电力载波调制解调器（精选9篇）
电力载波调制解调器 篇1
1 引言
20世纪50年代就有在10k V线路上使用电力线通信 (Power Line Communication) 窄带载波技术的先例。20世纪80年代末, 我国也曾经使用小型集成电路农电载波机实现点对点的通信。随着通信技术的高速发展, 高速带宽PLC技术的研究也悄然兴起。21世纪以来, PLC技术不断提升, 传输速率、抗干扰性能等研究工作得到了加强。但是电力线不是专门的通信线路, 在整个电力载波通信系统中存在着大量干扰, 严重的影响了通信系统的性能。
PLC网络结构的复杂性:电力线上的阻抗不仅和传输信号的频率有关, 而且和负载有关, 电力线上负载的数量、类型不同, 不同频率的阻抗变化也不同, 变压器及导线特性阻抗的变化导致阻抗的变化多端, 阻抗匹配问题显得十分复杂;大量的设备随时随地都可能打开或关闭, PLC拓扑结构致使多径效应更为严重, 信号随着传输距离和频率的变化而变化, 并且频率越高传输线的效应就越明显, 发生谐波导致某一频率下衰减会急速增加, 信息的传输得到严重衰减;PLC脉冲噪声带来的干扰尤为严重, 如果这类噪声的持续时间过长, 超过使用纠错码能容忍的检测和改正时间限度时, 会产生严重的突发错误。因此必须找到应对该噪声的干扰模型, 特别是基于OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 系统的抗干扰模型。
2 PLC接入系统的抗干扰分析
PLC最终是实现数据交换的, 但是电网的拓扑结构、恶劣的传输信道、电磁兼容等问题严重阻碍了信号的传输, 因此PLC调制解调技术的研究十分有必要, 也是解决干扰的有效途径。
2.1 传统的调制技术
ASK是振幅键控方式, 这种调制方式根据信号的不同来调节正弦波的幅度, 传输效率比较低, 抗噪能力比较低, 尤其是抗衰落能力也不强, 一般指适宜在恒参信道下采用, 不能应对PLC信道的时变性, 随机性要求。
PSK是相移键控, 发送消息在载波的相位中, 有很好的抗干扰性, 在衰落信道中也能获得较好的效果, 但是对于高速数据传输率来说, 系统要求接受机有精确和稳定的参考相位来分辨所使用的各种相位。
FSK是频移键控, 用数字信号去调制载波的频率, 比较容易实现, 抗干扰和抗衰减较好, 适合窄带的低速数据传输, 如果干扰源固定并跟中心频率差不多, 会带来致命的错误。
2.2 扩频技术
PLC并不是在标准化的通信线上传输, 而是在易受电气设备等噪声和衰减影响的电力线上传输的, 为此必须找一个特殊的调制技术——扩频 (SS) 技术。该SS技术是将传输信号带宽扩展到比原信号传输需要的频带更宽后, 再进行传输。具有可秘密通信、抗噪声和衰减能力强、能保持稳定的通信质量等优点, 在军事上收到很大的追捧。其目的是, 第一, 发射出的扩频信号称为伪噪声信号, 敌人很难检测出发射信号;第二, 信号不容易被干扰信号破坏。
扩频技术可以分为:直接序列 (DS, Direct Sequence) 扩频、跳频 (FH, Frequency Hopping) 扩频、跳时 (TH, Time Hopping) 扩频和多载波 (MC, Muti-Carrier) 扩频。也可以把这几种技术混合一起同时获取它们的优点。DS是一种平均类型的系统, 主要是通过把干扰在更长时间间隔内取平均来减弱干扰的影响。FH和TH系统属于避让系统, 它们是通过在大的时间片内避开干扰来减弱干扰的影响。直接扩频方式的通信框如图1所示。
但是在实际中, 对于低压电线中的脉冲噪声, 扩频技术不能很好的克服, 还需要结合信道编码技术, 这就有降低了扩频增益。而且受带宽的限制, 生产出的芯片, 频率利用效率低, 不适合高速PLC的数据传输。
2.3 OFDM技术
OFDM技术是一种多载波调制技术, 不再采用一个正弦波震荡做载波, 具有传输时间长, 窄带较窄的特性, 具有一定的抑制PLC多径干扰和脉冲干扰的效果。目前主要应用的领域有非对称数字用户环路 (ADSL) , 高清晰度电视 (HDTV) 信号传输, 数字频域广播 (DVB) , 无线局域网 (WLAN) 等。OFDM系统实现框如图2所示。
(1) OFDM属于将信号分割为多个子载波, 多个相互正交的子载波传输, 子信道的频谱可以部分重叠, 提高了频谱利用率。 (2) 串行的高速信号转化成并行的低速信道上, 使OFDM对脉冲干扰和多径时延失真抵抗力变强。另外OFDM系统把频率选择性衰落和脉冲干扰的影响分散到多个符号上去, 将由衰落和脉冲引起的突发性错误变随机化, 这样再统一的信道编码, 也起到了消弱脉冲干扰及多径时延的作用。 (3) OFDM技术可以把整个系统的带宽划分为许多子信道, 对于每个子信道而言, 符号周期变长, 每个信道上的频率响应也平坦了, 符号干扰降低, 所需的均衡比串行系统简单, 只需要简单的算法就能使每个子信道上的均方误差最小化。 (4) 每个子信道的载波信息可映射, 每个子信道上可以设置不同的调制方式, 而且可以将任何子载波设置为不用状态, 很容易避开其它无线电设备的干扰, 提高系统性能。 (5) 易物理层的非对称高速数据传输, 即下行链路的传输数据量要远大于上行链路的数据传输量, 而OFDM系统可以很容易地通过使用不同数量的子信道来实现。
3 结语
PLC网络传输在物理上呈拓扑结构, 但在逻辑上PLC接入网可以当总线网络, 使用的是共享传输介质, 因此需要一定介质访问控制策略 (MAC) 。基站控制对整个或部分PLC网络介质的访问, 同样也会连接WAN (Wide AreaNetwork) 的接入点, 附加的PLC设备, 比如中继器或网管也可以实现接入。但是较远距离的交换信息比较复杂, 使用的设备可能不同, 信息的流动可能跨越若干不同传输技术的网络, PLC的物理层依据电力线传输介质的特性来组织, 所以调制解调技术必须要适应PLC的传输信道。
参考文献
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[2]Theofilos A., Christos G., Andreas I.Application of Narrowband Power-Line Communication in Medium-Voltage Smart Distribution Grids.IEEE TRANSACTIONS ON POWER DELIVERY, VOL.28, NO.2, APRIL 2013.
电力载波调制解调器 篇2
关键词： 光纤振动传感系统； 复用； 相位生成载波
中图分类号： TN 911.74文献标志码： Adoi： 10.3969/j.issn.10055630.2014.01.009
引言
随着科技的发展，安全防范的重要性越显突出。一些重要的保密部门、军事要地、银行、机场等对大范围、长距离、高可靠性的安防技术的需求越来越显著。目前，已有大量的光纤传感技术应用于安防系统，其特点是抗干扰性强、可靠性高，隐蔽性好、可防探测，易于安装和维护[12]。
在实际应用中，常常会遇到需要对多个对象进行监测，而一个被监测对象需要对应一套光纤传感结构，这不仅大大提高了整个监测系统的成本，而且系统的复杂程度也逐级上升，给维护也带来了很大的困难[3]。為了解决上述问题，通常采用复用的方法，来达到简化系统，降低成本，易于维护的目的。
1背景技术
在光纤传感所采用的复用技术中，相位载波复用是较常采用的技术，即通过相位载波复用，使不同的感应单元复用共同的光源、光纤光路以及光电探测器等。这种复用方法，如文献[45]所描述，通过对不同的感应单元施以不同频率的相位载波进行调制，每个载波频率对应于一个感应单元，各感应单元产生的干涉信号被共同的光电探测器检测。为了实现复用与解复用的目的，上述的相位载波复用技术一般具有以下特征：
（1）为了使复用的信号不发生混叠，相邻载波频率之间的频率差必须大于外界扰动引起的信号基波频率上限的两倍；
（2）对于光电探测器后的信号，通过信号处理技术，采用载波基波或谐波作为参考信号，对载波基波或谐波边带信号进行处理，以达到将干涉信号解调出来的目的。
在该技术中，由于对相邻频率的间隔要求，同时为了使不同载波的基波、谐波频率不发生混叠，使得调制频率的选择受到较多限制，由此会影响到实际复用的数量；同时，为了使复用的数量足够大，对调制器件的工作点要求可能会很分散，并要求调制器件具有高的工作频率，这不利于实际应用。在信号的解调中，如引入信号处理技术，会增加信号处理部分的技术难度和技术复杂性，并大大提高后端的开发成本和设备成本。
在光纤传感系统的许多实际应用场合，两个事件完全同时发生的概率很小，即两个感应单元同时感应到信号的可能性很小。针对这种情况，本文提出一种新型的基于相位载波复用技术的光纤传感复用方法。在光纤干涉系统中，对感应外界扰动的不同感应光纤单元产生的干涉信号，用不同频率的载波进行调制，相邻载波频率之间的频率差无需大于外界扰动引起的信号基波频率上限的两倍，各光纤感应单元形成的信号被共同的光电探测器检测后，利用信号基波来分析扰动信号的物理量，并利用载波基波或谐波的边带判断感应扰动信号的光纤。
由于每次扰动事件只发生在一个感应单元，即只有一个感应单元感应到扰动信号，设该单元为第i个感应单元，从式（4）可以看出，调制频率fmj（j≠i）的基波和谐波将不会出现边带，而调制频率fmi的基波和谐波则出现边带，根据这一特点即可判断感应扰动的感应单元。由于仅需观察是否出现边带，仅需相邻的调制频率有一定的间隔，不影响边带判断即可，不需要传统的相位载波复用方案那样要求具有两倍于基波最大频率的要求。图1为i单元发生扰动时的频谱示示意，在该图中，载波频率fmi出现了明显的边带，说明感应信号来自于感应单元i。对于出现边带的载波频率的确定，利用一些便捷的分析手段，例如边带的能量、谱线的对称性等，即可实现；信号基波则可用来恢复干涉信号。
由于仅用信号基波来恢复干涉信号信息，无需像传统相位载波复用那样用载波基波或谐波作为参考信号来解调干涉信号，相应的信号处理手段简单，由于这个特点，也可以很方便地应用于施加载波的调制端远离解调端的情况下（例如图3的结构中），而无需将调制信号引回解调端或在解调端恢复出解调所用的参考信号。
3数据分析
本文采用的是图2的结构。所使用的第一耦合器1为3×3均分耦合器，第二耦合器2为2×2耦合器，有2个复用的感应单元：4（1）、4（2），使用的是光缆中的一芯，相应的光缆长度分别为21 km、14 km。光源为中国电子科技集团公司第44所生产的SO3B型超辐射发光管（SLD）型稳定光源。光纤延迟器3使用的是美国 “康宁”生产的G652型单模光纤，光电检测装置8中使用的光电探测器为中国电子科技集团公司第44所生产的型号为GT322C500的InGaAs光电探测器。使用的相位调制器是将光纤绕在压电陶瓷上制作而成。经测试，信号基波的最高频率小于80 kHz，施加在相位调制器7（1）、7（2）上的频率分别为100 kHz、110 kHz。低通滤波器9的带宽为80 kHz，从光电检测装置8输出的信号经低通滤波器输出的信号，经信号采集卡采样后，进行扰动位置以及扰动性质的判断。同时，对光电检测装置8输出的信号进行采样，对载波基波的边带，即频率100 kHz、110 kHz的边带进行分析，即可判断扰动来自那根感应光纤。系统中所使用的采集卡为NI公司产品。
当敲击加有100 kHz载波频率的传感光纤时，所得到的的信号依次如下，图4（a）为加载波后信号波形。图4（b）为其频谱图，可以看到，100 kHz左右的边带有信号，而110 kHz左右边带比较干净，所以可以判定敲击信号是加在100 kHz所在的传感光纤上的。图4（c）为经过80 kHz低通滤波器后得到的振动信号。
当敲击加有110 kHz载波频率的传感光纤时，所得到的信号依次如下，图5（a）为加载波后信号波形。图5（b）为其频谱图，可以看到，110 kHz左右的边带有信号，而100 kHz左右边带比较干净，所以可以判定敲击信号是加在110 kHz所在的传感光纤上的。图5（c）为经过80 kHz低通滤波器后得到的振动信号。
由以上数据分析可以看出，可以用载波基波或谐波的边带来判断信号发生的感应单元，可以通过低通滤波器解调出相应的线路上的信号。
4结论
本论文使用载波基波或谐波的边带来判断信号发生的感应单元，这种判断方法简单易行，系统结构简化。本方法的另一优点是相邻载波的频率差无需大于信号基波的频率上限的两倍，这方便了载波频率的选取以及相位调制器件的选择，也使得复用单元的数量更大。
参考文献：
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电力载波调制解调器 篇3
直接序列扩频通信系统中, 接收端与发送端必须实现载波同步、PN码同步, 才可以正常工作。同步系统是扩频通信的关键技术。通常扩频通信系统的解调电路很复杂, 本系统为了使解调电路简单化, 采取基带信号速率与扩频码元周期同步同速的特殊措施, 省去了解调电路中复杂的载波恢复电路。
1 本扩频系统的调频解调原理
调制端的输出信号如下式:
式中:g (t-nTc) 为基带信息;SPN (t-nTb) 为PN码;cos (ωt+φ0) 为载波;ω为载频;φ0为初相。
在实际电路中, 基带信号g (t) 和扩频码SPN (t) 都是0或1的信号。因此, u (t) 的输出可以通过g (t) 和SPN (t) 的模2加的结果对载波进行BPSK调制实现的。
解调端的输出信号如下:
由于解调端产生的PN码S ′PN (t-mTb) 与接收信号中SPN (t-nTb) 同步, 所以, 上式简化为:
本系统的载波, PN码和基带信号的速率来自于同一个时钟源, 而且载波频率和PN码频率都是基带信号速率的整数倍, 所以系统在解调端获得PN码同步的同时, 也获得了载波的同步。
2 系统总体设计及参数选择
本系统设计其顶层采用图形设计方式, 各模块基于Verilog HDL设计。图1为系统模块图。
基带数据的码速率为0.806 Kb/s, PN码速率为25 Kb/s, 基带信号与PN码相异或输出信号去调制载波产生BPSK信号, 载波的中心频率为100 kHz。本系统调制电路各部分的时钟源参数依据系统框图选择, 晶振频率是50 MHz, 以上各部分的时钟经分频后得到。
3 模块设计及实现
3.1 分频模块
本系统发射的基带数据速率是0.806 Kb/s, PN码的频率是25 kHz, 正弦波的频率是100 kHz, 所以整个系统所需的时钟为50 MHz, PN码所需的时钟是25 kHz, 基带信号所需的时钟是0.806 Kb/s。为了更好地实现同步, 后面两者分别经过16×125分频, 31×16×125分频得到, 分频器通过编程实现。时序仿真如图2所示。
3.2 PN码发生器模块
采用最大长度线性反馈移位寄存器 (m序列) 生成扩频码字, 其本原多项式如下:
PN发生器的时序仿真如图3。产生的25-1位PN码为:
3.3 直接序列扩频模块
直接序列扩频的实现比较简单, 用PN码与信息序列模二相加 (波形相乘) , 对基带信息进行扩频调制。本设计采用31位的PN码, 需要满足如下关系Tc=31Tb (Tc为基带信号周期;Tb为PN码周期) 。扩频调制的时序仿真如图4所示。
3.4 BPSK调制模块
本系统数字正弦发生器采用了直接数字频率合成 (DDS) 技术。DDS由相位累加器、相位加法器、波形存储器 (ROM) 组成。其中, ROM中存放经过采样、量化处理后的周期连续信号一个周期波形的幅度值[1]。在具体实现中ROM表采用了10位, 即1 024个采样点。利用DDS产生100 kHz的载波, 对扩频信号进行调制。
因此, 在本设计中, BPSK的调制通过对扩频模块产生的序列对两路相移为180°的正弦波进行选通来调制, 在前面利用DDS产生了两个正弦波的ROM表, 通过扩频序列对两张表的数据进行选通, 则所输出波形能够实现BPSK调制。
在本设计中, 扩频信号与BPSK调制信号的对应关系为:“1”对应180°;“0”对应0°。所以, 当数据为1时, 选择正弦波的初始相位为180°;当数据是0时, 选择正弦波的初始相位是0°, 这是通过Verilog编程实现的。
4 系统联合仿真
对各个子模块设计仿真完之后, 把各个模块进行级联仿真调试。顶层模块采用原理图输入法, 该方法具有直观清晰的特点。系统级联图如图5所示。
系统级联的时序仿真如图6所示。
5 结 语
在FPGA芯片上实现了直接序列扩频发射系统, 由于所有模块都集成在一个芯片中, 提高了系统的稳定性和可靠性。且由于FPGA是一个完全的硬件构架, 其中的电路全部由与非门实现, 比用传统的扩频系统处理速度更快, 并且系统可以通过编程来修改升级, 具有很大的灵活性。最后, 因载波频率和PN码频率都是基带信号速率的整数倍, 所以, 系统在解调端获得PN码同步的同时, 载波也获得了同步, 这样就大大降低了后端解调器的复杂度, 具有实用价值。
参考文献
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浅析电力载波通信技术的应用 篇4
【关键词】电力载波通信技术；应用；特点
PLC是电力载波通信技术的简称，然而在广义上PLC技术包含的是两方面的内容，一个是简称为DLC的配电线路载波技术，这项技术主要是面向自动化的配电网络的，将面向进户及户内线路的技术简称为PLC，运用电力线路进行通信，能够避免重新进行线路的铺设，并且电力线路的覆盖范围相当的广泛，因此低压电力载波通信技术收到了越来越多得关注，本文就将结合电力载波通信技术的特点及其发展做出分析探讨。
一、电力载波通信技术的特点
（一）电力载波通信具有时变性及随机性
（二）电力载波通信具有复杂的输入阻抗特性
（三）电力载波通信具有较强的噪声干扰
（四）电力载波通信的过程中信号的衰减较大
二、电力载波通信技术分析
（一）扩频载波通信技术
扩频技术指的是将需要传输的信息进行扩频，使其在一个比信息的带宽要宽的多的频带上进行传输，接收端在接受到信息之后，首先要进行信息的解扩，将接受到的信息恢复到其扩频之前的带宽，其主要的过程如下图所示。
在近些年的电力载波通信技术中，扩频载波通信技术的发展非常的迅速，广泛的应用于军事的通信中，并且具有十分重要的地位，随着各种先进技术的发展与普及，扩频载波通信技术也在很多的民用通信中得到了较为广泛的应用，扩频载波通信技术在信息的传输过程中，运用了伪随机编码技术，对需要传送的信息进行了调制，对传输的信息数据进行频谱的扩展之后，再进行信息数据的传输，在信息的接收端，再采用相同的编码对接受到的信号进行解调，如此得到想要的信息数据，信道的容量可以通过香农公式来进行计算，信道的容量与带宽及信噪比等因素有关，香农公式的具体的表达式为：“C=Blog（1+P/N）”，式中，C表示的是信道的容量，B表示的是频带的带宽，P/N表示的是信噪比，式中的信噪比与带宽是可以进行互换的，想要在传输信息的过程中，用任意小的差错率及相同的信息率进行传输，如果频带的带宽有所增加，可以相应的降低信噪比。
通过以上的分析发现，扩频载波通信技术的信号的隐蔽性能较强，并且具有很好的抗干扰性能，对于低压电力线路网络中的大量的噪声的干扰及各种随机性的干扰具有较好的适用性。
（二）传统的电力载波通信技术
在传统的电力载波通信技术中，主要的传输方法是运用载波调制的方法，通信采用的传输方式是频带传输，常用的调制方法有：PSK，FSK，ASK，通过此种方式能够将携带有有用信息的数字信号的频谱，通过一定的方式搬移至较高的载波频率上，相移键控系统由于具有较好的综合性能，广泛的应用于载波通信技术当中，频移键控系统对于传输带宽的要求较高，需要较大的传输带宽，因此在低速的数据传输当中通常采用这种调制方式，在实际的电力载波通信的应用中，很少用到幅值键控的调制方式，因为该系统通常具有较差的误码率指标；频移键控系统在数据的传输过程中对电力线路的质量的依赖通常比较小，因为该系统在传输的过程中，使用的是两个频率不同的高频载波来进行数据的传输，通过调制，传输的信号是由0、1组成的序列，这能够有效的防治传输线路中噪声的干扰，对于频繁变化的电力线路的阻抗也具有很好的适应能力，另一方面，该种信号在传输的过程中只需要较窄的频带即可以完成信号的传输，为了提高信道的利用率，可以对频带进行有效的划分，实现信号的多路传输，这种传输方法，既大大提高了信道的利用率，又有较好的抗干扰性能，频率的调制技术发展较为成熟，在实际的应用中也是十分的广泛的，将其应用于电力载波通信当中，使通信系统兼具了系统简单、成本低廉的特点，广泛的应用于日常的生产生活当中。
（三）电力载波通信技术的应用
国外关于电力载波通信技术的研究较早，很多公司在研究的过程中都研发出了自主研究的电力线载波Modem芯片，并制定出了相关的使用范围标准，在国外的研究中，很多国外的电力线载波Modem芯片的研发都是结合其本地区的电网结构及电网的特性来进行研发的，国外在进行芯片的研究时，主要的研究方向是将其应用于家庭内部的自动化进行设计，下面将介绍几个典型的芯片。
比较早的电力线载波芯片的典型代表是XR2210/XR2206，关于它的研究开发并不是为了专门针对电力线载波，它是一组调制解调的芯片，采用的是FSK的调制方式，它还能应用于其它的通信领域，如无线与有线的通信当中，另一种采用FSK调制解调方式的芯片是LM1893，这款芯片只是在普通的FSK调制解调芯片上做了小范围的改进，这两种芯片在我国都没有应用。
PLT-22电力载波芯片是针对工业控制网来进行设计的，这款芯片是Echlon公司推出的，其中采用了多种的容错、纠错技术，调制解调技术采用的是BPSK，该芯片的价格较高。
INT51X1芯片具有较高的传输速率，它是一种基于PLC宽带接入的调制解调芯片，它采用的是OFDM技术，该芯片能够利用高频特性来实现对数据的高速传输，使用的过程中不需要复杂的编程，只需要进行简单的初始化即可，使用起来非常的方便。
由以上的分析可以看出，载波信号的调制解调是电力载波通信技术的核心内容，运用低压的电力线路进行数据与信息的传输，不需要重新进行传输线路的铺设，十分的方便，随着电力载波通信技术的发展进步，电力载波通信的抗干扰能力、数据的传输容量、通信速率各方面都在不断的提高，在国内市场中的应用也越来越广泛。
三、结束语
电力载波通信技术是运用已经存在的低压电力网络进行数据与信息的有效传输，随着电力载波通信技术的不断发展，电力载波通信技术中存在的缺点，各方面的技术在不断的改进，在以后的发展过程中电力载波通信技术将会得到越来越广泛的应用。
参考文献：
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电力载波调制解调器 篇5
二元偏移载波 ( Binary Offset Carrier, BOC) 调制信号源于GPS系统现代化, 目的是为了军民信号分离, 并同时提高卫星导航信号抗干扰、抗多径能力[1]。BOC调制信号由码速率和副载波速率2个参数决定, 简化表示为BOC ( m, n) , 以1. 023 MHz频率为基础, 副载波速率为: m×1. 023 MHz, 扩频码速率为: n×1. 023 MHz。对于BOC ( n, n) 调制信号, 是指矩形副载波速率与扩频码速率相同的调制信号, 称为同阶二元偏移载波调制信号。同阶信号是二元偏移载波调制信号中的一种重要信号类型, GALILEO系统信号总体规划中采用了该类信号, 在与GPS系统进行信号兼容性协商过程中, 曾选用BOC ( 2, 2) 和BOC ( 1, 1) 。在其他卫星导航系统建设及信号体制升级中, 该类信号也有可能会被采纳, 因此研究其信号接收具有重要意义。
BOC调制类信号虽然带来了导航系统应用性能的提升[2], 却增加了导航接收机的设计、实现复杂度, 这根源于BOC调制信号相关函数的多峰性。相比于常规扩频体制信号的相关函数的“三角形”, BOC相关函数多峰值会造成信号跟踪可锁定在多个平衡点, 称为跟踪模糊性。这会引入额外测距误差, 影响定位精度。
目前提出了多种方法来解决该问题, 典型的有“bump-jump”方法、过采样 方法、双边带 方法、“BPSK-like”方法和多路相关支路信号进行加权方法等[3,4,5,6,7,8,9,10]。但应用的对象是其他参数的BOC信号, 专门针对同阶BOC信号研究的少, 且采用的方法主要是使用多个支路信号加权来降低相关函数的边峰。若直接将常规的非模糊性跟踪方法应用于同阶BOC信号, 存在实现复杂, 需要相关器数目多、硬件资源消耗大和信噪比损失等问题。针对同阶BOC卫星导航调制信号特点开展研究, 从接收机角度设计实现了一种新型非模糊性跟踪算法。
1 信号跟踪分析
BOC调制信号的复包络公式表示为[11]:
式中, {a k}为数据调制后的扩频码单元值; cTs ( t) 为副载波, 周期为2Ts; unTs ( t) 为扩频符号, 矩形脉冲时间为nTs, n为一个扩频码内的副载波半周期数; θ和t0的数值表示相位和时间的任意偏移。
BOC调制在原有扩频体制基础上增加了一矩形副载波, 电文与扩频码调制形成的信号再与副载波进行调制。对于同阶BOC调制, 因码速率、副载波速率相同, 故可在同一个信号产生时钟驱动下产生矩形副载波信号和扩频码数据, 两者再进行调制处理。在副载波作用下, 信号频谱以左右对称方式分布在中心频率两侧。
1. 1 信号跟踪模糊性
扩频信号跟踪是本地信号不断与接收信号匹配的过程, 扩频信号的相关峰是体现跟踪正确与否的标志。BOC调制信号本质仍属于扩频信号, 可将码和副载波合并在一起, 等效成一路信号。在MAT- LAB R2008环境下, 生成一随机伪码序列, 再产生一组矩形副载波信号数据。同阶BOC信号中伪码信号速率与副载波速率相同, 其相关函数与速率无关。扩频码相关函数 ( 记为Rpn) 、同阶BOC信号相关函数 ( 记为Rboc) 、BOC信号与扩频码相关函数 ( 记为Rboc / pn) 及其绝对值的归一化图形如图1所示, 其中同阶BOC信号相关函数有3个峰值。
信号跟踪体现为码跟踪环路和载波跟踪环路, 2个环路均由鉴相器和环路滤波器组成。码跟踪环路用于跟踪接收信号的扩频码相位, 载波环路用于使本地载波的频率和相位与接收信号相同。鉴相器用于鉴别出码相位或载波误差, 环路滤波器用于滤除噪声。BOC信号跟踪与扩频信号跟踪相比, 差别在于相关函数不同, 故环路滤波器对信号跟踪没有影响, 有影响的是与相关函数相关的数据量, 即与码鉴相器有关。
扩频信号码跟踪使用延迟锁定环路 ( Delay Lock Loop, DLL) [12,13], 以扩频码良好的相关特性为基础, 以扩频码的相关函数为基础, 在中心点左、右两侧各放一个相关支路 ( 即相位超前和相位滞后支路) , 通过比较这2路相关信号的偏差得到码相位修正量, 再通过环路滤波器降低噪声后调整本地产生的码相位, 以期与接收信号的码相位对齐。当码相位中心精确跟踪时, 相位超前和相位滞后支路所对应的相关值几乎相等, 在噪声影响下修正量围绕一数值上下波动。通常相位超前、相位之后支路的相关间距为0. 5个码片, 鉴相器为“超前—滞后”幅度。对扩频码、同阶BOC信号鉴相曲线仿真, 给出了间距为0. 5个码片下结果, 如图2所示。
扩频码的鉴相曲线仅有1个零点, 是信号跟踪的平衡点, 此时码相位误差为0, 信号正确跟踪。同阶BOC信号的鉴相曲线有3个零点, 在这3个零点处信号均可进行跟踪, 但仅有中间的零点是真正的信号跟踪平衡点, 对应的码相位差为0, 即信号跟踪存在模糊性。其余2点虽然可进行信号跟踪, 但从图2中可看到存在码相位误差, 均约在0. 25码片位置处, 用于测距时会引入额外的距离误差, 造成伪距测量错误。以1. 023 MHz码速率为例, 伪距误差约为73 m, 信号接收时应避免出现该问题。
1. 2 信号跟踪模糊性解决方法分析
以码跟踪鉴相曲线是否存在模糊点为准则, BOC信号跟踪模糊解决方法可分为2类。
1. 2. 1 模糊点未消除的跟踪方法
通过引入多路相关支路, 构建信号的相关峰值, 通过比较相关器积分值大小确定是否跟踪在正确的信号相位上。中间的峰值最大, 左右两边的峰值依次减小; 若不是则 需要调整 到该模式。 “bump-jump”方法是典型代表, 使用了5个相关支路信号: 时路 ( P) 、超前路 ( E) 、很超前路 ( VE) 、滞后路 ( L) 和很滞后路 ( VL) 。
1. 2. 2 模糊点消除的跟踪方法
模糊点消除的跟踪方法思路如下:
①通过接收BOC的一半频谱信号, 等效成BPSK ( Binary Phase Shift Keying) 方式, 使信号相关函数成近似三角形, 因只接收一半信号能量, 存在3 dB损失。使用信号全部2个边带时, 可避免能量损失, 但需要增加2个滤波器, 2个独立的通道单独处理信号的上、下边带后再将信号进行叠加;
②通过算法构建新型的码鉴相器。通过对多个相关支路信号的相关积分值按照一定系数进行加权处理, 获得单调的码鉴相曲线, 所需相关器的数目可达14路。通过副载波相位可消除相关函数多峰性, 通过“VE + P”技术由2个相关支路即可实现, 基于此技术进行信号跟踪时, “超前—滞后”鉴相共需要4个相关支路[8,9]。
BOC信号跟踪仅接收其单边带信号时, 可使用BPSK相同的跟踪方法, 其余方法均是以引入多路相关器为代价。从图1中可以看出, BOC信号与其对应扩频码的相关函数Rboc / pn中不存在模糊点, 可将其作为码跟踪鉴相曲线, 实现同阶BOC信号的非模糊跟踪。若同阶BOC信号是导频, 且不含任何调制信息时, 可直接使用该方法。若含有电文等信息时, 无法直接使用, 需加入符号判别来实现。
2 同阶 BOC 信号跟踪算法
2. 1 算法设计
采用符号判决的码跟踪鉴相器控制量输出量为:
式中,
根据BOC信号谱密度公式[11,14], 利用相关函数与谱密度的变换关系, 可求其相关函数解析式为:
欲证明式 ( 2) 工作正确, 需证明:
结合式 ( 12) 、式 ( 13) 和式 ( 14) , 通过计算可得以下结果:
从以上结果可以看出, 虽然存在等于零的情况, 但不存在正负反号, 故可不需要考虑。
2. 2 实现架构
算法实现架构如图3所示。本地码和副载波共用1个NCO, 与扩频信号跟踪框架相比, 仅增加了1路相关支路。码鉴别器的牵引范围为0. 5个码片, 线性范围为0. 5个码片。只要同阶BOC信号捕获时, 码相位差在一个码片范围之内, 码鉴别器都可以进行跟踪。与其他方法相比, 该方法实现简单, 跟踪范围大, 达到了仅有扩频码而没有副载波的扩频信号的跟踪范围。
3 仿真验证
接收机处理卫星导航信号时, 经历从天线、下变频、中频采样、去除多普勒、与本地码相关、积分累加、滤波、捕获、跟踪、锁定和数据解调等信号处理过程。接收机之间的这些功能细节可能有所不同, 但基本上以这种或那种形式存在于接收机中。对于BOC信号, 与C / A码信号类似, 接收机收到的模拟中频信号可表示为:
式中, A为信号幅度; c ( t) 为扩频码; D ( t) 为数据; sc ( t) 为矩形副载波; ωIF为载波频率; Δω表示由多普勒等因素引起的频移; Φ0为载波相位; n ( t) 为噪声。
选择同阶BOC信号参数n为1, 模拟中频设为5 MHz, 采样频率20 MHz, 以式 ( 19) 为仿真模型, 模拟接收机接收到的BOC调制信号。以采样频率为间隔, 生成一组数据, 整个数据全部以采样时间为基础。载波NCO、码NCO位宽均为32位; 通过模拟信号源, 每次计算1 ms数据。载波NCO按照FPGA方式, 按照频率控制字carrier_nco进行累加。当累加值大于4 294 967 295时, 则表示NCO溢出, 将当前数值减去 ( 232- 1 ) 的差值作为当前NCO累加值。当前的信号角度为:
本地信号的复载波数值为cos ( θ) + jsin ( θ) , 与接收信号进行相乘则得到数字下变频后的数据。码NCO采用同样的方式进行处理, 按照超前、即时和滞后分别生成3路扩频码数据和矩形副载波数据, 内部均含有长度为3的数组变量, 用于模拟移位寄存器, 在码NCO的驱动下依次更新。码片计数达1个码周期时, 则存储当前积分值, 开始计算码跟踪环路和载波环路, 通过环路滤波器获得新的NCO控制字。基于该非模糊性码鉴别器, 进行仿真以验证其正确性。
仿真时, 接收BOC信号的码相位在130码片位置, 信号码相位捕获误差可以设置, 范围为0. 9 ~ 0. 1个码片, 信噪比为 - 20 dB, 多普勒频移为4 kHz, 码环路圆频率20 Hz, 阻尼系数0. 707, 码环路滤波器带宽5. 3 Hz。仿真时, 从码相位捕获误差从超前和滞后2个方向进行试验, 以验证所有可能的码相位偏差。
码相位捕获误差超前、滞后0. 9个码片下的仿真结果如图4和图5所示。在仿真过程中, 进行了多次试验, 每次的初始捕获误差不同, 最终的仿真结果均相同。根据仿真结果, 从前后范围进行考虑, 遍历了所有的码相位误差可能, 最终的码跟踪在正确位置上, 不存在码环路锁定在错误位置上现象, 彻底消除了同阶BOC信号跟踪模糊性。
4 结束语
针对同阶BOC调制信号的非模糊性方法进行了研究, 依据BOC信号与扩频信号相关函数本身特性, 结合选择合适的相关间距, 构成了一种新的非模糊码鉴相器, 与其他方法相比, 具有线性范围宽、跟踪范围大的特点, 可实现在整个码片范围内的非模糊性跟踪, 适用于非相干码延迟锁定跟踪环路。该算法实现简单, 与常规BOC信号非模糊性跟踪方法相比, 硬件实现占用资源小, 在卫星导航接收机通道数目多的情况下, 资源占用优势会更加明显。
电力载波调制解调器 篇6
目前国内的工业微机测控网络多为有线通信方式。有线通信的优点是数据传输可靠性较强。目前出现大量需要进行通信的设备, 这些设备通信距离较近、数据量较小、不适合布线, 比如自动抄表系统、酒店点菜系统及现场数据采集系统等。其中有很多设备是可移动的, 而且要求荷重小便于携带, 达到上述不同的功能要求, 双向无线发射、接收机应满足便携式电池供电设备的一些基本要求, 以适用于无线RF应用。这些基本要求为:方案成本低、体积小、低功耗、符合电池供电要求、集成度高、无需微调外部元件、外围元件极少、加工更容易、数据传输率高、传输时间更短、接口简单、可以与廉价的单片机接口。
2.方案选择
因为无线收发芯片的种类和数量比较多, 无线收发芯片的选择在设计中是至关重要的, 所以正确地选择芯片可以减小开发难度, 缩短开发周期, 降低成本, 更快地将产品推向市场。下面先从数字芯片原理上作个比较, 然后从三款芯片中选出一款最适合本系统的芯片。
2.1振幅键控和频移键控的比较
采用ASK (振幅键控) 电路。对于二进制幅度键控信号的频带宽度为二进制基带信号宽度的两倍。采用FSK (频移键控) 电路, 频移键控是利用两个不同频率f1和f2的振荡源来代表信号1和0。用数字信号的1和0去控制两个独立的振荡源交替输出。虽然FSK调制方式频带利用率低, 但由于其具有良好的抗衰弱性和信号传送过程中较低的误码率, 特别适用于较高质量的数据传输。
本文采用FSK (频移键控) 方式的芯片实现数据的发送和接收。
2.2三款数字芯片的比较
2.2.1方案一CC1000无线收发芯片
CC1000是chipcon公司推出的单片可编程RF收发芯片, 它基于Chipcon’s SmartRF技术。可工作在ISM频段 (300MHz1000MHz) 。CC1000集成了射频发射、射频接收、PLL合成、FSK调制解调、可编程控制等多种功能。CC1000采用锁相环技术。发射频率是通过内部的频率合成器来配置的, 可配置的范围为300MHz-1000MHz.适合应用跳频协议, 一般可配出10个或20个频点, 该芯片灵敏度为-109dBm, 并可自动校准 , 可编程输出功率为-20dBm—+10dBm,
但是它有个缺点.就是不能直接连单片机串口使用。数据需要进行曼彻斯特编码, 效率较低。
2.2.2方案二nRF903无线收发芯片
nRf903是Nordie公司为433 / 868 / 915MHzISM频段设计的单片UHF多段无线收发芯片. 它采用优化的GFSK调制解词技术, 抗干扰能力强, 采用DDS+PLL频率合成技术, 频率稳定性好, 灵敏度高达-104dBm, 发射功率可以调整, 最大发射功率是+10dBm。可在155.6kHz的有效带宽下传输最高76.8bps的数据。nRF903的工作电压范围可以从2.7V~3.3V。接收待机状电流消耗为600laP, 低功耗模式电流消耗仪为1uA。可满足低功耗设备的要求。nRF903内部结构可分为发射电路、接收电路、模式和低功耗控制逻辑电路及串行接口几个部分。
2.2.3方案三nRF401无线收发芯片
nRF401是Nordic公司研制的单片UHF无线收发芯片 , 工作在433MHzISM (Industrial, ScientificandMedica1) 段。它采用FSK调制解调技术.抗干扰能力强, 并采用PLL频率合成技术, 频率稳定性好, 发射功率最大可达10dBm, 接收灵敏度最大为-105dBm。数据传输速率可达20Kbps。工作电压在+3V~5V之间nRF401无线收发芯片所需外围元件较少。
在接收模式中。nRF401被配置成传统的外差式接收机, 所接收的射频调制的数字信号被低噪声放大器放大, 经混频器变换成中频, 放大、滤波后进入解调器。解调后变换成数字信号输出 (DOUT) 端。在发射模式中, 数字信号经DIN端输入, 经锁相环和压控振荡器处理后进行KFQ发射功率放大器射频输出。由于采用了晶体振荡和PLL合成技术, 频率稳定性极好;采用FSK调制和解调, 抗干扰能力强。
2.2.4综合比较分析
由于在系统设计时, 需要考虑以下几个因素:系统的便携性、效率、功耗、发射功率、接收灵敏度、收发芯片所需的外围元件数量、芯片成本、数据传输是否需要进行曼彻斯特编码等, 综合比较以上几种方案。方案一中虽然可以满足设计的要求, 且外围元件少, 但不能直接连接单片机串口使用。数据需要进行曼彻斯特编码, 这样可大大降低使用效率。方案二中是一个很理想的芯片, 但考虑到工作电压要与单片机 (MEGA16) 工作电压相匹配, 故不选择该方案。方案三更适合本设计的要求, 所以采用方案三实现这个系统。
3.无线通信基本原理
3.1数字载波调制原理
数字调制与模拟调制本质并无差别, 都是进行频谱搬移, 都是为了有效传输信息。区别在于基带调制信号一个是数字的, 一个是模拟的, 数字基带信号有二进制数字调制与多进制数字调制两类。数字调制的种类很多, 最常见也是最基本的调制方式有调幅 (ASK) 、调频 (FSK) 、调相 (PSK) 三种, 本文采用的NRF401芯片就是调频 (频移键控) 方式。数字振幅调制抗噪声性能差, 在低速数据传输中还有用的。调相在抗噪声性能上优于调幅和调频, 而且信道频带利用率较高, 因此在中、高速数传机中得到广泛应用。由于调制方式在接收端需要载波同步和定时再生, 因而设备复杂。
3.2实现调制的方法
FSK有相位连续和不连续两种, 分别记为CPFSK和DPFSK。所谓相位连续是指在一个码元内相位不产生突变, 随时间平滑的变化, 在码元转换时刻上, 前后码元相位相等。
FSK信号的产生分为两类:
3.2.1直接调频法它是用数字基带矩形脉冲控制一个振荡器的某些参数, 直接改变振荡频率, 输出不同频率的信号。
3.2.2频率键控法频率键控法又称频率转换法, 是用数字矩形脉冲控制。 电子开关在两个振荡器之间进行转换, 从而输出不同频率的信号。数字信号为, “1”时, 正脉冲使控制门1接通, 门2断开, 输出fl:数字信号“0”时, 门1断开, 门2接通, 输出频率f2。如果产生fl>f2的两个振荡器是相互独立的, 则输出的2FSK信号相位是不连续的。这种方法转换速度快, 波形好, 频稳度很好。基带输入信号相加器输出e (t) 。
3.3FSK信号的解调方法
数字调频信号的解调方法很多, 有鉴频法、过零检测法、差分检测法、包络检测法、相干检测法, 下面介绍包络检测法2FSK信号的包络检测方块图。
用两个窄带的分路滤波器分别滤出频率为fl及f2的高频脉冲, 经包络检波后分别取出他们的包络。把两路输出同时送到抽样判决器进行比较, 从而判决输出基带数字信号。设频率fl代表数字信号1;f2代表0, 则抽样判决器的判决准则应定为即vl-v2>0, 判为1, 若vl-v2<0, 判为0。式中vl, v2分别为抽样时刻两个包络检波器的输出值。这里的抽样判决器, 要比较vl, v2的大小。或者说把差值vl-v2与零电平比较。因此, 有时称这种比较判决器的判决门限为零电平。
4.总结与讨论
在本系统研究过程中, 无线通讯模块的PCB制作尤为重要, 要妥善处理抗干扰等问题。另外, 合适的数据通讯协议也是提高系统稳定性的重要因素。由于NRF401的接收灵敏度高, 且采用的ISM公用频段, 在干扰比较严重的场合, 即使不存在任何发射器, 在接收机的DOUT脚也存在速率大约为40kbit/s~50kbit / s的杂乱的噪声信号, UART对DOUT脚采样, 不断产生串行中断, 使接收机无法正常工作, 在这种情况下可采用这样的方法:加长先导字段, 接收机以一定的时间间隔开串行中断, 中断程序先关中断再判断收到的是不是先导字段, 如果是则正常运行接受程序, 如不是向导字段, 则丢弃数据中断返回。系统在实际应用中保证了工业现场稳定可靠的数据通信, 成本低, 具有很好的推广价值。
参考文献
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[2]张肃文.高频电子线路[M].北京:高等教育出版社, 2005.
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[4]曹志刚.钱亚生现代通信原理.北京:清华大学出版社, 2002.
电力载波调制解调器 篇7
与传统两电平逆变器相比,多电平逆变器具有诸如:可使用较低耐压等级的功率开关组合输出更高的电压等级;开关器件工作在基频以下,开关损耗小;输出电压的du/dt较小,EMI干扰小;输出波形谐波性能更好等优点,在大功率、高电压等场合得到了越来越广泛的应用[1]。
多电平逆变器的PWM控制技术是多电平逆变器研究中的重要环节之一,主要有载波脉宽调制法(CBPWM)和空间矢量脉宽调制法(SVP-WM)。SVPWM法的直流电压利用率相对较高且更易于数字化实现,但由于涉及开关矢量选择、作用时间计算、开关序列分配等繁琐步骤[2],一般应用于5电平以下的拓扑中。而CBPWM法只要简单地用调制波与载波进行比较便可生成开关管驱动信号,更适用于多电平拓扑结构。传统多电平载波脉宽调制方法主要有载波层叠法[3,4,5,6]、载波移相法[3,7]、开关频率优化法[6,7,8]及混合法[9,10,11]等。载波层叠法是将载波垂直分布,包括同相层叠、交替反相层叠和正负反相层叠3种,该方法和载波移相法一样都可消除一些特定次数的谐波,但并未考虑中点电位平衡控制。开关频率优化法和载波层叠法类似,只是在正弦调制波中注入了零序分量,与载波层叠法相比具有较好的中点电位平衡能力,直流电压利用率高(调制度可达1.15),同时减少了低次谐波含量,但该方法只可用于三相系统。混合法综合了前3种方法各自的优点,因而输出波形效果更加良好。
上述各种传统多电平载波脉宽调制方法均需要多个三角载波,为减少传统多电平逆变器载波脉宽调制法所需要的三角载波数目,本文研究了一种新型多电平载波脉宽调制方法。该方法相对于传统多电平载波脉宽调制法只需要一半数目的单极性三角载波,同时,三角载波和调制波都位于零参考轴之上,因而更易于数字化编程实现。本文将该新型多电平载波脉宽调制方法应用于二极管钳位式三电平和NPC/H桥5电平逆变器中,仿真和实验结果验证了该新型脉宽调制方法在整个线性调制区内的正确性和可行性。
2 逆变器拓扑结构及其工作原理
2.1 二极管钳位式三电平逆变器
二极管钳位式三电平逆变器的拓扑结构是由A.Nabae,H.Akagi等人于20世纪80年代初提出的,其拓扑如图1所示[12],每相桥臂有3种输出状态。以A相为例,其桥臂有4个开关器件(含续流二极管),2个钳位二极管和2个均压电容。
当Sa1,Sa2导通,Sa3,Sa4关断时,该相输出端电压等于P点电位为0.5Udc;当Sa2,Sa3导通,Sa1,Sa4关断时,该相输出端电压等于0点电位为0;当Sa3,Sa4导通,Sa1,Sa2关断时,该相输出端电压等于N点电位为-0.5 Udc。
2.2 NPC/H桥5电平逆变器
多电平逆变器的拓扑结构主要有钳位式(二极管钳位或电容钳位)和H桥级联式。钳位式多电平逆变器需要大量钳位二极管或钳位电容,并且要保持直流侧分压电容的电压平衡;H桥级联式虽无需考虑电容电压平衡问题,但是需要多路独立直流电源。针对上述两种逆变器的优缺点,有学者[13]提出了由2个二极管钳位式三电平桥臂组成的NPC/H桥级联式功率单元拓扑,如图2所示。
图2中,每一相有8个主开关管(含续流二极管)、4个钳位二极管和2个分压电容,平均每个主开关器件所承受的电压为0.25 Udc。其输出电压uA12为左右两桥臂中点A1和A2的输出电压之差,通过开关导通时间的不同搭配,可以输出Udc,0.5Udc,0,-0.5Udc,-Udc5个电平。其开关状态与输出电压的关系由表1给出(1表示开通,0表示关断)。
3 新型多电平载波脉宽调制方法
3.1 新型三电平载波脉宽调制方法
开关频率优化脉宽调制法的调制波是通常的三相正弦波注入零序分量后所得到的,零序分量和三相调制波的计算公式如下式所示:
其中
式中:k=A,B,C;ma为调制度,0≤ma≤1.15。
对于三电平逆变器,如果只用1个载波,那就要用2个调制波与之比较以产生2路独立的驱动信号。为了获得2个调制波信号,将式(1)的零序电压分量一分为二;同时利用调制波在竖直方向的自由度,将调制波幅值限制在载波幅值范围之内,便有了本文的新型三电平载波脉宽调制方法。本文新型多电平载波脉宽调制方法的调制波计算公式如下式所示:
其中
A相调制波的数学表达式如下式所示:
B,C两相的调制波数学表达式与之类似,相位依次相差2π/3 rad。
以二极管钳位式三电平逆变器为例,新型三电平载波脉宽调制方法的载波为幅值vC=1,频率fc=1 kHz的单极性三角波。当调制度ma=1时,A相桥臂载波与调制波分布如图3所示。由图3可知v4N与vAP波形形状相同,只是刚好颠倒且相移了πrad。
以A相桥臂为例,其调制原理为:当v4P>vC时,开关器件Sa1导通,Sa3关断;当vAN≥vC时,开关器件Sa2导通,Sa4关断。开关器件Sa1和Sa2的脉冲信号如图4所示。
3.2 新型5电平载波脉宽调制方法
文献[9]指出中点钳位(NPC)三电平桥臂内只能采用载波层叠脉宽调制,而H桥的桥臂间和各H桥之间则既可以采用载波层叠脉宽调制也可以采用载波移相脉宽调制。基于这一原理,本文的新型5电平载波脉宽调制方法采用一种基于载波层叠和载波移相的混合法,即使用2个相同幅值且相位相差πrad的单极性三角载波,其中,vc1的相位为0,vc2的相位为πrad,其幅值都为1,当调制度ma=0.8时,A相载波与调制波分布如图5所示。
以A相桥臂为例,其调制原理为:当vA>vc1时,开关器件Sa1导通,Sa3关断;当vAN≥vc1时,开关器件Sa2导通,Sa4关断;当vAP>vc2时,开关器件Sa8导通,Sa6关断;当vAN≥vc2时,开关器件Sa7导通,Sa5关断。
4 仿真及实验验证
4.1 仿真分析
在Matlab/Simulink仿真环境下,搭建基于该调制策略的三电平和5电平模型。模型参数为:Udc=200 V,C1=C2=4 700μF,三相对称阻感负载R=10Ω,L=15 mH,载波频率fc=1 kHz。图6为三电平调制度mn=0.8时,A相输出电压uAO和AB两相之间线电压uAB的仿真波形。图7和图8分别为5电平调制度ma=0.8和ma=0.4时,C相输出电压uco和AC两相之间线电压uAC的仿真波形。
文献[3]指出传统多电平的各种载波脉宽调制方法中,载波同相层叠法的输出波形谐波最小。为分析比较该新型多电平载波脉宽调制方法与传统方法输出电压的谐波性能,以二极管钳位式三电平为例,表2列出了调制度ma=0.6～1时,分别采用载波同相层叠法(PD)、开关频率优化法(SFO)和新方法uAB的基波幅值和谐波含量。
由表2可以看出,新型多电平载波脉宽调制方法与另外两种方法相比,随着调制度的提高,它们的基波幅值相同;新方法的谐波含量逐渐变大,而另外两个方法则恰好相反,在低调制度时(ma=0.6～0.8),新方法的谐波含量与它们相差不大,而在高调制度时(ma=0.9～1),则相差甚大。同时新方法的最大调制度为1,达不到开关频率优化法的1.15,是新方法的不足之处。
4.2 实验验证
基于TMS28335 DSP和FPGA搭建NPC/H桥5 电平实验平台,采用对称规则采样法进行实验验证。DSP用来产生12路独立的驱动脉冲;FP-GA采用Spartan3系列的XC3S400 FPGA,FPGA主要用于完成死区产生、故障保护、脉冲扩展等操作,实验的死区时间设置为5μs,开关频率为1 kHz。主电路直流侧采用6个3 800μF/450 V的电解电容,加在2个分压电容两端的直流电压源由工频交流电经隔离变压器变压再经过不控整流得到,开关管采用IKW40N120T2型IGBT,驱动芯片采用HCPL316J;吸收电路为RCD型,电阻为10 n,27 kJ,电容为0.47μF的无感电容,二极管采用MUR860超快恢复二极管;负载选择Y型连接的三相对称阻感负载,电阻值为10Ω,电感值为15 mH。
图9和图10分别为当直流电压源电压Udc=40 V,调制度ma=0.8和ma=0.4时,C相输出电压uco和AC两相之间线电压uAC的实验波形。
5 结论
针对传统多电平载波脉宽调制方法需要多个三角载波的缺点,提出了一种新型多电平载波脉宽调制方法。该方法所需的载波数目只有传统方法的一半,且所有载波和调制波都位于零参考轴之上,因而更易于DSP编程,在减少了存储空间的同时提高了系统运行速度。最后,同时通过Matlab仿真和搭建NPC/H桥5电平逆变器实验平台对该方法进行了仿真和实验验证。仿真和实验结果表明了该方法在整个线性调制区内的正确性和可行性。但是,在较高调制度时,该方法的谐波性能不如传统方法好,如何减小输出电压谐波含量并提高调制度还有待进一步研究。
摘要：为减少传统多电平载波脉宽调制方法所需要的三角载波数目,以二极管钳位式三电平逆变器为例,研究了一种新型多电平载波脉宽调制方法,同时将其推广应用于NPC/H桥5电平逆变器。该新型多电平载波脉宽调制方法所需要的三角载波数目仅是传统多电平载波脉宽调制方法的一半,同时,该方法的三角载波和调制波全都位于零参考轴之上,更易于DSP编程实现,且可推广到更多电平。搭建NPC/H桥5电平实验平台,采用对称规则采样法对该方法进行实验验证,实验结果验证了该新型多电平载波脉宽调制方法在整个线性调制区内的正确性和可行性。
电力载波调制解调器 篇8
随着通信系统的数字化发展, 数字信息的传输成为亟需解决的问题。结合传统的信号传输方式, 人们利用数字信号来控制正弦载波的某些参量, 从而实现了数字信号的模拟传输[1]。但是在很多系统中仍然是使用模拟电路产生载波, 利用专用芯片搭建电路来实现数字传输。参考文献[2]中提到的QPSK调制器就是完全使用独立的专用芯片来实现的。随着技术的进步, 人们开始考虑摆脱专用集成芯片在体积和功耗等方面的限制, 使用可编程逻辑器件来实现QPSK调制系统。参考文献[3]给出了一种基于可编程逻辑芯片的QPSK设计。在该设计中, 串并转换部分和差分相位编码是在可编程逻辑芯片中实现的, 这样就大大提高了系统的集成度和可靠性, 但是其调制部分还是在模拟器件中实现的, 并没有最大程度地实现数字化。本文采用先进的DDS (Direct Digital Synthesizer, 直接数字频率合成) 技术, 设计了一种以可编程逻辑芯片FPGA为主体的全数字QPSK调制器载波产生电路。在时钟信号的作用下, 它可以产生频率可调的、任意相位的正弦波形, 而且只要对其中的幅度码稍加改变, 就几乎可以实现任意的周期波形, 可以用作数字信号产生器, 实现了原先只有在模拟域中才可以实现的QPSK调制, 具有系统实现更加集成、可靠性更高的优点。
1 数字调制器载波产生电路设计原理
利用可编程逻辑器件产生全数字QPSK调制器的载波是指在数字器件中产生模拟信号。仅从字面上看这是不可能实现的事情。因为模拟信号的连续性在只有0、1两种状态的数字系统中是根本无法实现的, 所以这里讲的只是在数字器件中实现载波的表示。利用这个“模拟载波的数字表示”对信号进行调制, 最后利用D/A转换环节实现模拟信号的输出。
1.1 数字载波产生的理论依据
根据抽样定理:对某一带宽有限的连续时间信号即模拟信号进行抽样, 如果抽样速率达到一定数值, 就可以根据这些抽样值准确地恢复出原信号, 如图1所示。其中m (t) 为原始信号, 它与周期冲击序列在时域相乘, 得到均匀间隔的冲击序列, 这些冲击的强度等于相应瞬时m (t) 的值, 它表示对原始信号m (t) 的抽样。只要抽样点足够多, 在还原端将该冲击序列通过低通滤波器即可恢复完整的原始信号。
1.2 DDS原理与计算
一个频谱纯净的单频信号可表示为
undefined
只要幅度U和初始相位θ0不随时间变化, 为常数, 它的频谱就是位于f0的一条谱线。为了简化分析, 令U=1, θ0=0, 得到:
u (t) =sin (2πf0t) =sin (ω0t) =sin θ (t) (2)
这种单频信号的主要特性是它的相位是时间的线性函数, 即:
undefined
相位函数对时间的导数是一常数:
undefined
也就是信号的频率。
信号波形和相位函数曲线如图2所示。相位函数是一条直线, 它的斜率就是信号的频率。
如果对该单频信号采样, 采样周期为Tc (即采样频率为f0 =1/Tc) , 即可得到离散的波形序列:
undefined
相应的离散相位序列为
undefined
式中:n=0, 1, 2, …;Δθ=2πf0=2πf0/fc, 为连续2次采样之间的相位增量。
该离散相位序列和离散波形序列如图2中的黑点所示。如果采样值在间隔时间内保持不变, 则相位和波形都将变成阶梯形。
1.3 硬件电路设计
数字调制器载波产生电路的主要功能就是实现数字信号到模拟波形的转换。在该过程中最直接的方式就是使用专门的D/A转换芯片。笔者选用DAC0832芯片, 它是采用CMOS工艺制成的单片电流输出型8位数/模转换器, 核心部分采用倒T型电阻网络的8位D / A转换器[6,7]。DAC0832的输出为电流信号, 要转换为电压信号, 还必须经过一个外接的运算放大器[8], 这样才能得到用于QPSK调制的正弦载波。数字调制器载波产生电路如图3所示。
2 数字调制器载波产生电路的程序设计
在本设计中, 采用VHDL语言[9]直接对系统进行描述[10,11]。
在DDS的产生中, 需要用统一的触发时钟来控制系统动作, 通常利用时钟的1个上升沿来触发1个动作。相关语句如下:
if clk'event and clk='1' then
……
end if;
其中clk为定义的时钟输入端。
相位累加的作用是使系统输出周期变化的相位码。在VHDL语言中利用这样的语句描述:
if reset='1' then
temp:=0;
else
if (temp+k) >199 then
temp:=temp+k-200;
else
temp:=temp+k;
end if;
end if;
其中k为增量控制输入, 也就是频率控制字;reset是用于复位的控制端;temp是存放相位码的变量。在程序中使temp的值以k为增量进行递加。本设计对正弦信号的1个周期进行200次采样, 所以只存在200种相位码。相位码变量temp的值一旦大于200就将其值减去200, 以免相位码溢出。相位码到幅度码的转换可以使用case语句实现, 相关程序如下:
case temp is
when 0 =>qOUT<= “10000000”;
when 1 =>qOUT<= “10000100”;
……
when 198 =>qOUT<= “01110111”;
when 199 => <= “01111011”;
when others=>null;
end case;
其中qOUT为载波产生电路的幅度码输出端。
应用上述程序后输出的调制载波和已调波波形如图4、图5所示。从图4、图5中看出, 应用该设计方案是有效的。
3 结语
本文介绍的全数字QPSK调制器载波产生电路将FPGA和EDA技术的发展和优势应用到QPSK调制系统的设计中, 完成了一个传统模拟调制系统的全新数字实现。该电路具有低功耗、低成本、高度集成的优点, 具有很高的使用价值和一定的市场潜力。
参考文献
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电力载波调制解调器 篇9
OFDM是当前宽带系统应用最广泛的通信技术之一。与其他多载波技术类似,OFDM也具有很高的峰值平均功率比(PAPR),如果不进行抑制,将会引起严重的信号失真[1]。预留载波法于1998年由Tellado提出[2],此方法利用系统中部分未被使用的子载波来产生PAPR抑制信号。由于Tellado预留载波法涉及处理线性规划问题,实现上有很大的难度。在Tellado之后,又有不少学者提出了新的预留载波方法及实现结构。在借鉴文献[3]、[4]所述方法和结构的基础上,提出了一种新的实现结构[5]。
为了实现基于OFDM技术的同轴电缆调制解调系统,设计了一个基于预留载波方法的PAPR抑制模块。在该宽带系统中,经过4倍过采样后的数据将达到1 024个复数,对其搬运和处理需要花费大量的时间。因此,对于高速宽带系统,PAPR抑制处理的可实现性正成为一个挑战。笔者从实际需求出发,尝试采用并行结构的硬件实现模式,在FPGA上完成PAPR抑制模块的实现。
2 PAPR抑制算法
文献[3]至[5]提出的预留载波方法的处理步骤为:
1)计算发送信号样值的幅值和相位,找出信号峰值;记录峰值点位置p和相位φ;
2)构造一个抑制序列使其在位置p具有相位π+φ;
3)将构造好的抑制序列叠加到原有发送信号上,转至步骤1)对叠加后的信号进行峰值计算,从而开始新一轮的峰值处理。
定义X为所有调制到N个子载波上的数据集合,其在预留载波位置上的值为0;Ck为只在第k个PAPR抑制载波位置包含能量,其他位置上的值为0的信号集合。那么根据FFT的线性特性可以得到新的传输符号
式中:x是原有发送数据X在时域对应的符号序列;xn是x的样值点,n=1,2,…,N;ck为Ck在时域相应的序列,也就是需要构造的抑制序列,其中k=1,2,…,L;ckn是ck的元素,代表第n个样值,n=1,2,…,N;定义bk为第k个PAPR抑制载波对应的原型序列,bkn是bk的元素,φkn是bkn的相位。提前将用到的L个PAPR抑制载波原型序列保存在存储器中,在找到发送信号的峰值点位置p并求出峰值样点相位φ之后,比较φ与L个φkp(φkn,n=p)之差,将对应相位差值与[0,π/2,π,-π/2]之中最接近的bk选择出来。然后经过相位旋转和幅值缩放得到需要的ck。ck的确定方法如表1所示。
表1中,r是原型序列的幅值缩放因子,可根据当前的调制方式和迭代次数进行调整。表中4种操作都非常简单,均不需要复数乘除运算。PAPR抑制性能可以通过计算PAPR超过某一门限值z的概率。图1给出了一个OFDM系统经过该方法前后的PAPR抑制性能。PAPR抑制载波幅值为256QAM调制对应的最大幅值,r为1。与未经PAPR处理的数据符号相比,处理后符号的PAPR在概率为10-4时减小量超过2 dB。
图2给出了PAPR抑制方法的结构框图。ROM存放着PAPR抑制载波原型序列。可以根据当前的调制方式通过按比例缩放和相位旋转的方法得到抑制序列ck。图中乘法标识并不意味着真实的乘法操作,因为乘数总是(1,j,-1,-j)之一,可以通过简单的符号取反或实虚部调换来实现。采用的PAPR抑制载波对称分布于数据载波两侧,并且关于载波中心频率对称。由于相互对称的两个PAPR抑制载波的时域序列是共轭关系,因此ROM只需对分布于一侧的L/2个载波的原型序列进行存储。
对于相位比较所用到的φkn,并不需要像bk一样提前计算并存储起来。由于bk在频域只在一个预留载波上具有能量,因此在本质上是一个单载波,其相位是2πkn/N,在频域与子载波的位置k成正比,同时与时域上的采样位置n成正比。知道信号峰值位置p后,可以很容易地求出。
3 实现方案
本节将基于自主开发的同轴电缆调制解调系统的需求,给出PAPR抑制模块的实现方案。系统采用OFDM技术,表2列出了其主要参数。系统中4倍过采样的OFDM调制可以用1 024点的IFFT来实现,调制后的符号包括1 024个样值。PAPR抑制模块必须在16μs的系统符号周期内完成数据的处理和传输。根据预留载波方法的迭代运算特性,所有16个PAPR抑制载波都被用来削波,将需要16次迭代。如果采用串行流水结构,并且假设一个时钟周期完成一个输入数据的求模和相位的运算,那么要在一个符号周期内完成1 024个样值的幅值和相位的计算,需要硬件系统的工作频率必须在16×1 024/(16μs)=1 024 MHz之上。这样高的工作频率对于一般的调制解调器来说是不现实的。因此,必须采用并行处理结构,可选方案有多DSP和并行的硬件结构。
本文采用并行的硬件结构实现了该PAPR抑制模块,如图3所示。经过IFFT调制后的数据分16路同时进入PAPR抑制模块,每路只需要连续传输64个复数数据(每个复数用32位来表示,前16位为实部,后16位为虚部)。把输入数据保存在16个RAM中,同时开始16路数据的求模/相位运算。求模/相位运算采用CORDIC算法。流水结构、相位精度为12位的CORDIC子模块需要12拍的延时。然后,对16路求出的模值进行比较,找出其中最大的,并和后续的63个最大值进行比较,找出信号峰值,并记录峰值点位置和相位;比较电路大致有5拍的延时。接着是根据第3部分给出的算法选择合适的PAPR抑制载波,需要10拍完成。选择好PAPR抑制载波后,将控制信号送给图3中顶部的并行电路,产生ROM地址,根据当前调制模式对读取的原型序列进行合适的幅值缩放,开始信号叠加处理,处理后的数据一路送给CORDIC模块用于下次迭代求模/相位,一路重新保存在RAM中,这需要5拍延时。因此整个模块一次迭代至少需要12+5+10+5+64=96拍。那么,跑完16次迭代共需要1 536拍。这要求硬件的工作时钟必须超过96 MHz。
下面就模块的几个关键点作进一步说明:
1)ROM
这里采用的PAPR抑制算法不需要现场构造PAPR抑制载波,而是把构造好的原型序列存放在ROM中,因此节约了迭代处理时间。16个PAPR抑制载波对称分布于数据载波两侧,并且关于载波中心频率对称。相互对称的两个PAPR抑制载波所对应的原型序列是共轭关系。ROM只需对分布于一侧的8个载波的原型序列进行存储。如果计算结果选择了另一侧的一个载波,则只需对ROM中存储的相应序列虚部取反加1即可。要保存8个载波序列,共需要8×1 024×16 bit=16 Kbyte的存储空间(PAPR抑制载波时域序列的实部虚部各8位)。对于并行结构的PAPR抑制模块来说,一共需要16片1 Kbyte的存储单元。
2)CORDIC求模/相位电路
CORDIC算法,全称为Coordinate Rotation Digital Computer,是一种数值逼近算法,具体思想是用几个固定角度不断偏摆来逐渐逼近所求角度,可实现包括乘、除、开平方、三角函数、向量旋转以及指数等运算。这里可使用CORDIC算法来求复数模值和相角。
CORDIC子模块采用流水结构,将多次迭代展开,可实现一拍完成一个复数的求模和相角计算。本模块采用12次迭代来完成一个复数的处理,因此,此流水结构存在12拍的延时。需要说明的是,采用CORDIC得到的模值是复数真实幅值的1.647倍,为求得准确的幅值,需要再除以这个倍数。但在PAPR抑制算法中,只需要比较样值幅值的大小,以及判断峰值是否大于阈值,因此,不用求出准确的峰值,但阈值需要进行修订。
3)预留载波选择电路
该子模块主要用来完成本文第2部分提到的相位比较,实现PAPR抑制载波的选择,是PAPR抑制模块的关键控制部分。它的两个重要任务是根据发送信号峰值点p来计算16个PAPR抑制载波时域序列对应p点的相位φkp,和根据求模/相位以及求峰值电路所得到的峰值相位求|φkp-φ|,以及此差值与(0,π/2,π,-π/2)的关系。根据得到的相位关系给出操作类型控制信号,用来指示对选择存储序列做何种操作,信号值可以使用(000,001,010,011)来表示,分别代表对选择出来的存储序列乘以(1,j,-1,-j)。如果选择出来的载波不在ROM之中,则需要在操作类型控制信号的高位置1,表示需要对ROM中与该载波对称的载波序列虚部取反加1。所以,一共有8种运算存在。不过,这8种运算都不需要复数乘法。根据选定的PAPR抑制载波生成载波选择控制信号,送给ROM控制电路。
4 模块实现及性能仿真
使用Verilog语言完成了整个PAPR抑制模块的代码编写,并在Altera公司的Quartus II软件上完成了综合。试验系统采用的FPGA芯片是Cyclone II系列的EP2C70F896C8。模块中所用到的RAM和ROM存储器均采用FPGA芯片内部的存储单元,其中RAM为双端口RAM。模块综合情况如表3所示。各个部分逻辑单元占整个电路逻辑单元的比例为:16个并行CORDIC子模块占65%,16路抑制操作子模块占17%,载波选择子模块及其他电路占18%。存储资源的分配关系为:ROM占80%,RAM占20%。综合的电路工作时钟可以达到100 MHz。
综合后仿真采用软件ModeSim SE PLUS 6.1b。输出结果与经过量化后的Matlab算法仿真结果完全一致。为了更好地观察峰值抑制的过程,一些模块内部的信号被引出。图4显示了一个数据符号PAPR抑制过程中部分信号的仿真波形。原始信号的峰值出现在第166个样点位置,在第3路的数据序列(样点范围为128~191)中,其峰值为954。为抑制这个峰值,ROM中的第5个抑制载波序列被选择,操作类型控制信号为001,具体抑制操作为发送数据样值实部与PAPR抑制载波对应样值虚部相加,发送数据样值虚部与PAPR抑制载波样值实部相加。经过3次迭代之后,信号峰值变为875,峰值位置为233,在第4路数据序列中。再经过一次迭代后,峰值变为842,等于设定阈值842,循环结束,输出抑制后的数据。
5 小结
PAPR抑制问题,一直是制约OFDM系统快速发展的瓶颈。简单削波方法会破坏系统的传输性能,而采用大线性范围的功放又会提高通信终端的成本。虽然已有多种抑制方法问世,多数因为计算复杂度过大而无法实现。本文提出了一种易于实现的PAPR抑制方法,它充分利用了预留子载波时域序列与发送信号样值的相位关系,避免了其他算法中大量复数乘法操作。根据一个同轴电缆调制解调系统的实际需要,在FPGA芯片上实现了一个并行结构的PAPR抑制模块。仿真结果显示PAPR抑制模块可以起到很好的PAPR抑制作用。在整个模块中,CORDIC子模块占用整个电路逻辑单元的65%,ROM占了所用存储资源的80%,因此,在今后模块的完善中,这两部分将是考虑的重点。
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