直流无刷（通用12篇）
直流无刷 篇1
永磁同步电动机的转子采用永久磁铁, 使得转子磁场在空间的分布可分为正弦波和梯形波两种:一种为正弦波形;另一种为梯形波。习惯上将正弦波永磁同步电动机组成的调速系统称为正弦型永磁同步电动机 (PMSM) 调速系统;而由梯形波 (方波) 永磁同步电动机组成的调速系统, 在原理和控制方式上基本与直流电动机类似, 故称这种系统为直流无刷电动机 (BLDcM) 调速系统, 方波同步电动机又称为直流无刷电动机 (或方波电动机) 。
一、直流无刷电动机的数学模型
直流无刷电动机由定子三相绕组、永磁转子、逆变器、转子磁极位置检测器等组成, 其转子采用特殊磁路设计永久磁铁, 可获得梯形波的气隙磁场, 定子采用整距集中绕组, 由逆变器供给方波电流。其一相气隙磁场感应的反电动势和供电电流之间的关系如图1所示。
此时, 直流无刷电动机的三相定子电压的平衡方程式可用下列状态方程表达:
undefined
由电动机结构决定, 在一个360°电角度内 (机械上为一对磁极距) , 转子的磁阻不随转子位置变化而变化, 并假定三相对称, 则有:LA=LB=LC;LAB=LAC=LBA=LBC=LCA=LCB=LCA=LCB=M。式中M为直流无刷电动机定子绕组间互感, 则式 (1) 可改写为:
undefined
又因为三相对称电动机中存在iA+iB+iC=0, 因而有MiA+MiB+Mic=0, 所以式 (2) 经整理可变为:
undefined
电磁转矩表达式为:
T= (eAAi+eBiB+eciC) /Ω (4)
在通电期间, 直流无刷电动机的带电导体处于相同的磁场下, 各相绕组的感应电动势为:
Em= (PmN/60) Φmn (5)
星形联结的直流无刷电动机感应电动势Ed。由两相绕组经逆变器串联而成, 所以有:
Ed= (2Em) = (PmN/30) Φmn (6)
因此电磁转矩表达式可化为:
Td= (2EmId) /Ω= (PmN/π) ΦmId (7)
当送入12°电角度的三相方波电流并使之与每相感应电动势同相时, 直流无刷电动机的转矩脉动等于零。再加上转子运动方程:
undefined
这样就构成了完整的三相直流无刷电动机的数学模型。
二、直流无刷电机的运行特性和传递函数
由于假设转子磁场所产生的磁感应强度在电动机气隙中是按正弦规律分布的, 即B=BMsinθ。这样一来, 如果在定子中某一相 (例如B相) 绕组中通入持续的直流电流, 所产生的转矩为:
TM=ZVLBMrIsinθ (9)
在三相全控电路两两通电时, 转子转矩为两个绕组的转矩合成, 其大小为:undefined。它和转子磁场作用所产生的转矩也将随转子位置的不同而按正弦规律变化。表示为如图2所示:
如果载流导体正好处在比较强的气隙磁场中, 它所产生的转矩脉动小, 转矩平均值较大, 如若开关管的导通时问提前或滞后, 则均将导致转矩的脉动值增加, 平均值减小。由上述分析, 可以很方便的求出输出转矩的平均值Ta和感生电动势的平均值Ea。由平均转矩和平均反电动势便可求得直流无刷电动机稳定运行时的电压平衡方程式, 为此首先定义反电动势系数和转矩系数:
undefined;undefined
可由图2得电动机电压平衡方程组为:
U-△U=Ea+IR (11)
可得其机械特性方程为:
undefined
由式 (12) 可知, 直流无刷电动机的机械特性方程同。式 (12) 表示电动机在稳定运行时的机械特性方程, 即一般所说的静态方程。
同理, 在上述假定条件不变的情况下, 直流无刷电动机的动态特性可由下列方程组来描写:
U-△U=Ea+IR;Ta=KTI (13)
undefined;
Ea=ken。经拉氏变换后, 可得:U (S) -△U (S) =Ea (S) +RI (S) ;Ta (s) =KTI (s) (14)
undefined;Ea (s) =Ken (s) 。
忽略功率管管压降, 根据方程式 (14) 可求得直流无刷电动机的传递函数为:
undefined2/375K4KT (15)
这样就构成了完整的三相直流无刷电动机的数学模型。
三、直流无刷电动机及其调速系统的特点
直流无刷电动机及其调速系统具有以下特点:稀土永磁方波同步电机通入逆变器供给的与电动势同相的12°方波电流, 就组成了直流无刷电动机。它比正弦波永磁同步电机出力大, 且理论上无电磁转矩脉动现象。直流无刷电动机比正弦波永磁同步电动机控制简单, 逆变器产生方波比产生正弦波容易, 转子只需带有三个敏感元件的磁极位置检测器即可, 因此大大降低其控制系统的成本。
四、小结
建立了直流无刷电动机的数学模型, 从数学建模的角度对三相直流无刷电动机的反电动势、电流、转速、以及转矩的对应关系进行了讨论。接着详细分析了直流无刷电动机的运行特性, 并推出了其传递函数。
直流无刷 篇2
直流无刷电动机的工作原理
永磁同步电动机的转子采用永久磁铁,使得转子磁场在空间的`分布可分为正弦波和梯形波两种:一种为正弦波形;另一种为梯形波.习惯上将正弦波永磁同步电动机组成的调速系统称为正弦型永磁同步电动机(PMSM)调速系统;而由梯形波(方波)永磁同步电动机组成的调速系统,在原理和控制方式上基本与直流电动机类似,故称这种系统为直流无刷电动机(BLDcM)调速系统,方波同步电动机又称为直流无刷电动机(或方波电动机).
作 者：李靖宇 沈焕泉 穆伟斌 作者单位：黑龙江省齐齐哈尔医学院,医学技术学院刊 名：农机使用与维修英文刊名：FARM MACHINERY USING & MAINTENANCE年，卷(期)：2009“”(2)分类号：S2关键词：
无轴承无刷直流电机的运行控制 篇3
【关键词】电机；无轴承；无刷直流
1.无轴承无刷直流电机概况
在了解无轴承无刷直流电机的运行控制策略前需要先对其基本组成、结构和工作原理有一个整体的认知。
1.1基本组成
无轴承无刷直流电机是基于磁轴承电机和无刷直流电机的结合体，悬浮力绕组直接安装在定子磁轭中，悬浮力绕组和转矩绕组一起共用一个定子，从而达到转速快、无磨损和无需励磁、高效可靠的目的。其组成部分包括控制器、转子角位置传感器、径向位移传感器和电机本体等，其中控制器又包括了逆变器及其控制和驱动电路，它所起的作用是根据转子角位置及径向位移信号经数字处理器运算后驱动电机运行；转子角位置传感器的功能是测量转子的位置信号，并将信号经滤波放大后传给控制器，基于此实现电机的电子换向和电流常数的选择；径向位移传感器的主要作用是测量转子的径向位移，并经滤波放大后传回给控制器经处理后将转子拉回轴心。
1.2本体结构
无轴承无刷直流电机的本体构成包括了定子磁轭、定子齿、转矩绕组、悬浮力绕组、永磁体、转子铁芯和转轴。定子磁轭呈圆筒形状，在内部套有转轴，在转轴外部套有转子铁芯，在转子铁芯的表面上均匀的分布着永磁体，定子磁轭、转轴和转子铁芯三者在同一个轴子上，另有12个定子齿均匀固定在定子磁轭的内圆周面上，悬浮力绕组和转矩绕组则缠绕在定子齿上；转矩绕组由三相转矩绕组组成，采用短矩集中绕组，每相转矩绕组由四个线圈组成；悬浮力绕组由三相悬浮力绕组组成，采用短矩集中绕组，每相悬浮力绕组由两个线圈组成。
1.3工作原理
无轴承无刷直流电机处于工作状态的时候，转子是呈逆时针方向旋转的，三相转矩绕组通电的顺序是由转子角位置决定的，在转矩绕组通电的时候，同齿的悬浮力绕组是不通电的，承受转子的的力量主要来自于另外两个悬浮力绕组通电时产生的可控制悬浮力，由于集中绕组的互感很小，可以通过在电机绕组布置上实现转矩与悬浮力之间的解耦，有效降低控制系统复杂程度和节约控制的成本。
2.无轴承无刷直流电机特征
无轴承无刷直流电机兼具了无轴承电机和无刷直流电机两者优越的特征，在实际工程应用有着独特的价值，以下主要介绍了其几点特征。
2.1效率高
一方面，这种电机的无刷直流设计主要是采用永磁体做为转子，永磁体的特性使得它所产生的磁场是恒定的，不会发生忽大忽小的变化，基于这个特点它本身就具有很高的运行效率；另一方面，采用悬浮绕组结构提供悬浮力可以避免采用轴承时产生的机械摩擦力，可以腾出更多的轴向空间，大幅度减少能力的损耗，这些结构特点都大大地提高了电机运行的效率，并且为电动机更高的临界转速提供了可能性。
2.2控制操作便捷
电机在一个电磁周期内会有6个关键位置信号，检测到这些关键位置信号之后，就可以通过控制无轴承无刷直流电机转矩绕组从而实现对电机的控制。最近几年来，市场有研发出了更加专业的控制芯片，通过对这些芯片的应用可以大幅降低控制成本，操作也越来越方便简单。
2.3机械噪声小、使用寿命长、养护方便
无轴承无刷直流电机的结构设计中没有安装机械电刷，在使用的过程不会因为机械在转向的时候产生噪音、火花，也避免了由于换向摩擦给电机带来的磨损；无轴承的设计结构也可以避免摩擦、磨损，不需要定期更换碳刷、不需要经常润滑，维修养护起来比较简单方便，同时也延长了使用的寿命。
3.无轴承无刷直流电机的运行控制技术策略
无轴承无刷直流电机的控制方法概括起来讲是分别对转矩绕组和悬浮绕组进行控制，然后总过解耦的技术手段将两者组合起来。对转矩绕组和悬浮绕组的控制可以采用不同的控制方法，在实际应用中，还是以PID控制方法比较常见，具体控制策略如下。
3.1直接转矩控制策略
直接转矩控制方法，它是指直接在定子坐标系下对电机的链条、转矩进行观测，并将观测值记录下来跟设定值进行比较，得到一个差值后，这个差值会通过滞环比较器对电机发出控制信号，最后再根据当前的磁链状态确定对电压空间矢量的选择，从而来达到直接控制电机转矩的目的。这种技术控制策略已经有很长的应用历史，发展到现在其技术是相对比较成熟的了。但是转矩控制策略既它的优点也有它的缺点。
（1）优点。它不需用到旋转坐标系，可以省去对矢量旋转变换进行计算的复杂环节，且电机参数不会对其产生太大的影响；对转矩进行直接的控制，控制模型的建立不会太复杂，而且可以动态响应速度比较快；对电机本体、逆变器和开关的模式进行了全面的优化，处理信号相对比较便捷。
（2）缺点。首先，无轴承无刷直流电机的磁场是呈非正弦分布特征的，因此也带来了一些问题。该种电机的反电势呈梯形波分布，一般比较匹配的电流波形为矩形，定子和转子的磁势也是呈非正弦分布特征，电枢的反应磁场和永磁体磁场的旋转方式是不一样的，前者呈跳跃式旋转，后者呈连续旋转，因此相对来说最终合成的磁场要比正弦分布磁场复杂的多。其次，关断相带来的问题。无轴承无刷直流电机是二二导通的，无论什么时刻都会有一个关断相的存在。在关断相反电势处于梯形波的斜坡阶段，它的电压是浮动的，是一个变量，所以正是这个变量的存在，才使得在计算电压空间的时候增加了难度。就算是保持逆变器的开关状态始终处于开关状态，电压空间矢量的幅度、位置也会随时间发生变化，这也是导致对转矩进行直接控制的关键原因。
3.2电机悬浮绕组控制策略
通过采用电机悬浮绕组的方法可以实现对无轴承无刷直流电机进行独立控制，悬浮绕组由永磁体组成，可以提供支撑力。在转子悬浮控制系统中，转子径向位置的横向轴和纵向轴是处于相互垂直状态的，用气隙传感器探测转子径向位置和参考值，得出的差别用积分微分控制器来调节产生悬浮力参考值，根据悬浮力与转子电流之间的关系和坐标的变化可以得到电流参考值，通过2/3坐标变化得到悬浮绕组的电流参考值，通过电流调节器控制悬浮力的电流，最终实现对电机运行的控制。
3.3数字系统控制策略
无轴承无刷直流电机数字系统控制策略，其組成包括了硬件系统和软件系统，通过对硬件和软件的应用来共同完成对电机控制的所有工作，包括测量电机运行过程的各项信号，对这些信号进行滤波处理、整流信号产生和处理的顺序，并采用核心算法完成对信号的驱动。这里的硬件主要有电机本体、位移和速度传感器、逆变器控制电路板、DSP数字控制电路板及接口电路。软件系统主要是应用转子磁场定向控制策略，包括速度计角度计算子程序、转速环调节子程序、坐标变换子程序、A/D转换子程序、位置环调节子程序及PWM子程序。在该控制系统中，电机转速和电流的监测是实现闭环控制的决定性条件，把这两者的数值精确地采集到DSP控制器中就能实现系统整体性能的提高。
4.结束语
无轴承无刷直流电机在我国发展的时间比较晚，虽然这种电机在生产活动中已经得到了广泛的应用，但是关于控制技术策略方面的研究还不够深入，特别是对关键技术难点的研究。本文在分析了电机系统构成和工作原理的基础上，提出了电机运行控制的策略：转矩控制策略和悬浮绕组控制策略，希望对无轴承无刷直流电机的运行控制应用能起到指导作用。 [科]
【参考文献】
[1]张琛.直流无刷电动机原理及应用[J].微电机，2012（37）：25.
[2]贾磊.无轴承无刷直流电机原理与控制技术[J].机电产品开发与创新，2011（21）：87.
直流无刷 篇4
1 直流无刷电机工作原理
为了便于理解本驱动电路的设计及优化方法,首先简单描述一下直流无刷电机的驱动控制原理。
1.1 三相桥式逆变电路
目前,对于普及的三相直流无刷电机,大多采用三相桥式逆变电路驱动[2],其结构如图1所示。
图1中底部的3个电感为电机线圈的简单等效模型,6只功率MOSFET作为开关器件使用,组成三相桥式结构。如果将他们按照一定的组合方式和频率进行开关,即能驱动三相无刷直流电机转动。
功率MOSFET的导通顺序如图1所示,由图可知,系统采用三相六拍制单极控制,电动机每转一周都要经过六次换相,每一相都有一个上管和一个下管为导通状态,但同一对上下管不能同时导通,否则相当于电源短路。这六相分别为:Q1+Q6,Q3+Q6,Q3+Q2,Q5+Q2,Q5+Q4,Q1+Q4。在每相中,电流根据导通的功率MOSFET不同,按不同方向流经电机的不同线圈,由此产生持续的旋转磁势,推动电机的转子转动。
1.2 直流无刷电机驱动电路的设计要点
驱动直流无刷电机就是合理驱动各桥臂的功率MOSFET开关,使其按次序导通,设计过程中要注意如下几点:
(1) 功率MOSFET的栅极驱动
一般功率MOSFET的栅极驱动电压VGS为10～15 V,且在开关态中,需要较大的电流驱动,否则上升下降时间会变得很慢,影响驱动效率。从MCU出来的数字信号是不能达到要求的,需要设计外围电路加大驱动能力。
在电机驱动电路中,由于电流较大,上管都采用N型MOSFET。从图1可看出,每个上管源极的电压是浮动的,因此,上管的栅极驱动电压也必须浮置在源极的电压之上才能有效地开启上管。实现这样的方法有多种,如自举法、隔离电源法、脉冲变压器法、充电泵法、载波驱动法等[3]。
(2) 脉宽调制控制
直流无刷电机的速度控制一般是由脉宽调制(PWM)来实现。在每一相中,采用恒定频率,不同占空比的脉宽信号控制功率MOSFET的导通时间,调节流过电机的电流,改变其转动速度,这个PWM信号的频率一般为数十kHz。常用的PWM模式如表1所示。
(3) 上下开关管互补导通时的死区时间
从图1可以看出,假设某一相为Q1Q4导通,则当Q1进行PWM调制关断时,电机线圈为了保证电流方向不变,会产生感生电势,A端为负,B端为正。由于A端电势比地电位低,电流会通过Q2的寄生二极管放电,如果此时使Q2反相导通辅助放电,则可以大大减小功率MOSFET的温升。所以,当电流较大时,应采用互补开关模式。采用此模式时,为了避免桥臂直通,一般要求上下管栅极控制信号有一个死区时间,以确保在换流时上下管不会同时导通。这个死区时间太长会造成输出电压谐波成分增加,太短则不能发挥应有的作用[4]。其长短可根据电路性能及功率MOSFET的开通关断时间来确定。
(4) 振荡现象
由于电机经常工作在恶劣的环境下,且流过的电流较大,容易在驱动电路中产生振荡,严重时会损坏控制板,故需要在电路设计和布板上进行优化,消除或减弱这些振荡现象,在下面一节中将会根据实际电路进行此方面的讨论。
2 驱动电路的设计与优化
2.1 控制驱动电路原理
本文设计的直流无刷电机驱动电路,采用自举法驱动高压侧开关管,全部采用分立元件,其中一对上下功率MOSFET的驱动电路如图2所示,其余两对开关管的驱动电路与之完全相同。
在图2所示的电路中,HPWM和LPWM分别为驱动上下开关管的5 V数字逻辑PWM信号。
对于Q2管,不需要浮置栅,驱动方法比较简单。当N2基极的LPWM为低电平时,N2不导通,N1和P1导通,使得Q2的栅极被15 V电源直接驱动,Q2导通。当LPWM为高电平时,N2导通,N1,P1关断,Q2栅极电位被拉到地,Q2关断。
对于Q1管,需要栅极浮置驱动,原理如下。当N3基极的HPWM信号为低电平时,N3和P2都不导通,此时Q1是关断的,而Q2互补导通。15 V电源电压经D1向自举电容C1充电,使得C1两端电压为15 V减去D1的管压降,大概为14 V。当HPWM信号为高电平时,N3和P2相继导通,自举电容C1两端的电压通过P2加到Q1的栅极上,浮置于源极之上,电压差为14 V左右,保证Q1饱和导通,此时Q2必须是互补关断的,否则将造成桥臂导通,使电源短路。当HPWM信号再次转为低电平时,P3导通,使Q1的栅极电容迅速放电,及时关断Q1。
2.2 上下开关功率MOSFET互补PWM的实现
提供互补PWM信号可利用具有两路PWM输出的MCU,死区时间由软件给定,但这样成本会比较高。本文设计一种硬件电路实现此功能,并且死区时间可调,其电路结构如图3所示。
图3中的输入信号为MCU给出的一路PWM调制信号,LPWM和HPWM为具有死区时间的一对互补PWM控制信号,与图2中相对应。
当PWM信号从低到高时,通过R11对C11充电,C11上端电压逐渐升高,当大于后级反门的门限电压时,信号得以传输过去,其间有个时间差T1。同时,PWM信号也通过R13对C12充电,当C12上端电压大于与门的门限时,信号得以传输过去,其时间差为T2。T1和T2可以通过改变各自RC的值进行改变。
电容上电压为:
Us为单片机输出的5 V电压,假设逻辑门的门限电压为Vth,则令Uc(t)=Vth即可算出给定延迟时间t的情况下,RC的取值。
在本应用中,设置T2>T1。当PWM信号从高到低时,C11要通过R11放电,电压缓缓下降到反门的门限电压以下时,信号才能传输过去,其延时为T3。而对于HPWM,只要PWM一变为低,与门特点是有低出低,所以信号会立刻传输过去,基本没有延迟。又从图2可知,LPWM信号与Q2栅极驱动信号反相,HPWM信号与Q1栅极驱动信号同相,这样变得到了图3中的Q1,Q2栅极波形VGS1和VGS2。两个死区时间分别为T2,T1和T3。在以上分析中,门级延迟相对于RC延迟可以忽略不计。
2.3 驱动电路中的振荡现象及优化
MOS管的转换频率一般可以到200 MHz以上,所以由于封装和线路上的各种寄生电抗,会产生寄生振荡问题。同一桥臂上的两个功率MOSFET在开通和关断的转换过程中,由于较高的dv/dt,栅极驱动信号会产生振荡,导致功率MOSFET产生很大的开关损耗。当上管开通时,会在下管栅极产生阻尼衰减振荡信号。更严重的是若振荡的幅值达到功率MOSFET的门限电压,下管将开通,而上管正处于开通状态,此时将造成上下功率管的直通现象,损坏功率管。
开通时间是影响驱动信号振荡幅值的主要因素,二者成反比关系。适当延长器件的开通时间,即可很大程度上减小振幅。因此需在功率MOSFET的栅极前加一个缓冲电阻[5],人为增加器件的开通时间,在功率MOSFET的栅源极间并联电容以延长栅极电容的充电时间,降低电压变化率,如图2中的C2,C3。缓冲电阻的阻值要设置适当,因为过大的电阻会引起更长的开通和关断时间,不但与减小死区时间的要求相违背,而且还会增加功率MOSFET的开关损耗,因此要根据电流容量和电压的额定值以及开关频率选择合适的缓冲阻值。图2中缓冲电阻为R3,R8,其阻值一般在100 Ω左右。
缓冲电路参数通常的选取原则为:
式中f为功率MOSFET的工作频率。
此外,从布板的角度来说,驱动电路必须靠近MOS管,如图2中的N2应靠近Q2,当Q2关断,其漏极电压从低到高时,栅漏电容的放电电流会使栅极驱动的连接阻抗压降升高,若N2离Q2较远,即连接阻抗过高,则栅极电压过高,容易产生误开启。另外N2应选择电流能力较强的三极管,提高放电速度,可减小上述振荡现象。
3 测试波形
根据本文的设计与优化思路,搭建了直流无刷电机控制驱动的实际电路板,并用一台250 W的三相直流无刷电机作为负载进行了测试,以下是一些测试波形。
图4为一对上下功率MOSFET进行互补PWM时的波形。VG1为上管Q1的栅极电压,VS1为其源极电压,波形分辨率都为13.2 V/div;VG2为下管Q2的栅极电压,3.30 V/div;三个波形的时间分辨率都为7.5 μs/div。
从图4中可以看出当上管Q1导通时,栅极电压是浮置在源极电压上的,压差为14 V左右,上升下降沿也较为理想。上下功率MOSFET的栅极驱动波形VG1,VG2显示为互补导通,有明显的死区时间,保证了两开关管不会同时导通,该电路较为优秀地完成了电机驱动任务。
图5为对系统中出现的振荡现象进行优化前后的测试波形。VD2为下管Q2的漏极电压,20 V/div;VG2为Q2栅极电压,10 V/div;时间分辨率都是100 ns/div。
图5(a)为优化前的情况,可见当下管Q2漏极电压上升时,其栅极由于上文所述的原因产生较大振荡,振幅最大15 V左右,这完全能把Q2开启,造成上下开关管同时导通。
针对该振荡问题,按照优化思路进行调整,适当加大缓冲电阻值,减小驱动三极管到下管栅极的走线长度,增大驱动三极管的拉电流能力等。再次进行测试,由图5(b)可以看出,改进非常明显,基本消除了振荡现象,这对增加系统的稳定与可靠性有非常大的作用。
4 结 语
本文介绍了一种应用于三相无刷直流电机的控制驱动电路,主要分析了此类电路设计中的注意要点以及优化方法。本电路由分立元件组成,简单可靠、易实现、成本低,并且从测试波形可以看出其性能也较为优异,可以广泛应用。在今后的设计中,若能将该电路集成化,则可更进一步简化电机控制驱动系统的设计,提高稳定性。
摘要：设计了一种用于直流无刷电机的控制驱动电路,该电路完全采用分立元件构成,具有成本低、易实现、可靠性高等特点。在简单阐述直流无刷电机工作原理的基础上,分析了其驱动电路的设计要点。结合设计的控制驱动电路,讨论了功率MOS管栅极浮置驱动、互补脉宽调制死区时间设置的问题,分析了驱动电路中振荡产生的原因,并给出优化方法。在最后的实际测试中,验证了该电机驱动电路的各种功能及优化改进后的效果。
关键词：直流无刷电机,驱动电路,功率MOS管,脉宽调制
参考文献
[1]谭建成.新编电机控制专用集成电路与应用[M].北京:机械工业出版社,2006.
[2]Chris Hill.AnIntroductionto Low Voltage DC Motors[M].United Kingdom:Philips Semiconductors Application NoteAN10293 1,2004.
[3]李正中,孙德刚.高压浮动MOSFET栅极驱动技术[J].通讯电源技术,2003(3):37-40.
[4]吴凤江,高晗璎,孙力.桥式拓扑结构功率MOSFET驱动电路设计[J].电气传动,2005,35(6):32-34.
直流无刷 篇5
青藏高原素有“世界屋脊”“地球第三极”之称，青藏联网工程是世界上海拔最高、施工难度最大的输电工程，高海拔施工环境极易诱发各类高原综合病症，对员工的健康危害严重。工程沿线大部分地区处于低气压、缺氧、严寒、大风、强辐射和鼠疫疫源等区域，自然环境恶劣。
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针对个别员工有上高原“吃亏”、内地上班是“享福”的思想，直流建设分公司通过个别谈话和思想交流的方式，让员工明白参建青藏联网工程是自身能力优秀的体现，是组织认可的表现，更是为自己能力“淬火”“加钢”的好机会，消除员工思想芥蒂，使其全身心投入工作中去。工程参建者来自不同建设单位，既有国家电网公司总部员工，又有相关网省公司和网联单位的同志，一起工作需要适应和磨合，为提高工作效率，直流建设分公司提倡员工共事时多做“加法”，多“吃气”、“忍气”，树立集体意识、团队意识和协作意识，处处以工作为重，时时以大局为先，营造心齐气足干工作的氛围。
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发扬“三坚”的奉献精神
直流建设分公司监管青藏联网工程“两站一线”（格尔木和拉萨换流站、西藏段线路）任务。作为工程建设管理方，直流建设分公司以从事工程具体管理和技术指导工作为载体，强化员工“坚持、坚韧、坚守”的奉献精神，在完成工作任务中磨炼自己的精神品质，树立高尚风格。
树立克服一切困难、坚持工作到底的思想。直流建设分公司一线参建员工少，工作任务重，个个都要承担高负荷的工作量，人人几乎天天“连轴转”。时间一长，员工们难免心里打“退堂鼓”。为及时给员工从精神层面立起“防火墙”，在做好参建员工后勤保障的基础上，直流建设分公司采取先进宣讲、典型推广和评先评优等方式，鼓励员工树立克服困难、坚持到底的思想。拉萨换流站项目经理谭启斌在工地上被老鼠咬伤，头部和颈部多处被抓伤，他回绝了公司安排去内地治疗的意见，去当地医院诊治后，随即投入到工地的管理工作中，使参建同事很受鼓舞。
培养员工能打敢打硬仗、敢啃“硬骨头”的韧劲。青藏联网工程争创国优金奖目标，工艺技术要求高，加之施工环境特殊，对参加者的素质提出了很高要求。直流建设分公司积极引导员工树立能打硬仗，敢啃“硬骨头”的韧劲，面对困难不回避，面对挑战不退缩，面对难题不上交的工作态度，以直流建设分公司员工准则为参建同行树立榜样。位于唐古拉山南麓的第7标段地处沼泽地，2010年12月，在进行37基冻土基础浇筑时，气温达到零下37摄氏度，每天7级大风呼啸而过。为确保工程按时转序，直流建设分公司副总工程师张金德带领拉萨工作组其他同志，进驻现场指导。感冒了，打完点滴后继续督导，凭着一股精神拿下了这一艰难的工程。
强化攻坚克难、坚守一线的无畏精神。良好的精神状态能使人产生巨大的力量。在艰苦的条件下工作，除了能力素质外，人的精神状态也很重要。针对青藏联网工程特点，直流建设分公司注重运用典型熏陶、先进感召和英模事迹教育，强化员工攻坚克难、坚守施工一线的无畏精神。
树立“五个”意识
意识是思想集成的形态，是集中精力应对工作前的思想聚合，好的意识是一个人高标准完成工作的基础。直流建设分公司在组织员工参建过程中，注重强化员工质量意识、安全意识、环保意识、应急意识和总结意识，使大家集中精力，在一线抓管理。
强化质量和学习意识。青藏联网工程的质量和标准要求很高。直流建设分公司编制了工程建设管理大纲、创优策划、安全文明施工及环保策划、强制性条文实施策划等建设管理文件，要求员工按标准抓落实，增强质量意识，本着为国家、工程负责的精神，认真检查自身在工作中存在的不足，形成“质量就是生命”的意识，创建精品工程。
同样，作为首次参加高海拔电网工程建设，员工面临从未有过的考验，自身经验和知识在工作中需要更新。直流建设分公司要求员工养成学习意识，对高原施工工作进行经验总结和技术探索，边工作，边总结，边提高，为自身能力“补缺”。
树立安全和环保意识。青藏高原恶劣的气候和繁重的工程建设任务，对安全施工形成巨大考验。直流建设分公司利用各种机会，引导员工自觉牢固树立安全意识，按章操作，按规作业，不私自蛮干，不自作主张，并以自身良好的安全意识带动身边人，筑牢“防火墙”，绷紧“安全弦”。高原自然生态系统极其脆弱、敏感，破坏扰动后很难恢复。在施工中，直流建设分公司要求参建员工树立环保意识，把环境保护措施落实到每一个工作环节，把施工对生态环境造成的影响降到最低，把环保理念渗入到施工组织中，强化施工监管。
直流无刷 篇6
摘要：为提高伺服系统中无刷直流电机的控制效果，设计了以DSP为核心的无刷直流电机控制系统方案。本控制系统的主要优势在于利用数字信号处理器的高速实时运算处理功能，易于实现各种高效的控制算法，很好地解决了伺服系统中PWM信号的生成、电动机速度反馈和电流反馈等问题。并结合模糊控制算法进行了仿真研究，达到无刷直流电机的高精度伺服控制的目的。
关键词：无刷直流电机；DSP；PWM控制；Simulink仿真
在伺服传动系统中，无刷直流电动机(BLDCM)是一种新型的无级变速电动机，其结构简单可靠、维护方便、运行效率高及惯量小和控制精度高等优点，广泛应用于伺服控制精密数控机床、加工中心、机器人等领域[1]。随着BLDCM应用领域的推广，对系统的动静态性能、鲁棒性、控制精度等要求越来越高。
本文以三相四极无刷直流电动机为研究对象，结合PID控制和模糊控制各自的优势，设计了一套基于TI 公司的C2000系列TMS320F2812 DSP为核心的全数字永磁无刷直流电动机的闭环调速系统，以期满足BLDCM伺服控制系统的高精度、快速性、稳定性和鲁棒性的要求。
1总体方案设计
系统设计采用三相四极无刷直流电动机PWM控制方案，逆变桥的通电方式采用两两导通方式。该系统主要由三相四极无刷直流电动机、控制器、电子开关电路和位置检测器四部分组成[2]。其结构框图如图1所示。
功率驱动方式采用三相Y型全桥驱动电路，如图2所示。本系统实现的关键就是通过位置环、速度环和电流环三闭环结构最终实现位置的伺服控制。从闭环结构上看，位置环在最外面，是本系统的主环，电流调节环和速度调节环在里面，两者都是为位置环而服务，电流调节器和速度调节器采用PI调节器，位置调节器采用PID调节器，以TMS320F2812微控制器为控制核心，以功率MOSFET管构成逆变器。通过改变逆变器开关器件的PWM占空比来改变电机电枢端电压，以实现电机转速的调节[2-4]。
2硬件设计
图3给出了基于TMS320F2812 DSP的无刷直流电机控制系统硬件结构框图。
本系统主要由辅助电源、控制器及外围电路、电动机驱动电路、检测电路和系统保护电路等几部分组成。无刷直流电动机的调速原理为：TMS320F2812控制器通过捕获单元捕捉无刷直流电动机转子位置传感器HALL1、HALL2、HALL3高速脉冲信号，检测转子转动位置，并根据转子的位置发出相应的指令改变PWM信号的当前值，进而改变直流电机驱动电路(三相桥式逆变电路IGBT)中功率管的导通顺序，实现电机转速和转动方向的控制。
下面重点介绍系统中的转子位置检测电路、相电流检测电路、驱动电路、系统保护电路等。
2.1转子位置检测电路
本设计方案中，位置检测环节采用了3个位置间隔120°分布的霍尔传感器，由霍尔器件所输出的转子位置脉冲信号送到功率变换电路后，经处理后送入DSP的CAP单元，DSP通过读取霍尔元件的状态值，来确定转子的当前位置，再通过改变PWM的占空比改变MOSFET管的导通顺序，改变 IGBT 的导通顺序，实现电机的换相和电机转速的调节[5]。
霍尔位置传感器输出的信号先由阻容滤波电路处理，然后再经过六路施密特触发反相器SN74HC14N整形后送入DSP的CAP单元进行处理计算。由于霍尔位置传感器输出为5V电平信号，为了与DSP的3.3V电平相匹配，需要进行电平逻辑转换，在此通过施密特触发器输出端串联匹配电阻的方法来实现。三相霍尔位置检测电路如图4所示。
2.2相电流检测电路
在对电路中电流信号进行检测时，由于霍尔元件输出的电流较小，故采用在直流侧母线中串采样小电阻的方法，先将电流信号转化为电压信号，然后再经过放大隔离处理后送入模数转换器A/D。其中光耦隔离器件选择的是6N137。电流检测电路图如图5所示。
其中R22(0.05Ω/3W)为直流侧母线端的采样电阻，首先将电阻两端的压降信号经过阻容滤波电路滤波，然后经过运算放大器放大，以满足TMS320F2812中A/D转换单元的采样范围(0～3V) 的要求。电路中采用了单路高精度双极性运算放大器OP07。图中的二极管D6起稳压保护作用，确保AD0的输入电压在0～3V的范围内，另外，通过光藕合器6N137将干扰路径切断，减小噪声的干扰。
2.3驱动电路
驱动电路采用IR公司生产的高性能三相桥式逆变器驱动芯片IR2136，它只用一路驱动电源便可同时输出6路驱动信号，且IR2136拥有完善的保护功能，使整个电路更加简单可靠。
由于IR2136芯片本身没有逻辑信号与功率信号之间相互隔离功能，因此本设计中DSP产生的6路PWM脉冲信号经光耦隔离后才作为IR2136的6路脉冲输入，进而控制MOSFET管的导通和关断。通过输出端口HO1、HO2、HO3分别控制三相逆变桥电路的上桥臂T1、T3、T5的导通和关断，通过输出端口LO1、LO2、LO3分别控制三相逆变桥电路的下桥臂T4、T6、T2的导通和关断，从而实现控制电机转速的正反转。图6为由IR2136构成的驱动电路。
2.4系统保护电路
在无刷直流电动机控制系统中，保护电路可以保护控制器DSP免受过压、过流的影响，还可以保护电机的驱动电路免遭破环[6]。整个系统的保护电路由隔离电路和驱动保护两部分组成。
(1)隔离电路的设计
光耦隔离电路的作用是避免主回路中的强电信号对控制回路中的弱电信号造成干扰，实现不同电压之间的信号传输。如图7所示(以一路PWM信号为例)，该隔离电路可实现对DSP的6路PWM输出信号与IR2136之间光耦隔离，并实现驱动和电平转换功能。
(2)功率驱动保护电路的设计
功率驱动保护电路包括自保护电路和过电流过电压保护电路。为保证系统中功率转换电路和电机驱动电路安全可靠工作，DSP还提供PDPINTA输入信号，利用它可方便地实现系统的各种保护功能[6]。各路故障信号经过光耦隔离后送入到PDPINTA引脚，图8给出具体保护电路。例如：当有过压或过流现象时，IR2136的引脚FAULT会输出制动信号，拉低PDPINTA引脚输入电平，此时DSP 内部定时器停止计数，所有的PWM输出引脚全部置为高阻态，同时也产生一个中断信号，通知CPU有异常情况发生，这就是IR2136的硬件保护功能。
3系统与上位机的通讯
系统中用 SCI 接口完成与上位机的通讯功能，采用RS-232接口实现通信。通过上位机可以给定位置量，同时控制过程中电机的速度、电流、位置反馈量等参数，也可以实时地发送给上位机显示；SPI接口完成串行驱动数码管显示的功能。通过数字 I/O 扩展的键盘设定位置给定量，并由数码管显示。
4系统仿真
本文对速度环采用增量式PID控制和参数自整定模糊PID控制两种控制算法，利用北京雅合全公司生产的型号为45ZWN24-25的三相四极无刷直流电动机，对实验结果进行分析。图9、图10分别对应两种算法在电机启动时的转速响应曲线。
分析电机启动时转速启动曲线可知，两种控制算法都有一定的超调。增量式PID控制算法电机启动达到稳态的时间大约为2.8s，超调量为8.27%；而参数自整定模糊PID控制算法电机启动达到稳态的时间大约为2.2s，超调量为4.58%，可见，采用参数自整定模糊PID控制算法之后，有效地降低了超调量，缩短了电机启动的时间，提高了电机的控制精度。
5结束语
本文设计了以TMS320F2812为核心的数字直流伺服系统，很好地解决了高精度伺服控制系统中PWM信号的生成、电机速度反馈及电机电流反馈问题，并实现了保护功能，使系统硬件得到了极大地简化，提高了系统的可靠性。并结合参数自整定模糊PID控制算法实现了电机的高精度伺服控制，实验结果验证了该方法的有效性。
参考文献
[1]郭庆鼎，赵希梅.直流无刷电动机原理与技术应用[M].北京:中国电力出版社，2008:4-7.
[2]何小红.无位置传感器无刷直流电动机控制系统的设计[D].硕士学位论文.陕西:西安科技大学，2009.
[3] Mohan BM，Sinha A. Analytical structure and stability analysis of a fuzzy PID controller. Applied Soft Computing. 2008:749–58.
[4] 白浩.永磁无刷直流电动机控制系统的研究[D].硕士学位论文.天津:河北工业大学，2004.
[5]邓钧君，马瑞卿，王翔.基于软件锁相环的无刷直流电机高精度速度控制系统[J]. 测控技术，20106 :428-434.
[6]夏长亮.无刷直流电动机控制系统[M].北京:科学出版社，2009:31-44，182-203.
作者简介
刘恩涛(1986-)，男，中北大学硕士研究生，研究方向为直流电机伺服控制。
直流无刷 篇7
关键词：电机控制,轻小型控制模块,直流无刷电机 (BLDC) ,模块化
直流无刷电机 (BrushlessDirectCurrent, BLDC) 在需要考虑空间与重量因素的场合得到了越来越多的应用[1]。通常采用脉宽调制 (PulseWidthModulation, PWM) 方式来对BLDC进行控制。市场上有不少固化了PWM波产生功能的BLDC专用控制芯片, 其原理通常是把直流电压作为输入信号转换为PWM波, 从而控制电机转速。因此, 要实现BLDC的数字化控制, 须引入数模变换电路, 增加了电路复杂度和实现成本。另一方面, 分压电阻调速控制方式不利于适应复杂多变的控制对象与环境。
市面上基于DSP的无刷电机驱动模块, 可通过改写软件实现控制策略的灵活性, 但是往往整体电路尺寸较大, 有的还需要与电机驱动板配套使用, 增加了整个控制模块的体积和成本。
本文所设计的BLDC控制模块具备轻小型的特点, 适用于机器人与航空领域等对空间与载重要求严格的场合。
1系统硬件设计
系统硬件主要由AVR单片机、电源转换电路、过流检测电路、RS232接口电路、场效应管电路、ISP与仿真器接口等子模块组成, 每个模块分别完成不同的功能。其总体方框图如图1所示。
硬件工作原理:单片机通过检测霍尔传感器的位置判断转子的位置, 并产生相应的PWM波确定功率管导通切断序列, 从而驱动电机的转动。系统采用三相星形连接全控电路和两两导通控制方式。每一瞬间有2个功率管导通, 每隔1/6周期 (60°电角度) 换向一次, 每次换向一个功率管, 每一功率管导通120°电角度。正确的同步换相会产生一个旋转的磁场, 使转子相对定子转动, 得到稳定转矩。
主控芯片为ATMEL公司的AT90PWM3/3B, 其工作温度为-40℃至+105℃, 在要求更高的环境, 可采用其后续系列的汽车工业级AT90PWM324。AT90PWM3/3B有三个功率输出级控制器 (Power Stage Controller, PSC) [3]。每个PSC为了避免短路它会自动产生死区时间, 避免上下级功率管同时导通导致大电流。
无刷直流电机的三相绕组在运行中任何时刻都只有两相导通, 且为同一电流, 在主回路串接一个采样电阻Rf来完成电流检测、限流和过流保护功能。当故障输入 (过流) 时, 单片机的PSCIN0引脚被置为高电平, 并关掉所有的PSC输出;同时产生中断信号, 在中断处理程序中对故障进行判断。在不同的应用场合, 可通过AT90PWM3/3B的ISP或Debug Wire接口改写代码中的DAC_OUT来调整过流保护动作值 (如Rf=0.1 Ω, DAC_OUT为0.6 V, 则相应的过流保护动作值为0.6 V/0.1Ω=6 A) 。制作PCB板时还应该注意主回路印制导线横截面应不小于0.3平方毫米, 保证6A电流可以工作。Rf电阻值与过流保护动作值应综合考虑具体的控制对象与应用场合做相应修改。
电路板外形尺寸为80 mm×60 mm×13 mm (长×宽×高) , 硬件实物图如图2所示:
2 系统软件设计
2.1 嵌入式软件设计
PID控制器以其结构简单、稳定性好、工作可靠、调整方便成为工业控制的主要技术之一[3]。本嵌入式软件通过PID调节器来控制速度, KP用来调电机的响应时间, KI用来消除电机转速的静态误差。PID控制器在偏差绝对值小于特征设定值时工作, 比例系数KP设定为较小值, 积分系数KI设定为较大值, 微分系数KD设定为较小值, 这样可以减少超调, 提高系统稳态精度, 增加对扰动的抑制能力[4]。
嵌入式软件流程图如图3所示
2.2 上位机程序设计
软件是虚拟仪器工作的核心[5], 上位机程序采用LABVIEW语言编写, 通过计算机技术和仪器技术的结合, 把本模块虚拟成一台运行于计算机之上的电机控制器。
图4显示的是本电机控制模块应用到国家863计划项目“机载天然气管道泄漏探测红外激光雷达研制”的上位机软件程序。此程序具较强的通用性, 不同的电机和应用场合只需要更改某些参数即可。
上位机程序除了可以通过串口给出指令进行控制的模式外, 还提供有LIN协议控制接口, 以及可调电阻分压调速模式。在多种模式中, 通信控制策略为:
(1) 串口通信与LIN通信属于第一级别, 可调电阻分压属于第二级别。
(2) 在开始启动时, 第一级别通信与第二级别通信同时无异常存在的情况下, 控制模块执行第一级别通信指令;若同一级别内有两个通信指令无异常存在, 则以时间先后为准。
(3) 电机被某一通信指令启动后, 如PC机异常或可调电阻失压等故障情况下导致该通信再失效, 则电机停转, 必须以新的通信指令触发才能开始新的运转。
通过以上策略, 可以解决通信指令冲突的问题, 使系统运行稳定。
3 测试
本文设计的电机控制模块在国家十一五计划项目“航空遥感系统宽谱段成像光谱仪”的扫描电机转速控制中得到应用, 电机选用的是上海心远电气有限公司为该项目定制的3对极无刷直流电动机, 对本电机控制模块进行如下测试。
测试条件:环境为室内。温控设备为Beatronic Supply ApS (Ltd.) 出品的VCS7048—10, 控制温度为18 ℃ (1 h运行时间) 和40 ℃ (1 h运行时间) 两种测试环境。电源为台湾固纬GPS-4303C数字直流电源, 调试为双通道28 V 3A并联输出。转速检测采用AK4-06-2-9-3R-5000型增量式光电编码器。
测试方法:将电机控制模块放入环境模拟温度控制箱内, 上位机采用USB转RS232转换器与主控电路板进行通讯。通过上位机设定电机转速, 用示波器测量装在电机上的光电编码器来检测电机的实际转速。分别测试了设定转速为 (300～1 200) r/min下电机的实际转速。
测试结果:对实验数据分析得到本控制模块转速控制的稳定性和准确度如图5及图6。
图5反映的是转速控制的稳定性, 横轴为设定转速, 纵轴为实测转速最大波动值。实验表明, 三种情况下的转速最大波动范围均不超过1%。由于本测试环境在室内, 电机转动时受到外界干扰较少, 闭环控制在稳定性方面并没有表现出其突出的优越性。
图6反映的是转速控制的准确度, 横轴为设定转速, 纵轴为实测转速最大误差值。实验表明, 18℃闭环控制时的实测转速最大误差总体来看最小, 18℃开环控制时为次之, 在40℃开环时误差最大, 但最大转速误差控制在1.5%以内。
4 结论
本文设计的轻小型直流无刷电机控制模块在设计时考虑了模块化与多种控制模式, 具有体积小、重量轻、控制方式灵活的特点, 经过实际测试与应用, 证明转速控制的稳定性与准确度较高, 目前已在863项目“机载天然气管道泄漏探测红外激光雷达”和十一五项目“航空遥感系统宽谱段成像光谱仪”中得到了应用。
参考文献
[1]Yedamale P.Brushless DC (BLDC) Motor Fundamentals.http//www.microchip.com, 2003
[2]Atmel Corporation.AT90PWM3B Microcontroller Data Sheet.http//www.atmel.com, 2008
[3]Kaya I, Nusret T, Atherton D.A refinement procedure for PID con-trollers.Electrical Engineering, 2006;88 (3) :215—221
[4]夏晶晶, 何仁, 张涌, 等.基于模糊PID的CVT夹紧力控制.江苏大学学报:自然科学版, 2008;29 (6) :474—477
直流无刷 篇8
直流无刷电机具有效率高、易控制、调速性能好等特点,而且体积小、质量轻,因此应用较为广泛。综合直流无 刷电机的性能和应用情况,在其运行过程中最为突出的一个问题是转矩脉动,转矩脉动对直流无刷电机的性能有较大影响,所以需要进行优化设计,有效改善和解决转矩脉动这个问题。
1转矩脉动对直流无刷电机的影响
直流无刷电机输出转矩较大,而且动作 响应快,有较高的可靠性和可操作性,所以应用范围较广。直流无刷电机在运行过程中产生转矩脉动,是其本身固有的一个缺陷,转矩脉动 的产生,影响着直流无刷电机的工作,抑制了其在高精度系统 中的应用。
在直流无刷电机工作过程中,因为齿槽的存在,会造成气隙不均匀,进而导致气隙磁场不稳定,发生齿槽转矩脉动,并使直流无刷电机出现转矩脉动,伴以振动和噪声。在振动和转矩脉动的影响下,电机会出现转速波动,影响运行。在实际工作中,若直流无刷电机无法平稳运行,其性能和使用寿命会受到影响。
在直流无刷电机变速驱动运行时,转矩脉动的频率与转子或定子的频率相同,这将放大 电机齿槽 产生的转 矩脉动的 影响,严重影响电机的工作。电流通过绕组之间时 会产生电 感,电感对电流的变化非常敏感,绕组中的电流发生变化后,就会产生转矩脉动。转矩脉动对电机的绕组、电流强度等均会产生较大影响,甚至会影响电机正常工作,造成电机损坏等。
直流无刷电机的转矩脉动是其固有的一个特性,也是判断其性能的一个重要指标,为了提高直流无刷电机的性能、工 作精度,需要对其进行优化设计,降低转矩脉动。
2直流无刷电机转矩脉动的监测技术
在直流无刷电机运行过程中,转矩脉动 是其固有 特性,也是影响其性能的关键性因素,所以加强对转矩脉动的监 测,可以及时掌握电机运行状态,监控转矩脉动的强度,并据此制 定转矩脉动控制措施。
监测直流无刷电机转矩脉动的方法有:
(1)建立仿真模型验证。为了更好地掌握直流无刷电机的转矩脉动情况,可以建立仿真模型进行验证。利用 仿真模型,单一地改变电机的运行参数,对转矩脉动的变化进行观 察,确定在电机工作过程中影响转矩脉动的因素,并在实际工作中加以控制。
(2)水纹/水波观察法。利用水处理技术,在直流无刷电机系统中连接一个水池或其他水装置,在电机工作状态下观察水面的平静程度,水面越平静或水纹趋向稳定,则说明电机的 转矩脉动越小,电机性能 越好,工作状态 越稳定;若水面出 现异常、水纹突变等,则说明电机的转矩力量大,转矩脉动产生的影响较大,电机无法平稳工作,此时需要采取措施控制转矩脉动。
3直流无刷电机转矩脉动的诱因
3.1电磁因素
电磁因素造成的直流无刷电机转矩脉动主要是 因定子电流与转子磁场相互吸引而产生,其与电流波形、反电动势波 形等均有直接的关系。理想状态下,定子电流、反电动势 波形以方波、梯形波的形式存在,平顶宽度则为120°电角度,形成的电磁转矩是一个恒定值。但在实际工作中,由于设计、制 造及其他因素的影响,平顶宽度不是120°电角度或反电动势不是梯形波等,就会造成电磁转矩脉动的产生。
3.2电流换向
直流无刷电机在实际工作中,定子绕组按照一定的顺序进行换流,因为各绕组之间存在电感,电感会受电流的瞬时变 化影响,在电枢绕组中,电流每经过一个磁状态,从一个相切换成另一个相,就会引发转矩脉动。
3.3齿槽
由齿槽引起的直流无刷电机转矩脉动也称为磁 阻转矩脉动,因为定子齿槽的存在,使得磁状态内极下磁阻发生了变化,而引起转矩脉动。齿槽转矩脉动是直流无刷电机的一个特性,在电机处于轻载运行状态时,齿槽转矩脉动非常明显,会导致振动、噪声的产生。
3.4电枢反应
电枢反应对转矩脉动的影响主要体现在:(1)电枢反应造成气隙磁场发生畸变,改变转子永磁体在空载状态下的方波气隙磁感应强度,使得部分加强、部分减弱,造成转矩脉动。(2)在一个磁状态下,相对静止的电枢反应磁场与连续旋转转子的主极磁场发生相互作用,产生转矩脉动。
4降低直流无刷电机转矩脉动的优化设计方法
针对直流无刷电机的转矩脉动进行优化设计,重点就是降低转矩脉动,提高电机性能。目前,直流无刷电机的 优化设计方法有很多种,例如数学仿真模型等。我们以电角度120°的直流无刷电机为例进行电流换向转矩脉动的优化设计研究,电机的主电路采用三相半桥式逆变器,如图1所示。
使用三相端电压平 衡方程对 直流无刷 电机进行 描述,结果为:
式中,UL1、UL2、UL3分别为直流无刷电机的相电压;R为电枢绕组的电阻;iL1、iL2、iL3分别为直流无刷电机的相电流;P为微分算子;L为绕组电感;eL1、eL2、eL3分别为直流无刷电机的三相反电动势;UN为电机中性点相对于直流母线的电压。
若直流无刷电机三 相对称,而且具有120°的梯形反 电动势,其他因素忽略,绕组特性和参数为常数且相同,可以得出电机的电磁转矩:
在电机稳态时只有两相通电,电磁转矩则可表示为:
在直流无刷电机工作过程中,每次换相都相隔60°电角度,而且在换相过程中关断向上的开关,绕组还会存在电感,造成电流不会一下子消失,而是通过相应的二极管进行续流,逐渐消失,这就是电流换向产生转矩脉动的主要原因。
通过对电机的电流换相进行调制,可减小转矩脉动。因为电流换向的时间非常短,所以根据直流无刷电机自身的特点设计了2种调制方法:非换相开关管恒通、非换相开关管PWM调制。这2种调制方法中,对开关管进行PWM调制,可以显著降低转矩脉动。
5结语
转矩脉动是直流无刷电机运行时固有的一个特性,且对电机性能影响较大,转矩脉动无法消除,只能降低。造 成转矩脉动的因素很多,为了提高直流无刷电机的性能,使其应用 于更高精度的系统中,需对其进行优化设计,降低转矩脉动,以促进电机稳定工作,保障电机性能。
摘要：直流无刷电机具有良好的调节性、机械性等特征,且调速范围较宽,属于高效节能产品,在运行过程中转矩脉动过大是其当前亟需解决的一个问题,对此需进行优化设计。现针对转矩脉动对直流无刷电机的影响、转矩脉动监测技术及诱因进行分析,并提出一种降低直流无刷电机转矩脉动的优化设计方法。
直流无刷 篇9
关键词：直流无刷电机,无位置传感器,反电动势,步进启动,直流无刷电机调速系统,换相
0 引言
直流无刷电机 (Brushless DC Motor, 简称BLDCM) 因其体积小、重量轻、易调速、性能可靠等优点, 广泛应用于办公自动化、家用电器及工业机器人等设备中[1]。传统的三段式启动虽然可以正常启动电机, 但国内外对其的理论研究却并不多。本文将对三段式的启动方法做深入的理论分析, 为步进启动提供理论支持, 并在最后给出实测波形。
根据直流无刷电机有无位置传感器可以将其分为有位置传感器式和无位置传感器式直流无刷电机。由于现代自控设备对体积提出了更高的要求, 所以无位置传感器式直流无刷电机得到了越来越广泛的应用。无位置传感器式直流无刷电机对转子位置的检测有反电动势法、续流二极管电流通路检测法等方法。长期以来国内外研究开发了无刷直流电机的多种无传感器控制技术, 其中最简单而实用的方法是基于反电动势检测[2]。基于反电动势检测的直流无刷电机控制系统对主控制器的要求比较高, 所以一般都采用DSP, 文献[3~5]均是采用DSP作为主控制器的直流无刷电机控制系统, 效果良好。
1 基于反电动势检测的无位置传感器无刷直流电动机的运行分析
图1为星形连接三相桥式逆变电路。在图1中, 上桥臂三个开关管Q1、Q3、Q5采用P沟道功率MOSFET, 栅极电位低电平时导通;Q2、Q4、Q6采用N沟道功率MOSFET, 栅极电位高电平时导通, A、B、C为电机三相绕组。在图1中, 在由微控制器组成的控制电路的控制下, 上、下两个开关管不能同时导通, 通过控制开关管Q1~Q6中的两个按照一定顺序轮流导通, 电机电枢同时有两相通电, 当按表1所示顺序轮流一周导通时, 电机就旋转一周, 电机的此种导通方式被称为三相六状态通电方式。需要注意的是, 同一桥臂上下两个开关管必须保留足够的死区时间。
对应表1的开关关系, 由图2可以看出, 通过控制开关管的轮流导通, 电机中通电的绕组也随之改变, 从而转子所处的磁场总在不停地旋转, 以此驱动电机转动。在电动机正常转动时, 由反电动势法检测到转子位置的信息, 按照一定的触发换相逻辑, 通过微控制器输出相应的PWM波, 控制开关管次序导通, 带动电机内部磁场旋转, 从而达到驱动电机转动的目的。
注:表1中, AB表示电流由A相流向B相, 其余同理。
2 直流无刷电机的步进启动分析
采用反电势换相方式工作的无刷直流电机在静止时无感应电动势, 因此没有自起动能力[6]。电机启动的关键在于以正确的相序通电[7]。此时我们必须通过人为控制, 给电机施加一个由低频到高频不断加速的换相信号, 使电机绕组轮流通电, 从而“拖动”电机旋转, 当电机达到一定转速时, 再切换到直流无刷电机运行状态。这个过程称为步进启动技术, 包括转子定位、步进启动和正常运行三个状态。
在电动机启动时, 我们必须通过控制器产生加速的换相命令, 即我们要通过控制器控制图2中各个状态的导通时间。针对表1和图2, 在步进启动阶段, 为了便于分析, 我们将电机圆周展开成一条直线, 如图3所示, 其中, θ1~θ6为转子转过第一转所经过的六个状态, θ7~θ12为转子转过第二转所经过的六个状态, ……, 由图2可以看出, 电机总是在不停地重复这六个状态, 且电机机械位置已经固定, 换相时刻只跟转子相对磁极位置有关, 故可得θi=θi+1 (i=1, 2…) 。由于电机处在加速启动状态, 随着换相信号的频率逐渐升高, 每个状态所持续的时间必然逐渐减少, 设定:状态i (i=0, 1, 2, …) 的持续时间为ti, 必有ti<ti+1 (i=1, 2…) 。这种情况一直继续到电机启动成功、步入正常运行状态为止。如果能推导出各状态持续时间之间的关系, 我们就可以“拖动”电机, 从而达到电机启动的目的。
对于旋转电机, 有:
式中Tem为电动机的电磁转矩, 单位为N·m;
Tl为负载转矩, 单位为N·m, 不妨假设为恒负载转矩, 则Tl为一个常数;GD2为电动机飞轮惯量, 单位为kg·m2, 飞轮转矩GD2可以从相关产品目录查到, 在电机给定的情况下, 该值也可看作一个常数;n为电动机转速, 单位r/min。其与电动机转动角速度Ω的关系为:
根据三相无刷直流电动机的基本公式, 有:
式中CT为电机的转矩系数, 在电机一定时, 该值为常数;为电机磁通量, 单位为Wb, 由于直流无刷电机采用的是永磁体, 故该值也为一个常数;Ia为电枢绕组电流, 单位为A, 对于Ia, 有:
式中Us为电源电压;UT为开关管导通压降, 此值在开关管导通时极小, 约为0.7 V左右, 在理想情况下, 该值为零, 在本文中, 我们认为UT=0;E为电机的反电动势, 单位为V, 对E, 有:
其中Ce为电机的电动势常数, 电机给定时, 该值为常数。
整理上列各式, 可得:
令, 则式 (6) 可化为:
式 (7) 是一个常系数一阶微分方程, 求解可得:
式中c为常数, 由微分方程的初始条件得到。
由图2, 在电机开始启动的时刻, Ω (0) =0, 由此可得:
故式 (8) 可化简为:
根据式 (9) , 由图3可得式 (10) ,
以ti (i=1, 2, …) 作为变量, 由:
联立以上方程, 可得到式 (12) :
可解得:
因此, 在步进启动阶段, 每一次换相后, 该相通电的持续时间我们可以通过式 (13) 得出。由此式可以看出, 在无刷电机启动的时候, 每一相通电的时间是逐渐减少的。按照此种关系拖动电机旋转, 可以达到电机安全启动的目的。
3 实验分析
根据上述启动理论, 我们做了相应的实验验证。由于意法半导体公司的STM8S系列微控制器抗干扰性强, 性价比高, 我们采用该系列微控制器SMT8S做主控芯片, 控制输出PWM及换相等。由SMT8S作为主控芯片制作的控制器如图4所示。
新西达电机被广泛应用于航模等自控要求较高的场合中, 我们采用新西达电机做被控对象, 试验中所用电机型号为新西达2212无刷电机, 由上述控制器与电机联合调试, 如图5所示。
对图5所示的直流无刷电机调速系统进行试验, 得到的启动波形如图6所示。
4 结束语
本文通过对直流无刷电机步进启动的分析, 得到了步进启动阶段三相六状态时每一个状态应持续的时间之间的关系, 为直流无刷电机的步进起动提供了理论支持。最后, 制作实物直流无刷电机调速系统进行试验验证了上述结论的可行性。
参考文献
[1]孙建忠, 白凤仙.特种电机及其控制[M].北京:中国水利水电出版社, 2005.
[2]沈建新, 吕晓春, 杜军红, 等.无传感器无刷直流电机三段式起动技术的深入分析[J].微特电机, 1998, 26 (5) :8-11.
[3]李利平, 益斌, 徐卫忠.无刷直流电机的控制研究[J].电气自动化, 2012, 34 (3) :15-17.
[4]冯嘉鹏.基于DSP直流无刷电机控制系统的设计与研究[D].广州:华南理工大学, 2012.
[5]欧阳中盈.基于DSP的直流无刷电机控制系统研究[D].北京:北京交通大学, 2007.
[6]邹继斌, 张豫, 李宗政, 等.无位置传感器无刷直流电机驱动电路的研究[J].微电机, 1999, 32 (2) :16-18
直流无刷 篇10
随着电力电子设备的多功能、小型化及高速、高集成度,其运行过程中的发热现象逐渐成为制约其进一步发展的瓶颈[1]。当电力电子设备运行在较小空间时,不断上升的温度将影响其功能、寿命及可靠性。采用风扇对电子设备进行冷却,以确保元器件工作在允许温度范围之内。直流无刷电机具备结构简单、高转速、低转矩脉动和高性能等优点[2],在风扇电机中得到了广泛的应用。减小尺寸正成为电力电子设备生产过程中的主要目标。因此,风扇电机也需要减小自身的尺寸以便于实现电子设备的小型化。无刷直流电机常用位置传感器来获得电机的换向控制信号。由于霍尔传感器对工作温度和噪声干扰等外部因素非常敏感,可能导致过大的信号误差与位置偏差。由于风扇电机尺寸较小,限制了位置传感器的安装位置,制约了电子设备的微型化发展。
本文提出一种新型的基于电流反馈的无位置传感器直流无刷风扇电机控制方法。首先从直流无刷风扇电机的数学模型入手,详细阐述了常用的基于反电动势的无传感器控制方法,对外部PWM驱动的开环控制系统和无外部PWM驱动的速度闭环控制系统进行了比较分析,引入电流反馈环节,实现了一种新型的无位置传感器直流无刷风扇电机的控制方法。借助MATLAB/Simulink软件进行建模与仿真。
1 直流无刷风扇电机的数学模型及反电势过零点检测方法
1.1 直流无刷风扇电机的数学模型
从图1可以看出,逆变器由六个功率开关管组成,其输出的电压直接通入电机的电枢绕组。采用120°导通规则,相邻功率管之间相差60°电角度,任意时刻只有两相同时导通。假设磁路不饱和,忽略磁滞损耗与涡流损耗的影响,三相绕组采用Y接并完全对称,直流无刷风扇电机的三相电压平衡方程为[3]:
式中:UA、UB、UC为三相绕组电压;iA、iB、iC为三相绕组电流;eA、eB、eC为三相绕组反电势;L′为每相等效电感,L′=L-M;R为每相绕组内阻。
电磁转矩是电枢绕组产生的旋转磁动势与由永磁转子产生的气隙磁密相互作用的结果,直流无刷风扇电机的电磁转矩方程为[4]:
式中:ω为电角速度。
从式(2)可知,通过控制逆变器输出的方波电流的幅值便可控制电机的电磁转矩。
电机运动方程如下:
式中:m为转子质量,J为转动惯量,TL为负载转矩。
1.2 直流无刷风扇电机的反电势过零点检测方法
直流无刷风扇电机利用检测得到的反电势过零点信号来获得转子位置信号,位置信号经换向控制单元处理之后输出一系列脉冲指令来控制逆变器的通断,从而实现了无位置传感器的目的。因此反电势过零点的正确检测对位置的准确检测具有至关重要的作用。以A、B两相通电时为例来说明反电势过零点检测方法。当A、B两相通电时,C相反电势可由下式得到
eC=-Uo (4)
式中:Uo为中性点电压。
从式(4)可以看出,当C相反电势经过零点即eC=0时,有
Uo=0 (5)
因此当中性点电压Uo等于零时能够获得C相反电势的过零点。图2为反电势和中性点电压Uo的波形。从图2可看出,当反电势过零点时,转子位置在150电角度处。
2 直流无刷风扇电机的无传感器控制方法
从1.2节所述反电势过零点检测方法测得未通电相的反电势过零点之后便可得到转子的实际位置。常用的直流无刷风扇电机控制系统有开环控制系统和闭环控制系统。图3是由外部PWM驱动的转速开环控制系统。通过检测得到的三相电压和中性点电压来获得过零点信号。换向控制单元根据过零点信号、给定转速及外部PWM信号来确定逆变器的开关顺序。开环控制是直流无刷风扇电机控制的基本方法,但需借助与外部PWM信号,因此具有不稳定性等缺点。
图4为无外部PWM驱动的转速闭环控制系统。与开环控制系统相似,通过过零点检测单元获得换向控制单元所需的过零点信号。由给定转速和转速估计单元产生的实际转速经速度控制单元之后输出三路电压信号输入到换向控制单元。换向控制单元根据电压信号和过零点信号来确定逆变器的开关顺序。在传统的控制方法中常用电压信号直接驱动电机,但在这种情况下,由于电压和电流之间存在的相位偏差,电机运行时存在不稳定因素。
为开环控制的不稳定性和闭环控制产生的相位偏差,本文在传统控制方法中引入电流反馈环节提出了一种新型的能增进系统性能的控制方法,如图5所示。与仅利用转速闭环的控制方法相比,引入电流反馈环来检测电流信号并将其输入到电流反馈控制单元。根据参考电流和实际电流,
电流反馈控制单元将相应的电压控制信号输出到换向控制模块中,进而确定逆变器的开关顺序。
3 基于电流反馈的无位置传感器直流无刷风扇电机的MATLAB建模
借助MATLAB/Simulink软件对本文提出的新型控制系统进行建模,主要包括如下模块:转速控制器、参考电流模块、电流反馈模块、相电流检测模块、转速估计模块、过零点检测模块、换向控制模块、逆变器模块和电机本体模块等组成。将各个功能子模块进行有机整合便得到整个系统的仿真模型,如图6所示。
3.1 参考电流模块
参考电流模块的作用是根据电流幅值和位置信号得出三相参考电流,然后将参考电流输入到电流反馈模块[4]。本文借助m函数对参考电流模块所需的位置信号进行处理。
3.2 电流反馈模块
电流反馈模块的作用是根据参考电流和实际电流相比较输出换向控制模块所需的电压控制信号[5]。图6是电流反馈模块的仿真模型。其中i*=[ia*, ib*, ic*],i=[ia, ib,ic],u=[ua, ub, uc]。当实际电流大于参考电流且偏差大于滞环比较器的宽度时,对应相的上半桥关断,下半桥导通;当实际电流小于参考电流且偏差小于滞环比较器的宽度时,对应相的上半桥导通,下半桥关断。适当的滞环宽度可以使实际电流不断跟踪参考电流,实现电流的跟踪型PWM控制。
3.3 反电势模块
直流无刷风扇电机三相的反电势均为梯形波,按照式(6)对其进行建模[6]:
式中,ke为反电势常数。
4 仿真结果分析
三相直流无刷风扇电机参数如下:电机极对数为1,额定电压6 V,给定转速650 rad/s,每相等效电感L′=0.04 mH,定子绕组每相电阻R=0.04 Ω,转动惯量J=8.7*10-4 kgm2,反电势系数ke=0.055 V·s/rad。电机启动时带负载转矩2.5 N·m,在0.1 s时施加负载转矩3 N·m。仿真时间为0.2 s。转速、A相电流及电磁转矩波形分别见图8、图9、图10。
从图8可以看出:电机起动之后到0.01 s左右时便可达到额定转速,之后的转速运行平稳,在0.1 s时由于外加负载转矩的作用,转速曲线会出现微小的降低,但很快又达到新的稳态,因此转速无超调,动静态性能良好。
从图9可以看出,起动之后,A相电流以正—零—负循环交替变化,依次间隔120度、60度和120度,即每个360度周期内,有240度的有效导通时间。在换相时刻电流冲击很小。
从图10可以看出,转矩动态性能优良,之所以在换相时刻转矩有下降的尖波脉冲,是因为换相时由于电流急剧变化,导致di/dt很大,由式(1)知此时反电势变小,再结合式(3),因此电磁转矩出现下降的尖脉冲。从起动之后的很快时间内,电磁转矩很快到达稳态,在0.1 s处由于外加负载转矩3 Nm的作用,转矩抬升并快速进入新的稳态。
5 结束语
常用于电力电子设备冷却的直流无刷风扇电机的无传感器开环控制系统需要施加外部PWM驱动信号降低系统稳定性和转速闭环控制系统产生的相位偏差导致电机控制系统的不稳定,因此需要新的无传感器控制方法以解决这些问题。本文在分析直流无刷风扇电机数学模型及反电势过零点检测方法的基础上,对由外部PWM驱动的开环控制系统以及转速闭环控制系统进行了比较,提出了引入电流反馈环节转速闭环控制系统。利用MATLAB/Simulink软件进行了建模与仿真。仿真结果表明,采用本文所提出的控制系统能有效消除相位偏差的影响且无需外部PWM驱动信号,系统具有良好的动态静态性能。
摘要：针对无传感器直流无刷风扇电机开环控制的不稳定性和转速闭环控制的相位偏差,首先从直流无刷风扇电机的数学模型及反电势过零点检测方法出发,阐述了由外部PWM驱动的开环控制和转速闭环控制方法的不足,提出了一种新型的基于电流反馈的无传感器直流无刷风扇电机控制系统。最后借助MATLAB/Simulink软件进行了建模与仿真,验证了新型控制系统的可行性。仿真结果表明,提出的控制系统具有良好的稳定性并有效消除了相位偏差。
关键词：直流无刷风扇电机,反电势,电流反馈,无传感器
参考文献
[1]Chern TL,LiuLH,LinSW,etal.Thesensor-lessspeed controldriver with current feedback for three-phase brushless DC fan motor[C].IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications(ICIEA),2011:2733-2737.
[2]刘海珊,陈宇晨.无刷直流电机PID控制系统仿真及实验研究[J].系统仿真学报,2009,21(16):5157-5160.
[3]张琛.直流无刷电动机原理及应用[M].北京:机械工业出版社,2004.
[4]松华,叶汉民.无刷直流电机控制系统的Matlab仿真[J].工业控制计算机,2011,24(5):64-67.
[5]Chiu C L,Chen Y T,Liang Y L,et al.Optimal Driving Efficiency Design for the Single-Phase Brushless DC Fan Motor[J].IEEE Transactions on Magnetics,2010:1123-1130.
静电场与直流电 篇11
关键词：静电场；直流电；电流方向；电压方向；基尔霍夫定律
静电场是电荷周围存在的一种特殊形式的物质，电荷之间的相互作用是通过电场实现的。对电场的任何一点来说，放在这点的电荷所受的电场力跟它的电荷的比值，总是一个常量，可以用来表示电厂的强弱叫做这一点的电场强度。电场强度是矢量，它的方向规定为正电荷所受电场力方向。除了用电场强度来描述电场的强弱及方向外，电场线也用来形象表示电场强弱及方向。电场线是在电场中画出的一系列从正电荷出发到负电荷终止的曲线，并且使曲线上每一点的切线方向都跟该点的电场强度方向一致；电场强度越大的地方，电场线越密，电场强度越小的地方，电场线越疏，沿着电场线的方向是电势降落的方向。
在复杂电路的某一段电路或一个电路元件的分析与计算时，可事先假定一个电流的方向，这个假定的方向叫做电流的“参考方向”。我们规定：若电流的“参考方向”与实际方向相同，则电流值为正值，即I>0；若电流的“参考方向”与实际方向相反，则电流值为负值，即I＜0。和分析电流一样，有时很难对电路或元件中电压的实际方向做出判断，必须对电路或元件中两点之间的电压任意假定一个方向为 “参考方向”，在电路中一般用实线箭头表示，箭头所指的方向为参考方向。当电压的“参考方向”与实际方向一致时，电压值为正，即U>0；反之，当电压的“参考方向”与实际方向相反时，电压值为负，即U＜0。电流与电压有了参考方向后，电流与电压就有了正负。
电流与电压参考方向，在应用基尔霍夫定律解决复杂电路计算中，贯穿始终。
欧姆定律是分析与计算电路的基础。如果电阻元件上的电压与通过它的电流参考方向相同，欧姆定律可表示为U=IR，如果电阻元件上电压的参考方向与电流的参考方向不同时，则欧姆定律可表示为U＝－RI。除了欧姆定律，分析与计算电路还离不开基尔霍夫电流定律和电压定律。基尔霍夫电流定律应用于节点，基尔霍夫电压定律应用于回路。
基尔霍夫电流定律是用来确定连接在同一节点上的各个支路电流之间的关系的。由于电流的连续性，电路中任何一点（包括节点）均不能堆积电荷。因此“任何一瞬时，流入任一节点的支路电流之和恒等于流出该节点的支路电流之和”，这就是基尔霍夫电流定律的基本内容。
基尔霍夫电压定律是用来确定回路中的各段电压之间的关系。“在任一回路中，从任何一点出发以顺时针或逆时针方向沿回路循行一周，回路中各段电压的代数和等于零”，这就是基尔霍夫电压定律的基本内容。为了应用基尔霍夫电压定律，必须选定回路的参考方向，当电压的参考方向与回路的循行方向一致时取正号，反之取负号。列方程时，不论是应用基尔霍夫定律或欧姆定律，首先都要在电路图上标出电流、电压或电动势的参考方向；因为方程式中的正负号是由它们的参考方向决定的，若参考方向选得相反，则会相差一个负号。
如图所示电路中，已知R1=10Ω，R2=5Ω，R3=5Ω，Us1=12v，Us2=6V。
求：R1、R2、R3所在支路电流I1、I2、I3。
解：1.先假定各支路电流的参考方向，如图所示。
2.根据KCL列出节点电流方程，由节点A得到I1+I3－I2=0。
3. 选定回路的绕行方向就是电势降落的方向，如图所示。
4. 根据KVL列出两个网孔的电压方程。
网孔AdcBbA：－I2R2－I3R3＋Us2＝０；其中I2R2、I3R3为负是因为电流与电压参考方向相反，欧姆定律用负的。
网孔AbBaA：I1R1+I2R2－Us1=０；其中Us1为负是因为它电压的方向与循行方向相反。
代入电路参数，得方程组：
I1+I3－I2=0
-6=-5I2－5I3
12=10I1+5I2
解方程组，得：I1=0.72A，I2=0.96A，I3=0.24A。
从基尔霍夫定律的应用中可以看到，电流、电压的方向问题就是解题的对错问题，足以见证电流、电压方向的重要性。如果没有静电场的电场线的形象讲解，学生就很难看出电流与电压实际方向的一致性，那么，欧姆定律正负公式推出就难讲述，欧姆定律讲不好，基尔霍夫定律就很难讲，更别说应用基尔霍夫定律解决实际问题了。所以，静电场内容是是直流电内容讲解的前提和基础，两章内容密不可分。
参考文献：
1.《大学物理教程》.山东大学出版社.
2.孙秀春.《大学物理教程思考题与习题解答》.山东工程学院.
无刷直流电机的保护电路 篇12
关键词：无刷直流电机,欠压保护,过压保护,过流保护
0 引 言
电机广泛应用于人们的生产、生活及科研等各个领域,因此各种类型的电机保护装置应运而生,如欠压保护、过压保护及过流保护等。这些保护装置相互独立,不仅安装麻烦,总体生产成本高,而且在电机正常运行过程中,还要消耗一定的电能,造成能源浪费。其实,上述保护装置,归根到底都是预防电机因自身过热而烧毁。本文给出几种电机的保护方案,它不仅响应速度快,控制可靠,而且大大地降低了保护装置的生产成本。该保护电路与传统的保护电路相比,省去了热继电器、交流接触器等保护装置的能耗,与电机为一体。经测试验证,效果良好[1,2]。
1 电流检测原理
要实现过流保护,首要的任务是检测电机的电流。通常有2种检测电流的方法:
(1) 小阻值无感采样电阻。通常采用康铜丝或者贴片件,这是一种廉价的方案,但是要注意采样电阻阻值的选取,功率要足够大,同时电阻的电感要小,以排除感抗在电阻两端引起的电压降。
(2) 霍尔电流传感器。适合驱动开发,采用LEM公司的LA28-NP霍尔电流传感器[3,4]的电流测量,它的优点是精度高,可靠性高。
在电流采样的位置上也有2种方法可以选择:
(1) 相电流采样。将采样电阻或者霍尔电流传感器置于每一相,假设三相电流分别为ia,ib和ic,又因为无刷电机的三相电流有如下关系:ia+ib+ic=0,所以只要检测出无刷电机中两相电流就可以得到另一相的电流信息。
(2) 母线电流采样。一般是将采样电阻或者电力传感器置于母线负侧进行电流采样。
下面介绍一种基于LEM霍尔电流传感器采样母线电流的方法,该方法精度高,可靠性高。
将霍尔传感器LA28置于母线负侧到地之间进行电流检测,LA28将检测到的初级电流按1 000∶1的比例进行缩小,得到次级电流,次级电流经过I/V电路之后转化为方便A/D(模/数转换模块)采集的电压量,但是I/V输出的电压信号含有丰富的PWM斩波的高次谐波分量,所以如果直接送单片机的A/D口,会检测不到电压信息,因此需要加信号调理电路,即将I/V电路得到的电压送入巴特沃思(Butterworth)二阶低通滤波器[5]进行低通滤波。经过低通滤波之后可以将高次谐波分量滤除,进而得到直流分量,同时为了便于A/D口采集,将滤波后的小电压信号进行比例放大,之后送入A/D口进行检测。这个硬件电路示意图如图1所示。
I/V电路如图2所示。
图3给出了二阶低通滤波器的设计方法。实际设计时,使R1=R2,C1=2C2,可以实现-40 dB/10倍频的频率响应。其截至频率的计算公式为:
在实际电路中电阻电容取值为R=100 kΩ,C=1 μF,截至频率f=1.126 Hz,从而将方波电压信号的中高次谐波分量滤除,进而得到平稳的直流分量。
同相和反向比例电路是运放最典型的应用。经低通滤波之后出来的直流电压信号,其幅值比较低,所以要经过同相比例运算放大电路放大,进行电压放大,便于单片机的A/D口进行采集。图4中D22,D23为箝位二极管,保持输入到单片机A/D口的电压在0～5 V范围之内,选用1N4148即可。
2 电压检测原理
线电压检测电路的设计与电流检测电路的设计大体相同,具体原理参照电流检测原理。线电压检测硬件的整体电路结构图如图5所示。
3 保护方案
本文提出的保护方案主要是针对以IR2136芯片作为电机驱动器[6]的电机,因为它不但实现了一套完整的无刷直流电动机驱动,而且它还集成了自身工作电源欠压检测器,检测到芯片的Vcc或Vbs欠压时能关闭高端MOSFET[7],防止MOS管长时间工作在高功耗状态下。
3.1 过流保护方案
过流保护方案共有3套,其中包括两套硬件过流方案和一套软件过流方案。
(1) 电流检测电路和LM311[8]构成比较电路,输出送到单片机PWM模块[9]的FLTA进行故障检测,如果FLTA引脚为低电平,则PWM模块硬件关断PWM输出。该过流保护为单片机集成的硬件级保护,响应速度快。
(2) 电流检测电路输出电压经过分压之后送到IR2136的ITRIP引脚,如果ITRIP引脚电压高于0.5 V,则引起IR2136内部[10]比较器动作,FAULT引脚输出低电平,RCIN引脚连接的电阻电容构成RC延时机制[11],延时之后过流状态自动清除。因为FAULT在过流和自身欠压的情况下都会变为低电平。区别在于:过流情况下,FAULT引脚的电平时高时低,而自身欠压的状态下,FAULT会一直输出低电平。该过流保护为IR2136集成的硬件级保护,响应速度快。
(3) 单片机设置软件级的过流保护程序代码,通过A/D口采集电流检测电路输出电压,以判断是否过流。这属于软件级别的过流保护,响应速度较硬件级别保护慢,若在程序跑飞的情况下不能提供过流保护。
3.1.1 方案一
电流检测电路配合LM311构成过流检测电路如图6所示。
正常情况下,在电流检测电路中,电路输出的电压信号(接到LM311的反相输入端)小于电阻分压电路输出电压(接到LM311的同相输入端),LM311输出高电平,电路无动作;若发生过流时,电路输出的电压信号(接到LM311的反相输入端)大于电阻分压电路输出电压(接到LM311的同相输入端),LM311输出低电平,当单片机PWM模块的FLTA检测到低电平之后,设置PWM输出无效电平(在此应用中PWM有效电平为低电平,无效电平为高电平)从而使电机停转。
电阻R42提供正反馈构成滞回比较器,可以为整个电路起到50 mV的抗噪声能力;分压电阻采用滑动变阻器,从而可以方便地设置过流门限。要注意的是:因为电阻分压电路直接接到LM311的输入端,而认为LM311的输入端电阻是无限大的,所以不会产生负载效应,可以放心使用[8]。
3.1.2 方案二
IR2136集成的过流检测功能如图7所示。
如果电压值小于0.5 V,则电路正常工作;此时连接到ITRIP的内部比较器输出0(低电平),因为RCIN外接RC延时电路的原因,电容充电至1(高电平),所以此时SR锁存器[7]S=0,R=1,根据SR锁存器的特性表,不管当前状态如何,SR锁存器都输出0,表示没有过流发生。
如果电压值大于0.5 V,则会引发IR2136内部电路一系列动作。具体分析如下,ITRIP引脚连接的比较器输出1(高电平),经过输入噪声滤波器确认不是由噪声引起的误动作之后,送到SR锁存器的S端,即此时S端为1;同时比较器输出的1(高电平)加到与RCIN相连的MOSFET栅极,从而引发MOSFET漏极和源极导通,即RCIN连接到低,而RCIN在外部还连接了RC延时电路,如图8所示。
过流之前,电容被充电至VCC,并连接到RCIN,但是过流发生之后RCIN内部通过MOSFET连接到地,所以电容沿着箭头所示路径放电。此时RCIN引脚为0(低电平),RCIN又连接到SR锁存器的R端,所以过流发生时,SR锁存器的S=1,R=0。根据所学的SR锁存器特性表[4],S=1,R=0,现态Q=0,那么锁存器输出1(高电平),表示有过流情况发生。锁存器输出分为两路(如箭头所示),一路使FAULT输出低电平,FAULT可以接到单片机各种检测端口进行相应的过流处理;另一路关断上桥臂的3个MOS管,从而使电机停转实施保护。
3.1.3 单片机固件软件级过流保护
单片机软件中设定好过流门限数值之后,软件通过A/D实时采集电流检测电路输出的电压信号,并解算得到对应的电流值,与过流保护门限值进行比较。如果实时电流值大于过流门限值,则执行相应的电机保护动作;如果实时电流值小于过流门限值,则继续采集电流值进行比较,以此循环。
软件流程如图9所示。
3.2 过压保护
线电压检测电路的设计与电流检测电路的设计大体相同。 过压:检测直流母线电压,如果高于上限电压值,则发送警告信息帧,并停止驱动电机。过压保护如图10所示。
电路简单实用,直接检测母线电压,如果电压高于程序中的设定值,则做出相应的保护动作。在软件编程的时候采用了查询法,即只有在进行电压检测的程序段中打开A/D,检测中断标志,然后读数并返回电压值,最后再关A/D,这样不用在整个程序执行过程中一直打开A/D采集模块,从而提高了程序执行的效率。
3.3 欠压保护
欠压:检测直流母线电压,如果低于下限电压值,则发送警告帧,并停止驱动电机,以保护电池。
欠压保护:第一套方案和上面的过压保护过程类似;第二套方案使用了IR2136内部集成的自身工作电源检测器。从IR2136内部原理框图[10]可以看出,当Vcc欠压时,FAULT输出低电平,同时3个上桥臂的MOS管被关断。
4 实验测试
在实验室对设计制成的电路板进行了测试。测试条件为: 电机与直流母线电压均为48 V(DC),负载电机为750 W无刷直流电动机,PWM斩波频率为10 kHz。
图11便是用示波器观察到I/V电路的电压信号波形。通过电压信号可以看出,电流信号的波形为方波,同时方波中含有丰富的PWM高次谐波分量,所以在送至单片机的A/D口之前,需要进行信号调理。
图12是调整LPF截至频率为f=1.126 Hz之后,放大8倍的电压波形。在500 mV下,PWM中点的电压信号纹波很小,符合设计标准。
5 结 语
根据本文内容设计并实现的无刷直流电动机保护电路,简单可靠,效果良好,可以为交流调速系统、直线电机控制、开关磁阻、电机控制、USP等的研究提供参考。
参考文献
[1]蔡可健.低能耗电机保护电路设计[J].电机与控制应用,2006(8):15-17.
[2]张全红.无刷直流电动机保护电路的研究[J].电机电器技术,2004(6):65-67.
[3]桂文斌.基于DSP的电机双闭环控制系统[J].工业控制计算机,2010(1):38-40.
[4]陈忠.基于DSP的开关磁阻电机速度控制系统[J].电机技术,2009(4):70-73.
[5][日]远坂俊昭.测量电子电路设计:滤波器篇[M].北京:科学出版社,2006.
[6]邵瑜,李声晋,芦刚.一种无刷直流电动机的驱动及保护电路设计[J].机电一体化,2008(2):5-7.
[7]童诗白,华成英.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社,2009.
[8]DENTON J D.Operational amplifiers and linear integratedcircuits[M].[S.l.]:McGraw-Hill,1989.
[9]梁海浪.dsPIC数字信号控制器C程序开发及应用[M].北京:北京航空航天大学出版社,2006.
[10]邱关源.电路[M].北京:高等教育出版社,2005.