可变增益

可变增益（共4篇）

可变增益 篇1

1 概述

伴随着计算机科学与技术迅猛的发展, 使用数字电路进行信号处理的优势也更加突出。为了充分发挥和利用数字电路在信号处理上的强大功能, 工程中可以先把模拟信号按比例转换成数字信号, 然后利用数字电路对该信号进行处理, 之后再输出处理过的模拟信号。放大功能是模拟信号处理电路中最常用到的, 它是通过放大器电路实现的, 大多数模拟电子系统中都应用了不同类型的放大电路。放大电路也是构成其他模拟电路的基本单元电路, 如滤波、振荡、稳压等功能电路。本文以放大器为研究核心, 讨论数字和模拟电路组成智能控制放大器增益的系统。

2 可控放大器理论与功能

目前实现可变增益放大器的方法有多种, 常用的方法是采用普通带宽放大器构成的放大电路, 而AGC (Auto Gain Control) 部分则是采用分立元件构成的, 利用反馈的方法改变放大器的增益。同时采用场效应管作为AGC的控制端可实现高频率和噪声低的放大效果, 但是这种放大器的精确增益控制受限于温度和电源的漂移影响, 很难实现稳定性。为实现放大器的可编程控制, 则需采用控制电压与增益成线性关系的可编程放大器, 放大器AD603的增益可通过编程控制。AD603是一款低噪声、温度稳定性高的可编程控制增益的放大器, 其增益与单片机的控制字成线性关系, 因此能实现可变增益控制放大器。

放大器的性能指标:.a放大器输入正弦信号电压为10mV, 电压增益为0～60dB, 步进10dB, 通频带为100Hz～40kHz。b.低通滤波器-3dB截止频率fc在1kHz～20kHz范围内可调, 调节的频率步进为1kHz, 2fc处放大器与滤波器的总电压增益不大于30dB, RL=1k。c.高通滤波器-3dB截止频率fc在1kHz～20kHz范围内可调, 调节的频率步进为1kHz, 0.5fc处放大器与滤波器的总电压增益不大于30dB, RL=1k。d.带通滤波器中心频率50kHz, 通频带10KHz, 40～60KHz可调, 调节的频率步进为2kHz。在40KHz和60KHz频率处, 要求放大器与带通滤波器的总电压增益不大于45dB。可变增益放大器系统主要由三部分组成, 分别为程控放大器部分、程控滤波器部分、控制部分。

3 程控放大器设计

3.1 放大器设计。

为实现系统中可变增益达到60dB的要求, 程控放大器部分采用两级AD603放大实现。AD603主要有精密无缘输入衰减器、增益控制电路、固定增益放大器组成。通过控制电压的变化控制衰减器对输入信号的衰减, 经衰减的信号通过固定增益放大器输出实现增益的变化, 放大器增益的调整与放大器自身的电压无关, 增益控制部分输入阻抗很高, 输入电流很小, 所以片内控制电路对控制电压的外电路影响很小, 放大器的工作模式是通过设置VOUT和FDBK确定的。当VOUT和FDBK短接时, AD603的增益为40Vg+10, 增益范围在-10～30dB之间;当VOUT和FDBK断开时, 其增益为40Vg+30, 增益范围为10～50dB;如果在VOUT和FDBK接电阻, 其增益范围将处于上述两者之间。该系统中采用VOUT和FDBK相连, AD603的增益范围为-10～30dB, 其带宽为90MHz, 那么设置两级放大器, 则增益范围为-20～60dB。AD603的增益与控制电压成线性关系, 其增益控制输入电压为-500mV～+500mV, 增益调节范围为40dB, 那么增益步进1dB, 则控制电压需增大:

由于是两级放大器, 那么增益步进1dB, 控制电压应为12.5mV。

AD603的输入阻抗比较小, 一般只有100Ω, 为提高系统的输入阻抗那么需要增加缓冲级来提高输入阻抗, 但是一般的前级放大器会影响电路的噪声, 为减少电路噪声, 前级放大采用视频放大器AD818作为驱动, 设置前级放大器的增益为1。另为提高带负载能力, 则AD603后增加一级AD818提高系统的输出阻抗。

3.2 滤波器设计。

控滤波器采用MAX262实现放大输出的高通、低通、带通滤波。滤波器的中心频率f0、品质因数Q和滤波器工作方式可以通过编程控制。

3.3 控制电路设计。

单片机通过DAC0832输出控制电压。在系统中需要转换7个数字量实现0、10、20、30、40、50、60dB的增益控制, 而DAC0832输出的是电流, 所以在数模转换器的后面加放大器实现输出电压。AD603的控制端电压范围为-500mV～+500mV, 在系统中控制电压为-250mV时才能实现放大器增益为0dB, 而DAC0832不能实现输出电压由负到正的转换, 所以在输出端增加一个加法电路。

DAC0832的电流输出为:

DAC0832的电压输出为:

加法器运算公式为:

当

其中V1=Vout, V2=250mV, 这样可以实现0dB放大。

4 结果分析

宽带放大器的总增益为0～60dB, 因此抗干扰措施必须要做的好, 才能避免自激和减少噪声。设计中采用了如下方法:

4.1 在电源端并接0.1uf的电容避免电源的高频干扰, 并接2200uf的电容避免低频干扰。

4.2 所有信号耦合用电解电容两端并接高频瓷片电容, 以避免高频增益下降。

4.3 构建闭路环, 整个运放用较粗的地线包围, 可吸收高频信号, 以减少噪声。

4.4 供电部分采用三端集成稳压芯片, 减少电压不稳定带来的噪声影响。

5 结论

可变增益放大器作为现代电子和信息工业的基本元器件, 也作为现代自动化控制家电、手机等领域重要的部分, 有着它独有的特点, 其可编程控制实现不同增益的改变和高低带通的频率输出, 是现代电子向前发展的主要方向。从长远角度考虑, 自动化控制技术也是经久不衰的。本系统的设计特点总结如下:

5.1可编程芯片的应用, 自动化控制由之前的机械式控制向现在的软件化控制, 机械化控制系统复杂、功能简单、可移植性差。而软件化具有操作简便、易于编程、易于移植、功能丰富等特点。例如可编程放大器AD603和可编程滤波器MAX262的应用尤为体现易于编程控制的特点;

5.2在了解该放大器系统控制要求的基础上, 详细阐述了各硬件模块的选用, 模块化的设计可以减少设计的工序、提高工作效率、提高设计的成功率。

参考文献

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八通道可变增益高速数据采集系统 篇2

在传统的超声波仪器中,一般只采用DSP或只采用FPGA,且大部分采集数据要到PC机上进行算法分析。随着超声应用的深入和超声设备功能的改进,新型的超声波系统处理任务加重和复杂度加深,需要更快的数据处理能力。如果将数据传到PC机上进行处理,则难以满足实时性方面的要求。

本文提出了USB+FPGA+DSP的架构,设计了一种新型8通道超声数据并行采集处理系统。由FPGA配合DSP进行数据采集、预处理等,发挥了FPGA并行高速处理的优势,而将一些稍微复杂的算法在DSP中实现,提高了算法性能,最后将处理结果通过USB送到PC进行分析。这种任务硬件分配方法可使系统性能得到很大提高。

1 系统描述

在多通道超声波应用中,高速A/D技术、大容量缓冲技术以及信号的实时处理、分析技术是超声设备的关键,也是整个系统的瓶颈所在。本文的设计能够实现这些技术的融合。系统框图如图1所示。

首先,从超声波接收电路收到的微弱电压信号进入8通道的可变增益运放进行放大;然后交流耦合到8通道AD转换器进行高速模数转换,同时输出8路LVDS DDR数据信号进入FPGA;由FPGA对8通道的数据进行高速串并转换并进行预处理和缓存。

PC机发送采集命令到FPGA,通过EMIF口送到DSP,DSP收到命令后打开EDMA传输,同时使能FPGA的数据采集,将接收数据缓存在外挂的SDRAM中,然后对数据进行处理,再通过EMIF口将处理结果送给FP-GA,由FPGA内部的USB接口逻辑将数据送到主机进一步处理。

同时,主机可以通过发送命令控制运放的线性增益、功耗控制等处理。PC作为主控单元,将命令送到DSP,而DSP作为二级控制单元将命令送到FPGA内部的寄存器中,而由FPGA实现各种接口的控制时序,最终实现控制。

2 模拟信号采集模块

2.1 模拟前端设计

超声波的工作原理是:高压脉冲发生电路发射高压脉冲,经电压超声换能器变换成超声波信号,超声波信号遇到杂质时产生反射波,再经过电压超声换能器变换为电压信号,这个电压信号是微弱的高频窄脉冲。为使缺陷信号不失真,前置处理电路的频带宽度应足够高,信号的采样频率应为几十兆赫兹[1]。为了能够测量幅度的变化值,在接收的信号进入放大器前,先经过已校准的衰减器,以便对信号幅度定量调节,用于不同信号幅度比较[2]。

传统的多通道探伤设备需要多块采样模块,这大大提高了系统价格。而TI公司的VCA8613和ADS5273两款芯片是TI公司针对医疗和工业超声波推出的多通道高性能芯片,可以满足上述超声应用的要求。

可变增益运放VCA8613的-3 dB带宽是800 kHz～14 MHz,它集成了8个通道,并将传统系统中低噪声前置放大器(LNA)、压控衰减器(VCA)、可编程增益放大器(PGA)、低通滤波器4个功能芯片集成在一起,集成后带来的好处是减少了外界的干扰和噪声,改进了动态范围。这对整个输入信号的质量至关重要,使整体系统性能大大提高。在3 V工作时每个通道的功耗仅为75 mW,输入频率为5 MHz时噪声为1.2 nV每根号Hz,同时体积大大缩小,这对于开发便携式产品具有巨大的优势。

VCA8613还提供了一个VCNTL管脚,其配合VCA和PGA可实现5 dB～50 dB的线性增益,如图2所示。ATN是VCA的衰减系数,PG是PGA的增益系数,这两个值可通过SPI口写VCA8613的寄存器来实现(PG=01的图没有给出)。

ADS5273是12 bit的高速AD,采样速率能达到70 MHz,信噪比为70.5 dB,输入是8通道差分输入,输出是8通道LVDS DDR串行输出,其速度达到420 MHz,上下沿都有数据。这使得在PCB信号完整性上要求很高,要严格按照高速信号走线的要求进行设计。

在采用内部参考模式下,ADS5273的输入端有1.4 V的共模,而VCA8613输出有1 V的共模电压,所以VCA8613和ADS5273间采用了交流耦合方式,TI建议串接的电阻可以从25Ω～300Ω,这保证了ADS5273不会过载。耦合图如图3所示。

ADS5273也提供了一个SPI口,可以控制其内部寄存器。可以控制关闭和开启任何一个通道及控制每一路输出的电流大小,这对于功耗的控制非常有利。同时ADS5273还可以有几种工作模式:正常输出模式、同步模式、用户定义模式等,非常适合用户进行调试。

VCA8613和ADS5273构成的模拟前端,整体噪声比目前市场上性能最接近的同类产品要低30%,并且具有更低的功耗,其性能不仅能满足便携式设备的需求,还能满足高通道密度、中程超声波系统的要求,能实现更高、更完美的图像质量。

2.2 FPGA高速解串设计

ADS5273的输出除了8路LVDS DDR串行数据,还有420 MHz的差分时钟线和70MHz的差分同步线,如图4所示。在采用FPGA进行数据接收时,如此高速的信号在解串时需要有非常严格的时序要求。由于在解串的过程中,逻辑并不复杂,但对时序要求高,因为采用触发器实现可以比较方便地进行触发器的位置约束,所以采用最底层的触发器来实现。

解串后的数据使用了片内FIFO进行缓存,这里采用了乒乓FIFO机制,在将采集得到的数据写入其中一片时,后续模块同时对另一片中的数据进行处理。FIFO缓存器由于其先进先出的特性,数据的读写都无需提供地址信号,简化了电路的设计,提高了数据的吞吐率。

3 基于FPGA+DSP+USB的数据采集通道的实现

本系统FPGA采用Xilinx公司Virtex系列的xc2vp7器件,实现了高速数据解串、SPI控制器、USB的SLAVE FIFO控制状态机、DSP的EMIF接口控制和信号预处理。其中SPI控制器有3个,有两个实现对VCA8613、ADS5273的SPI接口控制;另一个实现对DA5200的控制,产生VCA8613的VCNTL的控制电压,实现VCA8613增益线性可控。如图4所示。

DSP进行数据处理,采用了TI公司的高性能数字信号处理芯片TMS320C6414,可支持1 GHz的时钟频率,计算能力为5 760 MIPS,同时提供了外部存储器接口和增强的DMA控制器(EDMA),可与FPGA进行快速数据交换。DSP设计为FLASH BOOT方式。

高速数据采集系统采用USB总线与PC进行数据传输。USB控制芯片采用Cypress公司的CY7C68013。该芯片内含一个增强型8051处理器、一个串行接口引擎(SIE)、一个USB收发器、8 KB片上RAM、4 KB的FIFO存储器以及一个通用可编程接口(GPIF)。Cypress公司为了方便FX2的开发,提供了固件程序框架,用户只需少量修改即可完成固件设计,同时Cypress提供了通用的驱动程序。

分别配置USB控制芯片中的端点EP2和EP6为IN(输入)模式和OUT(输出)模式。设置了自动传输模式后,在用户端,就可以把CY7C68013当做一个FIFO,不必关心其内部的运行情况,而只要根据FIFO的标志线对FIFO进行读写操作,即主机和数据采集板间的通信是透明的。首先由应用程序采用块传输方式发送一个命令包到SLAVE FIFO中,FPGA读取这个命令包缓存在FP-GA的FIFO中;接着应用程序再用控制传输方式发送一个命令包给CY7C68013,由USB固件程序在通用IO管脚上给DSP发送一个外部中断;DSP收到外部中断后马上启动一次EDMA传输,将FPGA中FIFO的命令及参数数据读到DSP的RAM中;DSP根据收到的命令和参数进行各项操作。

4 性能测试

4.1 可变增益运放的测试

用函数发生器产生50 mV、7 MHz的正弦波,输入VCA8613的输入端,衰减设为33 dB,PGA增益设为21 dB,VCNTL管脚电压为1.0 V,用示波器观察输出波形,如图5所示,得到了很好的放大波形。

同时测出,正确的放大波形的频率在900 kHz～11 MHz间,在这范围之外的波形就会产生失真,与TI公司文档中提出的频率在800 kHz～13 MHz间有些差别。

4.2 AD测试及数据通道实验

ADS5273采用同步模式进行调试,对时序进行了严格的对准,然后切换到正常模式,采用C++Builder设计了简单的主机应用程序来采集正弦波数据,如图6所示。

从测试结果看,超声波信号采集、分析和成像处理系统的整体设计方案是正确的,整套系统可以满足频率范围从20 MHz～70 MHz超声波检测采集和分析的需要,同时可以调整采样速率,适应不同检测频率的记录要求

本数据采集系统在以下方面进行了改进:首先采用了TI公司先进的VCA8613和ADS5273构成了信号调理和数据转换电路,具有高信噪比、高精度、高速率和低功耗等优点;其次数字架构采用了USB+FPGA+DSP方式,对于复杂算法的应用具有优势;而且采用FPGA接收8路高速串行LVDS DDR信号的实现,使得系统硬件的体积得到大大缩小。同时,本文设计的硬件架构具有通用性,只要稍做修改即可应用于各种场合,具有较高的实际工程应用价值。

参考文献

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可变增益 篇3

在分析研究现有超声波发射接收电路对高频超声拖尾现象严重的基础上, 设计了一种简单实用的超声波发射接收可变增益放大电路。该电路通过外部直流电源控制LMH6505的增益控制电压, 电路采用直流耦合的方式, 很好地去除了高频超声接收信号拖尾的难题, 电路设计简单, 性能稳定, 可用于各种高频超声接收电路的可变增益放大。

1 LMH6505芯片介绍

可变增益放大器LMH6505是一款高动态范围的低功耗宽带高速可变增益放大器, 其增益可调整范围为80 dB, 低增益时的-3 dB带宽为150 MHz。压摆率为l500 V/us, 在无负载的条件下输出电流典型值仅为11 mA, 能够适应一般中高频信号接收机对自动增益控制电路的要求。

可变增益放大器LMH6505脚“1”为增益电压控制端, 其控制电压调节范围为0-2V, 增益调节电压可由外部直流电平提供或者通过上位机通过DA产生;脚“2”为信号输入端, 信号输入端有时可加入对地50欧姆的对地电阻, 使信号的输入阻抗为50欧姆, 起到与LMH6505内部阻抗匹配;脚“3”为增益设定电阻RG输入端, 脚“7”为反馈电阻RF输入端, 脚“6”为信号输出端。可变增益放大器LMH65K05的最大增益AVMAX由RG、RF共同决定。

undefined (公式1)

其中K为增益乘法器值, K取值为9.4V/V, 随着增益控制电压在0-2V内变化, 可变增益放大器LMH6505的增益范围则可达到80dB。此外RG还决定输入电压的范围, RF则决定着整个可变增益电路的带宽调节范围。整体可变增益的增益见公式3其中K为0.940, N为1.01v, VC为79mv。

VIN (MAX) =IRGMAX·RG (公式2)

undefined (公式3)

另外可变增益放大器LMH6505还可以用于单电源供电, 但在用于单电源供电时需注意, 接地管脚脚“4”以及RG需接入VCC/2的虚拟地, 与此同时增益控制电压VG需设置为高于虚拟地电压0-2V, 在具体应用中有时还需要把输入信号也加入虚拟地, 不过其输出信号就必须加隔直电容, 消除VCC/2的虚拟地, 以免后续放大器把直流信号放大。

2 LMH6505应用电路

高频超声探伤已经在各个领域应用广泛, 其前端小信号放大、检波、峰值保持以及AD采样技术已经十分成熟, 在本文中就不在继续详细叙述, 然而现有超声接收电路唯一的缺点就在于现有的高频超声电路无法彻底解决10M以及以上超声传感器回波信号拖尾的问题, 从而影响高频超声对薄壁工件的测试, 其实拖尾现象根本原因在于接收电路中耦合电容的使用, 电容充电、放电以及高压激励导致回波信号向负半轴有很大的俯冲。解决此类问题最好的办法就是采用直流耦合型的电路设计, 从根本上解决了高频信号拖尾, 但这样就存在可变增益部分对直流偏置无限放大的难题。

本文通过采用高动态范围的低功耗宽带高速可变增益放大器LMH6505很好地解决了这一难题, 其电路设计如图2所示。超声传感器回波信号经过简单的前端宽带放大, 接入LMH6505的输入端脚“2”, 其控制电压有上位机通过DA产生, 有VC界面随时调节, DA输出经过磁珠隔离接入脚“1”, 脚“3”则加入输入信号偏置调节, 使输入信号基线保持在0V, 这样能很好解决直流偏置被放大的问题, 在调试过程中可通过调节电位器调节, 于此同时在反馈电阻端也接入信号偏置调节, 由于脚“7”内部链接乘法器, 所以信号偏置调节接入脚“7”比接入脚“6”调节范围大, 这样能是输出信号基线保值在0V, 为后续检波以及峰值保持踢出直流偏置的影响。

3结论

基于LMH6505直流耦合型的高频超声可变增益回波接收电路有效地解决了高频超声拖尾现象的难题, 而且输出波形动态特性十分理想。实验表明, 利用LMH6505直流耦合型的高频超声可变增益回波接收电路, 结构简单, 成本低廉, 系统稳定可靠;可以广泛应用于超声波测距、超声波探伤、无损检测等领域。

参考文献

可变增益 篇4

本文提出了一个基于TSMC 0.18μm CMOS工艺的3 GHz~5 GHz增益可变的低噪声放大器。采用二级共源共栅结构,使用并联负反馈展宽频带,通过控制第二级放大器的偏流来实现增益连续可变。仿真结果表明,该放大器在工作频段内可实现增益变化为36.5 d B,输入输出回波损耗及增益平坦度几乎不变,噪声系数最小值为1.46 d B,在1.8 V电源下,功耗仅有6.2 m W。

1 电路设计

1.1 超宽带输入阻抗匹配

基于CMOS工艺的经典电感源简并(Inductively source degeneration)结构的LNA具有噪声系数小、增益高等特点,在实现宽带LNA电路时,通常需要增加负反馈网络,降低电路品质因数来拓展频带。本文采用了典型的RC并联负反馈结构[5],其电路如图1所示。M1和M2组成LNA的主放大电路,M3和M4组成第二级放大电路,M5和M6组成源极跟随器作为输出缓冲。两级电路采用电感负载L1和L2引入零点,以补偿因寄生电容引起的增益下降;R1和R2用来提高低频增益和改善增益平坦度;RfCf为负反馈网络。为便于调整,栅极电感Lg与输出匹配电路在片外实现。M1源极所接负反馈电感Ls用以实现输入阻抗匹配,Lg可调整LNA电路的谐振频点。

设Cgs为MOS管M1的栅源寄生电容,ωT(=gm/Cgs)为M1的截止频率,gm1为M1的跨导,Rf M为反馈电阻Rf根据Miller效应折算到输入端的等效电阻。为简便起见,令ZL=RL,Rf L=Rf+RL,Rgs=Lg+Ls,经整理,可得电路的输入阻抗[5]:

电路要实现完全匹配,须满足以下条件:Re(Zin)=Rs,Im(Zin)=0,这在宽带电路设计中很难实现,但通过优化各元件的数值,可使输入反射系数小于-10 d B。

电路在未加负反馈网络时输入电路的品质因数为:

增加负反馈网络后,其品质因数近似为:

式中,ω0为谐振角频率,可见Q

1.2 噪声分析

计算NF时,在阻抗匹配和输出谐振条件下需考虑Rs、Rf、Lg的寄生电阻Rg、M1等的噪声大小,分别计算这些噪声源并等效到输入端的电压噪声功率,其噪声系数近似为[5]:

从式(4)可以看出,Rf越大则NF越小,但Rf的增大必然要求Av增大以满足阻抗匹配的要求,这会对功耗提出更高的要求,需要折衷。

1.3 增益控制分析

对图1所示的LNA,若直接改变第一级放大器的栅源电压,可实现增益可变,但必然会影响输入输出匹配电路,导致回波损耗、线性度、增益平坦度等指标恶化。通过控制第二级放大器的偏流,即改变图1所示M4的栅极电压Vct,在实现增益连续可变的同时,又能克服上述缺陷。

在高频时,MOS管可看成一个电流放大器,第一级和第二级的电流放大倍数分别为:β1(s)=gm1/s Cgs1,β2(s)=gm3/s Cgs3,若设H(s)为输入匹配网络的传递函数,则输入电流为:iin=VinH(s)/Rs,其输出电流为[6]:

电路的输出电压为:

其中,Rout是电路输出阻抗。

电路电压增益为:

式(7)表明,增益与M3的跨导gm3成正比。而

其中,μn和Cox分别是电子迁移率和单位面积的栅氧化层电容,属于工艺常数;W和L分别表示MOS管的尺寸;VTH则是MOS管阈值电压,工艺固定时一般视为定值。在图1中,把M4看作M3的负载,当其栅极的控制电压Vct增大时,其等效负载减小,ID增加,Vds3也增大,从而gm3也随着增大,增益提高。当Vct电压减小时,电路的增益下降;当Vct在一定范围内连续变化时,电路的增益连续可变。可见,改变gm3就等于改变了整个电路的增益,从而实现增益可调。

2 仿真结果

将图1电路的输入输出匹配至50Ω,加上偏置电路,采用TSMC 0.18μm工艺库,利用Spectre RF进行仿真分析。在有功耗约束条件下,晶体管的最优器件宽度为[7]:

其中:

由此定出MOS管的最佳栅宽为120μm。

输入匹配网络可以采用无源滤波器结构,很容易获得很好的功率和最佳的噪声性能。输出端由于采用源极跟随器,通过优化,选择合适的元器件值,容易使输出反射系数满足要求。图2是当Vct=1.8 V时的S11、S22及S21仿真结果。可以看出,在3 GHz~5 GHz范围内,S11和S22分别小于-15 d B和-11 d B,S21最大值为22.5 d B;由于控制的是第二级放大器的偏流,Vct的变化对S11和S22几乎没有任何影响。图3和图4分别为Vct变化时增益、噪声系数的仿真结果。由图可知,当参数扫描Vct从0.5 V~1.8 V、步长为0.1 V时,电路实现的增益大约为36.5 d B(-14 d B~22.5 d B)的可调范围,噪声系数的变化范围为1.46 d B~2.8 d B,随着Vct减小,噪声逐步恶化。在4 GHz处,对IIP3仿真的结果为-7 d Bm。整个电路在1.8 V电源下,功耗为6.2 m W。表1为本文设计的LNA与已发表文献中的超宽带LNA的性能比较。

本文给出了一个针对3~5 GHz频段的CMOS超宽带可变增益低噪声放大器设计。电路采用两级共源共栅结构,在1.8 V电压下,实现了大约36.5 d B的连续增益可调,且不影响输入输出匹配电路,为实现超宽带可变增益低噪声放大器提供了一种选择方案。

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