全数字QAM论文（精选4篇）
全数字QAM论文 篇1
0 引言
在通信调制系统中,MQAM是一种将幅度和相位结合起来的调制方式。这种调制方式将矢量端点合理地分布在整个平面上,在平面内不减小最小距离的情况下,能够增加信号矢量的端点数,大大提升频谱利用率。在下一代4G移动通信系统中,以QAM调制方式为基础,采用了OFDM调制方式,大大提升了系统速率。无线通信技术的变革使得面向软件无线电(SDR)技术可重构、可软加载的QAM调制解调研究变得极为必要。在一个相位调制系统中,系统的关键部件就是解调器,而在相干解调时,解调器的关键又是如何从相位调制信号中提取一个跟发射载波同频同相的参考载波信号。本文在研究QPSK四相松尾环载波同步的基础上,给出了采用FPGA实现高阶QAM载波同步的一种可行性方案。
1 四相松尾环的应用原理
在采用相干解调方式解调时,要实现本地载波与发送载波的同频同相,由于四相松尾环在载波同步上的性能优越,得到了广泛应用。在分析四相松尾环应用于高阶的QAM解调之前,先分析四相松尾环应用于低阶4QAM解调。
1.1 QPSK信号的载波同步
本文从一个简单的4阶QAM解调,即QPSK信号的解调入手。QPSK的载波恢复环种类很多,用得最多的是平方环及Costas环。经证明,这两种环路是等效的。然而,平方环平方后,需要比四相松尾环更高的工作频率,对系统提出更高的要求。四相松尾环载波同步结构框图如图1所示。下面对这种环路进行分析。
QPSK信号可以表示为
式中:w0为载波角频率,u(t)为基带调制信号的包络,可将其展开为
式中:x(t),y(t)分别为同相分量I和正交分量Q,其数学表达式为
式中:Ts为码元长度,rect(t)为矩形门信号。xk,yk为随机的二进制或多进制码元。当xk,yk取值为0,1时,即为QPSK信号;当xk,yk取值为四进制时,即为16QAM信号。s(t)信号还可以表示为
QPSK信号s(t)输入松尾环处理时,本文对各点的信号处理进行分析。假定环路已经实现同频,但仍存在一定的相位差,不考虑环路噪声时,输入的QPSK调制信号经I,Q两路分别与同相及正交载波相乘,得到的信号分别为
再经低通滤波器滤除高频分量,得到的信号为
式中:t∈[k Ts,(k+1)Ts],θ为NCO输出的参考载波与发送载波的相位差。图中加法器的输出为
则有
由式(8)和式(9)可知
由于输入的s(t)是QPSK信号,故在每一个码元周期Ts内,有x2(t)=y2(t)=1或0,于是有
由式(10)和式(11)可知
同理,在每一个码元周期Ts内,由于x2(t)=y2(t)=1或0,于是有
将式(15)和式(17)代入式(13),最后有
由式(18)可以看出,采用四相松尾环跟踪QPSK信号的载波后,数字调制信号s(t)已被消除,误差信号ud仅与发送载波与本地载波之间的相位差θ有关。ud经环路滤波器进行平滑,送到数控振荡器,迫使本地载波与发送载波达到同频同相。
1.2 高阶QAM载波同步环
由式(14)和式(16)可以看出,式(18)的推导结果是建立在x2(t)=y2(t)=1或0的基础上。事实上只要满足|x(t)|=|y(t)|,仍可由多项式(14)及式(16)推导出式(18)的结果。利用这个条件,可以推出采用四相松尾环来实现高阶QAM信号载波的同步。
由式(3)和式(4)可以看出,当xk,yk为多进制码元时,s(t)为高阶的QAM信号。假设xk,yk为四进制码元,并可独立随机取值为±1,±3,则此时s(t)为16QAM信号。由式(19)可知,当xk,yk取值组合分别为xk=+1,yk=+1;xk=+1,yk=-1;xk=-1,yk=+1;xk=-1,yk=-1;xk=+3,yk=+3;xk=+3,yk=-3;xk=-3,yk=+3;xk=-3,yk=-3这8种组合中的1种时,式(13)仍可化为式(18)的结果。而当xk,yk同时取值为其他组合信号时,比如xk=+1,yk=+3,此时|x(t)|≠|y(t)|,也即此时I,Q两路信号的幅值大小不一样,这将使得由式(13)推导不出式(18)的结果,此时环路追踪不到发送载波。
然而,为了从低通滤波器出来的信号能满足随后的四相松尾环载波同步处理条件,也就是|x(t)|=|y(t)|,可以对低通滤波器之后的信号进行量化,也即量化取值为±1,±3,并进行取绝对值运算。当绝对值相等时,送给后面的四相载波同步处理模块;当绝对值不相等时,输出一个控制信号,使得后面的NCO模块保持在前面追踪到的状态。这样,完全可以采用四相松尾环来实现高阶QAM的载波同步。事实上,从16QAM的矢量端点图,可以直观地看出在载波同步时哪些矢量点是不需要的,哪些矢量点是有用的。如图2所示。
由图2可以看出,当矢量处于对角线上时,此时X坐标等于Y坐标,表明此时I,Q两路上的信号量化幅值相等,此相位正是所希望跟踪的;当矢量点不在对角线上时,X坐标不等于Y坐标,表明此时I,Q两路上的信号量化幅值不相等,此相位是不希望跟踪到的。只要在跟踪时扣除掉不需要的矢量点,即可利用四相松尾环来实现载波跟踪同步。利用这个思路,设计高阶QAM载波同步结构图,如图3所示。
图3中的量化比较模块一方面对低通后的I,Q两路信号进行量化,量化后取幅值绝对值大小,当绝对值大小相同时,输出给后面的四相松尾环路进行处理,当绝对值大小不一样时,输出一个控制信号到相位控制模块;另一方面,可以实现多电平判决,得到I,Q两路的基带调制信号。相位控制模块一方面接收经环路滤波器LF平滑后的相位误差信号,对NCO的相位进行控制;另一方面接收来自于量化比较器输出的控制信号控制,当量化比较器检测到不需要的相位信号时,控制NCO保持先前跟踪到的相位状态,以便检测到有用相位信号后继续跟踪载波相位。由上面的推论可知,64QAM量化电平为8阶,256QAM量化电平阶数为16阶,只要扣除不在对角线上的矢量点,就可以运用四相松尾环来进行载波跟踪。低通滤波输出的两I,Q基带信号,量化值分别为其最大似然估计值[1]。16QAM时量化关系为当输入a>2时,量化为3;当0≤a<2时,量化为1;当-2≤a<0时,量化为-1;当a<-2时,量化为-3。此时,参考量化点为+2,0,-2。
2 载波同步的FPGA设计
根据上面的分析,可以应用Xilinx公司开发的FPGA设计工具System Generator 11.1对QAM载波同步框图进行FPGA设计。System Generator是嵌在Simulink里的一个工具箱,里面有大量可以生成FPGA代码的现成模块,这些模块可以组合成所需要的功能系统,验证无误后,可以下载到芯片上,极大地提高了FPGA系统的设计速度。
2.1 四相松尾环的验证
在验证改进的四相松尾环能够用于高阶QAM载波同步之前,首先要验证在输入QPSK调制信号时,四相松尾环能够实现载波的跟踪同步,以此验证四相松尾环是否能正常工作。采用System Generator搭建的四相松尾环按照图1搭建。其中,低通滤波器调用FIR Compiler4.0模块,环路滤波器采用二阶环实现[2]。NCO模块采用可改变频率控制字的DDS模块实现。I,Q两路基带信号速率为1 MBaud,载波频率为10 MHz的正交正弦载波,系统工作频率为80 MHz。图4是系统工作过程的星座图。图4a显示在跟踪过程中的星座移动过程。图4b显示最终锁定跟踪载波信号后的星座图。显而易见,跟踪载波后的星座出现在所期望的位置,稳定性良好,不存在巨大抖动的情况。
2.2 高阶QAM载波同步的实现
在四相载波环能正常实现QPSK载波同步的前提下,可以在此基础之上对高阶QAM的载波同步进行设计。这里以16QAM载波同步的实现为例。依照图3的框图设计原理,本文设计可以实现16QAM载波同步的模块图,如图5所示。
在图5中,输入的16QAM信号分别与I,Q两路正交载波相乘,经低通滤波器滤出高频分量。低通后的I,Q两路信号为带小数点的有符号数,经放大后其幅值大小接近于原来的基带信号。量化模块采用Verilog HDL语言在Xilinx公司的ISE11.1开发环境中设计实现,仿真正确后采用System Generator的黑盒子工具调用到系统设计中。为了便于程序的编写,Verilog HDL源程序不考虑有符号数,而将输入的信号都视为正整数进行处理,因此,在输入黑盒子之前,首先将I,Q两路信号进行加5运算,以保证输入黑盒子的信号都为正数。黑盒子的作用一是对输入的I,Q两信号进行量化;二是对I,Q两路信号进行幅值大小比较。由于加了5,此时参考量化点分为+7,+5,+3。输入黑盒子处理的信号为16位无符号数,在编程处理时,参考量化点要进行相应的转换。为了减少编程实现的难度,将低通后的I,Q两路直接输入四相松尾环,而当黑盒子检测到I,Q两路信号的幅值大小相同时,输出控制信号panjue_out为1,当检测到I,Q两路信号的幅值大小不相同时,输出控制信号panjue_out为0。panjue_out输出控制信号与四相松尾环输出的误差信号相乘。显然,当panjue_out为1时,误差信号不变,当为0时,相乘结果为0。即当幅值大小相同时的误差信号送给了环路滤波器,而幅值大小不相同时,将0送进了环路滤波器。显然,0值的输入并不是理想的。因为并不能使前面输进去的误差信号跟踪到载波相位停留在不变的状态,以便下一次需要的误差信号到来时继续跟踪。但这在一定程度上减少了跟踪干扰。解决的思路是在0值时,以系统时钟周期交替改变的±1信号,送入到环路滤波器。这样,使得环路保持在前面追踪到的相位状态。
图6a是采用四相松尾环追踪16QAM载波过程的星座图,图6b是载波同步锁定后的星座图。由图6可以看出,最终的星座图虽然存在抖动,但抖动幅度很小,完全可以满足解调判决的要求。
图7是环路滤波器在跟踪16QAM载波时的输出过程。由图7可看出,在0.6 ms时,环路滤波器输出稳定,载波进入同步状态。
3 小结
本文基于软件无线电的应用背景,采用FPGA对应用于QPSK载波同步的四相松尾环进行了改进,使改进后的同步环路能够应用于高阶的QAM解调同步模块,并给出应用于16QAM载波同步的具体实现。由图7可以看出,跟踪的性能在一定程度上满足了设计要求。在实现16QAM全数字载波同步实现的基础之上,可以设计64QAM,256QAM等更高阶的载波同步。只要在载波同步时扣除了不在对角线上的星座点,仍可以采用四相松尾环来实现更高阶的QAM载波同步。
摘要：在分析四相松尾环应用于QPSK载波同步的基础上,对环路进行改进,使该环路能够应用于高阶的QAM载波同步。采用System Generator以及Verilog HDL对改进后的环路进行FPGA设计验证,结果表明改进后的载波同步环路能够实现对16QAM载波锁定同步,星座图抖动小,同步时间迅速。
关键词：载波同步,16QAM解调,软件无线电,System Generator
参考文献
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全数字QAM论文 篇2
为了认真落实 “教学点数字教育资源全覆盖”项目教育局相关文件精神，结合我校实际，学校高度重视，充分认识实施“教学点数字教育资源全覆盖”项目的重要意义，在设备安装、调试、运行中成立项目工作组：
组 长：XX 副组长：XXX 成 员：XXXXXX等教师。
具体负责：要抓“教学点数字教育资源全覆盖”项目工作实施及应用、设备的维护。
一、我校基本情况
我校地处洛XXXXX，临近XXX主干道。学校现有一至六年级6个班共计343位学生，教师数为19人，学校占地面积3000余㎡。学校清静幽雅、交通便利，是教书育人的理想之地。
二、设备配置情况
“教学点数字教育资源全覆盖”项目是教育部等九部门关于加强推进教育信息化当前几项重点工作之一。实施“教学点数字教育资源全覆盖”项目是贯彻落实党的十八大精神和全国教育信息化工作电视电话会议精神，促进义务教育均衡发展，帮助各教学点开好国家规定课程，为农村边远地区适龄儿童就近接受良好教育的重大举措；所有设备配置满足于当前教育教学的需要。
主要有电子白板、投影仪、PC计算机、网络“班班通”、稳压电源等设备配置情况。
三、资源建设情况
按照《洛阳市教育局关于做好“教学点数字教育资源全覆盖”项目总结材料的通知》，结合我校的实际，按项目实施要求，主要做了以下工作：
（一）前期准备工作
合理选择项目安装位置，严格按照上级文件精神，使用布线安装图，安装好强弱电的布线，规范安全用电设施。同时做好防尘、防盗措施。
（二）项目使用管理及使用
1、项目设备属于国有资产，应严格执行《事业单位国有资产管理暂行办法》。学校建立了完善项目设备购置、验收入库、维护保管、资产处置等内部管理制度并具体实施，做到帐、物相符。同时，学校充分发挥学校管理人员的作用，妥善保管项目设施设备，做好技术维护工作。
2、加强项目使用，我校对“教学点数字教育资源全覆盖项目”进行了的合理的布局、规范的施工，认真的实施。对设备进行了财产登记，制定制度，配备专门教师进行管理，并对教师进行了使用培训。让全体教师懂得了“教学点数字资源全覆盖”项目的政策背景和积极意义，感受到国家对农村教学点的政策关怀和良苦用心，初步掌握了教学点操作系统的使用和维护方法，对设备的组成、结构也有了大致了解；基本懂得了如何在语文、数学、英语、音乐、美术等学科教学中应用教学点数字资源。学校坚持每天利用数字资源进行教学，充分发挥资源优势。
四、教师培训开展
教学点数字资源项目设备安装到位后，教育局电教科于2013年9月组织对教学点教师开展应用能力全员培训，确保做到安装、教师培训与教学应用同步进行。积极引导教学点的教师积极探索数字教育资源的课堂教学模式变革，切实提高教学效益。同时，积极开展针对教学点的专项教学活动，引导、鼓励教师应用资源。我校积极响应电教科精神，把学校教师应用教学点数字资源落到实处，组织并开展了2次校级数字资源应用全员培训。
1、10月，第一次开展校级指导教师应用全员培训。
2、11月，第二次开展校级指导各教师应用全员培训。
3、督促、检查、评估各教师应用情况。
五、教学组织应用
根据上级文件要求，要把信息技术作为教育教学应用的主战场，特别要把信息技术应用作为提高边远学校教育教学质量的有力手段和途径。学校为了让优质数字教育资源“面向学生，走进课堂，用于教学”，学校明确要求：
1、任课教师在每一堂课中尽量使用项目，发挥它的优势。
2、教师每上一节课认真填写使用记录。
3、实行“教学点数字资源全覆盖”资源共享，一、二年级任课教师把所下资源运用到多媒体教学上，丰富课堂。
六、保障措施
1、制定和完善学校管理制度。
2、加大督查力度。
七、典型经验
全数字航测影像质量分析 篇3
【关键词】DMC；影像质量；数码航空影像
随着科学技术发展，测绘手段逐步实现从模拟测绘到数字化测绘和信息化测绘的过渡，数码航摄仪的产生，真正意义上实现了全数字摄影测量的“全数字”。目前基于光学影像为基础的“4D”数字产品的生产，已形成了一整套科学的生产模式。与传统的航空影像相比，对数字航空影像质量的分析与研究还有待完善。本文分析了数码航空影像除了在覆盖范围、测图精度等方面与常规航空影像的差别外，在影像的色彩、亮度、饱和度等方面也与常规的航空摄影影像有着不同的特征。
1.CCD数字成像技术
自1970年提出利用CCD作为模拟移位寄存器构成固体成像系统新概念以来，随着新型半导体材料的出现和微加工技术的日益完善，CCD器件在成像领域得到了广泛的应用。CCD（Charge Coupled Devices），即电荷藕和器件，使一种高性能微型图像传感器。这种新型光电成像器件具有灵敏度高、光谱响应宽、集成度高、维护方便、成本低廉等一系列优点，在国防、公安、医学、工业、生物、天文、地质、宇航等科学和技术各领域有着广泛的应用，是现代最重要的图像传感器之一。
数字成像是基于电子技术，瞬间捕获并再现人眼可视的全息光信息的电子装置。显然，人眼对于静态图片分辨率的灵敏度远远高于视频动态图像分辨率的灵敏度，这是由于人眼对动态图像的视觉暂留现象作用。从技术上，数字相机注重瞬间捕获图像的绝对分辨率，即图像静态指标高；而数字摄像机在保证瞬间捕获图像的分辨率达到视频要求的条件下，更注重各帧图像之间的动态链连。因此，两种系统在技术上各有侧重，不能简单取代。
2.DMC的几何结构与中心投影的关系
从理论上而言，用户使用的有效影像不是一个严格的中心投影。纵然，传统的航空摄影机，由于压平误差、畸变差等因素，也不可能是严格的中心投影，最重要的是研究它是否是一个实际的中心投影，即考虑它所产生的误差是否小于量测误差。为了便于理解，先将纠正分为两步：
（1）保持摄影中心不动，将倾斜摄影纠正成水平影像。由于摄影中心不动，将倾斜像片纠正为水平像片，它（水平影像）与直接摄取的“水平像片”完全一样，因此，这一过程在理论上不会产生纠正误差。但是，由于将倾斜影像（倾角分别为10°/20°）上的影像段纠正为水平影像上的影像段，即在影像边缘l0>l，说明它将降低影像分辨率（即采用高次多项式进行重采样）。
（2）将纠正的水平影像平移到有效影像，由于有效影像位于4个相机的中心，因此，平移距离为40/85mm。这一纠正过程将产生中心投影误差。而且，它与地面高差有关，若将S与S0视为两个摄影中心，dX视为摄影基线B，则平移产生的中心投影误差，事实上就是由高差产生的左右视差。
3.DMC的影像质量分析
由于CCD的感光度不高，DMC的原始影像在肉眼看来是极暗的，要经过图像处理才能用于生产。DMC有自带的软件用于影像的处理，也可以用其他的图像处理软件来处理。DMC的影像是由四张相片拼接而成，尽管我们最后得到的原始影像是拼接后且经过匀光、匀色处理的一幅大幅面CCD影像，但是也会因地物、天气等条件的不同而使影像出现不同的质量问题。
（1）由于地物的原因使得拼接后影像的匀光、匀色效果不好，四张影像的过渡区域有明显的色彩、色调不统一，特别是在有大面积水域的时候，这种时候就需要挑出这种影像，进行后期处理。
（2）DMC的影像与传统的航摄影像一样，伸入水域的陆地部分（形似半岛）也会出现曝光过度的现象，影像的信息会有严重的丢失。
（3）由于CCD采用的彩色还原能力较好的原色滤镜，每一种滤镜都是4个一组，覆盖在像素上。RGB原色分色法滤镜每组包括1个红（R）、2个绿（G）和1个蓝（B）。其中绿色素多一点，是因为人类眼睛对绿色的敏感性和对其他颜色不一样。最后在记录图像时，每个像素的真实色彩就是它与周围像素相混合的平均值。因此DMC的影像普遍偏绿，虽然颜色锐利但是对于有些地物则有失真实，在后期的处理中要适当的减少绿色分量的比例。
（4）在制作大比例尺地形图时，DMC影像较常规航空影像更容易受到云层的影响。
（5）DMC影像的色彩饱和度比较大，在制作正摄影像图时，要对影像做适当调整，否则不利于反映地物的真实信息。
（6）DMC影像的像幅是95mm×168mm，不像常规的航摄影像是正方形，而是旁向为长边的矩形，因此在航飞时要加大旁向重叠度以弥补悬偏角对相邻影像重叠度的影响。传统航片的幅面是230×230mm的，按照航向60%的重叠度，重叠面积比较大，并且因为是正方形的缘故，存在较小的航偏角时对重叠度的影响也不是很大。但是DMC影像的幅面是长方形的，并且短边与航向平行，这就使得即使存在很小的航偏角也会对航向重叠度造成比较大的影响。同时，由于每幅DMC影像的绝对面积小于传统的航空影像，这使得对于同样大的作业区，所需要的影像数量增加，增加了接边的工作量。
4.结论
（1）在理论上DMC不是中心投影，但是在一定条件下两者是等价的。
（2）在考虑数码相机优点的同时，要充分理解数码相机存在的明显问题：模型接边工作量增加、受云层影响几率增加，影像的饱和度难以控制等。
总之数码相机较之传统的航空摄影机有其优点，但是也存在很多传统相机所没有的问题，因此要对这些新的问题进行深入研究，使数码航空相机能更好的发挥其作用。
【参考文献】
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全数字QAM论文 篇4
数字振幅调制、数字频率调制和数字相位调制是数字调制的基本方式,但是,这三种方式均存在不足之处,频率利用率和抗多径衰落一直是关键问题。QAM调制作为一种高效数字调制方式,能有效得解决上述不足之处,因此在通信系统中有着广泛的应用。本文给出了全数字QAM调制器FPGA设计与实现方法。与传统的模拟实现方法相比,该实现方法具有抗干扰能力强、功率/频谱利用率高和操作数字化等优点。
2 原理
QAM调制的方式有多种,可采用两路正交的个电平键控信号相叠加而成的方法,也可采用多相调制的方法,本文采用前者。图1为MQAM调制的功能图,大致包括串并转换模块、电平转换模块、幅度控制模块和基于查找表的星座图映射模块。
如图1所示,输入2-level信号经过串并转换后变为两路基带信号,各路基带信号通过电平转换生成两个控制信号,分别为由2-level变为-level的幅度键控信号,和2-level正交载波相位控制信号,最后将两路相位和幅度发生改变的信号进行并行相加,便得到MQAM调制信号。MQAM信号有M个星座点,也就是每路信号有各种编码组合,即个电平控制。如16-QAM共有4个电平01、10、11、00。这些结构功能将在下面给出详细的介绍和实现方法。
3 QAM调制的数字实现
本文采用Altera公司推出的DSPBuilder开发工具,在Matlab/Simulink环境下搭建功能模块和RTL级布线设计,最后利用DSPBuilder转化为HLD语言在Quartus II上并基于FPGA开发板进行综合和仿真实现。
3.1 电平转换模块
图2给出的是16-QAM调制的电平转换模块。我们知道,2-level基带信号要转换成-level信号,必须首先对基带信号串并转换成2bits信号。所以,在这里采用2个单周期延时模块和3个3-d下采样模块,得到的是3bits信号,其中的2bits信号作为幅度键控信号,即4种可能的电平00、01、10、11。剩下的1bit信号作为查找表中的载波相位键控信号。与此同时,变换后的2bits幅度控制信号和1bit相位键控信号周期均变为基带信号周期的3倍。同样,对于MQAM调制,串并转换为bits信号,其中bits作为新的电平信号控制载波幅度,剩下的1bit信号作为相位键控信号。
3.2 串并转换模块
从图2中可以看出,输入待编码信号经过串并转换后生成I、Q两路基带信号。串并转换模块的实现方法同电平转换模块相类似,均采用单周期延时与下采样这种结构搭配,生成的I、Q两路基带信号时钟周期变为输入信号的2倍。
3.3 幅度控制模块
图3为幅度控制模块。串并转换模块输出的bits信号作为输入信号,加1之后便有1～种幅度控制信号。64QAM在幅度控制模块有3bits,分别可能为000～111,与预置幅度相乘后便得到相对应的幅度信号。
3.4 星座图映射模块
图4为星座图映射模块,主要功能是对载波的频率和相位控制。通过bits中的其中1bit信号对载波相位选择,为1和为0时分别输出两路相正交的载波信号,将得到的载波信号与幅度控制模块相乘并字节转化,即为I、Q各路的调制信号。
3.5 MQAM
FPGA基本由6部分组成,分别分为可编程输入/输出单元、基本可编程逻辑单元、嵌入式块RAM、丰富的布线资源、底层嵌入功能单元和内嵌专用硬核等。鉴于FPGA有丰富的资源可以利用,本文将16QAM、64QAM、256QAM融合在一个模块中,两路基带信号经过调制之后线性相加,3路输出分别对应3种QAM调制输出。
4 仿真结果
待编码信号可以在输入信号Matlab/Simulink的source模块中设置,在这里设置为[1 0 1 0 0 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 0 01 1 0 1 1 0 1 1]的一个循环序列,经过串并转换模块后,分别生成I、Q两路基带信号,分别为seq_s为[1 1 0 1 1 1 0 00 1 0 1 1]序列循环,seq_c为[1 1 0 1 1 1 0 0 0 1 0 1 1]序列循环。在DSPBuilder设置好仿真时间和输入序列属性后,点击signal compile,成功编译后得到上面的仿真结果图。图6中1、2分别为I、Q两路基带信号,图6中3、4、5分别为16QAM、64QAM、256QAM编码输出,图6中可以看出,输出波形幅度和相位发生了改变,不同星座点的编码调制结果之间幅度也存在差异,与预期的结果相一致。
DSPBuilder在正确编译结束后会弹出窗口进行HDL语言转化和编译,引脚和时序分析。将自动生成的工程文件.qpf文件用QUARTUS II打开并进行波形仿真。仿真结果如图7所示。基带信号周期为工作时钟的2倍,16QAM,64QAM,256QAM编码输出周期分别为基带信号周期的3、4、5倍,与上文Simulink仿真波形结果相一直,虽然有少许失真,但并不影响结果的正确性。QUARTUS II编译成功后将生成的FP-GA下载文件.sof下载到Altera公司DE2开发板,结果与Matlab仿真结果相吻合。
5 结语
本次试验成功利用DSPBuilder完成全数字化多进制QAM调制的设计和仿真,成功地完成Quartus II软件仿真和FPGA硬件实现,灵活性地缩短了整个设计过程的周期。
参考文献
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