增益提高技术（精选4篇）
增益提高技术 篇1
0 引言
运算放大器是许多模拟系统和混合信号系统中的一个重要部分。高的直流增益无疑是运算放大器重要的设计指标。由于运算放大器一般用来实现一个反馈系统,其开环直流增益的大小决定了使用运算放大器的反馈系统的精度[1]。在现代CMOS模拟电路中,低压差线性稳压器(LDO)的设计中,要求运算放大器有高的直流增益来减小其静态误差[2]。折叠式共源共栅结构可以提供高的增益,大的输出电压摆幅,好的频率特性,而且功耗比较低。
本文根据设计要求,设计了一种采用增益提高技术的两级放大器:第一级为在差分输入单端输出的折叠式共源共栅放大器中采用增益提高技术的低电压电流镜,以达到高增益且可提供适当摆幅,第二级采用共源极电路结构以增大输出摆幅[1],同时提供适当的增益。在放大器的两级之间,采用改善零点频率的密勒补偿技术来使电路达到稳定。经过Cadence spectre软件仿真显示,该结构直流增益达到了125.8 d B,相位裕度达到了61.2°。
1 运算放大器的设计
本文所设计的电路是在采用折叠式共源共栅结构的两级放大器中,采用增益提高技术的低电压电流镜来得到高增益。
增益提高技术利用反馈技术来提高信号通路上的输出阻抗,可以通过如图1所示的结构来说明。该结构通过电流电压反馈来控制M4源端的电压,使其保持恒定值,由于放大器M6的作用,输出电压的变化对M2漏端电压的影响很小[3]。通过M2的电流变得恒定,从而产生更高的输出阻抗。由小信号电路分析可知,该电路的输出阻抗与传统的共源共栅结构相比,增加了A1倍。其输出阻抗表达式为:
2 总电路结构
图2为运算放大器的总电路结构:第一级采用PMOS管作为输入管的折叠式共源共栅结构,并且在其增益提高级采用了增益提高技术来提高输出阻抗,进而提高增益。第二级采用简单的共源级的典型结构输出,以提供最大的输出摆幅[4]。为使电路达到稳定,在增益提高级与输出之间采用了改善零点频率的密勒补偿。电路的静态工作条件由偏置电路提供。
2.1 输入级电路结构设计
在两级运算放大器的设计中,第一级提供高增益;而在单级放大器中,折叠式共源共栅和套筒式共源共栅均可提供很高的增益。折叠式共源共栅运放与套筒式结构相比,电压的输出摆幅较大些,而且在应用方面输入输出可以短接,实现单位增益缓冲器;其次,折叠式共源共栅结构的输入共模范围大,输入共模电平[1]可以接近VDD(NMOS作输入管)或GND(PMOS作输入管)。若采用NMOS管作为输入管,由于电子比空穴迁移率大,能得到更大的增益,但其折叠点有很大的寄生电容,影响了运放的速度,所以可采用PMOS管作为输入管来提高主放大器的频率特性。本文设计的差分输入单端输出的折叠式共源共栅结构如图3所示,其中M1,M2,M5,M6构成折叠式差分电路;M3,M4构成差分电路的偏置电流源;M19构成差分输入的尾电流源;M7,M8,M9,M10构成共源共栅电路;M13,M14,M15,M16,M17,M18构成增益提高电路[5],来提高第一级的输出电阻。Vbias1,Vbias2,Vbias3提供增益提高级的直流偏置电压。在第一级PMOS差分输入的折叠式共源共栅中,增益提高技术的增益为:
第一级输出电阻为:
运放第一级的增益为:Av1=Gm⋅Rout,Gm为输入差分管的跨导。
2.2 输出级电路结构设计
第二级采用电流源负载的[3]共源级电路,不仅可以提供很大的电压增益,还可以提供大的输出摆幅。在本文的设计中,如图4所示,M11作为第二级的输入管,M12管提供偏置电流,其偏置电压由Vbias3提供。其增益为:
输出摆幅为:VDD-|VOD11|-VOD12,其中VOD11,VOD12为M11,M12的过驱动电压。
2.3 偏置电路结构的设计
图5是本文所设计的偏置电路[4],Vbias1为图3中输入管的尾电流源M19提供直流偏置电压,Vbias2为图3中M5,M6,M7,M8,M15,M16提供直流偏置电压,Vbias3为M3,M4,M12提供直流偏置电压。M20,M21构成电流镜,理想电流源通过电流镜将电流Iref按管子的宽长比镜像到M21管,从而产生电路所需要的直流偏置电压。
2.4 运算放大器整体电路结构
图6为本文所设计的运算放大器的整体电路。各个端口定义为:VDD为工作电压;GND为电源地;Vin1为正相输入端;Vin2为反相输入端;Vout为输出端;电阻Rm=1 kΩ,电容Cm=4 p F。Iref为10μA的电流源[4]。为了使在闭环电路中反馈运算放大器的输入端的信号幅度和相位不使该信号在环路中产生振荡,在电路的增益提高级和输出级之间添加了密勒补偿电容和补偿电阻。电路的第一级为采用增益提高技术的共源共栅结构,其输出电阻很大,所以主极点在第一级的输出端。采用密勒补偿电容Cm把主极点向低频移动,非主极点向高频移动[6]来实现极点分离。采用补偿电阻Rm来改善零点的频率,从而使运算放大器达到稳定。表1为整个运算放大器的各个管子的尺寸参数。
3 电路仿真结果
采用Cadence公司的仿真工具spectre,仿真模型采用Chartered 0.35μm,3.3 V工艺BSIM3V3模型对所设计的运算放大器进行了仿真。增益和相位仿真结果如图7所示,增益为125.8 d B,增益带宽积为2.43 MHz,相位裕度为61.2°。
在仿真过程中,对CMRR的仿真[7]采用了简化的仿真办法,仿真的是实际数据的倒数。从图8中可以看出,低频共模抑制比(CMRR)为96.3 d B。
表2为所设计的运算放大器与其他两级运算放大器性能的比较。
4 结论
本文采用Cadence公司的仿真工具spectre,仿真模型采用chartered 0.35μm工艺对所设计的采用增益提高技术的折叠式共源共栅两级放大器进行了DC,AC及瞬态分析,仿真结果表明,本文所设计的两级运算放大器具有125.8 dB的直流开环增益,与采用类似技术的其他放大器相比,其增益可达到最大。在1 p F的负载电容条件下,运放的单位增益带宽积为2.43 MHz,相位裕度为61.2°,共模抑制比96.3 dB,使电路达到了稳定状态,并且模拟结果达到了预期的效果。
摘要：基于chartered 0.35μm工艺,采用PMOS管作为输入管的折叠式共源共栅结构,设计了一种采用增益提高技术的两级运算放大器。利用Cadence公司的spectre对电路进行仿真,该电路在3.3 V电源电压下具有125.8 dB的直流开环增益,2.43 MHz的单位增益带宽,61.2°的相位裕度,96.3 dB的共模抑制比。
关键词：折叠式共源共栅,增益提高技术,运算放大器,低电压电流镜
参考文献
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增益提高技术 篇2
按照本届世界标准日的主题以及省局转发的《关于开展2012年世界标准日宣传活动的通知》要求, 吉林省质量技术监督局标准化处大力开展宣传活动。
首先组织了部分企业开展座谈, 与企业探讨标准化工作在企业发展过程中的意义和作用;与企业共同探讨怎样开展“标准化良好行为”活动和如何建立企业标准体系;鼓励企业充分利用国际标准中的先进技术资源, 积极采用国际标准, 利用好现在的人力和物力资源, 提高企业的综合竞争能力;座谈怎样更加有效加强企业基础管理的有效措施, 同时听取企业对标准化服务的意见和建议。
其次针对我们国家目前的标准现状来看, 采用国际标准的范围、程度还很低, 我们的产品由于标准问题导致在国际市场上的竞争力不足。省局标准化处结合现有实际, 有针对性的开展引导企业“采标”, 以提升自身的产品质量和国际市场竞争力, 从而实现“降低能耗, 提供效率”的目的。提升全省广大人民群众的标准化意识, 使《贯彻落实吉林省标准化战略纲要 (2010-2015) 实施意见》得以充分落实。促进《质量发展纲要》的进一步实施, 推进“质量兴省”。
最后向企业下发了世界标准日宣传资料, 开展“标准进企业、社区、学校活动”, 联系新闻媒体广泛宣传世界标准日主题及其含义, 突出宣传如何利用标准减损耗, 增收益, 用标准提高效率。
增益提高技术 篇3
1 数字AGC算法原理框图
数字AGC的设计思路是基于对接收信号去除噪声影响的功率估计, 控制接收信号的增益, 以保持信号幅度恒定, 其实现方法主要有三种:前馈式数字AGC, 反馈式数字AGC, 前馈+反馈式数字。本文只针对前面两种方法。
2 前馈AGC算法能量估计
在前馈数字AGC平均能量估计, 了保证增益的精度, 即对通过对数据N个样点的幅度进行累加并取得平均值, 在进行对前N (假设N=64) 个样点幅度累加时, 利用了以下累加算法, 然后再将所得到的y (n)
除以64就计算出了平均幅度。
通过计算可得到其传递函数:
通过数学上的处理, 采用这种方法在估计信号的平均能量, 数字化实现时, 节省了资源, 可直接利用移位寄存器来实现, 降低了计算复杂度。
3 计算机仿真分析
以QPSK调制信号为例, 对数字AGC前馈和反馈算法进行设计与仿真。对于前馈数字AGC, 其基本思想是:对输入信号的前N个样点幅度值进行估计, 求取平均值, 利用输入信号与平均值对应关系来实现自动增益控制的一种算法;而反馈数字AGC基本思想是:输入信号与反馈后的增益因子相乘, 对输出信号的幅度进行平方后, 再与理想参考电平比较, 产生误差信号, 误差信号经过时间平均确定乘积因子的大小。由分析波形可以看出:经过数字AGC输出后, 信号输出幅度基本保持不变。
经过对前馈和反馈式AGC电路的波形对比中可以看出前馈式数字AGC比反馈式的收敛速度要快, 但在幅度变化时刻存在畸变现象。由于时分通信系统数据帧在转换点数据为保护比特, 不携带有用信息, 因此不会损失输入信号, 但为避免转换毛刺带来的能量浪费, 可通过限幅方式克服这种现象;而反馈式AGC电路输出波形平滑, 但是响应速度比较慢, 而且可能会出现不稳定现象。
4 结束语
本文设计了数字接收机中前馈和反馈式数字AGC电路, 并对算法进行仿真和性能分析, 对比了两种方案的优缺点, 最后将程序下载到芯片上, 完成了算法的数字化FPGA实现。数字AGC在一定程度上克服传统AGC系统存在的缺陷, 响应速度和收敛速度更快, 系统性能更稳定。方案实现简单, 占用硬件资源少, 适合于工程应用。
摘要：随着我国经济社会的不断发展, 计算机网络技术也得到了快速发展。本文运用计算机技术设计了前馈式和反馈式数字AGC (自动增益控制) 算法。通过仿真和研究分析, 得出两种算法均能有效的实现信号的自动增益控制的结论。其次, 基于前馈数字AGC的仿真模型, 不仅完成了算法的数字化硬件设计, 同时也初步完成了调试, 验证了这种算法可以参加正常的工作。为了降低硬件计算复杂度, 在沿用传统实现方案时, 采用不同的模值估计方法和数字AGC电路的设计。通过仿真与实现, 证明在实际工程中简化方案可以使用。
关键词：数字接收机,自动增益,技术设计
参考文献
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增益提高技术 篇4
由于空间激光通信具有通信容量大、传输速率高,隐蔽性好、抗干扰能力强等优点,因而具有广泛的发展前景。为实现高动态范围的控制,几乎所有空间激光通信系统都采用复合轴控制,粗跟踪完成初始导引、开环捕获,最终将信标光导入精跟踪视场;精跟踪具有高控制精度和伺服带宽,它决定复合轴最终跟踪精度。在激光通信中通常选用电荷耦合器件CCD或四象限探测器件QD作为精跟踪光斑检测元件确定光斑中心,将脱靶量送给伺服系统完成跟踪任务。例如美国JPL实验室研制的OCD系统采用CCD完成精跟踪,日本NADSA研制的LUCE系统采用QD完成精跟踪。使用QD检测光斑必须考虑由于光强饱和效应而引起的光斑检测失效,从而导致精跟踪失效。所谓光强饱和是指在空间激光通信中,考虑发射端功率要求,探测一般都是在接近器件极限探测灵敏度的情况下工作的,但是一旦由于某种原因,引起光功率增强,如在飞机对地面激光通信中链路距离减小必将引起探测器上的光功率增加,这个时候如果不及时调整系统增益,将出现增益端饱和输出,从而使光斑检测失效。如何判断光斑光强饱和、自动调整增益来防止光强饱和效应及提高光斑检测精度是本文研究的主要问题。
1 系统硬件组成
如图1所示本系统主要由四象限探测器、放大增益电路、A/D采样、DSP中央处理系统等组成。其中DSP处理器为系统核心部件。
1.1 四象限探测器s4349
在空间激光通信中QD为红外波段,典型应用为800 nm或1 550 nm波段,本系统在实验验证时选用可见光波段,主要是其光斑可见,便于对准和调整,所以选用日本滨松公司s4349,光谱范围190~1 000 nm,峰值波长720nm,光敏面3×3 mm,沟道间隔100μm,转换率0.45 A/W,暗电流0.2 n A。
1.2 系统增益
增益设计使用二级放大电路,一级放大为I-V转换电路,对系统要求为高速、低噪声增益,需要加补偿防止系统振荡饱和,同时需要考虑噪声影响。一级增益为放大部分的核心内容,设计时要合理选择放大器种类,考虑如何滤除外界干扰噪声,并综合电磁干扰因素等影响布置PCB走线。二级放大为可变增益放大(VGA),要求其增益自动调整,以防止光强饱和效应出现。
1.3 A/D采样
QD器件输出四路信号为模拟量,需将其变为数字量便于后续处理,选用美信公司的MAX1167,+5V单极性供电,16位分辨率,采样速率100 k。其单位分辨率与输入光功率之间关系为
式中:P为输入光功率,D为A/D转换电路输入参考电压(单位为V),N为A/D转换芯片有效位数,M1为一级增益倍数(I-V转换,单位为R),M2为二级增益倍数(常数),η1为四象限探测器转换率(0.45 A/W),η2为输入激光波长与探测光谱对应关系系数(532 nm时取系数0.33)。
1.4 DSP处理器
中央处理器为核心部件,由于系统实时性要求较高,QD是实时输出四路电信号,并将此信号转换为脱靶量,经过比较分析选用DSP处理芯片可完成功能。芯片选用TMS320F2812,该芯片具有低功耗,温度适应性强,单指令周期7 ns,内部自带缓存静态RAM,符合功能要求。
2 光斑检测自动增益实现
在空间光通信系统中,当检测到信标光时,便可以计算出该光斑的中心坐标偏离坐标原点的距离,亦即光斑脱靶量。通常情况下,可以使用单独的QD检测光斑,并将数据实时传送至工控机进行滤波和光斑脱靶量计算。但是使用工控机存在着运算速度有限、功耗高、体积大、器件数量多以及可靠性差等缺点,所以本系统设计DSP来实现全部功能。DSP程序使用C语言或是汇编语言实现,在CCS软环境下对DSP进行编程,使用JTAG协议对系统进行配置。如图2所示该系统功能可分8个,下面对其主要功能分别进行介绍。
1)A/D转换子系统:当激光光束入射到QD探测器的光敏面上时。根据四个象限的分布情况将成像光斑(假设成像光斑形状理想为圆形)分成A、B、C、D四个部分,四个部分的光能量转换为光电流,四路电流经过I-V转换后,再经过一级自动增益放大,此时仍然是模拟信号,需经过A/D采样后变为数字量,便于后续系统处理。
2)自动增益子系统:为解决光强饱和效应,在二级增益系统中使用可编程增益放大器(VGA),并使用探测器四路“和”信号(A+B+C+D)作为反馈控制增益,当“和”信号大于某一临界阈值时,通过DSP发出指令连续控制可变增益放大器,使其放大倍数降低,防止出现饱和效应;同理也可设在“和”信号很弱时,控制放大器连续增益,达到满意要求。
3)数字平滑滤波子系统:由于使用QD检测光斑,其输出为模拟信号,有较多地方可以引入噪声信号,必须对噪声进行有效处理才能提高光斑检测精度,进而提高器件细分能力,这里使用数字平滑滤波器完成滤波功能,5项平滑滤波器差分方程如下所示:
采用平滑滤波主要是滤除高频跳变部分,给出相对缓慢输出信号,找出信号中快速变化趋势,从而给出光斑位置趋势。同时平滑滤波容易实现,阶数修改容易。
4)正交补偿设计子系统:由于QD器件在机械安装时很难保证四个象限的完全正交性,这必然会对检测精度造成影响,可以在其内部设计正交补偿矩阵,通过数字补偿的方式提高测量精度,降低系统对装校时的要求。正交补偿设计示意如图3所示,相应正交补偿矩阵为
5)光斑中心计算子系统:由于QD使用的是光斑质心算法,只能按其能量分布形式进行光斑中心计算,其公式如(4)所示,式中IA,IB,IC,ID表示经过象限探测器后转换的光电流。
6)脱靶量输出子系统:经过光斑中心计算子系统计算出的位置中心,实时通过RS232协议输出,此脱靶量数据控制伺服驱动系统,实时调整视轴位置。为满足伺服系统带宽帧频要求,系统的脱靶量速率要求优于2 k B。
3 相关实验及分析
1)QD转移特性曲线测试
QD转移特性曲线反映出光斑实际位置与探测器输出之间关系曲线,系统通过使用软件Matlab输出线性曲线,此线性曲线驱动电磁扫描振镜,使光斑线性通过整个QD光敏面x轴(y轴同理),其输出曲线如图4所示,图中横轴为光斑实际移动位置(用采样点个数表示),纵轴为探测器输出(以下各图坐标意义相同)。可以看出光斑检测基本上按照线性范围变化,与Matlab输入曲线基本一致。
实验中使用电磁振镜扫描范围为0~26.2 mrad(0~10 V),实验时测定系统能够区分的振镜最小输入电压为0.002 V,相应最小光斑移动角度分辨率为10.1μrad,光学系统焦距200 mm,则最小位置分辨率为2μm。
2)数字平滑滤波
未经过滤波的信号,系统噪声较大,直接影响光斑检测精度与QD的细分能力,图5给出在接近器件极限灵敏度条件下(功率实测为40 n W)x轴的静态脱靶量数据。从图中可以看出,噪声较大,光斑检测精度很差,噪声占整个光敏面的0.8(整个光敏面动态范围为2),只能实现2细分。图6给出经过平滑滤波后的x轴输出脱靶量。从图中可以看出经过滤波后噪声明显减少,光斑检测精度提高,接近于6细分。可知平滑滤波可以改善整个系统信噪比,提高光斑检测精度。但是采用数字滤波必将对信号处理速度产生影响,实际设计时需要在滤波阶数,实时性,检测精度之间折中选取。
3)自动增益调整
系统设计初级固定增益-120 d B,二级放大系统增益为0~-26 d B,二级系统每次步进为1 d B,分辨率为0.3 d B,二级增益点设置在-20 d B,将其饱和阈值设置在4.8 V,二级增益最小为0 d B,则检测输入功率为最大为32.3μW,极限检测功率40 n W,所以系统光强检测范围为40 n W~32.3μW,相应自动增益调整范围为0~-20 d B。
实验时在光斑略大于二分之一光敏面、室内暗景(实测背景光基本为零),四路和阈值控制信号设置在3.2 μW,依次调整激光器输出功率分别为5.9μW、8.6μW。通过系统内部自动增益调整测量转移特性曲线,其结果如图7所示。从图中可以看出,三条转移特性曲线基本一致,当外界光强变化时,可以根据已经设计好的阈值进行自动调整而保持系统工作正常。
4 总结
在空间激光通信中高精度的光斑检测是保证复合轴跟踪精度的前提条件之一,针对其光检测特点与要求,设计了一种自动增益光斑检测装置,克服光强饱和而带来的光斑检测失效,本系统以DSP作为核心处理部件,通过优化设计系统前级增益,有效的降低了测量噪声,提高光斑检测精度;使用VGA放大器实现了系统自动增益调整;数字滤波进一步提高了器件细分能力;考虑系统装校时器件的正交性对测量精度的影响,在内部设计了正交补偿矩阵,从而降低了器件安装要求。实验表明本系统具有检测精度高、可克服光斑检测失效等特点,符合空间激光通信系统光斑检测要求。
参考文献
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