平面EMI滤波器

平面EMI滤波器（精选7篇）

平面EMI滤波器篇1

0 引言

开关电源频率和集成度的提高使得电磁干扰(EMI)成为电力电子系统愈来愈突出的问题,严重影响系统内外其他设备的正常运行[1]。因此,消除电力电子系统内该类电磁干扰对设备的“和谐”运行具有重要的工程意义。

据研究,电力电子系统在工作范围内,以传导干扰为主,为此IEC规程设定,引起该类干扰的频率范围为0.15～30 MHz。消除或削弱传导电磁干扰最有效的手段是加装EMI“滤波器”(Filter)[2,3,4]。

EMI滤波器一般采用无源元件结构,即以电感、电容为基本组成单元,通过一定的电路组合能够使得噪声通过滤波器得以有效衰减。传统EMI滤波器的电感和电容采用分立元件,占据了设备的较大体积,不符合开关电源小型化、集成化的发展趋势。如何压缩体积,并更加有效阻断EMI路径,成为发展新型EMI滤波器的重要方向。目前,具有代表性的发展方向是具有耦合磁集成特征的平面型EMI滤波器[5]。该类滤波器的核心是采用高介电常数的材料,将“电感”和“电容”进行二合一的集成,从而将整个滤波器的差、共模模块进行“集成化”,为电力电磁系统的小型化提供了一条途径。由此可见,平面型EMI的核心仍然是“电容”和“电感”。因此,对该类滤波器电感和电容具体数值的确定具有重要的意义。目前,因为平面型EMI研究机构较少,只有美国弗吉尼亚理工大学展开类似的研究[6],所以对该类滤波器模块电感和电容的确定参考资料甚少。鉴于以上原因,本文拟结合环形平面EMI滤波器,探索模块电感、电容计算的基本方法,并与实验对比,探索一些合适的解析表达式,为设计平面型滤波器探索一些经验。

1 平面型滤波器电容和电感确定原理

1.1 平面型EMI滤波器结构

整个集成EMI滤波器的结构如图1所示,由铜箔线圈(2,3,7,8)、集成LC单元(4,6)、漏感层(5)、集成差模电容(1,9)及罐形磁芯构成,各部分以适当的方式连接在一起。为降低整个集成EMI滤波器的高度,减小体积,罐形磁芯的一部分打磨成平板结构。

LC单元和集成差模电容均为基本的“感容”集成模块,其中前者集成了共模电感和共模电容,后者仅为“1匝”,用来实现集成差模电容,铜箔线圈用以增大共模电感。整个滤波器以差模电容1的一个端口作为输入端口,另外一个差模电容器的端口9作为输出端口。

1.2 电容计算原理

平面耦合EMI滤波器工作原理和分立元件型滤波器类似,均由共模和差模滤波模块组成。对于平面环形结构(见图1),共模集成模块(见图2)由PCB板和紧密附着在板上的导线电感线圈组成,“耦合电容”指的是分布在上下PCB板上的电感线匝之间的电容,当然非正对线匝之间也存在电容效应,这些电容均属于“部分电容”。

事实上,该类滤波器模块中的线匝可以看作一个无接触的导体,其间的电容为“部分电容”[7]。理论上,任意两导体之间均存在电容效应,但是毕竟有强弱之分。所以,如能通过一定的数值计算能够提取到占主导地位的“部分电容”,则为滤波器设计其间有关电容的计算带来方便。显然,寻找这些电容效应,采用数值计算的方法可以获得较好的效果。

1.2.1 传输线耦合电容提取的原理

计算图2中的耦合电容需要建立其静电场模型(见图3),“耦合电容”也就是“部分电容”,表示的是各带电线匝电位与电荷之间的一种关系,即:

${\begin{cases} q_{1} = C_{11} U_{10} + C_{12} U_{12} + \dots + C_{1 k} U_{1 k} + \dots + \\ C_{1, 2 n - 1} U_{1, 2 n - 1} \\ ⋮ \\ q_{k} = C_{k 1} U_{k 1} + C_{k 2} U_{k 2} + \dots + C_{k k} U_{k 0} + \dots + \\ C_{k, 2 n - 1} U_{k, 2 n - 1} \\ ⋮ \\ q_{2 n - 1} = C_{2 n - 1, 1} U_{2 n - 1, 1} + \dots + C_{2 n - 1, k} U_{2 n - 1, k} + \dots + \\ C_{2 n - 1, 2 n - 1} U_{2 n - 1, 0} \end{cases} (1)$

式中“电容”Cij即为“部分电容”。

由模块的结构可见图1、图2,平面型共模模块的耦合电容求解是轴对称问题,其泛定方程为Laplace方程,即:

$\nabla^{2} φ = 0 (2)$

结合给定的边界条件,可求得部分电容:

${\begin{cases} C_{11} = q_{1} / U_{10} \\ C_{22} = q_{2} / U_{20} \\ ⋮ \\ C_{2 n - 1, 2 n - 1} = q_{2 n - 1} / U_{2 n - 1, 0} \end{cases} (3)$

反复加载不同的边界条件,可以求得所有的部分电容。

1.2.2 忽略边缘效应时——解析法求解耦合电容

若忽略共模模块边缘效应,可以通过解析表达式求得电容。

假设仅关注正对两匝之间的电容,近似认为“非正对”线匝间无电容耦合效应。

对于平面型LC共模单元导线每单位面积带有电荷τ,导线正对面积为S,距离为d,不难求得图3介质基板上下两侧导线圈间电压是:

$U = τ d / ε (4)$

则电容:

$C = ε S / d (5)$

1.2.3 计及边缘效应时——数值解法求解耦合电容

采用ANSYS软件可以通过数值计算的方法获得更加精确的结果。其中的CMatrix宏命令可以通过自动加载不同的边界条件求出所有的部分电容。这种方法考虑到了边缘效应,但是建模和剖分求解的过程比较繁琐,不利于工程应用。

1.3 电感计算原理

平面型EMI滤波器共模集成模块(见图4)中“电感”是指上、下对称线匝间的互感和线匝各自的自感。

1.3.1 空心电感线圈电感

若忽略导线截面的影响,可以通过解析公式求得自感与互感。对于平面型LC共模正对面圆环型导线半径分别为R1和R2,导线间距离为h,由文献[8]可得图4介质基板上下两侧导线圈间互感:

$Μ = μ_{0} \sqrt{R_{1} R_{2}} f (k) (6)$

式中:

$\begin{array}{l} k = 2 \sqrt{\frac{R_{1} R_{2}}{h^{2} + (R_{1}^{} + R_{2}^{})_{}^{2}}} (7) \\ f (k) = (\frac{2}{k} - k) Κ (k) - \frac{2}{k} E (k) (8) \\ {\begin{cases} Κ (k) = \int_{0}^{\frac{π}{2}} \frac{d α}{\sqrt{1 - k_{}^{2} \sin^{2} α}} \\ E (k) = \int_{0}^{\frac{π}{2}} \sqrt{1 - k_{}^{2} \sin^{2} α} d α \end{cases} (9) \end{array}$

对于自感,如图5所示,根据文献[9],求得自感:

$L = μ_{0} R (\ln \frac{8 R}{w + t} - 0.5) (10)$

1.3.2 有限元数值计算模型及其对应的边值问题

对于时谐磁场,如果欲考虑导线的集肤效应或者系统中具有涡流效应的导体,则文献[8,9]的公式误差极大。此时,可以采用数值模型的计算方法。对于图4的耦合电感可以建立其轴对称时谐磁场模型(见图3),铁芯对计算结果有重要影响。在非涡流域,可选择矢量磁位 $\dot{A} = \dot{A}_{α} (r, z) e_{α}$ 为DOF( $\dot{A}$ α简记作为 $\dot{A}$ ),满足:

$\nabla^{2} \dot{A} = 0 (11)$

对计及涡流效应的导体区域,满足:

$\nabla^{2} \dot{A} = - μ \dot{J}_{Τ} (12)$

式中 $\dot{J}$ T为导体中总的电流面密度。对于有注入“净”电流为 $\dot{Ι}$ S的截面:

$\int_{S} \dot{J}_{Τ} d S = \dot{Ι}_{S} (13)$

对无“净”电流截面(如未载流导体 $\dot{Ι}_{S} = 0$ 。直接求解 $\dot{J}$ T较难,一般分为两项:

$\dot{J}_{Τ} = \dot{J}_{S} + \dot{J}_{e} = \dot{J}_{S} + \dot{E} / ρ (14)$

式中: $\dot{J}$ S是一个虚拟“源”电流密度; $\dot{J}$ e是涡流密度;ρ为导体的电阻率; $\dot{E}$ 为因涡流在导体中产生的感应电场强度。

$\dot{E} = - (j ω \dot{A} + \nabla \dot{V}) (15)$

式中 $\dot{V}$ 称作“时间积分电势”。

综上式(11)～式(15),导体区域的泛定方程为:

${\begin{cases} \nabla^{2} \dot{A} - j ω μ \dot{A} / ρ = - μ \dot{J}_{S} + μ \nabla \dot{V} / ρ \\ \int_{S} [\dot{J}_{S} - (j ω \dot{A} + \nabla \dot{V}) / ρ] d S = \dot{Ι}_{S} \end{cases} (16)$

在仅有一个导体i加载电流的条件下,则可以通过求解整个系统的磁场能量Wm而获得导体i的自感:

$L_{i i} = 2 W_{m} / Ι_{i}^{2} (17)$

其余导体的自感可以通过对自身电流的加载而获得。

同时在导体i和导体j中加载电流有效值Ii和Ij,则磁场能量Wm可求得,又:

$W_{m} = L_{i i} Ι_{i}^{2} / 2 + L_{j j} Ι_{j}^{2} / 2 + L_{i j} Ι_{i} Ι_{j} (18)$

结合所求得的自感Lii和Ljj可以求得互感Lij。

2 原型滤波器电感和电容计算

2.1 耦合电容提取

忽略边缘效应,设平面型LC单元圆环形导线内径为R1,外径为R2,介质基板厚度为d,用表达式可求得介质基板上下两层导线之间电容为:

$C = \frac{ε π (R_{2}^{2} - R_{1}^{2})}{d} (19)$

与有限元数值计算软件结果对比可以得到解析表达式的误差(以6匝线圈为例并对导体重新编号,见图6)。

2.2 基准导体组的选择

同一LC结构线匝对数较多,不便于比较分析,必须选定基准导体组计算误差。通过比较同一LC单元误差分布,可以选择以误差最大的“线匝对”为研究对象,其他“线匝对”误差要求也将自动满足。

改变平面型LC单元介质倍数,可得“线匝对”分布误差(见图7)。可以得出,当LC单元介质厚度在1.5 cm时,最内侧“线匝对”误差最大。改变导体“线匝对”数目(见图8),证明结论成立。因此选择“线匝对”数目为6、介质厚度为1 cm、导线宽为1 cm、空气隙宽为0.5 cm的平面型LC单元作为标准导体。

2.3 影响误差因素探索

2.3.1 介质厚度

对平面型LC单元,在小于1.5 cm的范围内不断增加介质厚度,解析表达式误差逐步增大(见图9)。

2.3.2 导体宽度

不断减小空气隙宽度,平面型LC单元导体电容误差不断减小(见图10)。

2.3.3 空气隙宽度

不断减小空气隙宽度,平面型LC单元导体电容误差不断减小(见图11)。

2.4 平面型EMI滤波器线匝电感计算

选择3,4,5匝共模LC单元进行电感计算,各LC元件的结构参数如表1所示。

2.5 自感计算

在如上建立模型正确性和准确性的基础上,以典型模块结构为代表,以3匝集成LC单元为例计算自感和互感,如图12所示。计算显示,无磁芯LC单元电感基本不随频率改变而变化,只取决于其结构的各项参数。这是因为PCB导线截面积较小,集肤效应尚未得到充分体现,为使用解析表达式来计算无磁芯LC单元的电感提供了前提条件。

为方便说明,对图3中的上下导体进行编号,从左至右依次为1,2,3…,如图13所示(以3匝为例)。对表1的结构参数分别运用有限元法和解析表达式进行计算,并比较两者的值(见图14)。可以看出,解析表达式的相对误差最大的不超过4%,属于正常范围内,因为式(6)和式(7)本身存在一定的误差,所以对于无磁芯集成LC单元的电感在提取时,可以使用解析表达式来提取,大大简化了计算量,方便了研究与设计。

在实际应用中,有磁芯的集成LC单元才是需要重点关注的。遗憾地是,并没有检索到含有磁芯环状导体的电感计算解析表达式。因此,只能采取有限元法来进行计算,计算结果如图15所示。

由图15可以看出,高频时LC单元各匝自感基本相等,且匝间互感与各自的自感也基本相等,这是因为在具有铁芯的滤波器中,各线匝之间耦合程度较好。所以,在近似计算时,可以以某一匝的自感等效替代所有自感和互感,为计算带来方便。

3 结语

本文以平面集成EMI滤波器为研究对象,对其电感和电容的确定展开研究,得到如下一些结论:

(1) 所有“线匝对”中耦合电容以正对线匝为主,非正对线匝间的耦合电容在一定程度上可以忽略不计。

(2) 以LC单元“正对线匝”间耦合电容为基准,分析了近似解析法与有限元之间的误差:该误差与导体宽度、介质厚度、空气隙厚度有关。

(3) 无磁芯集成LC单元的电感并不随着频率的变化而改变,只取决于其结构的各项参数。因此,可以使用解析表达式来计算,且与数值计算法相比,误差在允许的范围内。

(4) 带磁芯的LC单元的电感只能采取数值计算法来提取,且各匝自感基本相等,匝间互感与各自的自感也基本相等,可以考虑用一个数值代替。

参考文献

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[9]#12

平面EMI滤波器篇2

开关电源小型化、模块化、集成化的发展趋势使得无源集成EMI滤波器以其体积小、寄生参数小,高频性能好等优点在电力电子领域有着较好的应用前景[1,2]。

文献[3-4]提出了基于柔性多层带材绕组的集成EMI滤波器结构,但其差模电感仍由两个独立的带材绕组实现,且其厚度较高;文献[5]首次提出并设计了开关电源中平面无源集成EMI滤波器,并实现了差模电感、共模电感、共模电容的集成,进一步有效减小了滤波器的体积重量,其核心部件是矩形集成LC单元。而由罐型磁芯构成的环形平面EMI滤波器(见图1)相对于矩形结构,在电磁特性、EMI辐射和机械强度等方面更具优势[6]。

根据传导干扰产生原理的不同,干扰可分为共模干扰和差模干扰。实际设计EMI滤波器时,经常将差、共模噪声解耦分离出来,然后根据噪声抑制标准EN55022 Class A,针对差、共模干扰分别设计其插入损耗,由此决定差、共模滤波器的转折频率[7]。一般差分模式信号携带数据和有用信息,共模干扰也不直接影响设备,而是通过转化为差模电压来影响设备有用信号,因此对差模干扰的抑制尤为关键。若忽略共模电容对差模干扰作用时,差模转折频率fD M=[2π槡LD M·CX1CX2/(CX1+CX2)]-1。为得到理想的差模转折频率,如何计算和设计大小适宜的差模电感值便是集成EMI滤波器研究工作者所关心的问题。

文献[5]中将电力变压器中漏感提取方法用于矩形平面EMI滤波器差模电感的设计,但是计算精度低;文献[8]在文献[5]基础上,建立了矩形平面EMI滤波器等效电路的高频模型,并未给出其差模电感的计算方法。据作者对相关文献数据库检索,针对环形平面EMI滤波器差模电感的实现以及对应分析研究的文献,尚未发现类似的研究报告。

2 共模漏感即差模电感获取原理

2.1 漏感的解析法求解

一个罐型磁芯构成的平面EMI滤波器截面(内仅含共模电感绕组,简称“共模绕组”)如图2所示。其磁芯窗口宽度为l;共模绕组1为N1匝,占窗口高度为b,流过电流为I1;共模绕组2为N2匝,占窗口高度为c,流过电流为I2;两侧绕组层间间距为e。由该滤波器的结构和工作原理可以看出,两个共模绕组可以分别看作为一个具有强耦合效应的变压器。若忽略激磁电流的影响,则N1I1=N2I2。

根据安培环路定律,取共模绕组1最上层为参考0点,沿x方向的磁场强度:

共模绕组1、绕组层间间距和共模绕组2所占空间存储的磁能分别为Wb,We,Wc,则:

式中,lav为绕组的平均长度。

漏感的能量应等于共模绕组1送入磁场的能量[9],则漏感为:

为实现理想的共模电感值,共模绕组往往不是单层而是多层,此时不能忽略层间绝缘对漏感的影响,解析表达式求解过程与单层类似。

近似解析表达式可用于漏感的定性分析,观察漏感值与哪些结构尺寸参数相关,但是由于集肤效应和邻近效应的影响,将其用于平面EMI滤波器差模电感的设计,精度低,难以满足技术要求。

2.2 漏感求解的有限元模型

大多数实际问题介质结构多、边界条件复杂,难以得到准确解,而有限元建立的物理模型不仅计算精度高,且能适应各种复杂形状。

为防止差、共模噪声之间的转换,提高滤波性能,EMI滤波器各部分组件结构尽量追求对称[10],由此该模型可看作电压比为1∶1且结构对称的变压器;另外,该系统的等效漏感为交流时谐磁场参数。因此,只需建立轴对称且上下对称的1/2时谐磁场模型(见图3)。

结合该时谐场问题,可以选择ANSYS软件分析该问题。对导体区域,可选择Az+VOLT为DOF(Degree Of Freedom,自由度)[11],在柱状坐标系下,磁位A·满足:

式中,为导体中的电流面密度。对于有注入“净”电流为的截面:

为等效差模干扰电流通过两共模绕组时产生磁通在磁芯中相互抵消之效果,对模型对称轴r轴施加磁力线平行边界条件(第一类边界条件),对于磁位齐次第二类边界条件FEM自动满足:

迫使磁力线平行于r轴,即沿空气路径形成回路,此为漏感形成的前提条件(见图4)。另外,模型最外层施加无限远标志以提高计算精度。

若在共模绕组1中导线截面加载电流有效值I,频率变化范围0.15~30MHz,利用ANSYS的SEN-ERGY宏指令可求得各材料区域的磁场能量之和Wm,即共模绕组1输入到空间又不参与能量传输的全部磁能:

由此,漏感:

为得到大小适宜的漏感值,可以根据2.1节中理论进行反复修改模型中的结构尺寸,为EMI滤波器的设计带来便捷,且提取的漏感值精度高。

3 滤波器漏感数值的提取与分析

3.1 漏感提取

实验选择Agilent 4395A网络分析仪,将共模绕组2短路条件下测量共模绕组1的电感即为漏感,测试实验台和模块如图5所示。

(1)共模绕组为单层时,结构尺寸见表1。

单层3、4、5匝共模绕组漏感Lσ的测量值、FEM数值计算和解析法计算分别如图6所示。

(2)共模绕组为双层时,结构尺寸见表2。

双层6匝共模绕组漏感Lσ的测量值、FEM数值计算和解析法计算如图6(d)所示。

计算和测量结果显示,数值计算值较解析表达式计算值精确度更高。当频率f>10M以上时,由于各种干扰的影响,数值计算值与测量值偏差较大,精度也变差。所幸的是漏感抑制的差模干扰信号主要存在于频率段1~10MHz之间,10MHz以上主要为共模干扰[12]。因此,设计漏感时高频段不是考虑重点。

3.2 漏感分析

为更好地得到理想的漏感值,本文针对表2所示结构尺寸的双层共模绕组,定量分析了其漏感值与共模绕组各结构尺寸的关系,并拟合了各自拟合曲线,(见图7中虚线),给出了近似表达式。虽然该表达式是单个变量在特定磁芯结构下拟合出来的,不具有普遍性,但是其定量分析为探寻漏感值与各尺寸因素相关程度提供了一种途径,使得实际设计差模电感值有章可循。

(1)在不改变其他结构尺寸时,漏感值与绕组匝数N1的平方几乎成正比,这与定性分析吻合(见图7(a))。

(2)在不改变其他结构尺寸条件下,漏感值为两侧绕组层间间距e线性相关,由比例系数k2可知漏感对该尺寸的变化很敏感(见图7(b))。

(3)在不改变其他结构尺寸时,漏感值与同侧绕组层间间距f线性相关,但由比例系数k3可知,其对漏感的影响并不大(见图7(c))。

(4)在不改变其他结构尺寸时,漏感值与绕组导线厚度b线性相关,由比例系数k4可知,漏感对该尺寸的变化最敏感(见图7(d))。

由此得到,漏感对各结构尺寸参数因素敏感程度不一。在实际设计中,绕组的匝数由共模电感值所要求,一般很难改变,因此调整漏感值可以通过以下途径:

(1)在保证导线截面积不变(导线截面积由通过的最大电流决定)的情况下改变导线厚度,但实现较为繁琐。

(2)通过垫绝缘层调整绕组层间间距,容易实施。

实际设计差模电感时,可先确定绕组的匝数和导线厚度,而后用两侧绕组层间间距粗调差模电感值,最后通过同侧绕组层间间距细调。由此,准确得到设计所要求的差模电感值。

4 结论

为精确设计并实现环形平面EMI滤波器中的差模电感即共模漏感,从而有效抑制EMI传导差模噪声,本文以差模电感为研究对象,分别给出了其求解的解析法和有限元模型,并在此基础上分析了影响差模电感的主要结构尺寸因素,得到以下结论:

(1)在差模噪声主要频率段1~10MHz内,漏感提取的数值计算法用于差模电感的设计,精确度很高;有限元模型中的尺寸可方便地更改,在保证精度的前提下,为设计调整差模电感值带来方便。

(2)漏感与绕组匝数的平方成正比,与导线厚度、同侧绕组层间间距和两侧绕组层间间距线性相关。由于绕组匝数的不可更改性,漏感的调整只能依赖于后三者的改变。

(3)实际实现差模电感时,可通过先粗调后细调的方法不断调整差模电感值,使得整个实施过程有章可循。

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集成EMI滤波器的研究篇3

目前电源产品都是朝着频率高、体积小、重量轻的方向发展,这就要求尽量减小其内部每一个元器件的体积,因此EMI滤波器必须适应电源产品小型化的发展需求。采用平面磁集成技术可以将滤波器中的差共模电感从结构上集成到一起,进而减少磁性元件的数量、减小体积、提高功率密度。图1所示即为开关电源EMI滤波器的典型结构,它既可以滤除共模噪声,又可以滤除差模噪声。文献[1]利用三个磁环和两个绕组提出了一种差共模集成滤波器,大环采用高磁导率铁氧体材料构成共模电感,小环采低磁导率铁粉芯材料构成差模电感;该结构需要两种磁芯材料,且体积较大,不易于平面化。文献[2]通过分析文献[1]提出了一种基于“四”字形磁芯的差共模集成滤波器,该滤波器性能与文献[1]提出的滤波器性能相同,同时实现了平面集成,但该集成滤波器的磁芯需要开模,市面上买不到这种磁芯。本文将文献[2]的“四”字形磁芯两侧柱合在一起,利用市面常见的平面EI磁芯实现差共模电感的集成,仿真及实验结果表明,该磁芯结构的平面差共模集成电感具有较好的滤波效果。

1集成差共模滤波器原理分析

图1为利用EI磁芯实现的差共模集成电感结构示意图,电感L1和L2的绕组完全相同,差共模电感是利用共同的绕组,不同的磁路来实现的。

1.1差模噪声的消除

集成电感L1和L2分别利用中柱和侧柱构成差模电感,消除差模噪声。如图1所示,电感L1和L2流过差模电流idm时,在EI磁芯侧柱分别产生差模磁通φdm,两个侧柱产生的φdm大小相等方向相反,两者不能通过各自绕组相互耦合,只能借助磁芯中柱形成闭合磁路,差模电感量的大小依靠磁芯中柱气隙gc的大小来调节设计。图2为消除差模噪声情况下电磁场有限元分析验证仿真磁通分布图;其中磁芯为铁氧体EI22,气隙为1.45 mm,绕组激励为幅值为1 V、频率为100 kHz的交流信号;仿真结果表明,集成差模电感在流过差模电流其电感量是L1和L2漏电感的大小。

1.2共模噪声的消除

集成电感L1和L2利用两个侧柱实现耦合构成共模电感,消除共模噪声。如图1所示,电感L1和L2流过共模电流icm时,在EI磁芯侧柱分别产生差模磁通φcm,两个侧柱产生的φcm大小相等方向相同,两者相互耦合,耦合度大小取决于气隙gc的大小。此时,电感L1和L2实现的是非解耦合集成。图3为消除共模噪声情况下电磁场有限元分析验证仿真磁通分布图,仿真结果表明,集成电感L1和L2的耦合度为0.93。

1.3集成差共模滤波器等效电路

根据图1利用磁路-电路对偶变换法可建立如图4(a)所示等效磁路(这里是共模等效磁路,差模等效磁路与共模相比只是磁势方向发生变化),进一步可导出如图4(b)所示的等效电路。从等效电路可以得到

$L_{c m} = \frac{Ν^{2} (R_{c} + R)}{R (2 R_{c} + R)}$ (1)

$L_{d m} = \frac{Ν^{2}}{R + R_{c}}$ (2)

图5是利用图4等效电路构成的EMI滤波器基本电路,图中差共模电感量是上面有限元分析得到的数据。利用Saber软件仿真得到的插入损耗曲线如图6所示,其中ILdm为差模插入损耗曲线、ILcm为共模插入损耗曲线。

2实验结果

实验参数:差模、共模电容大小如图5所示;差模电感Ldm=120 μH,共模电感Lcm=1.38 mH;源阻抗和负载阻抗均为50 Ω;输入端施加约1 V交流小信号,在频率为10 kHz、100 kHz、200 kHz、1MHz时,输出波形如图6所示。不同频率时输出波形幅值如表1所示。由图6和表1的对比可以看出,集成滤波器具有较好的滤波效果。

3结论

本文提出了一种利用EI磁芯集成的差共模滤波器,在原理分析的基础上建立了集成差共模滤波器的等效电路,磁场和电路仿真以及实验结果表明利用EI磁芯集成的差共模滤波器具有较好的滤波效果,为推动EMI滤波器向集成及平面化方向发展提供了又一种技术支持。

摘要：提出了基于平面EI磁芯的差共模EMI集成滤波器,分析了差共模滤波器的集成原理,进行了电磁场有限元分析仿真验证,推导建立了集成差共模滤波器的等效电路、电路仿真及实验结果,表明利用EI磁芯集成的差共模滤波器具有较好的滤波效果。

关键词：滤波器,平面磁集成,差模,共模

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开关电源EMI滤波器设计篇4

1 开关电源EMI产生机理

1.1 开关电源的电磁干扰源

(1)开关管产生干扰。

开关管导通时由于开通时间很短及回路中存在引线电感,将产生较大的du/dt和较高的尖峰电压。开关管关断时间很短,也将产生较大的di/dt和较高的尖峰电流,其频带较宽而且谐波丰富,通过开关管的输入输出线传播出去形成传导干扰;

(2)整流二极管反向恢复电流引起的噪声干扰。

由于整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用,二极管导通角变小,输入电流成为一个时间很短,而峰值很高的尖峰电流,含有丰富的谐波分量,对其他器件产生干扰。二级滤波二极管由导通到关断时存在一个反向恢复时间。因而,在反向恢复过程中由于二极管封装电感及引线电感的存在,将产生一个反向电压尖峰,同时产生反向恢复尖峰电流,形成干扰源;

(3)高频变压器引起EMI问题。

隔离变压器初、次级之间存在寄生电容,这样高频干扰信号很容易通过寄生电容耦合到次级电路,同时由于绕制工艺问题在初、次级出现漏感将产生电磁辐射干扰。另外,功率变压器电感线圈中流过脉冲电流而产生电磁辐射,而且在负载切换时会形成电压尖峰;

(4)二次整流回路干扰。

开关电源工作时二次整流二极管、变压器次级线圈和滤波电容形成高频回路,向空间辐射噪声;

(5)元器件寄生参数引起的噪声。

主要是开关管与散热片、变压器初、次级的分布电容及其漏感形成的干扰。

1.2 共模、差模传导干扰路径

共模干扰主要为相、中线干扰电流通过M1漏极与散热片之间的耦合电容通过接地线形成回路,差模干扰则在相线与中线间形成回路,干扰路径如图1所示[1]。

参阅资料对比发现,如果将设计的EMI滤波器置于电网电源与Lisn之间,可以滤除来自交流电网的传导性性电磁干扰[2,3],但是并没有考虑开关电源电路中的传导性共、差模电磁干扰和输出信号中的强尖峰干扰。因此,有必要在开关电源输出端添加EMI滤波器用来进行干扰抑制,如图2即文中提出的开关电源相对应的二阶无源EMI滤波器结构。其中,开关电源输出为DC 30 V±1%。

2 应用PSPICE软件仿真

2.1 滤波器输入输出结果比较

如图2所示开关电源输出端接二阶无源EMI滤波器,利用电压探头可以测量滤波器输入、输出信号,仿真结果如图3所示。

如图3所示,开关电源输出电压信号经过EMI滤波器后几乎没有衰减,对图3局部放大如图4所示。输出信号尖峰干扰完全滤除,同时由于该滤波器元器件采用TDK模型,均考虑了元件高频寄生参数的影响,因而更贴近实际的工程应用。一般开关电源设计中在变压器次级都有尖峰抑制器[2],但输出纹波电压稍大,若去除尖峰抑制器直接使用该滤波器后纹波电压减小约80%。

2.2 传导共模、差模干扰信号分析

如图5所示为典型的Lisn电路图,对于工频(50 Hz或60 Hz),电感感抗很小,电容容抗很大,因而交流信号可几乎无衰减的通过Lisn,而高频信号可很好的被阻隔。这里利用Pspice电压探头通过Lisn可以很容易的分离共模、差模信号。

探头探测到的电压由相线或中线电流流过50 Ω电阻形成的[4],具体表达式为

UL=IL×50=UCM+UDM (1)

UN=IN×50=UCM-UDM (2)

在Pspice中利用算法可以分离出共模与差模噪声,如图6所示。共模噪声低于30 dBμV,差模噪声低于50 dBμV。

为了验证滤波器对CM、DM噪声的抑制作用,可以在滤波器输出端添加图5所示Lisn,分离出共模、差模噪声,如图7所示。

如图7所示,共模噪声最大值为32 dBμV(1 ms),在时域分析7 ms后出现负值。差模噪声电平最大值为3.94 dBμV(1 ms),时域分析3 ms后出现负值,说明在滤波器输出端共模、差模噪声得到了较好的衰减。

2.3 EMI滤波器源及负载阻抗特性对插入损耗的影响

2.3.1 纯阻性阻抗对插损的影响

图8(a)所示,源阻抗Zs为纯阻性,在1 Hz～30 MHz频段插损随着Zs的增大逐渐增大,图8(b)负载阻抗为纯阻性,在低频段插损随着ZL增大逐渐增大,但在高频段负载变化几乎对插损没有影响[5,6]。

2.3.2 感性阻抗对插损的影响

图9(a)源阻抗为纯感性(不考虑寄生参数),随着电感值的增加插损在f>1 kHz 频段逐渐增大,谐振点插损相应提高。但在f<1 kHz,插损几乎不随电感取值的影响。图9(b)源阻抗为感性(考虑寄生参数),插损随电感值的增大而增大,f>1 kHz插损与图9(a)比较下降约30～50 dB,f<1 kHz,低频插损与图9(a)比较略高3～5 dB。图 9(c)负载为纯感性(不考虑寄生参数),随着电感数值逐步增大,插损几乎没有变化,但在1～10 kHz频段插损随着电感增大而逐步增大。当电感取值>100 mH后,出现谐振点,而且随着电感值的增大,谐振点向工频靠近,谐振点出现极大值。通过选取适当的电感来抑制更接近50/60 Hz的低频干扰,前提是负载必须为纯感性。图9(d)中负载为感性(考虑寄生参数),在低频段插损随着电感增大而逐步增大,但在高频段插损几乎没有变化。

2.3.3 容性阻抗对插损的影响

图10(a)中源阻抗为纯容性(不考虑寄生参数),电容越小,整体插损越大,尤其在μF～nF量级,nF～pF量级范围插损低频段增加很快,电容增加到mF量级后,电容变化几乎对插损没有影响。图10(b)源阻抗为容性(考虑寄生参数),电容越小,整体插损越大,相比纯容性源阻抗其在nF量级插损较小,整体上电容的高频寄生参数对插损影响较小。图10(c)中负载为纯容性(不考虑寄生参数),随着电容值逐步增大,其在工频附近插损越来越小,对有用信号的衰减变小,但在高频范围负载电容变化对插损几乎没有影响。图10(d)中负载为容性(考虑寄生参数),随着电容值逐步增大,其在工频附近插损越来越小,相比图10(c)说明电容高频寄生参数对插损影响很小。比较图8～图10,源阻抗特性在频段1 Hz～30 MHz整个对插损影响很大,而负载阻抗特性只在1 Hz<f<39.8 kHz频段对插损有影响,其在39.8 kHz<f<30 MHz频段插损不随负载变化。电感的寄生参数对插损影响大,电容的寄生参数对插损影响较小。容性阻抗无论作为源阻抗还是负载,都极大的改善了滤波器的低频滤波效能,一定程度上弥补了无源滤波器低频滤波较差的缺点,尤其是作为源阻抗使得滤波器整体滤波性能有了提高。

2.4 寄生参数对滤波器插损影响

理想的EMI滤波器元器件均采用纯电容纯电感并没有考虑其高频寄生参数,而实际使用的集总参数元件存在高频寄生参数,这里给出两种情况下滤波器插入损耗曲线对比,假设负载为纯阻性,如图11所示。

当f>3.1 MHz后,由于寄生参数的影响,插入损耗曲线偏离理想插损曲线,但整体插损依然很高,如图11所示。在频率高达5 GHz时依然有53.6 dB的插损,说明滤波器在高频甚至特高频频对噪声抑制能力。

3 结束语

提出的二阶无源EMI滤波器,完全滤除了开关电源输出端的尖峰干扰,其对开关电源传导性共模、差模噪声干扰体现了较强的抑制作用。同时,分析了源、负载阻抗特性对滤波器性能的影响,采用TDK元器件模型的滤波器使得理论的仿真更贴近实际工程应用。

摘要：分析了一种典型的开关电源电路,利用Pspice软件对其传导电磁干扰进行仿真研究,以TDK公司提供的元器件模型,提出了一种二阶无源EMI滤波器,完全消除了电路输出信号中的尖峰干扰,抑制了开关电源电路中的共模、差模噪声。同时,研究源和负载理想、非理想阻抗特性对滤波器插入损耗的影响,具有一定的意义。

关键词：开关电源,寄生参数,尖峰干扰,TDK

参考文献

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[5]姜保军,孙力,赵克.EMI滤波器阻抗失配与EMI信号的有效抑制[J].电机与控制学报,2006,10(3):252-256.

平面EMI滤波器篇5

关键词：高频开关电源,电磁干扰,有源共模EMI滤波器

开关电源由于其高质量、高效和多样的电能变换作用等诸多优点,目前已广泛应用于工业和民用领域。然而由于使用功率开关器件以及开关电源本身产生的电磁干扰,导致开关电源内部的电磁环境越来越恶劣,同时对周围的电子设备及电源本身的正常工作造成了威胁。此外,开关电源高频化是其发展的方向,高频化使开关电源小型化,然而,开关电源在高频化的同时却产生更加严重的电磁干扰,由于体积、功耗等问题,传统的无源EMI滤波器在很多时候已不能满足滤波技术的需要,有源EMI滤波器由于其在体积、功耗、重量方面的明显优势和易于集成的优点,很适合当前对开关电源等电力电子装置发展的需要,必将成为发展的趋势,有源EMI抑制技术将为解决开关电源的EMI问题提供了新思路。

1 有源共模EMI滤波器的基本原理

有源EMI滤波技术的原理框图[1,2]如图1所示,其中,loop1表示不采用滤波器时的共模电流路径,此时共模电流i1将通过分布电容Cp全部注入地。而采用有源共模EMI滤波器ACEF(Active Commonmode EMI Filter)将产生一个反向的补偿电流,为i1提供低阻抗分流支路loop2,理想情况下i3=i1,可使流入地的共模电流i2为零,从而达到衰减共模电流的目的,满足电磁干扰标准和要求。采用的ACEF其基本原理为先采样共模信号,然后通过反馈,动态地输出一个与所采样的噪声电流相反的补偿电流,其实质是为共模电流提供一个极低阻抗的内部回路[3],是一个对噪声信号进行实时补偿的过程。U1为参考电压输入量,S1为开关管Q1产生的脉冲波环节。

2 ACEF设计

2.1 设计思想

以反激式开关电源为研究对象,对上述提出的ACEF进行设计与研究。其结构见图2,采用电压检测和电流补偿的方式。当ACEF工作时,通过采样网络采样到共模电压给运算放大器,运放输出的电压由补偿网络转化成补偿电流i3以补偿共模电流i1,理想情况下i3=i1,这样就实现了A、B两点之间的电位差UAB=0,从而使得大部分共模电流都沿着i3方向流过,使i2很小,达到抑制共模噪声的目的。设计时在AB间串接一个电容Cy,Cy连接于反激式开关电源原副边之间,对共模噪声具有较好的抑制效果。

2.2 电路设计

ACEF具体电路构成如图3所示。

它主要是由一个宽带高速运算放大器构成的,由于运放反相端和同相端之间“虚短”,使得电容C2和变压器原副边之间的耦合电容串联,故可通过电容C2采样到共模电压,并输入到运放的反相端,再经运放反馈网络以及电容C4和电阻R4,即可输出一个反方向的动态补偿电流,从而使共模电流在ACEF网络内部循环,从而大大减少了流入地的共模电流,达到衰减甚至消去共模电流目的[4,5]。

3 ACEF实验波形

为了证明上述设计的ACEF滤波效果,下面将对本次所设计的开关电源运用在ACEF电路上进行实验分析,并测试不同情况下电压UAB波形。实验将分为下面五种情况:(1)Cy两端直接断路;(2)Cy=680 pF;(3)Cy=3000 pF;(4)Cy两端直接短路;(5)Cy用ACEF代替。在上述五种测试条件下所观察到的波形如图4所示。开关电源在额定负载(即输出电压U0=6.5 V,输出电流I0=4 A)条件下运行。

从图4可以看出,在电路加上ACEF后,A、B两点之间的电压UAB有大幅度的衰减,表明ACEF对共模干扰有比较明显的抑制作用,也证明了本文研究的ACEF思想是可行和有效的。

4 结语

针对传统无源EMI滤波器存在的不足和问题,结合实际应用,研究了开关电源ACEF有源滤波新技术,并具体设计、制作和实现了有源滤波器,通过电路仿真和理论分析,证明了所研究的ACEF电路的有效性。

本文研究的有源共模EMI滤波器技术不仅能有效地抑制共模干扰,还满足了开关电源物理特性的要求。实验证明有源EMI滤波器工作稳定,滤波效果良好。而且由于所用的元器件比较少,并没有占据非常大的空间,使得整体结构紧凑,滤波器的体积有了明显的减小,符合开关电源进一步发展的要求。

在开关电源体积越来越小,功率密度越来越大的趋势下,EMI/EMC问题成为了开关电源稳定性的一个关键因素。EMI有源滤波技术从电磁干扰的传播途径出发来抑制干扰,可滤除多种原因产生的传导干扰,消除干扰源和受扰设备之间的耦合和辐射,切断电磁干扰的传播途径,是一种抑制尖脉冲干扰的有效措施,同时EMI有源滤波器也是电子设备设计工程师控制传导电磁干扰和辐射电磁干扰的首选工具。

参考文献

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平面EMI滤波器篇6

近日, 中国航天科工二院201所成功攻克EMI电源滤波器检测全参数测试, 填补了国内在该领域的空白。

目前, 由于电磁兼容的要求EMI电源滤波器随着DC/DC变换器的大量使用越来越多的被采用, 开展EMI电源滤波器的检测方法研究具有非常现实的意义。但国内没有针对单个军用EMI电源滤波器的测试方法, 导致EMI电源滤波器关键参数的测试一直无法实现全参数测试。二院201所经过方案论证、调研、软硬件开发、比对试验等一系列工作, 最终实现了DVMC28、HFD-CE03F两款EMI电源滤波器插入损耗参数的测试, 同时形成了一套10k Hz~30MHz单个EMI电源滤波器的全参数测试方法, 填补了在该领域的空白。形成的测试方法兼具实用性和可扩展性, 为后续大规模开发和研究奠定了基础。电源滤波器测试能力的提升使电源类产品的测试更为全面, 为整个电路的可靠性提供了保障。同时新门类的开发将为企业带来丰富的经济效益和社会效益。

平面EMI滤波器篇7

1 电力线载波通信电磁兼容问题分析

1.1 电磁兼容分析模型

一个电子系统如果能与其他电子系统相兼容的工作,也就是不产生干扰又能忍受外界的干扰则称为该电子系统与区环境电磁兼容。对于一般的电磁兼容问题的基本分析模型如图1 所示。

对于PLC系统来说,干扰源要整体考虑。不仅包括PLC设备,而且要考虑当信号加到电力线上时,由于电力线是一种非屏蔽的线路,有可能作为发射天线对无线通信和广播产生不利影响。此外还要考虑多种PLC 设备间的相互影响。PLC的耦合途径是非常复杂的,是不同的途径相互作用的结果。总体上分为两种,一种是空间的辐射,对应的被干扰设备是无线通信和广播信号;另一种是沿电力线的传导骚扰,主要造成对电能质量的影响。因此PLC 系统的电磁兼容问题涉及多个PLC 系统的共存,以及与无线网络的共存等。

1.2 PLC系统电磁干扰产生机理

由于电力线的特性和结构是按照输送电能的损失最小并保证安全可靠地传输低频(50 Hz)电流来设计的,不具备电信网的对称性、均匀性,因而基本上不具备通信网所必须具备的通信线路电气特性。而PLC系统所产生的电磁干扰问题正是由于电力线的这种对地不对称性产生的[1]。

电力线产生干扰的机理有两种(如图2),一种是电力线中的信号电流Id(差模电流)回路产生的差模干扰,另一种是电力线上的共模电流Ic产生的共模干扰。差模电流大小相等方向相反,因此一般近似认为由其产生的电磁场相互抵消。而共模电流的方向是一致的,其产生的电磁场相互叠加[2],所以电力线的干扰主要来自共模干扰。

1.3 改善PLC系统电磁兼容性的主要措施

(1) 充分利用或改善PLC系统电力线的对称性

PLC系统的辐射强度取决于PLC网络或其电缆的对称性。高度对称线路的特征是异模电流与共模电流的比值很大,故辐射非常小。可以选择对称性好的导线,例如4芯电缆,但此法不适用于室内网络,而且成本较高。

(2) 减小PLC系统中高频信号的功率谱密度

减小PLC信号的功率谱密度(PSD)能降低辐射电平,但不影响总的发送功率。因此,PLC系统适宜采用宽带调制技术,但其扩频效率受电力线低通特性的限制。

(3) 合理选择调制技术

OFDM是一种高效的调制技术,其基本原理是将发送的数据流分散到许多个子载波上,使各子载波的信号速率大为降低,从而提高抗多径和抗衰落能力[3]。

(4) 合理设计EMI滤波网络

将滤波器安装在紧邻变压器和紧邻家庭用户的连接点上,或者直接在电力线调制解调器内部引入滤波器[4]。这样既可以保持PLC信号的异模传播,又可以阻止PLC信号进入辐射效率高的导线或其他附接设备。本文将主要对EMI滤波网络进行研究设计。

2 滤波电路设计

基于以上对于电力线通信电磁兼容性的分析,可以在电力线通信系统的收端接一个EMI滤波器,用以抑制系统所产生的共模干扰。由于两根电力线不可能完全重合,也就是说差模电流所产生的电磁场不能完全抵消,所以在设计滤波电路时,也应考虑到差模干扰的抑制。

EMI滤波电路基本网络结构如图3所示。

图3中,差模抑制电容为C1和C2,共模抑制电容为C3和C4,共模电感为L,并将共模电感缠绕在铁氧体磁芯圆环上,构成共模扼流圈。共模扼流圈对于共模信号呈现出大电感具有抑制作用,而对于差模信号呈现出很小的漏电感几乎不起作用[5]。由于干扰信号有差模和共模两种,因此滤波器要对这两种干扰都具有衰减作用。其基本原理为:

(1) 利用电容通高频隔低频的特性,将电源正极,电源负极高频干扰电流导入地线(共模),或将电源正极高频干扰电流导入电源负极(差模)。

(2) 利用电感线圈的阻抗特性,将高频干扰电流反射回干扰源。

3 实验结果

在图3滤波电路中取差模电容C1,C2为7 000 pF,共模电容C3,C4为0.015 μF,共模扼流圈磁芯采用锰-锌铁氧体,每路绕30匝,电感量为3.7 mH。

3.1 EMI滤波网络滤波性能仿真

图4为干扰噪声随频率关系的模拟仿真,由此可见干扰信号的频率越高,则干扰信号通过该滤波网络后衰减越大。共模干扰的频率一般在2 MHz以上,所以说该滤波电路能对共模干扰起到良好的抑制作用。

3.2 EMI滤波网络输出结果分析

当采用输入为24 V,输出为12 V,功率为25 W的开关电源模拟输入信号时,用带宽为20 MHz的示波器测得滤波前后信号纹波分别为50 mV和5 mV。由此可见该滤波网络对干扰信号衰减了20 dB,良好地抑制了电路中所产生的干扰噪声。

4 结语

电力线通信技术作为一种强有力的手段,有着雄厚的发展基础和广阔的市场,应有其使用和生存的发展环境和空间。但是,低压电力线并不是专门用来传输通信数据的,它的拓扑结构和物理特性都与传统的通信传输介质(如双绞线、同轴电缆、光纤等) 不同。它在传输通信信号时信道特性相当复杂,负载多、噪声干扰强、信道衰减大,通信环境相当恶劣。目前还有很多亟待解决的问题,例如PLC的电磁辐射问题,调制技术和编码技术的改进,通信信号衰减的抑制等。本文研究的EMI滤波电路旨在抑制接收端由于共模电流和差模电流产生的共模和差模干扰,今后还有待于结合电磁原理,在PLC设备和网络的电路及电磁辐射特性等方面做深入研究。

摘要：电力线通信是一个正在发展的崭新学科,但由于电力线传输的无屏蔽性,给电力线通信带来严重的电磁干扰与电磁兼容问题。在深入分析了电力线通信系统产生电磁干扰的主要原因的基础上,对EMI滤波电路进行了设计研究,并通过实验验证了该滤波网络对于抑制电力线载波通信EMI的可行性。

关键词：电力线载波通信,电磁兼容,共模干扰,EMI滤波

参考文献

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