并进行综合分析, 报出可疑现象。
(2) 通信转换模块
通信转换模块包括2个部分: (1) LME2200C芯片, 该芯片是集成电力线载波通信的调制解调芯片, 它提供在低压电力线发送和接收数据的全方位解决方案。该芯片采用正交相移键控 (QPSK) 调制多载波调制解调技术, 可以改善电力线载波通信信道条件差的缺点, 从而提高通信质量。该芯片内置模数转换器ADC和模数转换电路, 这样很容易与模拟前端模拟电路 (AFE) 连接, 并使芯片内实现数字信号处理的功能。 (2) 单片机AT89C51, 它的主要工作是配合LME2200C将数据存储并上传到后台。AT89C51主要是通过通信接口RS232上传数据的。
(3) 气体传感器
各种气体传感器主要包括有毒气体如H2S、SO2、O2等气敏传感器和一些温度、湿度传感器。气敏传感器选用NT-H2S型电化学式气体传感器, 该传感器机械性能稳定, 输出线性高, 灵敏度高且对H2S有突出的选择性。湿度传感器采用HIH-3610相对湿度传感器, 它是热固聚酯电容式具有信号处理功能的传感器, 精度高 (2%) 、反应快速 (15 s内) , 线性放大输出、工厂标定, 独特的多层结构能抵抗环境的侵蚀。温度传感器采用Maxim DS18B20U芯片, 该芯片为One-Wire数字温度传感器, 可直接将温度信号转换成12位数字信号, 接至Neuron芯片的IO3 (定义为Touch I/O对象) 。
2 系统主要电路设计
(1) LME2200C与电源线的连接电路
LME2200C与电源线的连接电路如图2所示。
基本连接原理:LME2200C模拟发送端 (TX_OUT) 通过低通滤波器 (LPF) 和一个功放 (PA) 连接。低通滤波器的主要作用是滤掉高频成分, 使信号波形平滑, 它的带宽根据使用的载波频率而定。功放的输出通过一个耦合变压器 (Transformer) 连接到电力线上。在接收通路中, 经耦合变压器获得的信号经片内放大器放大, 通过片外的带通滤波器 (BPF) 后进入LME2200C的RXIN端, 片内数据接收机完成数据包的接收。过零检测电路 (Zero_crossing Detector) 输出一个方波信号, 它的上升沿在工作频率信号的过零处, 该信号被用作LME2200C的SYNC同步信号输入, 并作为收发同步基准。同时LME2200C的工作频率可由内部电路XTAL1和 XTAL2时钟振荡电路产生, 当然也可以由外部时钟电路产生该频率。
(2) LME2200C与AT89C51的连接电路
LME2200C与AT89C51的连接电路如图3所示。
3 系统程序设计
在系统程序设计中, 传感器与外节点的连接是基础。传感器部署到监测区后, 进行相应初始值的设置, 等待AT89C51发送监测命令。如果接收到命令就开始计时, 在规定的时间内测定所在位置的气体浓度值, 当测试完毕就对相应的数据打包上传;如果没有接收到AT89C51的数据确认信息, 即发送没有成功, 重新发送数据包。系统程序流程如图4所示。
4 结语
本文介绍的基于电力线载波传输技术的井下有毒气体监测系统由电力线载波芯片LME2200C、单片机AT89C51、传感器和计算机等设备组成, 实现了井下有毒气体的实时远程监测, 从而保证了井下工作人员的人身安全, 同时也减轻了井下工作人员的自身负担, 提高了工作效率。该系统在某些地区可能由于某些设备问题暂时无法实现, 但是随着电力线载波传输技术的广泛应用, 这种智能化的系统将会越来越受到人们的欢迎。
摘要：针对现有便携式检测设备在监测井下有毒气体过程中存在使用不便、效率低等问题, 提出了一种基于电力线载波传输技术的井下有毒气体监测系统的设计方案, 介绍了系统的组成、主要电路的设计等。该系统通过使用电力线载波芯片LME2200C、电力线载波传输技术, 实现了井下有毒气体的远距离实时监测, 有效保证了工作人员的人身安全, 提高了工作效率。
关键词：矿井,有毒气体,监测系统,传感器,电力线载波通信,LME2200C芯片,AT89C51
参考文献
[1]曹晔, 张光友.有毒有害和可燃气体的自动检测技术及应用[J].现代仪器, 2001 (2) :10-12.
[2]周芳, 韩立岩.多传感器信息融合技术综述[J].遥测遥控, 2006, 27 (3) :1-7.
[3]陈帅, 钟先信.无线传感器节点模型[J].自动化与仪器仪表, 2007 (1) :27-29.
[4]李冬梅, 黄元庆.几种常见气体传感器的研究进展[J].技术综述, 2006 (1) :6-7.
[5]王赞基.电力线载波通信技术及其应用[J].电力系统自动化, 2000 (11) .
[6]陈轶, 潘孟春, 吴峻.基于SSCP200的自动抄表系统[J].电测与仪表, 2001 (11) :10-12.
正交多载波调制技术及其应用 篇7
一、OFDM原理概述
OFDM技术是一种多载波技术, 采用多个正交的子载波来并行传输数据, 并使用离散快速傅里叶变换技术实现信号的调制与解调。
在OFDM技术中, 对频域内给定信道划分成许多正交子信道, 在每个子信道上均使用一个子载波进行调制, 同时各子载波并行传输。虽然整个信道是非平坦的, 具有频率选择性, 但是由于每个子信道上进行的是窄带传输, 信号带宽小于信道带宽, 因此就可以大大消除信号波形间的干扰。相比于一般的多载波传输, OFDM的不同之处是OFDM允许子载波频谱部分重叠, 只要子载波间相互正交, 则可以从混叠的子载波上分离出数据信号。由于OFDM允许子载波频谱混叠, 其频谱效率大大提高, 因而是一种高效的调制方式。
OFDM技术主要具有以下优点:
1、带宽利用率高。
在OFDM系统中各个子信道的载波相互正交, 其频谱在频域相互重叠。这样不仅减小了子载波间的相互干扰, 而且又提高了频谱利用率。当子载波个数足够大时, OFDM系统的频带利用率可达2Baud/Hz。
2、实现简便。
OFDM系统中, 可以采用快速离散傅里叶变换 (FFT) 实现调制和解调。在发送端, 采用了快速傅里叶反变换 (IFFT) , 把频域的调制数据转化为时域的信号发送出去。在接收端, 通过快速傅里叶变换 (FFT) 把接收到的时域信号转化为频域信号, 然后进行判决解调, 恢复频域的调制信息。采用FFT技术, 可以大大降低OFDM的实现复杂性。原先OFDM系统的实现需要多个调制解调器, 电路十分复杂, 采用DFT技术, 可以快速的实现调制与解调, 而且电路也变得十分简单。
3、可以有效的对抗突发噪声和码间串扰。
OFDM通过添加保护间隔, 可以有效的抵抗多径衰落的影响, 适用于多径环境和衰落信道中的高速数据传输。当信道中因为多径传输而出现频率选择性衰落时, 只有落在频带凹陷处的子载波以及其携带的信息受影响, 其他的子载波未受损害, 因此系统总的误码率性能要好得多, 有效的对抗突发噪声。此外, OFDM系统采用多个正交的子载波并行传输数据, 原先速率很高的数据流经过串并变换后, 调制到各个子载波上进行并发传输, 这样在每一子信道上的数据速率就得到大大降低, 因此, 信道中所受到的码间串扰就相对小多了。因此, OFDM技术抗窄带干扰性很强。
4、具有很强的抗衰落能力。
OFDM系统采用联合编码技术, 通过对各个子载波的联合编码, 具有很强的抗衰落能力。
此外, OFDM系统还支持动态比特分配方法。由于无线信道存在频率选择性衰落, 因此, 如可以通过动态比特分配以及动态子信道分配, 使得信噪比比较高的子信道得到充分利用, 从而提高系统的性能。OFDM系统还可以与多种接入方式结合使用, 以实现更高的传输效率。
二、OFDM系统的关键技术
OFDM系统的关键技术主要是时域与频域同步、信道估计、信道编码和交织、降低峰值平均功率比等几个方面。
1、时域与频域同步。
OFDM系统中, 定时和频率偏移是非常重要的, 尤其是OFDM与FDMA、TDMA和CDMA等多址方式相互结合使用时, 时域同步和频域同步的重要性就更加突出。在上行链路中, 为确保载波间的正交性, 来自各类移动终端的信号必须同步到达基站, 此时, 基站从各移动终端的子载波上提取时域和频域同步信息, 再由基站发给各移动台, 以便实现各移动终端的同步。在下行链路上, 则可有基站直接向各移动终端发送同步信号。
2、信道估计。
在OFDM系统中, 信道估计可以较好的恢复原始的数据信息。通过信道估计, 接收端获得子载波的参考相位和幅度, 可以直接提高OFDM系统的准确性。信道估计主要分为盲信道估计和半盲信道估计。
3、信道编码和交织。
信道编码和交织技术是数字通信系统中常用的方法。通过信道编码, 可以提高衰落信道中的随机错误;通过交织技术, 可以提高衰落信道的突发错误。通过信道编码和交织技术, 可以进一步提高OFDM系统的性能和抗噪声能力。
三、OFDM技术的应用分析
OFDM技术以其众多的优点, 在现代通信系统中得到了广泛的应用, 现做简要分析。
1、OFDM在宽带无线接入中的应用。
目前, 由于3.5GHz频段无线接入具备组网灵活, 前期投入较低, 成本回收较快的特点。建网比较简单, 能迅速提供服务。3.5GHz无线接入作为光纤接入的一种补充, 能有效地解决了部分中小用户对高速的数据传输的需求。若通过OFDM技术加以有效的频率复用, 能提供全面覆盖的接入服务。
2、OFDM在第4代 (4G) 移动通信系统中的应用。
4G具有更高传输速度和更好的通信服务的全球统一的移动通信系统。OFDM技术由于具备频谱利用率高, 有较强的抗多径干扰、抗频率选择性衰落和频率扩散能力等特点, 是对高速数据传输的一种潜在的解决方案, 因此, OFDM技术已基本被公认为4G的核心技术之一。