ADS仿真

ADS仿真（精选7篇）

ADS仿真 篇1

实际应用中, 常需要将某一输出功率按一定的比例分配到各分支电路中, 例如:在相控雷达系统中, 要将发射机功率分配到各个发射单元中去;在GSM通信系统中, 从锁相环到接收、发射端, 都需要用到功率分配器;RFID电路中, 也需要将特定的功率均等地分配到不同的端口去;在微波毫米波系统中广泛应用功率分配器将输入功率分配到各个支路中, 功分器作为一种低耗的无源器件已经必不可少。将探讨在射频带上实现等比功分器的方法, 并用ADS软件来实现微带线形式功分器的设计和仿真。

1 功分器的基本原理

功分器, 全称功率分配器, 是一种将一路输入信号能量分成两路或多路输出相等或不相等能量的器件, 也可反过来将多路信号能量合成一路输出, 此时可也称为合路器。一个功分器的输出端口之间应保证一定的隔离度。功率分配器通常有二、三、四端口等的功分器。

1.1 平面电路的基本方程式

平面电路是指电路的尺寸在两个方向上可与波长比较, 而另一方向上的尺寸远小于波长的二维电路的总称。平面电路可有三种形式: (1) 板线和带状线式; (2) 敞开式或微带式; (3) 波导式。

这里只讲上面所示的微带式平面电路, 如图1所示, 微带式平面电路满足下式:

undefined

undefined

令:V=E·d, 可得:

(∇2+K2) ·V=0 (2)

这里、是基片的介电常数和磁导率, 是角频率, d是基片厚度, E是导体垂直方向上的的电场强度。一般解平面电路是根据边界条件解方程 (2) , 解出平面电路的外特性参量。当导体的形状是简单的圆形时, 方程 (2) 可用解析法求解, 电路的外特性参量可以用级数表示。

1.2 功分器的理论分析

功率分配器可以采用定向耦合器和分路器两种方法实现。但定向耦合器的结构较复杂, 其功率分配的比值又往往与频率有关, 无法满足宽带功率分配的要求。因此, 在宽带电路中, 往往采用结构比较简单, 实现较容易, 且带宽又较宽的分路器来实现功率分配的功能。本次设计就是采用分路器的方法, 一路输入分为两路输出。

和其他微带电路元件一样, 分路器也有一定的频率响应特性。当频带边缘频率之比f2/f1=1.44时, 输入驻波比ρ<1.22, 能基本满足输出两口隔离度>20dB的指标要求。但当=2时, 其各部分的指标开始下降, 隔离度只有14.7dB, 输入驻波比也达到1.42.。为了进一步加宽工作带宽, 可以用多节的宽频带分功率分配器, 即和其他一些宽频带器件一样, 可以增加节数, 即增加λg/4线段和相应的隔离电阻R的数目。分析结果表明, 即使节数增加不多, 各指标会有较大的改善, 工作频带也有较大的展宽。例如, 当n=2, 即二节的二等分分功率器, 当f2/f1=2时, 驻波比ρ<1.11, 隔离度>27dB。当n=4, f2/f1=4时, 驻波比ρ<1.10, 隔离度>26dB。f2/f1=10时, 驻波比ρ<1.21, 隔离度>19dB。

N节宽频带二等分功分器的一般形式, 如图2所示。因为是二等分, 所以上、下两部分的电路参量相等, 因此用奇、偶模分析法很方便。

2 利用ADS软件设计微带线形式功分器

功分器设计通常采用树状结构, 先把输入信号分成两路。然后每路又分成两路。这种结构只有一种二等分功分器, 设计和加工均较方便。本次设计为一分二路功分器, 通带范围:0.85～1.1GHz, 通带内各端口反射系数小于-20dB, 通带内两输出端口间隔离度小于-25dB, 通带内传输损耗小于-3dB, 通带内功分比为1∶1。

2.1 原理图设计

所设计功率分配器为一分二等功率分配器, 如图3所示。

它由两段相同特性阻抗的微带线组成, 两臂是对称的。所设计功分器两边的引出线是特性阻抗为50Ω的微带线, 它的宽度W可由微带线计算工具得到。填入50Ω可算出微带线的线宽为1.52mm 。将中间的各微带线MLIN的W、L值设为相应的W1mm、L1mm (两个变量, 接下来要优化的参数) , MTEE的W设为W1mm, L设为 (2.5*W1) mm , 中间微带线的长度大约为四分之一波长, 可利用中心频率用微带线计算工具算出, 各线宽的初始值也可以用微带线计算工具算出, 最窄可以取0.2mm, 最好取0.5mm以上, 填入适当的值。

2.2 原理图仿真与优化

在原理图设计窗口中选择优化工具栏Optim/Stat/Yield/DOE , 选择优化设置控件Optim, 放置在原理图中, 如图4所示, 双击该控件设置优化方法及优化次数。

常用的优化方法有Random (随机) 、Gradient (梯度) 等。随机法通常用于大范围搜索, 梯度法则用了局部收敛。本次设计采用的是随机搜索优化, 默认方法就是Random。设置好Optim后, 选择优化工具栏上的Goal控件, 设置优化所要达到的目标, 本次设计总共得设置4个优化目标Goal, 如图5所示, 分别为:S11、S22、S21和S23。S11和S22分别为输入输出端口的反射系数, S21为通带内功分器的传输损耗情况, S23则是两个输出端口之间的隔离度。

2.3 仿真数据分析

由图6可以看出, 在频率为970MHz左右时, S11曲线达到了最低点, 这也表明, 此时端口1的反射系数最小, 绝对值最大, 性能最好。当f=970.0MHz, 此时的S11=-22.203dB, 满足设计指标的要求, 若频率再高, 则S11的值越大, 绝对值越小, 相应的功分器性能越差。

由图7看出, 当f=970.0MHz时, 输出端口2的反射系数S22=-20.489dB, 满足S22<-20dB的指标要求。若f继续增加, 则S22的值也跟着增大, 但绝对值减小, 功分器性能也越差。

由图8可以看出, 当f=970.0MHz时, 输出端口3的反射系数S33=-20.489dB, 这个值同S22在相同频率点的值是一样的, 同样也可以得到, S33和S22在对应频率点值都是一样的, 产生这种现象的原因在于所设计的功分器的输出是等分的, 两个输出端口的电路结构是一致的, 验证了二等分功率分配器的理论设计。

传输损耗是功率分配器的重要指标之一。要求有高性能的功分器, 就必须要有较小的传输损耗。由图9可看出, 在取样频率点f=970.0MHz时, S21的值为-3.086dB, 并随着频率的不断升高, 传输损耗将会增大, 功分器性能也就越差。设计指标要求S21小于-3dB, 基本满足设计指标。当f=970MHz时, S31=-3.086dB, 与端口2在该频率点的传输损耗一致, , 如图10所示, 这种情况同样也是由电路的对称性所决定的。

2.4 输出功率点测试

利用ADS软件可对所设计的功分器进行功率点的测试。功率点的测试就是当输入某一功率时, 输出端口的功率变化。本次设计就是通过输入功率的扫描, 来测量输出端口功率, 以此测试功分比及传输损耗等参数。

取输入功率Power_input变化范围:-30～40dbm, 所观察的输入功率点为Power_input=20.000dbm的点, 如图11所示。

由图12可以看出, 当输入功率Power_input=20dbm时, 输出端口2所输出的功率约为6.935dBm。

在输入功率Power_input=20dbm时, 输出端口3的功率也约为6.935dbm, 与端口2所输出功率一致, 由此可得出此功率分配器的功分比为1∶1, 满足设计指标要求。

对传输损耗, 端口2和端口3总共的损耗为 (20-6.935-6.935) dbm=6.130dbm, 由于输出两端口特性一样, 故传输损耗也相同, 为 (6.130/2) dbm=3.065dbm, 接近设计指标要求的3dbm传输损耗。

3 结论

到ADS中测量版图的长和宽:点击Insert->Measure或在版图空白处右键选Measure, 测量结果如图14、15所示。

ADS中功分器的版图大小约为34mm×41mm, 符合一般电路版的要求。

功率分配器的实现关键在于设计过程中的优化方法。除了各个端口的反射系数和输入输出端口的传输损耗外, 输出端口之间的隔离度也是影响功分器性能的重要因素。本次设计的微带线形式的一分二等功率分配器, 在频带范围为0.85～1.1GHz的前提下, 输入端口的反射系数达到-22.203dB, 两输出端口也有-20.489dB的反射系数;功率由输入端到输出端的传输损耗均为-3.086dB。其输出两端口间的隔离度达到了-36.609dB, 远远高于设计要求。

由仿真设计过程可以看到, 美国Agilent公司推出的ADS (Advanced Design System) 电路和系统分析软件, 它集成多种仿真软件的优点, 仿真手段丰富多样, 这使得较复杂的射频电路设计工作变得简便快捷, 省去了大量人工计算设计的过程, 提高了设计过程的工作效率, 是一款非常优秀的射频电路设计仿真软件。

参考文献

[1]刘涓, 吕善伟.一种实现宽频带功分器的新方法[J].北京:北京航空航天大学电子工程系, 2004 (9) :1527-1527.

[2]李小玲, 王家礼.一种新型的大功率分配器的设计[J].陕西西安:西安电子科技大学机电工程学院, 2005 (24) :20-20.

[3]赵培杰, 吕善伟.宽频带任意比功分器的微带线实现[J].北京:北京航空航天大学, 2006, 29 (3) :142-142.

[4]雷振亚.射频/微波电路导论[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2005:65-66;73-75.

[5]巩志仁.一种新型的倍频程带宽微带三等分功分器[J].1994 (4) :33-33.

[6]韩淑萍, 李铭祥.高隔离度一分三功分器的设计[J].上海大学学报自然科学版, 2004, 10 (6) :559-560.

ADS交互仿真优化滤波器设计 篇2

运用仿真软件进行滤波器设计能很好地解决这些问题,而且对于设计者来说也变得更加方便。安捷伦公司开发的ADS软件是目前最为主流的一款仿真软件,它可以模拟整个电路的信号流动,完成电路的设计,电磁场的仿真等,而且它的优化功能也是非常强大的,可以对照仿真指标不断优化。

本文以一个滤波器的设计为例,介绍了运用ADS软件进行电路与电磁场的交互联合仿真的方法,并且给出了详细的步骤。

1 滤波器的电路设计

图1所示为本次滤波器设计的结构,这是一个耦合滤波器。首先在ADS的电路设计Schematic窗口利用微带线模型设计电路。滤波器的设计参数为:通带:8～10 GHz,插损大于10 dB,带外抑制在20 dB,基片材料选取rogers RO4350,介电常数为3.66,厚度为0.5 mm。

选用合适的微带线模型构造此滤波器,如图2,设置优化目标进行优化,由于在电路仿真中的模型都是理想模型,所以优化的结果比较好[3]。

2 电路与电磁场的交互仿真

电路仿真的结果很好,但是与实际情况差别比较大,所以电磁场仿真是很有必要的,进入Layout窗口就可以完成这个工作,但是在Layout中的优化与扫参数仿真都比较麻烦,所以本节介绍电路与电磁场的交互联合仿真。

(1)在Layout窗口中,设置好基片材料后,执行命令:Momentum-Component-Parameters,在弹出窗口中根据电路仿真中设置的参数添加同样的参数,包括微带线的长度,宽度,缝隙的宽度等,并且注意相互关系和单位,如图3。

(2)为电路设置基本仿真条件,执行命令Momentum-Simulation-S-parameters,添加合适的S参数仿真,如图4。

(3)将电路模型创建为一个整体的元件,执行命令:Momentum-Component-Create/Update,这个步骤是将电路的物理模型创建为可以调用的元件,是电路与电磁场交互仿真的关键步骤。

(4)新开一个Schematic窗口,在工具条下的Component Library中,可以看到一个Projects的选项,右边的元件列表中可以看到刚刚创建的元件,名称就是文件名。

(5)选取元件,添加S参数仿真的端口,就可以进行仿真了。在仿真的时候,程序会自动调用电磁场仿真模式,所以仿真结果和电磁场仿真是一致的。

这种交互联合仿真的方法还有其它很多的便利,如图6,将尺寸的值用可变的参数代替,这样就可以像电路仿真一样进行优化,当然电磁场仿真会使得优化的时间比较长。

通常,通过电路的仿真可以看出改变某些尺寸参数对电路的影响,所以在交互仿真的时候可以添加参数扫描控件,对敏感的参数在一定值的范围内按较小的步进扫描,得到一组曲线,如图7对某一参数扫描的结果,可以根据结果选择合适的尺寸大小。

按照这种方法,可以逐步确定各个尺寸,得到最终的仿真结果如图8。

3 结束语

滤波器的设计与仿真是学习微波通信的基础,电路与电磁场的交互联合仿真可以更有效地完成这一过程,而且对于优化和参数扫描也很方便,运用这个过程也可以得到很好的结果。

参考文献

[1]David M Pozar.微波工程[M].张肇仪,周乐柱,吴德明,等译.北京:电子工业出版社,2002:359-374.

[2]Ludwig R,Bretchko P.射频电路设计——理论与应用[M].王子宇,张肇仪,徐承和,等译.北京:电子工业出版社,2002:169-174.

ADS仿真 篇3

随着无线通信技术的发展,无线通信设备的设计要求也越来越高,功率放大器作为发射机最重要的部分之一[1],它的性能好坏直接影响着整个通信系统的性能优劣,因此,无线系统需要设计性能良好的放大器。通过采用EDA工具软件进行电路设计可以掌握设计电路的性能,进一步优化设计参数,以达到加速产品开发进程的目的。本文仿真设计采用恩智浦半导体的LDMOS晶体管BLF6G27-10G,该晶体管工作频段在2 500~2 700 MHz之间,直流28 V供电。具有很好的线性度,它采用特殊工艺,具有良好的热稳定度。同时使用EDA软件,利用负载牵引和源牵引相结合的方法进行设计,使其输出功率在频率为2.6 GHz时达到6.5 W。

1 功率放大器的相关设计理论

对于任何功率放大器,它必须在工作频段内是稳定的,同时它应该具有最大的输出功率和最佳的输出效率,因为输出功率决定了通信距离的长短,其效率决定了电池的消耗程度及使用时间。在功放的匹配网络设计中,需要选择合适的源阻抗和负载阻抗,而他们的选择和功率放大器的稳定性、输出功率、效率以及增益息息相关。

1.1 稳定准则

稳定性[2]是指放大器抑制环境的变化(如信号频率、稳定、源和负载等变化时),维持正常工作特性的能力,一个微波管的绝对稳定条件是:

$\begin{array}{l}{\rm K}=\frac{1-\left|S{}_{11}\right|{}^2-\left|S{}_{22}\right|{}^2+\left|D\right|{}^2}{2\left|S{}_{11}S{}_{22}\right|}>1(1)\\ \left|S{}_{11}\right|{}^2<1-\left|S{}_{12}S{}_{21}\right|\\ \left|S{}_{22}\right|{}^2<1-\left|S{}_{12}S{}_{21}\right|(2)\end{array}$

式中:D=S11S22-S12S21。

在选定的晶体管的工作条件下若满足K>1,则此时放大器处在绝对稳定状态,若不满足此条件,则需进行稳定性匹配电路的设计。

1.2 功率增益

放大器的功率增益(Power Gain)有几种不同的定义方式,在这里只介绍工作功率增益,这是设计时较为关心的量,它定义为负载吸收的功率与放大器的输入功率之比。

$G{}_{\text{p}}={\rm P}{}_{\text{L}}/{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}={\rm P}{}_{\text{L}}(\text{d}\text{B}\text{m})-{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}(\text{d}\text{B}\text{m})$

1.3 功率附加效率(PAE)

功率附加效率是指射频输出功率和输入功率的差值与供给放大器的直流功率的比值,它既反映了直流功率转化为射频功率的能力,又反映了放大射频功率的能力。

$\eta =\frac{{\rm P}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}-{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}}{{\rm P}{}_{\text{D}\text{C}}}\times 100\%$

1.4 1 dB功率压缩点(P1 dB)

当晶体管的输入功率达到饱和状态时,其增益开始下降,或者称为压缩。1 dB压缩点为放大器线性增益和实际的非线性增益之差为1 dB的点,换句话说,它是放大器增益有1 dB压缩的输出功率点。

2 设计步骤

2.1 静态工作点的确定

在晶体管的Datasheet中,给出了漏极(D)的工作电压和电流,因此,需要通过仿真和测试得到栅极(G)电压。在ADS中导入BLF6G27-10G的模型库,建立直流仿真电路,图1就是通过对晶体管BLF6G27-10G进行直流仿真所获得的伏安特性曲线。

与BLF6G27-10G[3]的Datasheet给出数据相比,本例所仿真出来的静态工作点和Datasheet给出数据较接近,并且得到了栅极电压(VGS=1.8 V),因此这样晶体管的静态工作点就确定了。

2.2 稳定性分析和偏置电路

要使晶体管可靠的工作,必须使晶体管在工作的频段内稳定。这一点对于射频功放是非常重要的,因为它可能在某些工作频率和终端条件下有产生振荡的倾向。因此要对功率管BLF6G27-10G在ADS的环境中进行稳定性分析[4],在ADS元件面板中调出扼流电感DC_Feed和隔直电容DC_Block,其中DC_Feed阻止高频信号通过,而DC_Block则是阻止直流信号通过。建立稳定性分析的原理图如图2所示,仿真结果如图3所示。

由仿真结果图可得在低频段功率管处于不稳定状态,即满足K<1,因此必须添加稳定性措施,稳定措施有很多种,在本设计中,选用并联的电阻和电容串接[5]在输入端口,此方法容易实现,而且稳定效果很好。同时参考BLF6G27-10G的Datasheet,进行偏置电路设计,最后所得电路图如图4所示,仿真结果如图5所示。

由图5可得,在加入稳定措施和偏置电路后。功率管在很大的频率范围内都处于绝对稳定[6](K>1),这样就可以进行下一步设计了。

2.3 输入/输出匹配设计

确定静态工作点和稳定电路后,需要对晶体管的输入和输出进行匹配设计[7],在本例功率放大器的设计中,出发点是输出大功率,一般是让晶体管工作在其额定输出状态,为了使器件工作在最佳状态,采用负载牵引和源牵引相结合的方法来设计输入/输出匹配网络。通过在ADS中进行负载牵引和源牵引仿真找出在输出最大功率[8]时的最佳阻抗。

首先,进行负载牵引仿真找出最佳负载阻抗来设计输出匹配电路,负载牵引仿真原理图如图6所示,仿真结果如图7所示。

由图7可以得到在输出功率最大时,负载的最佳阻抗为3.004-j1.849,根据该阻抗值,采用分布参数与集总参数[9]混合匹配的方法来设计输出匹配电路。

然后,将设计完成的输出匹配网络加入到功率放大电路中进行源牵引仿真,源牵引仿真的原理图与负载牵引图相似,源牵引仿真结果如图8所示。

从源牵引仿真结果得到,在最大功率输出时源阻抗为11.503-j13.802;根据该阻抗值,采用与输出匹配网络相同的方法,利用Smith圆图[10]进行源端的匹配设计,最后根据要求指标进行优化,使得放大器的增益和输出功率更加符合设计要求,经过优化后的功率放大电路如图9所示,仿真结果如图10所示。

通过最后仿真图可以得到在2.6 GHz时,输入功率为19 dBm时,输出功率为38.318 dBm,即能够达到6.5 W的输出功率。小于功放的1 dB压缩点,功率增益为19 dB左右,效率达到45%左右,满足设计指标的要求。

3 结 论

本文提出了利用负载牵引和源牵引相结合的方法设计功率放大器,可以快速设计既满足输出功率又满足附加效率要求的方法,因此可以简化设计流程,极大地方便和加快产品的开发,而且对于射频工程师来讲,利用EDA软件辅助设计是极为重要的,可以大大减少工程师的工作量,并能提高工作效率,降低成本。

摘要：为了使射频功率放大器输出一定的功率给负载,采用一种负载牵引和源牵引相结合的方法进行功率放大器的设计。通过ADS软件对其稳定性、输入/输出匹配、输出功率进行仿真,并给出清晰的设计步骤。最后结合设计方法给出一个中心频率为2.6GHz、输出功率为6.5W的功率放大器的设计及优化实例和仿真结果。仿真结果表明,这种方法是可行的,满足设计的要求,并且对功放的设计有着重要的参考价值。

关键词：射频功率放大器,输出功率,稳定性,设计

参考文献

[1]LUDWIG Reinhold,BRETCHKO Pavel.射频电路设计:理论与应用[M].北京:电子工业出版社,2010.

[2]陈邦嫒.射频通信电路[M].北京:科学出版社,2002.

[3]NXP.BLF6G27-10Gdatasheet[R].Eindhoven:NXP.2009.

[4]徐兴福.ADS2008射频电路设计与仿真实例[M].北京:电子工业出版社,2009.

[5]GONZALEZ Guillermo.微波晶体管放大器分析与设计[M].北京:清华大学出版社,2003.

[6]GILMORE Rowan,BESSER Les.现代无线系统射频电路实用设计[M].北京:电子工业出版社,2006.

[7]李智群,王志功.射频集成电路与系统[M].北京:科学出版社,2008.

[8]冯新宇,车向前,穆秀春.ADS2009射频电路设计与仿真[M].北京:电子工业出版社,2010.

[9]南敬昌,刘元安,高泽华.基于ADS软件的射频功率放大器仿真实现[J].电子技术应用,2007(9):110-112.

ADS仿真 篇4

海洋表面风场的研究在海洋学以及气候学中有重要的意义。以往传统的微波辐射计,对信号的水平极化和垂直极化分量进行测量,这样只能得到海面风速,而不能确定海面风向。全极化微波辐射计使用多路相关技术,对垂直极化和水平极化分量进行自相关和互相关处理,由两路信号的相关性能够产生反演海面风场模型的第三和第四个Stokes参量,从而可以实现全球海面风场的测量,既能测量海面风速,又能确定海面风向。将修正后的Stokes矢量元素以亮温K作为单位,可以表示为[1]:

式中:是亮度温度;Ev和Eh分别是垂直和水平方向的辐射电场的复振幅;λ是波长;η是介质阻抗;kB是Boltzmann常数。T±45∘为±45°线极化分量亮度温度,Tl和Tr分别为左旋圆极化以及右旋圆极化分量亮度温度。本文基于ADS软件平台,对全极化微波辐射计系统进行建模仿真。

1 全极化微波辐射计仿真模型

1.1 全极化微波辐射计仿真原理

相关型全极化微波辐射计原理框图如图1所示,主要组成部分包括双极化天线系统、超外差双通道接收机以及相关运算模块。

双极化天线接收来自目标场景的部分极化微波辐射,通过正交模式变换器(OMT)将其变换为正交极化的信号分别送入接收机水平极化和垂直极化通道输入端口。超外差双通道接收机利用低噪放大器(LNA)和射频滤波器对输入信号进行放大及滤波处理,然后采用同一本振信号将信号混频至中频并进行中频滤波以及放大处理,便得到中频带通信号。最后进行平方律检波和复相关处理。每个通道的中频带通信号经功分器后分为两路进行相关运算。

1.2 仿真模型参数设置

全极化辐射计接收机仿真模型主要技术指标见表1。

对于超外差双通道接收机部分,假设两通道对应元件参数设置均一致,各个元器件都可在ADS软件配有的DSP设计界面中直接调用。在仿真模型建立中,由于接收机噪声系数主要取决于第一级放大器,可将接收机噪声等效至正交通道输入端,将LNA噪声系数和增益分别设置为2.5 d B和37 d B,设置射频滤波器中心频率、3 d B带宽以及损耗分别为10.7 GHz、400 MHz和1.5 d B。中频滤波器中心频率、3 d B带宽以及损耗分别设置为200 MHz、300 MHz和1 d B,中频放大器1增益设置为66 d B。总仿真时间和仿真步长分别为3.6 ms和0.9 ns,将输入噪声信号温度值设置为高斯分布[2]。

1.3 通道互耦和相位不平衡对各分量测量影响[3]

1.3.1 通道互耦对各分量测量影响

将信号由高频变至中频的过程中,由于要使用相同的本振,因此使得两通道间存在互耦,即某一通道的一部分信号会进入另一通道,这样会直接影响后续的相关计算。假设滤波器输出信号为:

将上式展开可得:

根据瑞斯-琼斯近似公式可将上式转换成为亮温表示形式:

由式(4)可以看出,垂直极化亮温Tv′除了受输入端原始亮温Tv的影响,还受到其他三个Stokes亮温参数串扰的影响。串扰增益项除了接收机通道自身的增益外,还包含互耦因子的幅度与相位。用一个偏移项Ov表示接收机噪声对Tv′的影响,将亮温表达式重新写为:

和垂直极化相似,水平极化分量亮温测量值也可写类似的形式,两者综合为:

式中:Gm,n(m=v,h;n=v,h,3,4)为各亮温增益项;On为各通道噪声引起的偏移量。

进入复相关器的两路正交信号为:

复相关器输出为:

将上式转换为亮温表示形式并简化得:

由上式可知,极化分量T3′和T4′的亮温测量值不仅受到原始亮温T3和T4的影响,还受正交极化亮温Tv和Th的串扰影响,上式可以简化为:

其中Gi,j(i=3,4;j=v,h,3,4)表示各极化分量亮温增益,包括通道自身增益(i=j)以及通道间串扰增益(i≠j)。

1.3.2 相位不平衡对各分量测量影响

假设两正交通道的平均相位差为Δφ,则进入复相关器的两路正交信号分别为:

复相关器输出信号为:

转换为亮温表达式为:

由式(13)可以看出,极化分量亮温测量值T3′和T4′分别受到原始亮温T4和T3串扰影响。

1.3.3 通道互耦和相位不平衡对各分量测量影响

当两个正交通道间互耦和相位不平衡同时存在时,最终的复相关运算结果为:

类似于式(7)和式(11)并考虑到极化通道噪声的影响,将上式进一步简写为:

式中Gm,n′(m=3,4;n=v,h,3,4)表示在通道互耦以及相位不平衡下各极化通道的自身增益(m=n)和串扰增益项(m≠n)。

根据以上表达式可以得出,每个极化分量亮温除了受到输入端原始亮温影响,而且都受到其他三个极化分量亮温测量值的影响[4]。

2 仿真输出结果及误差分析

在相对风向角度分别为50°时,模拟的Stokes亮温矢量为[5]:

将该矢量注入上述全极化微波辐射计模型,通道相位不平衡时,各通道输出电压见表2。

由表2可以看出,通道相位不平衡对垂直极化分量和水平极化分量的测量结果没有影响,对T3分量的测量结果影响较小,但对T4分量的测量结果影响较大。由表中数据可以得出:当相位差达为2.5°时,T3分量的测量误差为1.1%,T4分量的测量误差为17.2%。当相位差达到10°时,T3分量的测量误差为2.9%,而T4分量的测量误差则达到了69.7%。可见通道相位不平衡对分量测量结果影响是不容忽视的。

当只有通道互耦或通道互耦和相位不平衡同时存在时,各通道输出电压见表3。

由表3可以看出,当信道中只存在互耦时,对四个矢量的测量结果均有影响,对T3分量和T4分量的测量结果影响较大,对其他两个分量的测量结果影响较小。由表中数据可以得出:当信道互耦度为20 d B时,垂直极化分量和水平极化分量的测量误差分别为0.75%、1.3%,T4分量的测量误差为72.6%,而T3分量的测量误差则非常大。

分析以上数据还可以看出:当互耦度为50 d B时,垂直极化分量和水平极化的输出结果和无信道互耦时是相同的,其实在互耦度为40 d B时就已经非常接近了,在此通道上再加上相位不平衡,对这两个分量的测量结果依旧没有任何影响。但对T3分量和T4分量的测量结果影响就非常大了,再加上相位不平衡测量结果误差更是超出很多。由表中数据可以看出,此时T3分量和T4分量的数值已经远远超出原测量值了。

3 结语

本文基于ADS软件平台对相关型全极化微波辐射计接收机进行建模仿真。分析了通道互耦、通道相位不平衡对极化分量的测量影响。最后向模型中加入通道互耦、通道相位不平衡因素,使仿真模型尽可能逼近于实际系统,这有助于后续结合定标精度要求分析系统因素对定标精度的影响,也为星载微波辐射计提供了一条在地面上重复试验分析性能,进而为定标方案的硬件投产提供指导,以达到上星运行要求的有效途径。

参考文献

[1]王振占.海面风场全极化微波辐射测量:原理、系统设计与模拟研究[D].北京:中国科学院空间科学与应用研究中心,2005.

[2]金旭,段崇棣.X波段全极化微波辐射计的计算机仿真[J].遥感技术与应用,2011,27(6):128-130.

[3]刘怡,王振占.信道互耦和相位不平衡对直接相关全极化微波辐射计测量的影响分析[C]//全国微波毫米波会议论文集.宁波:中国科学院空间科学与应用研究中心,2007:56-59.

[4]金旭,段崇棣.极化相关微波辐射计通道串扰影响分析及其校正[J].空间电子技术,2012(2):98-100.

[5]刘景怡.全极化微波辐射计定标和风场反演若干问题研究[D].北京:中国科学院空间科学与应用研究中心,2007.

[6]张瑜,张升伟.基于单片机的微波辐射计数控单元设计与实现[J].现代电子技术,2009,32(13):123-125.

ADS仿真 篇5

近年来,无线通讯、卫星通讯、电子对抗及雷达通讯等相关技术有了极大的发展。所以,对接收系统的设计也就提出了更高的要求。在接收系统的设计中,为了得到良好的总体系统性能,必须要有一个性能优越的前端。低噪声放大器 (Low Noise Amplifier, LNA) 是无线接收机前端信号处理的第一级,对整个通讯接收系统的性能指标起着举足轻重的作用,所以选择性能指标良好的低噪声放大器有着十分重要的意义。

1 放大器噪声模型

噪声模型就是把放大器的噪声特性用某种电路结构或几个参数抽象出来。该模型可以充分地描述该放大器的噪声特性,可以方便地应用于低噪声放大器的设计。

目前,微波段低噪声放大器设计中,普遍采用Rn-Gn噪声模型,该模型在微波放大器低噪声设计中已得到广泛的应用。Rn-Gn噪声模型见图1。

该模型用等效噪声电阻等效噪声导纳和复相关系数噪声参数表示。此时存在一个最小噪声系数匹配于最小噪声系数的最佳源导纳,当源导纳不等于最佳源导纳时放大器处于噪声失配状态,这时的噪声系数F可用放大器的低噪声设计参数表示。即 :

2 3.5GHZ宽带低噪声放大器的设计

2.1 设计指标

本文设计的低噪声放大器的主要设计指标如下 :工作频率3.3GHz~3.7GHz,增益≥22d B,增益平坦度≤1d B,噪声系数 <2.5d B,输入输出驻波比 <2。

2.2 晶体管的选用

该放大器选用三菱公司的高电子迁移率晶 体管MGF4921AM进行设计,MGF4921AM晶体管用 于匹配L和C波段前端低噪声放大器的HEMT晶体管,MGF4921AM晶体管在2.4GHZ时,最小噪声系数可匹配到0.35d B,增益可达18d B ;在4GHZ时,典型噪声系数为0.35 d B,增益可达13d B,符合本设计的放大器频段和噪声系数要求。由于整个放大器的增益要达到22d B, 而单个晶体管的增益不能完成22d B的设计指标,因此采用两级级联的设计思路,第一级将以最小噪声系数为设计目标,同时兼顾输入驻波比 ;第二级则主要考虑最大增益,兼顾噪声系数、增益平坦度以及输出驻波比。为了减少噪声匹配时输入端口的失配情况,同时获得较好的输入输出驻波比,改善增益平坦度,本设计将采用平衡式放大器的设计方案。

2.3 晶体管的稳定性的优化

为了防止放大器在同频带内自激振荡,设计放大器前要首先需要考虑管芯的稳定 性,根据数据 手册中晶 体管的S参数可知,晶体管MGF4921AM在3.3GHz~3.7GHz频率范围内,若要求电路稳定应该满足S11 <1,S22 <1,Stab Fact>1与0< Stab Meas <1同时成立。通过ADS软件仿真后,晶体管仿真结果Stab Meas与Stab Fact在频段内均不成立,因此必须采用稳定晶体管的措施。

本设计选择在源极串接微带负反馈电路的方法改善晶体管稳定性。在源极串联一个短路微带线,形成负反馈,同时在栅极偏置电路中加入电阻来进一步提高低频稳定性。经过反复调试,使电路处于稳定状态,在频带内晶体管绝对稳定。通过优化,晶体管在整个频带内的stabfact和Stab Meas因子均满足要求,S21的起伏也小于1d B,这为下一步放大器的匹配工作打下了良好的基础。

2.4 放大器两级级联设计

2.4.1第一级放大器设计

由前面分析的噪声公式可以知道,第一级放大器对整个系统的噪声系数影响最大。因此噪声匹配是第一级放大器的设计重点。由于输入匹配网络在最小噪声匹配时,总是失配的,不能保证获得较高的增益,所以为了满足整体增益大于22d B的要求,在实际设计时,在等噪声圆图和等增益圆图上折中选取增益和噪声,使得噪声匹配的同时也能获得较高的增益。

输入、输出匹配网络采用资用功率增益方案。这种匹配方法在确定源匹配的

图 1 Rn-Gn 噪声模型

基础上令负载匹配因此可以让放大器的输出有着良好的匹配,即输出驻波比为1。在微带线阻抗匹配时,采用开路线来进行阻抗匹配,源反射系数和负载反射系数的匹配都要选择较低的品质因数Q以拓展匹配带宽。在3.3GHZ~3.7GHZ整个通频带上,噪声系数、增益都符合设计要求。仿真的结果如图2所示。

2.4.2第二级放大器设计

第二级放大器以最大增益为目标进行电路匹配。采取和第一级放大器类似的网络匹配方法和思路 , 在圆图中将资用功率增益圆和功率增益圆收缩至一点。同时可以采用共轭匹配的方法来计算具体的匹配参数。

3 仿真结果

将设计好的两级放大电路级联,并综合考虑噪声、增益、增益平坦度和输入输出驻波比。同时插入设计好的3d B耦合器,进行仿真。由于3d B耦合器存在着相位差和一定的插入损耗,导致系统噪声系数和增益不符合要求。所以对整个系统进行总体优化设计,将微带线的线长设置成VAR变量的形式,并用梯度收敛的方式优化。最终优化后的结果输入输出驻波比和增益如图3所示,噪声系数及增益平坦度如图4所示。

通过ADS软件优化后,该低噪声放大器噪声 系数不超 过0.956,带内增益≥26d B,输入输出驻波比均小于1.22,带内增益起伏小于0.9d B,在整个工作频段上放大器无条件稳定。符合总体设计要求。

4 结束语

本文选用三菱公司的MGF4921AM晶体管,采用两级级联的设计思路,第一级将以最小噪声系数为目标进行阻抗匹配,第二级则以最大增益为目标进行电路匹配。为了防止放大器在同频带内自激振荡,采用负反馈的方法增加稳定性,同时也可以改善S21的平坦度。同时设计了相应的偏置电路,保证偏置电路的稳定性,最终实现满足设计指标的低噪声放大器,在工作频带内噪声系数 <2.5d B,增益≥22d B,增益平坦度≤1d B,输入输出驻波比 <2。

摘要：低噪声放大器作为移动通信、雷达、遥控遥感系统接收机前端信号处理的重要第一级,对整个接收系统的噪声性能指标的贡献起着举足轻重的作用。以微波低噪声放大器理论知识作为基础,通过ADS软件的仿真和验证,很好的解决了3d B耦合器和放大器的级间匹配的问题,成功设计出了3.5GHz低噪声放大器并达到了设计指标。

ADS仿真 篇6

ADS是美国安捷伦公司推出的一种图形化的编程语言和开发环境, 它是在HPEESOF系列EDA软件基础上发展完善起来的大型综合设计软件, 为系统和电路工程师开发各种形式的电路系统提供了方便。ADS软件允许设计者利用ADS软件提供的多种定制和通用算法模型或C语言、Matlab语言灵活地编写算法并利用ADS Ptolemy仿真器进行算法仿真。从而使从事算法研究的人员能够很快地对算法进行验证, 给设计带来了很大的方便。在提高开发效率的同时, ADS软件的系统仿真提供了通信系统的自顶向下设计和自底向上验证的能力, 可以在ADS软件中进行信号处理、射频的单独仿真或进行不同部分的协同仿真, 帮助设计师提早完成系统设计。在数字信号处理算法库中, ADS软件已经提供了针对于GSM, CDMA, WCDAM, CDMA2000, TD-SCDMA, WLAN的设计库和信道模型。设计人员可以直接调用这些设计库中的算法模型或对其进行修改, 从而快速地搭建自己完整的信号处理链路。

盲源分离 (Blind Source Separation, BSS) 是数字信号处理领域的一种新兴技术, 在无线通信、图像处理、语音信号处理、生物医学等领域有着广泛的应用[1,2]。盲源分离以其特有的优势, 已经成为信号处理领域的一个研究热点。

目前, 盲源分离的算法有很多, 其中信息最大化算法 (Information Maximization, Informax) 是Bell 和Sejnowski基于Linskers的信息最大化理论提出的一种著名BSS算法。该算法在分离混合语音等超高斯信号方面, 其性能明显好于其他BSS算法, 适用于通信、语音识别、多媒体等系统中的高质量语音处理[3]。

本文将以盲源分离为例, 介绍如何进行ADS与Matlab协同仿真, 以及协同仿真应注意的事项。通过系统仿真后, 将ADS协同仿真结果与Matlab仿真结果对比。完成协同仿真后, 可利用安捷伦公司的SystemVue软件生成在FPGA上实现的HDL代码。

1 信息最大化算法原理

1.1 理论依据

信息最大化算法的理论依据是基于Linskers的信息最大化理论, 这一原理是由Langhlin提出的。该原理被Bell和Sejnowski推广到了非线性单元[4], 这些单元的输入信号可以具有任意分布, 并且未受到任何已知噪声源的干扰, 当使系统中传递的信息量最大时, 也能使输出的各种信号间冗余度减到最低, 从而能够解决信号的盲源分离问题[5]。

已知网络输入可观测的混合信号为x (t) , 网络输出u (t) 为经分离原信号的估计值, 信息化最大算法就是要修正网络权值W, 使以u (t) 为输入的非线性函数g (u) 的输出信号y (t) 联合熵最大。图1简要说明了信息最大化算法的基本思想。

1.2 算法推导

盲源分离就是要使一个分离系统的输出y (t) 中包含有关于输入x (t) 的互信息 (mutual information) 最大[6]。由信息论可知:

${\rm I}(\mathit{Y},\mathit{X})={\rm H}(\mathit{Y})-{\rm H}(\mathit{Y}/\mathit{X})(1)$

式中:H (Y) 是输出的熵;H (Y/X) 是输出中任何不来自输入X的熵。本文是在没有噪声的情况下, X与Y之间的映射是确定的, 并且H (Y/X) 的值可能趋于0。

由于H (Y/X) 这一项与分离参数W无关, 所以将上式两边对W求导数可得:

$\frac{\partial }{\partial \mathit{W}}{\rm I}(\mathit{Y},\mathit{X})=\frac{\partial }{\partial \mathit{W}}{\rm H}(\mathit{Y})(2)$

由式 (2) 可知, 对于可逆的连续确定映射, 可以通过使输出信号的联合熵最大化, 而使输入与输出之间的互信息最大化。由概率论的知识, 输出信号的概率密度函数可以写成输入概率密度函数的函数:

$f{}_y(y)=\frac{f{}_x(x)}{\left|J\right|}(3)$

式中:$\left|J\right|$是变换矩阵W雅可比行列式的绝对值[7]:

$J=\det \left[\begin{array}{ccc}\frac{\partial y{}_1}{\partial x{}_1}& \cdots & \frac{\partial y{}_1}{\partial x{}_n}\\ ⋮& \ddots & ⋮\\ \frac{\partial y{}_n}{\partial x{}_1}& \cdots & \frac{\partial y{}_n}{\partial x{}_n}\end{array}\right]=\det \mathit{W}{\displaystyle \prod _{i=1}^n\frac{\partial y{}_i}{\partial u{}_i}}(4)$

输出信号y的熵H (y) 的表达式如下:

H (Y) =-E[ln fy (y) ]=-∫∞-∞fy (y) ln fy (y) dy (5)

把式 (4) 代入式 (5) 中, 可得:

${\rm H}(y)=E[\ln \left|J\right|]-E[\text{l}\text{n}f{}_x(x)](6)$

式中, 等号右边的第二项与W无关, 因此只需要考虑等号右边的第一项达到最大, 由此推导梯度下降学习算法:

$\begin{array}{l}\text{Δ}\mathit{W}\propto \frac{\partial {\rm H}}{\partial \mathit{W}}=\frac{\partial }{\partial \mathit{W}}\ln \left|J\right|=\\ \frac{\partial }{\partial \mathit{W}}\ln \left|\det \mathit{W}\right|+\frac{\partial }{\partial \mathit{W}}\ln {\displaystyle \prod _{i=1}^n\frac{\partial y{}_i}{\partial u{}_i}}(7)\end{array}$

对于式 (7) 第一项, 将权值矩阵W按i行展开:$\mathit{W}={\displaystyle \sum _{j}w}{}_{ij}A{}_{ij}(A{}_{ij}$为对应元素的代数余子式[8]) 。

由于:$\frac{\partial }{\partial w{}_{ij}}\ln \left|\det \mathit{W}\right|=\frac{A{}_{ij}}{\det \mathit{W}}$, 所以:

$\frac{\partial }{\partial \mathit{W}}\ln \left|\det \mathit{W}\right|=\frac{(\mathit{W}{}^{*}){}^{\text{Τ}}}{\det \mathit{W}}=[\mathit{W}{}^{\text{Τ}}]{}^{-1}(8)$

式中:W*为W的伴随矩阵。

本文选择非线性函数sigmoid作为传递函数对源信号的分布特性进行近似, 即:

$\mathit{Y}=g(u)=\frac{1}{1+\text{e}{}^{-u}}‚u=\mathit{W}\mathit{X}-\mathit{W}{}_0(9)$

其中输入被乘以权值W, 再加上一个偏置权值W0[9]。由式 (9) 可得:

$\frac{\partial }{\partial \mathit{W}}\ln {\displaystyle \prod _{i=1}^n\frac{\partial y{}_i}{\partial u{}_i}}=(\mathit{{\rm P}}-2\mathit{Y})\mathit{X}{}^{\text{Τ}}(10)$

将式 (8) 、式 (10) 代入式 (7) , 可得下面学习法则:

$\begin{array}{l}\text{Δ}\mathit{W}\propto [\mathit{W}{}^{\text{Τ}}]{}^{-1}+(\mathit{{\rm P}}-2\mathit{Y})\mathit{X}{}^{\text{Τ}}(11)\\ \text{Δ}\mathit{W}{}_0\propto \mathit{{\rm P}}-2\mathit{Y}(12)\end{array}$

式 (11) 为Infomax算法中迭代运算权值W的更新式[10], 其中P=[1, 1, …, 1]。

2 盲源分离在ADS中的实现

Matlab对于研究算法提供了很大的方便, 然而在Matlab中搭建信号处理系统有其局限性。ADS中提供了大量的信号处理模块, 利用这些模块就能快速地搭建一个信号处理系统, 同时ADS也提供了Matlab与ADS协同仿真模块, 通过该模块可以直接调用Matlab应用程序, 这样就可实现ADS与Matlab协同仿真, 进而能在信号处理系统中进行算法验证。

本文利用其中的读语音模块将数据读入后交给ADS与Matlab协同仿真模块进行处理, 然后通过写语音模块将分离后的语音写出, 通过搭建这样一个系统便可实现ADS与Matlab的协同仿真 (图2为搭建好的系统) 。在ADS中实现盲源分离, 其优势在于设计者可以根据自己的需求, 通过安捷伦公司的SystemVue软件将搭建的整个系统转换成HDL代码, 通过综合后可在硬件上实现。

需要注意的是:在实现ADS与Matlab协同仿真时, 首先应在Matlab应用程序开头定义好全局变量和输入/输出的变量个数, 然后将该设置好的应用程序放在ADS建好的工程下面的data文件夹中, 接着通过ADS中的Tools→Import System Model→Matlab Function生成协同仿真模块。同时在ADS系统中也要设置好全局变量, 在ADS中将变量设置为全局变量, 这是为了实现ADS与Matlab协同仿真。在仿真前要在ADS中设置好Matlab应用程序的放置路径, 否则仿真时会出现错误。

本文读入两路语音信号N1和N2, 如图3所示, 混合后再进行其分离, 分离后的结果y1和y2如图4所示。将图3和图4做对比或通过监听仿真后生成的语音文件 (分离后) 和原语音文件可以看出, 协同仿真下实现的盲分离效果还是很理想的。

从图4和图5中可以看出协同仿真得到的结果与Matlab单独仿真得到的结果基本上是完全一致的, 达到了协同仿真的目的。

3 结 语

ADS仿真软件功能强大, 简洁直观, 动态逼真地为学习和从事通信或电子行业的人员提供了极大的方便。然而, 使用软件工具进行仿真设计毕竟是产品开发过程中的第一步, 软件中设计的电路系统最终还是要在硬件上实现并使用测试仪表进行测试。这样, 软件仿真与硬件测量之间的联系就显得格外重要。只有软件与测试仪表之间流畅的数据传递才能加快从软件中虚拟电路到真实硬件电路的转换。目前, SystemVue软件能将在ADS中搭建的系统转换成HDL代码, 再用ADS软件对生成的HDL代码进行验证, 如果不符合要求, 则重新调整搭建的系统, 以生成新的HDL代码供进一步验证, 直到满足要求, 然后用PFGA综合后便可下载到目标板中运行, 这样便达到了从仿真到硬件的实现。目前, 正把在ADS中实现的盲源分离系统转换成HDL代码, 以便本设计可以直接在硬件上实现。

参考文献

[1]张贤达, 保铮.盲信号分离[J].电子学报, 2001, 29 (12) :1 766-1 771.

[2]周玉凡, 杨道田.信号盲分离的统计准则[J].电信技术研究, 2006 (6) :8-16.

[3]Herault J, Jutten C.Space or Time Adaptive Signal Process-ing by Neural Network Models[A].Neural Networks forComputing:AIP Conference Processings[C].NewYork, 1986:206-211.

[4]Bell A J, Sejnowski T J.An Information Approach to BlindSeparation and Blind Deconvolution[J].Maximization NeuralComputation, 1995, 7 (6) :1 004-1 034.

[5]张发启.盲源信号分离技术[J].现代电子技术, 2004, 27 (20) :81-82.

[6]张发启, 张斌, 张喜斌.盲信号处理及应用[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2006.

[7]黄科.基于独立分量分析的混合语音信号盲分离系统研究[D].上海:上海海事大学, 2006.

[8]邓娟, 李宏.一种基于信息最大化的自适应变步长盲源分离算法[J].电子测量技术, 2007, 30 (6) :16-17.

[9]郑秀萍.基于信息理论盲源分离算法的研究[D].太原:太原理工大学, 2005.

ADS仿真 篇7

当今的通信系统设计工程师除了要面对进一步减小系统的体积和成本外, 还要更好地进行数字和射频部分指标的分配从而获得更好的系统整体性能。在学校实验教学环节中, 往往因为各种经费问题, 导致许多大型实验仪器设备等无法提供给学生实际学习操作, 虚拟仿真软件的兴起, 则成为必然, 对于教学改革来说, 意义重大。[1]

一、ADS仿真软件简介及主要功能特点

1.1 ADS仿真软件简介

ADS (Advanced Design System) 是美国Agilent公司推出的电路和系统分析软件, 它能够同时仿真射频 (RF) , 模拟 (Analog) , 数字信号处理 (DSP) 电路, 并可对数字电路和模拟电路的混合电路进行协同仿真。

1.2 ADS仿真软件主要特点

(1) 可根据硬件测试建立仿真模型

ADS可利用相应硬件测试仪, 通过仿真模型的建立, 实现其对现有元件、硬件在新设计中应用性能的评估, 给出适度的评估报告, 从而更进一步了解设计返工情况, 以帮助减少重复设计的次数, 对实践教学有极强的指导意义[2]。

(2) 可通过测试仪表, 检测空间信道及干扰

ADS可利用自身发射机模块及相关测试仪, 对在一般普通实验中很难捕捉、检测的信道干扰做全方位测试, 可对诸如多径效应、时延效应、多普勒频移效应等做较为精准的接收测试, 同时以较为直观的方式显示数据、图形。实验教学中, 实验人员或学生只需要做简单的硬件接收机, 便可以有效利用ADS软件仿真系统, 从而得到相应数据, 丰富了教学手段及内容。

二、ADS在教学实验环节的主要应用

为了有效体现ADS在实验教学环节中的应用, 以作者所在单位学校 (贵州理工学院) 学生作为实验研究对象, 利用学校现有实验设备, 其中包括:ESG信号发生器1台, 信号分析仪 (示波器) 1台, 被测元件1个, ADS仿真系统一套, 对ADS的应用进行了实验。

2.1案例应用1

为了有更好的设计预示能力, 使仿真效果达到最佳, 最终结果如下图1 (VSA中显示数据) 所示[3]:

由上图可见, ADS中产生的并行数据DATA通过并串变换进入到串行数据接口中进行数模转换 (D/A) , 转换同时在进行正交振幅调制 (QAM) , 使得到的数据波形被调制后进入ESG信号发生器;同时, 信号发生器产生的信号通过被测通信硬件设备工作, 产生新的被测信号, 通入信号分析仪, 得到新信号的分析结果;最终通过VSA显示单元显示ADS模拟信号与新信号的对应参数, 从而可作为对被测硬件设备相关参数调整的参考。[3]

2.2案例扩展应用2

ADS还可以进一步进行扩展, 作为实验教学中创新测试项目实验:可建立起小型射频测试中心, 模拟相对较为负责的射频环境, 解决了以往射频测试中涉及的费用高、设备复杂等问题, 使得学生可以轻易组建简易射频测试系统, 并可对其功能做进一步扩展。实验可以通过ADS的仿真功能, 建立起信号源功能模型及损伤模型, 并设定好特定的测试算法, 等待被测件引入系统后, 便形成了一个简单的小型射频测试中心。可通过信号分析仪中的算法分析, 得到通过被测件后的实际射频损伤数据, 可与之前建立的损伤模型中的信号进一步做数据对比, 从而可以了解到被测件射频特征, 最终得出实验数据及结果。[3]

结论:本文以ADS虚拟仿真通信系统软件作为研究对象, 在介绍其功能特点的同时, 以贵州理工学院在校学生为例, 通过教学实例及其在教学中的主要应用, 大力提倡广泛推进虚拟仿真技术在实验教学中的应用, 希望能对未来的实践教学改革提供借鉴。

参考文献

[1]张军国, 周峰.无线传感器网络规格化优化部署及仿真研究[J].新型工业化, 2011, 1 (9) :91-97.

[2]王兆祥等.通信系统仿真[M].国防工业出版社, 2009, 09:124-126.