射频增益控制器

2024-08-23

射频增益控制器（共4篇）

射频增益控制器篇1

1引言

自动增益控制器1A9主要用于自动调节频率合成器输出射频电平的大小或通过前面板增益控制钮来调节发射机射频激励电平:

(1) 通过控制面板上可变电阻增加或减少射频增益。

(2) 通过监控高前级 (IPA) 的阴流的变化自动调节由频率合成器输出的射频电平。

(3) 通过监控高末级 (PA) 的栅流的变化自动调节由频率合成器输出的射频电平。

1A9的工作特点是从手动和自动控制射频增益的方式来看, 此电路的特色是通过控制PIN二极管CR1的直流偏置改变其阻抗达到间接改变射频增益大小, 具有电路简单, 引入的干扰小, 易实现自动控制。

1A9的工作原理:

如图1所示。正常情况下 (即末前阴流、高末栅流均正常) , 由频率合成器输出的射频信号电压由J1输入, 经R14//R21、降压电阻R15和耦合电容C6加到Q3的基极, E5端加+28v由1PS7供给的直流电压, 经R5、R6分压产生偏置电压UB约为1.5v, 设置静态工作点, 射频电压经Q3放大后由C7耦合输出, 经R11加到Q4的基极, 经过射随放大由C8耦合自J2端输出至宽放。另外, 由于射频衰减器6R4的接入, 正常时, 光电耦合器U1、U2不工作, 只有相当于28v经R1、R13和6R4到地的通路, 在R13、6R4 (二者串联) 降压产生Q1的基极偏置电压, 在此过程中Q1始终导通工作, 当6R4顺时针扭时为增大阻值, 那Q1的基极偏置电压UB也大, 集电极c和发射极e间的电阻值Rce变小, 使得Q2进行少量直流放大, 经L1、CR1到地输出直流电压, 此时CR1正极电压相对较小, 所以CR1的对地阻值大, 相当于射频激励信号电压由C5耦合过来经CR1分流较小, 使得大部分射频激励信号电压经过Q3、Q4放大输出, 所以激励信号被加大;反之, 当6R4逆时针扭时为减小阻值, 那Q1的基极偏置电压UB也小, 抬高了Q2的基极偏置电压使得Q2放大的多, 此时CR1两端产生很大压降, 所以CR1的对地阻值变小, 故射频激励信号电压由C5耦合过来经CR1分流较多, 使得Q3、Q4放大输出的射频信号减小, 所以激励信号被减小。

当工作中高末栅流过大或末前阴流过大时, 将会出现异常。这时光电耦合器U1或U2的二极管发光强度不一样 (电流最大时发光最亮) , 使得三极管饱和导通深度不一样, 即其c-e间的电阻值不一样 (电流过大时, Rce减小, 最大时, c-e近似相连) , 这就使得Q1的基极偏置电压比正常时要小得多, Q2的基极偏置电压增大使Q2放大量大, 并在CR1两端产生比正常时大的压降, CR1的对地阻值变得更小, 并趋近于零, 射频激励信号被CR1分流较多, 使得输出稳定或变为0 (此情况为反馈信号电流最大时, 相当于封锁激励信号) 。

自动增益控制器接口定义:

(1) 射频输入端J1:频率合成器输入射频电平信号接入J1接口。

(2) 射频输出端J2:射频电平输出信号通过射频电缆接到宽放的输入端。

(3) 1A9-1、2:自动增益控制器电源端口由1PS7供电28V, 为其提供偏置电源。

(4) 1A9-3、4:发射机面板上的射频增益控制电位器接入3、4号端子, 通过调整射频增益控制电位器来实现手动调整激励信号的大小。

(5) 1A9-5、6:高末栅流取样信号取自1PS5 TB1-10接入5号端子, 高前阴流取样信号取自1PS6TB2-6接入6号端子, 实现射频增益的自动的控制。

在发射机运行过程中, 1A9容易出现故障, 而且所出故障现象不尽相同, 即使甩开不用, 也得将机箱门打开, 直接影响播出安全, 为此, 考虑采用比较简捷的方案来加装一个备份1A9, 从而保证发射机更加稳定运行。

2加装备份1A9的方案

如图2所示:

2.1加装备份的方案和原理

2.1.1加装备份的方案

由图1所示, 射频增益控制器电源端口1由1PS7经0.5A保险供电28V, 端口2为地端, 在1端采用一个双掷开关K来选择用1A9A或1A9B工作, 开关K可安装在机器面板上。同时, 在1A9A的1端和2端接入一个24V的直流继电器J, 利用继电器的常开和常闭接点来选择对应的1A9A或1A9B的射频信号输入, 将两个1A9的3、4、5、6端分别并接。2.1.2加装备份的原理

加高压和激励后, 当开关K掷a时, 1PS7的28V供给射频增益控制器1A9A使它工作, 同时继电器J得电动作, 其常开接点NO (可用两对接点并接) 接通, 常闭接点NC (可用两对接点并接) 断开, 于是, 频率合成器输出的射频信号经过三通T1和继电器J的常开接点NO送到1A9A的输入端AJ1, 1A9A从输出端AJ2端输出的射频信号经过三通T2送到宽放, 设备就选择了1A9A工作。

加高压和激励后, 当开关K掷b时, 1PS7的28V便供给射频增益控制器1A9B使它工作, 同时继电器J不得电, 其常开接点NO断开, 常闭接点NC接通, 于是, 频率合成器输出的射频信号经过三通T1和继电器J的常闭接点NC送到1A9B的输入端BJ1, 1A9B从输出端BJ2端输出的射频信号经过三通T2送到宽放, 设备就选择了1A9B工作。

2.2加装备份的方案的干扰抑制

1A9对干扰信号很敏感, 因此, 在加装备份时必须考虑干扰因素, 采取有效的干扰抑制措施。主要有以下两个方面:

(1) 在继电器J的线包两端并接104电容。

该措施能够避免电源对1A9的干扰, 保证电源干净。

(2) 对接继电器的常开接点和常闭接点的射频电缆作屏蔽处理。

在将继电器的常开接点和常闭接点接入射频电缆时, 电缆的屏蔽层要进行连接并接地。

3结束语

针对DF100A型大功率短波发射机1A9在运行中容易出现问题, 采用该方案, 虽然比较简单, 成本少, 但作用很明显, 在1A9出现问题时, 只要将开关K拔动即可倒到备份1A9工作, 不必将机箱门打开甩1A9或者倒代播。可大大缩短停播时间。

摘要：DF100A短波发射机射频增益控制器1A9在运行中容易出现问题, 直接影响安全播出。根据1A9的原理分析和多年的维护经验, 采用比较简捷的方案来加装一个备份1A9, 从而保证发射机更加稳定运行。

关键词：DF100A,发射机,加装,1A9

射频增益控制器篇2

1.1 试验检测装置的制作

试验检测装置的构成为四部分, 即GPC-3030D型直流电源、双踪示波器、高频信号发生器以及1A9故障电路板, 具体连线图如图2所示。

其中, GPC-3030D型直流电源有2路输出电源, 一是输出电源调整到正28V, 连接到1A9的E5端, 主要负责工作电压;二是输出电源调整为负4.6V并连接到1A9的E8和E9端口, 主要负责控制光电耦合器U1及U2的负电压。将前者的负极与后者的正极连接, 同时连接到1A9的E2、E4及E7端。此外, 连接到1A9E8和E9端口的负电压信号可以实现基于高前阴流以及高末栅流呈现正关系之上形成的负控制电压信号的模拟;双踪示波器的CH1端连接到1A9板的电阻R6, CH2端连接到1A9板的射频输出端J2, 即连接到1A9的E1端;高频信号发生器的作用就是对频率合成器输出的射频信号进行模拟, 并与1A9E3端连接。

1.2 试验检测过程

1) 试验射频激励信号选择高频信号发生器形成的高频频率为15MHz的单音信号, 合理调控信号发生器的幅度旋钮, 让输出射频信号电平达到0.5V, 接着再经由Q9射频插头将其与1A9输入端J1相连接。

2) 在1A9的E6与E7端连接滑动电位器, 对射频增益控制人工手段控制电位器进行模拟, 并沿顺时针方向做一定调整, 确保接近电阻值达到最大化。

3) 分别借助双踪示波器的CH1通道和CH2通道对1A9电路电阻R6上端输出信号波形以及J2端输出信号波形进行检测。

4) 把1A9的E8和E9端分别连接到基于GPC-3030D直流电源之上模拟形成的负控制电压信号, 根据情况调控电压范围, 将其控制在-6VDC-0VDC。如果没有异常, 控制电压就应高于4.6VDC[1]。利用双踪示波器屏幕对信号发生器输出高频信号波形实时有效监测, 基于PIN二极管影响之下, 当信号幅度逐渐减小的时候, 光电耦合器二极管就会发光, 三极管会导通, Q2偏置和输出电流会增大, Q1偏置和输出电压uce都会剑减小[2]。经由双踪示波器屏幕能直接看到高频信号逐渐降低直到消失不见, 这个时候通过Q3输入的射频电压会逐渐降低, Q3和Q4的射频输出电压均会下降, 进而直接削弱射频激励。

2 故障分析与处理

2.1 故障现象

发射机具体运行过程中, 如果射频增益控制电路出现异常就会对发射机载波电平造成直接影响, 使其出现不稳定性。例如, 断激信号或是激励信号过大, 使发射机多次出现过量负荷现象, 造成发射机高前级表值以及高末级表值出现不稳定性, 影响发射机运行。

2.2 故障电路分析与处理

电路正常的时候, 从1A9的1PS6TB2-6引进与高前阴流成正比关系的控制电压, 和高末栅流成正比关系的控制电压从1A9的1PS5TB1-10引进, 且两组直流电压信号都是负, 分别连接到光电耦合器的U1与U2发光二极管的负极。当射频激励信号偏大的时候, 高前阴流会增加, 高末栅流也会增加, 引发1PS6TB2-6和1PS5TB1-10负直流电压也随之提升, 进而强化U1以及U2的发光强度、强化三极管导通以及减小输出电压。Q1和Q2偏置分别下降和上升, 输出电流增加, Q3输进射频电压降低, Q3和Q4射频输出均降低, 进而使激励信号降低;反之亦是如此。

在PIN二极管的CR1有损坏情况时, 受Q2发射极电流变化作用, 其射频阻抗力会逐渐丧失。如果光电耦合器的U1与U2有损坏情况, 会使三极管的Q1与Q2丧失正常偏置, 造成CR1工作出现异常。如果PIN二极管不具备控制作用了, 原本通过信号输入端J1输进的高频信号就会经由Q3和Q4放大输出, 引发射频激励信号变大, 导致发射机多次出现过量负荷现象, 影响其正常运作。倘若三极管Q3、Q4有损坏情况或1A9输出电路断开, 会出现断激问题, 对发射机正常、稳定运作造成影响。

在具体工作中, 倘若1A9板有损坏情况, 就要及时用三通把射频增益控制电路的输进和输出端进行短接, 根据对应载波频率, 对射频激励电平作出一定调整, 保障发射机运行稳定、正常。等到播音间隙的时候再进行更换。

2.3 1A9板元器件损坏分析及处理

利用试验检测里双踪示波器, 观察高频信号有没有消失, 以此为依据判定射频增益放大器1A9板上的元器件有没有损坏。倘若在屏幕上能看到高频信号逐步减小直至消失, 就表示PIN二极管以及三极管Q1/Q2和光电耦合器的U1和U2等元器件没有损坏。也可以先调换U1和U2两个元器件, 如果在示波器屏幕上没有看到高频信号逐渐减小直至消失的情况, 还可以通过三用表对PIN二极管进行检查, 假如正反方向电阻出现异常现象, 就要更换PIN二极管;假如电阻R6上端连接的屏幕上能看到高频信号逐渐降低直至消失, 但射频增益放大器仍然运转异常, 就要检查三极管Q3和Q4是否存在异常, 如果有异常就要及时更换。

如果判断出1A9板上元器件有损坏情况, 就要及时更换损坏器件, 但在更换的时候要注意四个问题:1) 使用吸锡泵时, 不能让烙铁头和印刷电路板的铜触点接触太久, 因为接触时间久容易使铜触点脱落, 造成印刷电路板失去作用。2) 在进行二极管和放大管焊接的时候, 要用镊子夹住焊脚, 避免元器件长时间跟高温电烙铁头接触, 损坏元器件。3) 电解电容要弄清正极和负极。4) 在对4N26光电耦合器进行安装的时候要插对管脚, 找准安插标志, 避免出现IC片插反的情况。

3 结论

本文基于DF100A型100k W短波发射机之上自行设计射频增益控制放大器 (1A9) 试验检测装置, 目的是为了快速、准确检测出1A9板元器件的故障问题。这种便捷的检测方法为维护工作提供了很多方便, 也为短波发射机的安全、稳定、高效播出提供了有效保障。

参考文献

[1]勾建国, 刘学伟.DF100A型短波发射机宽放电流异常故障分析及处理[J].电子世界, 2014 (1) :51-52.

增益可调射频宽带放大器设计篇3

无线通信的快速发展,对信息通讯起到了促进作用。射频宽带放大器一般应用于广播、电视、无线通信系统和射频信号发生器中,主要特点是在很宽的频带范围内,能够实现阻抗匹配,增益的起伏变化很小。传统采用负反馈和集成宽带可控增益放大器技术方案,由于其内部通常是由固定增益放大器和电阻衰减网络组成,增益调节范围和工作带宽均受到一定限制。本设计方案通过宽带乘法器调节增益,很好地解决了这一问题。

1 系统设计框图

总体设计方案如图1所示。输入信号进入前级放大器OPA2695,经过三级连续放大,最终进入相乘系数可调的乘法器AD835,通过调整相乘系数实现增益可调的放大功能。

2 系统理论分析

2.1前级放大器

系统前级放大器电路如图2所示。由图2可知,前级放大器的增益为:

系统通频带由三级OPA2695、AD835共同决定,由频率响应公式可知系统增益与频率的关系为:

式(1)中,Av1、Av2、Av3分别为前三级放大器的增益,Av4为后级乘法器的增益,这个增益是可以通过调整比例电阻和单片机DA输出来调整的。

式(5)中f2695_1、f2659_2、f2695_3、f835分别是器件中响应运放的通频带,|Au I|为放大器链路中各级放大器的中频电压放大倍数。

前级同相放大电路采用双电源供电。信号输入端接50Ω电阻R1,实现放大器与信号源的阻抗匹配。R2和R3确定放大器增益。50Ω电阻R4是级间匹配电阻。R5是0Ω电阻,起到抑制噪声和防止放大器自激振荡的作用。第二级放大器的结构与第一级相似,R6是50Ω匹配电阻,增益Av2=20lg(1+R8/R7),R9是级间匹配电阻,R10是防自激、抑制噪声的0Ω电阻。第三级放大器与前两级类似,不再赘述。

电路中为了有效地防止出现自激现象、保证电源的稳定,在前级运算放大器的正负电源引脚上分别加了10μF和100n F的滤波电容,除此之外在正负电源之间跨接了100n F匹配电容C1,起到改善放大器二次谐波输出的作用。

2.2 后级增益可调电路

后级增益可调电路如图3所示。宽带乘法器采用AD835芯片,电阻R18和R19确定乘法器的放大倍数,C10为补偿电容,C13、C14、C15、C16分别是电源滤波电容。经过前级放大器放大之后的信号从乘法器y1输入,与单片机输出的DA电压x1相乘后,最终从w端输出。输出电压为:

其中,U为比例系数,通常取1.05。由电路的接法可知,x2=y2=0。由此可知,本增益可控宽带放大器的带宽与乘法器芯片密切相关。

3 电路参数设计

前级放大器采用两片OPA2695芯片,OPA2695是电流反馈型放大器,具有带宽范围大、转换速率快、低功耗的特点。在GAIN=+2V/V的情况下,带宽达到850MHz,在GAIN=+8V/V的情况下,带宽达到450MHz。依据以往的经验,最终确定前级放大倍数Av1=14d B, Av2=26d B, Av3=20d B,总的增益可以达到60d B。电阻R2=56.2Ω、R3=220Ω、R7=56.2Ω、R8=1.2kΩ、R12=56.2Ω、R13=510Ω。这样设计增益可以减少电路的总噪声,提高电路工作的稳定性。

后级的AD835乘法器,拥有跨导线性核心,支持三线XYZ线性电压转换,并可以驱动负载输出,带宽为250MHz,基本功能是W=XY+Z,由实际电路连接,Vout=Vg*Vin。Vg的电压变换范围从-1V到1V,可以实现整体电路从0d B~60d B的增益可调。被前级放大的信号输入到乘法器的y1端口,单片机控制DA输出作为相乘的电压,输入到乘法器x端口,用于实现对放大器总增益的线性调节。电路中R18=97.6Ω、R19=300Ω、C10=33p F。

4 测试方法与测试结果分析

测试用的PCB经过仔细的布局,尽量避免各种噪声干扰,注意单点接地、电源隔离、各模块之间使用同轴电缆相连等细节问题,最终自己焊接测试。

4.1 测试方法

测试频带内增益起伏:调节增益≥60d B,用高频函数发生器SP1501给系统输入信号,用高频毫伏表SP2271和高频示波器MSO-X 2022A测量输出,改变高频函数发生器的信号频率,用高频示波器观察和测量输出幅度。

测试输入输出阻抗:输出端加入负载,测量加入负载后的输出电压。

4.2 测试结果及分析

通频带内增益起伏增益≥60d B。测试结果如表1所示。

由表1可知,设计的系统增益可调范围是0d B~60d B,而且在通频带内增益起伏<1d B,系统性能稳定,带宽>100MHz,下限频率<0.3MHz,上限频率>100MHz。

5 结束语

射频增益控制器篇4

感应电机的矢量控制中, 关键要确定转子磁通和转子速度, 特别是对无速度传感器控制系统, 磁通和转速的获得一般是通过可测量的定子电压和电流, 利用观测器理论而实现[1]。然而, 感应电机本质上是一个强耦合的非线性系统, 许多学者对其参数辨识进行了大量的研究, 提出了许多实用的方法[2,3]。文献[4]提出了一种模型参考自适应 (MRAS) 方法, 该方法简单, 但最大的缺点是对电机参数很敏感。文献[5]提出了一种扩展卡尔曼滤波 (EKF) 方法, EKF是一种随机观测器, 系统的非线性在取样时间内被线性化, 它最大的优点就是能同时观测状态和系统参数, 但计算量大, 鲁棒性不高。同时还有Extended Luenberger Observer (ELO) 方法[6,7]、滑模控制方法[8]等。近年来, 大量的智能控制方法也引入了电机的控制领域, 如神经网络、模糊控制等[9,10], 这些方法给系统带来了较大的计算量, 控制效果也有许多局限性。文献[11,12]提出了一种高增益观测技术 (HGO) , 可以同时辨识系统的状态和参数, 且对微处理器的要求不高, 计算机实时实现也很简单。

本文在文献[12]的基础上, 利用HGO技术, 针对感应电机无速度传感器控制系统, 提出了一种非线性鲁棒观测器, 观测器利用电机的时变参数模型, 只需要电机定子电流和电压, 利用电机的降阶模型来获得对电机参数的实时辨识, 以实现电机的间接磁场定向控制 (IDFOC) 。在无速度传感器控制系统中, 速度控制器一般是PI控制器[13], 固定参数的PI控制器虽然结构简单, 方便实现, 但是对过程变化敏感。为克服这一缺点, 一般是引入智能控制, 如模糊控制[14]等, 利用智能控制在线调整其系数, 但是无形中增加了系统的复杂性。本文在得到同步旋转坐标系下的转子磁场定向的感应电机状态空间描述方程的基础上, 设计出感应电机的高增益观测器 (HGO) 对电机参数和状态进行观测, 利用观测得到的参数, 设计出速度的变增益PI (VGPI) 控制器。该方法简单, 不但实现了PID参数的在线调整, 还有效克服系统在启动时的超调等不良效果, 而且工程实现简单。仿真和实验验证了该方案的可行性。

2 感应电机模型及其IDFOC原理

2.1 感应电机的数学模型

在同步旋转d-q坐标下的感应电机方程如下[12]:

电系统

${\begin{cases} v_{d s} = R_{s} i_{d s} + \frac{d Φ_{d s}}{d t} - ω_{s} Φ_{q s} \\ v_{q s} = R_{s} i_{q s} + \frac{d Φ_{q s}}{d t} + ω_{s} Φ_{d s} \\ 0 = R_{r} i_{d r} + \frac{d Φ_{d r}}{d t} - ω_{s l} Φ_{q r} \\ 0 = R_{r} i_{q r} + \frac{d Φ_{q r}}{d t} - ω_{s l} Φ_{d r} \end{cases}$

(1)

磁系统

${\begin{cases} Φ_{d s} = L_{s} i_{d s} + Μ i_{d r} \\ Φ_{q s} = L_{s} i_{q s} + Μ i_{q r} \\ Φ_{d r} = L_{r} i_{d r} + Μ i_{d s} \\ Φ_{q r} = L_{r} i_{q r} + Μ i_{q s} \end{cases}$

(2)

机械系统

${\begin{cases} Τ_{e} = p \frac{Μ}{L_{r}} (Φ_{d r} i_{q s} - Φ_{q r} i_{d s}) \\ \dot{ω}_{r} = \frac{p^{2} Μ}{J L_{r}} (Φ_{d r} i_{q s} - Φ_{q r} i_{d s}) - \frac{p}{J} Τ_{1} - \frac{f}{J} ω_{r} \end{cases}$

(3)

联合式 (1) ～式 (3) 可得电机的状态空间描述:

$[\begin{matrix} \dot{i}_{d s} \\ \dot{i}_{q s} \\ \dot{Φ}_{d r} \\ \dot{Φ}_{q r} \\ \dot{ω}_{r} \end{matrix}] = [\begin{matrix} - γ i_{d s} + ω_{s} i_{q s} + \frac{k}{Τ_{r}} Φ_{d r} + k ω_{r} Φ_{q r} + \frac{1}{σ L_{s}} v_{d s} \\ - ω_{s} i_{d s} - γ i_{q s} + \frac{k}{Τ_{r}} Φ_{d r} - k ω_{r} Φ_{d r} + \frac{1}{σ L_{s}} v_{q s} \\ \frac{Μ}{Τ_{r}} i_{d s} - \frac{Φ_{d r}}{Τ_{r}} + ω_{s l} Φ_{q r} \\ \frac{Μ}{Τ_{r}} i_{q s} - \frac{Φ_{d r}}{Τ_{r}} - ω_{s l} Φ_{d r} \\ \frac{Μ}{L_{r}} \frac{p^{2}}{J} (Φ_{d r} i_{q s} - Φ_{q r} i_{d s}) - \frac{f ω_{r}}{J} - \frac{p Τ_{L}}{J} \end{matrix}] (4)$

其中

$\begin{array}{l} γ = \frac{1}{σ L_{s}} (R_{s} + \frac{R_{r} L_{m}^{2}}{L_{r}^{2}}) \\ k = \frac{Μ}{σ L_{s} L_{r}} σ = 1 - \frac{Μ^{2}}{L_{s} L_{r}} \end{array}$

式中:vs为定子电压, vs=[vds, vqs]T;Φr为转子磁通, Φr=[Φdr, Φqr]T;is为定子电流, is=[ids, iqs]T;p为电机极对数;Tr为转子时间常数, Tr=Lr/Rr;Ls, Lr分别为电机定、转子电感, J为电机转动惯量;Tl为负载力矩;f为摩擦系数;M为电机互感;ωs, ωr, ωsl分别为定子速度、转子速度和转差速度。

2.2 间接转子磁场定向

按照矢量控制的基本原理[12], 按转子磁场定向, 满足:Φdr=Φr, Φqr=0。电机的电磁力矩等式变为

$Τ_{e} = p \frac{Μ}{L_{r}} Φ_{r} i_{q s}$ (5)

从而可以把交流电机等效为一个直流电机。结合式 (1) 和式 (2) , 可得:

$i_{d s} = \frac{(1 + Τ_{r} s)}{Μ} Φ_{r}^{*}$ (6)

$i_{q s} = \frac{Τ_{r}}{Μ} ω_{s l}^{*} Φ_{r}^{*}$ (7)

进而可以把式 (5) 改写为

$Τ_{e} = p \frac{Φ_{r}^{* 2}}{R_{r}} ω_{s l}^{*}$ (8)

并且, 根据式 (1) 和式 (2) 可得电压方程:

$v_{d s} = (R_{s} + σ L_{s} s) i_{d s} + \frac{Μ}{L_{r}} p Φ_{r}^{*} - σ L_{s} ω_{s} i_{q s}$ (9)

$v_{q s} = (R_{s} + σ L_{s} s) i_{q s} + \frac{Μ}{L_{r}} p Φ_{r}^{*} + σ L_{s} ω_{s} i_{d s}$ (10)

磁场定向角为

θs=∫ $(ω_{r} + \frac{Μ i_{q s}}{Τ_{r} Φ_{r}}) d t$ (11)

3 高增益观测器原理

对一非线性系统:

${\begin{cases} \dot{x} = f (x) + g (x) u \\ y = h (x) \end{cases}$

(12)

其中 x∈Rnu∈Rmy∈Rl

约定系统式 (12) 可观测, 则存在一线性变换z=G (x) 使原系统变换为

${\begin{cases} \dot{z} = A z + Φ (u, z) \\ y = C z \end{cases}$

(13)

建立如下观测器[15,16]:

$\tilde{\dot{z}} = A \tilde{z} + Φ (\tilde{z}, u) - S_{θ}^{- 1} Κ (C \tilde{z} - y)$ (14)

在式 (14) 中, 选择K使A-KC稳定, Sθ为下述 Lyapunov 方程的解:

$\dot{S}_{θ} = - θ S_{θ} - A^{Τ} S_{θ} - S_{θ} S + C^{Τ} C = 0$ (15)

G∈Rn×n, g设计为足够大的正数。

再通过逆变换到原来变量, 得到原系统式 (12) 的观测器为

$\begin{array}{l} \dot{x} = f (\hat{x}) + g (\hat{x}) u - {\frac{\partial Γ}{\partial \hat{x}} [\hat{x} (t)]}^{- 1} \times \\ S_{θ}^{- 1} C^{Τ} [(h (\hat{x}) - y)] (16) \end{array}$

Γ=[h1, Lfh1, …, L $_{f}^{δ_{1}}$ , …, hp, Lfhp, …, Lδpfhp]T (17)

Ldfh为Lie导数,

$L_{f} h = \frac{\partial h}{\partial x} f (x) = \sum_{i = 1}^{n} \frac{\partial h}{\partial x_{i}} f_{i} (x)$ (18)

Lδfh=hf (Lσ-1fh) (19)

本观测器的指数收敛性已经在文献[15]进行了证明, 高增益观测器HGO的设计重点就是计算出:

s $_{θ}^{- 1}$ (θ) 和 ${\frac{\partial Γ}{\partial \hat{x}} [\hat{x} (t)]}^{- 1}$ 。

4 HGO在感应电机中的应用

4.1 感应电机的HGO模型

对感应电机的控制, 一般要确定其转子磁通和角速度, 把式 (4) 中感应电机的模型写成式 (12) 的形式如下:

状态变量为

x=[ids, iqs, Φdr, Φqr, ωr]T

输出变量为

y=[ids, iqs]T

控制输入量为

u=[vds, vqs, 0, 0, Tl]T

$f (x) = [\begin{matrix} - γ i_{d s} + ω_{s} i_{q s} + \frac{k}{Τ_{r}} Φ_{d r} + k ω_{r} Φ_{q r} \\ - ω_{s} i_{d s} - γ i_{q s} + \frac{k}{Τ_{r}} Φ_{d r} - k ω_{r} Φ_{d r} \\ \frac{Μ}{Τ_{r}} i_{d s} - \frac{Φ_{d r}}{Τ_{r}} + ω_{s l} Φ_{q r} \\ \frac{Μ}{Τ_{r}} i_{q s} - \frac{Φ_{d r}}{Τ_{r}} - ω_{s l} Φ_{d r} \\ \frac{Μ}{L_{r}} \frac{p^{2}}{J} (Φ_{d r} i_{q s} - Φ_{q r} i_{d s}) - \frac{f ω_{r}}{Η} \end{matrix}]$

$g (x) = [\begin{matrix} 1 / σ L_{s} \\ 1 / σ L_{s} \\ 0 \\ 0 \\ - p / J \end{matrix}] h (x) = [\begin{matrix} i_{d s} \\ i_{q s} \end{matrix}]$

(20)

相应地解等式 (15) ～式 (17) , 可得:

$\frac{\partial Γ}{\partial t} (x) = (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ - γ & ω_{s} & \frac{k}{Τ_{r}} & k \hat{ω}_{r} & k \hat{Φ}_{q r} \\ 0 & 1 & 0 & 0 & 0 \\ - ω_{s} & - γ & - k \hat{ω}_{r} & \frac{k}{Τ_{r}} & - k \hat{Φ}_{d r} \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 1 \end{matrix})$

(21)

$S_{θ}^{- 1} (θ) C^{Τ} = (\begin{matrix} 2 θ & 0 \\ 0 & 2 θ \\ 0 & 0 \\ 0 & 0 \\ 0 & 0 \end{matrix})$

(22)

4.2 转子时间常数观测

根据模型式 (4) , 为简化设计, 须对原模型进行降阶, 选u[ids, iqs]T为输入量, 把电压模型开环观测得到的转子磁通作为输出量:

y=[Φdre, Φqre]T

状态量为

x=[Φdr, Φqr, βr] βr=1/Tr

利用HGO原理, 对其进行观测, 得到:

$\frac{\partial Γ}{\partial t} (x) = (\begin{matrix} 1 & 0 & 0 \\ - \hat{β}_{r} & ω_{s l} & - (\hat{Φ}_{d r} - Μ i_{d s}) \\ 0 & 1 & 0 \end{matrix})$

(23)

$S_{θ}^{- 1} (θ) C^{Τ} = (\begin{matrix} 2 θ & 0 \\ 0 & 2 θ \\ 0 & 0 \end{matrix})$

(24)

4.3 开环磁通观测

为简化计算, 4.2节中对转子时间常数的观测需要的磁通利用基于电压模型的感应电机磁通开环观测器得到,

${\begin{cases} Φ_{d r e} = \frac{L_{r}}{Μ} (v_{d s} - R_{s} i_{d s}) - \frac{σ L_{s} L_{r}}{Μ} (σ i_{d s} - ω_{s} i_{q s}) + ω_{r} Φ_{q r e} \\ Φ_{q r e} = \frac{L_{r}}{Μ} (v_{q s} - R_{s} i_{q s}) - \frac{σ L_{s} L_{r}}{Μ} (σ i_{q s} - ω_{s} i_{d s}) + ω_{s} Φ_{d r e} \end{cases} (25)$

基于电压模型的磁通观测器中, 由于存在纯积分作用, 使得系统在低速度时的性能不稳定, 特别是对参数的变化敏感性很大[13]。但是, 在这里观测器的状态是转子磁通和时间常数, 这不仅减少了计算量和计算的复杂性, 而且低速时转子时间常数很容易被观测到。只要转子时间常数足够准确, 就可以实现电机磁通和力矩间的良好动态解耦, 从而可以获得快速、准确的力矩控制。

5 速度变增益控制器的设计

5.1 VGPI的基本原理

速度控制器采用变增益PI (VGPI) 控制器[17], 整个系统的结构如图1所示。

控制器的数学描述为

y (t) =Kpe (t) +∫ $_{0}^{t}$ Kie (t) dt (26)

式中:e (t) 为控制器的输入;y (t) 为VGPI的输出。

其参数整定曲线见图2。其中:

$\begin{array}{l} Κ_{p} = {\begin{cases} (Κ_{p f} - Κ_{p i}) (\frac{t}{Τ_{s}})^{n} + Κ_{p i} t < Τ_{s} \\ Κ_{p f} t \geq Τ_{s} \end{cases} \\ Κ_{i} = {\begin{cases} Κ_{i f} (\frac{t}{Τ_{s}})^{n} t < Τ_{s} \\ Κ_{i f} t \geq Τ_{s} \end{cases} \end{array} (27)$

暂态多项式的维数n定义为VGPI的维数。选Ki的初始值为零。

变增益PI控制器需要调整4个参数[17,18]:

1) 增益初始值, 主要消除启动时候的超调;

2) 增益稳态值, 主要克服快速的负载干扰;

3) 增益动态函数, 是一多项式函数, 满足从初始到稳态的动态要求;

4) 饱和时间, 控制器从初始到最终稳态值所需要的时间。Ts为饱和时间。

为了选择一个恰当的维数, 先求得VGPI的单位阶跃响应为

$y (t) = {\begin{cases} Κ_{p i} + (Κ_{p f} - Κ_{p i} + \frac{Κ_{i f}}{n + 1} t) (\frac{t}{Τ_{s}})^{n} t < Τ_{s} \\ Κ_{p f} + Κ_{i f} (t - \frac{n}{n + 1} Τ_{s}) t \geq Τ_{s} \end{cases}$

(28)

可以得到n和y (t) 的关系曲线, 见图3。

当n=0时就是一般的PI控制器。在暂态区域 (t<Ts) , 一般的PI控制器是起始Kpf, 终止于Kpf+TsKif的一个线性过程。

而对VGPI, 其阶跃响应 (n≠0) 按照起始Kpi, 终止于Kpf+TsKif/ (n+1) 的n+1维多项式曲线变化。在稳态区 (t>Ts) , 两种控制器都是具有斜率Kif的线性函数。从而可以看出, VGPI和一般的PI控制器具有相同的稳态性能, 但是, VGPI在动态过程中比一般PI具有对阶跃有较大的阻尼, 可以克服动态过程中的超调。

5.2 VGPI参数的动态整定

为确定VGPI的几个参数, 按以下方法进行整定:

1) 假设n=1, 为了克服负载扰动, 选择一个较大的Kif和一个恰当的Ts;

2) 按照减少速度超调的原则, 决定Kpi, Kpf;

3) 如果不能有效抑制速度超调, 再不断调整Ts;不断重复以上步骤, 直到满意为止;

4) 如果通过增大Ts不能达到要求, 则增加n, 直到满意为止。

这里, 对速度控制器, 参数选择为

$\begin{array}{l} Κ_{p f} = \frac{J - τ_{1} f}{p τ_{1} λ_{p}} \\ Κ_{i f} = \frac{p Κ_{p} λ_{p} + f}{4 p Κ_{p} λ_{p} τ_{1}} n = 3 \end{array}$

Kpi初始值通过仿真动态获得,

$τ_{1} = \frac{J}{p k_{p} λ_{p} + f}$

其中

$λ_{p} = p \frac{Τ_{r}}{L_{r}} Φ_{r}^{*}$

通过上面的理论分析[19], 以及在仿真实验中的调节, 本文设计的变增益PI调节器, 其数学方程为

$\begin{array}{l} Κ_{p} = {\begin{cases} 5 + 25 t^{3} t < 1 \\ 30 t \geq 1 \end{cases} \\ Κ_{i} = {\begin{cases} t^{3} t < 1 \\ 1 t \geq 1 \end{cases} \end{array}$

(29)

为达到和普通PI调节器在稳态时同样的调节效果, 变增益PI调节器其终值就是采用普通PI调节器时的值:Kp=30, Ki=1。

6 仿真与试验

6.1 仿真

本文设计的基于变增益PI控制器的无速度传感器矢量控制系统框图如图1所示, 采用的感应电机仿真参数为:PN=300 kW, pn=3, Rs=0.070 1 Ω, Rr=0.052 5 Ω, Ls=0.022 266 4 H, Lr=0.022 513 4 H, M=0.021 339 7 H, Ic=251 A, Te=5 237 N·m。

利用Matlab/Simulink仿真平台, 可得到如图4、图5所示的仿真曲线。

图4和图5分别是采用变增益PI和一般PI时的转子速度以及电磁转矩仿真结果图, 其中给定速度为200 r/min, 给定转矩为100 N·m, 转子时间常数为正常值, 其倒数值为2.331 9。由图5可知, 速度辨识曲线和实际曲线超调量较大, 达到稳态时间需要0.2 s, 而且辨识曲线和实际曲线在起始的0.15 s时间内存在一定的辨识误差, 同时电磁转矩曲线在开始阶段有很大的抖动。当采用变增益PI调节器时, 从图4可以明显地看出, 速度辨识曲线不仅能很好地跟踪实际速度曲线, 而且超调量很小, 在0.04 s的时间内就可以达到稳态, 电磁转矩曲线在起始阶段的抖动也明显的减小至100 N·m, 且不会出现负抖动。

图6和图7分别是采用变增益PI调节器和一般PI调节器时速度在1 s时刻阶跃变化的仿真结果图, 从两图比较可以看出, 采用VGPI调节器的速度辨识曲线和电磁转矩曲线在起始时刻明显优于采用一般的PI调节器, 但是在速度辨识达到稳态以后, 两个PI调节器的控制效果几乎是相同的, 都具有很好的速度辨识曲线和电磁转矩曲线, 这主要是由于在达到稳态以后, VGPI调节器的终点值与一般PI调节器的值是相同的。

图8是采用VGPI调节器, 1 s时刻给定速度从200 r/min变化到600 r/min, 给定转矩在2 s时刻从100 N·m阶跃变化到400 N·m时的仿真结果, 其中图8a是速度辨识曲线、电磁转矩曲线以及转子时间常数辨识曲线, 从图8a可以看出在2 s时刻给定负载转矩阶跃变化对采用高增益观测器的速度辨识以及转子时间常数辨识曲线的影响是很小的, 几乎没有多大影响。图8b是转子磁链d轴和q轴的辨识曲线图, d轴磁链参考值为0.96 Wb, q轴磁链参考值为0 Wb, 从图8可知, 除在启动时刻有点抖动外, d轴和q轴的磁链辨识曲线都能很好地跟踪实际曲线, 且受给定速度和给定转矩的阶跃变化影响较小。

感应电机的间接磁场定向控制系统对转子时间常数比较敏感, 而转子时间常数的变化主要是由转子电阻随温度变化引起的[20], 转子时间常数的倒数为βr=Rr/Lr, 当转子电阻随温度变化为原来值的1.5倍时, 就相当于βr变为原来的1.5倍。

图9是采用VGPI调节器, 1 s时刻转子时间常数的倒数值从常值2.331 9阶跃变化到其值1.5倍、2 s时刻速度从200 r/min变化到600 r/min时的仿真结果。从图9中可以看出, 转子时间常数辨识曲线能很好地跟踪实际转子时间常数曲线, 且对速度辨识影响较小, 电磁转矩曲线也仅在1 s时刻转子时间常数阶跃变化和2 s时刻速度阶跃变化时有点抖动。从以上的仿真图可知, 基于高增益观测器的速度及转子时间常数辨识方案能够很好地实现速度和转子时间常数辨识, 且对负载转矩的变化有一定的鲁棒性, 同时本文设计的变增益观测器 (VGPI) 比一般的PID具有更加优越的性能, 能够很好地抑制速度超调。

6.2 实验

整个实验装置包括一台300 kW的感应电机, 一台电压源逆变器以及控制装置, 控制装置由一块浮点DSP (TM320C31) 和一块定点DSP (TM320F240) 组成。速度辨识和VC控制在TM320C31上实现, 为了得到比较效果, 使用脉冲编码器由TM320F240通过M/T法获得实际速度。为了获得精确的速度辨识结果并使控制系统保持较好的动态性能, 使用低通滤波器适当补偿逆变器电压降并阻止高频信号通过变增益PI调节器。

图10为感应电机采用变增益PI (VGPI) 情况下的转子磁链波形, 图10a为转子磁链d轴分量, 其最终稳定在0.96 Wb, 图10b为转子磁链q轴分量, 由于采用转子磁场定向, 其量为0 Wb。从图10可以看出, 磁链曲线与理论分析基本一致。

图11为异步电动机在变增益PI控制方案中, 1.5 s负载转矩从100 N·m跳变到200 N·m的实验曲线, 观察后发现, 除了初始阶段有少量的偏差, 包括负载转矩跳变瞬间其他阶段辨识值能很好的与实际值重合。

图12为异步电动机在变增益PI控制方案中, 当转子电阻变为原来的1.5倍时的实验曲线, 可以看出, 当转子电阻发生变化时, 转子时间常数的辨识值能很好地跟随实际值发生变化, 而随着转子电阻变化对转速的辩识效果并不产生影响, 转速辨识值与实际值吻合, 误差基本为零。

7 结论

本文先利用高增益观测器, 实时对感应电机的状态和时间常数进行了观测, 从而获得了感应电机的间接磁场定向。为改善一般PI控制器的性能, 引入了变增益PI控制, 使整个无速度传感器控制系统获得了良好的控制效果。仿真和试验表明, 基于高增益观测器的速度及转子时间常数辨识方案能够很好地实现速度和转子时间常数辨识, 且对负载转矩的变化有一定的鲁棒性, 同时本文设计的变增益观测器 (VGPI) 比一般的PID具有更加优越的性能, 能够很好地消除或抑制速度超调。目前我们完成了半成品的试验研究, 一套基于DSP的开发平台正在研究中。

摘要：针对感应电机无速度传感器间接磁场定向控制系统, 利用感应电机的时变参数模型的降阶处理, 提出了一种非线性鲁棒高增益观测器, 这一观测器只需要电机的定子电压和电流, 能同时观测电机的状态量和转子时间常数等参数, 鲁棒性好, 计算量少, 易于适时在线实现。为减少系统在启动阶段的超调, 提出了一种变增益的PI速度控制器, 该方法简单, 不但能实现PID参数的在线调整, 而且工程实现简单。仿真和试验验证了本方案的可行性。

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