信号质量检测（共12篇）
信号质量检测 篇1
摘要：信号到达检测对接收系统非常重要, 它直接关系到解调所需的参数。文章利用相关理论, 以PN序列为前导字, 给出了前向数据辅助的同步算法。
关键词：到达检测,PN序列,仿真
信号到达检测对接收系统非常重要, 若能正确检测到信号的到达, 就能迅速恢复解调所需的参数, 进一步地能够迅速实现帧同步和跳频同步。
接收端所用的位同步恢复、频偏恢复等算法都是针对有用信号而言的, 当信号未到达, 对噪声进行同样计算时, 会改变所用算法中参数寄存器的值、偏移算法初始状态, 导致有用信号到达时不能迅速估计出所需的解调信息, 所用环路不能快速稳定, 最后产生误码, 如果情况恶劣的话, 还会影响帧同步和跳频同步。
(一) 信号到达检测估计
信号是否到达一般是通过检测导频中所包含的特殊信息来判断的。在发送端, 数据信号前将添加一定符号长度的导频信息, 用于接收端的信号到达检测及有关解调参数的初始估计。导频在一个跳频包中的位置如图所示:
本设计选用m序列通过映射产生相关性能较弱的前导字序列。
假设在高斯白噪声信道下接收到的信号为, 其中xn为已知的PN序列, 其值为±1, wn为高斯白噪声, 均值为0, 方差为σ2。
则可以计算出:
如果信号没有对齐, 利用PN序列的相关的特性
如果仅仅收到噪声, 没有信号, 则有, 可以计算出:
(上接第42页)
假设我们设置一个门限k, 使它满足当信号到时, ;仅仅有噪声或信号没有对齐时, 。根据以上分析结果有。对于N=64, 最小信噪比为0dB的系统有。
要让接收信号与PN序列充分的对齐, 还需要做以下操作:
1. t-1时刻的接收信号与PN序列的互相关值的绝对值要大于t-2时刻的;
2. t-1时刻的要大于t时刻的。
找出接收信号与PN序列互相关最大值的时刻。
(二) 性能仿真与测试结果
分析:在仿真中, 跳频包长M=200, 在特定位置50加入前导序列;采用8倍采样的平方根升余弦匹配滤波器滤波。从上图中看到, 接收信号与前导序列的互相关值在50这个位置出现峰值, 突破门限, 说明前导序列在这个点到达。
(三) 结论
本文利用相关理论, 以PN序列为前导字, 给出了采样率为8情况下的前向数据辅助的同步算法。该算法应用几十位的前导字就能快速、有效地估计出信号的到达, 因而, 特别适合于突发同步系统。
参考文献
[1]I.Gurantz, S.Blake, E.Hoversten, and J.Petranovich.“A high performance multiple data rate burst modem for satellite packet communication”[C], EASCON Conference Record, Nov.1981.
[2]A.J.Viterbi, A.M.Viterbi:Nonlinear estimation of PSK modulated carrier phase with application to burst digital transmission[J].“IEEE Trans.On Info.Theory”, Vol.IT-32, May1986, p.419-422.
[3]郑大春, 相海格.一种全数字QAM接收机符号定时和载波相位恢复方案[J].通信学报, 1998.07.
[4]刚强, 刘乃安, 刘增基.高速突发通信零中频接收技术研究[J].西安电子科技大学学报, 2002.02.
[5]门爱东, 杨波, 全子一.数字信号处理[M].北京:人民邮电出版社, 2006.01.
信号质量检测 篇2
DTMF 信号的产生与检测
指导老师：
申艳老师
时 时
间：
2014 年 年 7 月 月 18 日
设计任务书 双音多频 DTMF（Dual Tone Multi Frequency）信号是在按键式电话机上得到广泛应用的音频拨号信令，一个 DTMF 信号由两个频率的音频信号叠加构成。这两个音频信号的频率分别来自两组预定义的频率组：行频组和列频组。每组分别包括 4 个频率，据 CCITT 的建议，国际上采用的这些频率为 697Hz、770Hz、852Hz、941Hz、1209Hz、1336Hz、1477Hz和 1633Hz 等 8 种。在每组频率中分别抽出一个频率进行组合就可以组成 16 种 DTMF 编码，从而代表 16 种不同的数字或功能键，分别记作 0~9、*、#、A、B、C、D。如下图所示。
图 1-1 双音多频信号编码示意图 要用 DSP 产生 DTMF 信号，只要产生两个正弦波叠加在一起即可；DTMF 检测时采用改进的 Goertzel 算法，从频域搜索两个正弦波的存在。
实验目的 掌握 DTMF 信号的产生和检测的 DSP 设计可使学生更加透彻的理解和应用奈奎斯特采样定理，与实际应用相结合，提高学生系统地思考问题和解决实际问题的能力。通过对 DSP信号处理器及 D/A 和 A/D 转换器的编程，可以培养学生 C 语言编程能力以及使用 DSP 硬件平台实现数字信号处理算法的能力。
技术指标及设计要求
基本部分 1)使用C语言编写DSP下DTMF信号的产生程序，要求循环产生0~9、*、#、A、B、C、D对应的DTMF信号，并且符合CCITT对DTMF信号规定的指标。
2)使用C语言编写DSP下DTMF信号的检测程序，检测到的DTMF编码在CCS调试窗口中显示，要求既不能漏检，也不能重复检出。
3)DTMF信号的发送与接收分别使用不同的实验板完成。
发挥部分 1)
使用一个DSP工程同时实现DTMF信号的发送和检测功能。
2)
改进DTMF信号的规定指标，使每秒内可传送的DTMF编码加倍。
3)发送的DTMF信号的幅度在一定范围内可调，此时仍能完成DTMF信号的正常检测。
方案完成情况
在实现基本要求的基础上，我们又完成了发挥部分的全部要求：能够实现在一个 DSP 实验箱上同时实现自发自收，基本能实现无差错传输。通过改变处理信号的点数 N 的数值实现了 DTMF 信号编码加倍，能够在一秒内传送够多的数据。通过 gel 添加滑动条的方法实现输入信号幅度可调，并实现判决门限的自适应处理，能随着幅度的变化自动调整门限的值，进而了判决传输信号的正确性。
设计内容
DTMF 信号的的定义 双音多频(DTMF)信号是由两个不同频率的信号叠加而成,设V(t)为DTMF信号、 t V H和 t V L 分别为构成V(t)的两个信号,则它们应满足关系式(1)。
V(t)= t V H + t V L
(1)根据CCITT建议,国际上采用697Hz、770Hz、852Hz、941Hz、1209Hz、1336Hz、1477Hz、1633Hz8个频率,并将其分成两个群,即低频群和高频群。从低频群和高频群中任意抽出一个频率进行叠加组合,具有16种组合形式,让其代表数字和功率,如表3-1所列,则有关系式(2)。
V(t)=AsinH t+BsinL t
(2)其中AsinH t为低频群的值,BsinL t为高频组的值,A、B分别为低频群和高频群样值的量化基线，具体见表2-1。
Lf
Hf
1209 1336 1477 1633 697 1 2 3 A 770 4 5 6 B 852 7 8 9 C
941 * 0 # D 表2-1
DTMF频率及其对应的键值
DTMF 信号 生成方法
利用采用数学方法产生 DTMF 信号 buffer[k]= sin(2*pi*k *f0/fs)+ sin(2*pi*k *f1/fs)
（式 2-1）
f0 为行频频率，f1 为列频频率，fs 为 8000 采样频率，k 为对信号的采样。
利用两个二阶数字正弦波振荡器产生 DTMF 信号（本课程设计实际采用方法）
DTMF 编码器基于两个二阶数字正弦波振荡器，一个用于产生行频，一个用于产生列频。向 DSP 装入相应的系数和初始条件，就可以只用两个振荡器产生所需的八个音频信号。典型的 DTMF 信号频率范围是 700～1700Hz，选取 8000Hz 作为采样频率，即可满足 Nyquist条件。由数字振荡器对的框图，可以得到该二阶系统函数的差分方程
（式 2-2）
其中 a1=-2cosω0，a2=1，ω0=2πf0 /fs，fs 为采样频率，f0 为输出正弦波的频率，A 为输出正弦波的幅度。该式初值为 y(-1)=0，y(-2)=-Asinω 0。CCITT 对 DTMF 信号规定的指标是，传送/ 接收率为每秒 10 个数字，即每个数字 100ms。代表数字的音频信号必须持续至少45ms，但不超过 55ms。100ms 内其他时间为静音，以便区别连续的两个按键信号。编程的流程如图 1 所示，由 CCITT 的规定，数字之间必须有适当长度的静音，因此编码器有两个任务，其一是音频信号任务，产生双音样本，其二是静音任务，产生静音样本。每个任务结束后，启动下一个任务前（音频信号任务或静音任务），都必须复位决定其持续时间的定时器变量。在静音任务结束后，DSP 从数字缓存中调出下一个数字, 判决该数字信号所对应的行频和列频信号，并根据不同频率确定其初始化参数 a1=-2cosω0 与 y(-2)=-Asinω0。该流程图可采用 C 语言实现，双音信号的产生则由 54x 汇编代码实现。整个程序作为 C 5 4 x 的多通道缓冲串口（McBsp）的发射串口中断服务子程序，由外部送入的 16000Hz 串口时钟触发中断，可实时处理并通过 D / A 转换器输出 DTMF 信令信号。
图 2-1 DTMF 编码流程
DTMF 信号的检测方法 DTMF信号的检测方法可以有多种。主要分为从信号时间域处理和从信号频率域处理两大类。
前一种方法包括：过零点位置检测法、信号峰值位置检测法、过零点位置及信号幅值检测法。其特点是实现简单，可以通过MT8880等芯片加上外围电路实现，易于集成化。缺点是易受干扰，对信噪比要求高。现在广泛应用于一般的脉冲拨号电话机。通过神经网络等辅助判别方法可以大大提高信号的识别率。
后一种方法包括：频率判断、能量判断两类。频率判断主要通过滤波器提取DTMF相应的频率信号进行比较判断，滤波器可以用窄带、低通、高通滤波器，应用方式可以有并联、级联、混合联接等方式。能量判断是直接对DTMF信号相应的能量进行计算，找出高、低频率群中最强的信号，进行判断，包括有DFT法（Discrete Fourier Transform）、FFT(Fast Fourier Transform)、Goertzel法等。
本次实验我们采用的是能量判断法，并采用了 Goertzel 算法。
设计方案、算法原理说明
Goertzel 算法原理
Goertzel算法信号解码是将两个音频信号提取出来，并通过他们的频率，确定所接受的DTMF数字。原来使用模拟技术音频信号频率进行检测，一般通过模拟电路进行过零点检测，通过零点计数完成对输入信号的频率检测。在数字信号检测电路中，一般使用频域计算技术代替时域信号处理。我们可以直接通过付立叶变换，直接得到输入的信号频率。信号各个频率分量的幅值直接计算可以使用DFT。对于N点数据序列{x(n)}的DFT为: 1 N ,..., 1 , 0 k , W n x k XnkN1 N0 n
（式 3-1）
如果用FFT算法来实现DFT计算，计算将涉及复数乘法和加法，并且计算量为 N Nlog2。虽然我们可以得到DFT的所有N个值，然而，如果希望计算DFT的M个点，并且M< N log 2 时，可以看到，直接计算DFT则更加有效。下面我们用到Goertzel法，是一种直接计算DFT有效的方法。我们应用Goertzel算法对DTMF信号的检测，并且对其进行改进。
Goertzel算法，从根本上说，是计算DFT的一种线性滤波算法，它可以通过调整滤波器的中心频率和带宽，直接计算出DFT的系数。
Goertzel算法利用相位因子 kNW 的周期性。我们可以同时将DFT运算表示为线性滤波运算，由于kNNW=1，我们可以用该因子对公式(4)(DFT表达式)两边相乘，得到: m N kN1 N0 mkNNnkN1 N0 nkNNW m x W W n x k X k X W
（式 3-2）
我们注意到，上式就是卷积形式。可以定义序列 n Y K 为: m N kN1 N0 mkW m x n Y
（式 3-3）
显然，Yk(n)就是长度为N的有限长输入序列 n Y K 与具有如下单位脉冲响应的滤波器的卷积: n u W n hknN k
（式 3-4）
可以看到，当n=N时，该滤波器的输出就是DFT在频点 kN2k 值 即
N nKn Y k X
（式 3-5）
我们可以通过比较式(6)和式(7)来验证上式。对于单位脉冲响应为 n h k 的滤波器来说，其系统函数为: 1 kNkz W 11z H
（式 3-6）
这个滤波器只有一个位于单位圆上的极点，其频率为 kN2K 。因此，可以使用输入数据块通过N个并行的单极点滤波器或者谐振器组来计算全部的DFT,其中每个滤波器有一个位于DFT响应频率的极点。
因此，对于式(7)的卷积计算，我们可以使用差分方程形式来表示用式(9)给出的滤波器，通过迭代的方法计算 n Y K，从而得出DFT的计算结果: 0 1 y , n x 1 n y W n yk kkN k
（式 3-7）
计算涉及复数加法和复数乘法，计算量大。由于我们只需要计算幅值信息，而不关心相位信息。我们在单位圆上另外引入一个极点，与原有的极点形成一对共扼极点。将两个滤波器组成一对复数共轭极点的谐振器。原有的单极点滤波器计算方式变成形如式(10)的方式。其系统函数为: 2 11 kNzz z N k 2 cos 2 1z W 1z H
(式 3-8)上式中:N / k j2 KNe W，为差分方程的系数。由于引入了复数共扼极点，避免了式(9)中复杂的复数加法和复数乘法。
显然，对式(10)无法进行直接计算。为了便于计算实现，我们引入中间变量 n Q k，将式(9)表示为差分方程形式: n x 2 n Q 1 n QNk 2cos 2 n Qk k k
（式 3-9）
式中，初始条件为: N ,..., 1 , 0 n , 0 2 Q 1 Qk k
1 N Q W N Q N Y k XkkN k k
（式 3-10）
其中，Nk 2kNe W
Goertzel 算法改进与实现 Goertzel算法是计算离散傅立叶变换的方法，需要计算的频率点数不超过21092 N时Goertzel算法将比FFT(Fast Fourier Transform)更为有效。Goertzel算法相当于一个二阶IIR滤波器，(10)式是它的转移函数我们可以根据(10)式画出改进Goertzel算法的模拟框图，如图 3-1所示 + ++ N2nk2cos1z n x1z -1Q(n)Q(n-1)-KNW Q(n-2) n y k
图 3-1
Goertzel算法的模拟框图 图2中可看到，整个计算过程分为两部分:前向通路式(11)和反馈通路式（12)。显然，对于式(11)的递推关系计算需要重复N=1,?，N重复N+1次，但是式(12)中的反向计算只需要在n=N时计算一淡。每次计算只需要计算一次实数乘法和两次实数加法。所以，对实数序列x(n), 由于对称性，用这种算法求出X(k)和X(N-k)的值需要N+1次实数乘法运算。
我们现在可应用Goertzel算法完成实现DTMF解码器了。由于有8种可能的音频信号需要检测。所以需要至少8个由式(9)给出的滤波器，将每个滤波器调谐到这8个频率值上。在完成信号判决时，我们并不需要相位信息，只需要幅值信息|X(k)|。因此，对式(12)两边进行平方，计算幅度的平方值|X(k)| 2。我们将递推方程式(9,11, 12)进一步简化，得到滤波器计算的前向部分的简化表达方式，即滤波表达式的分子项部分: 由于我们只需要幅值信息，不需要相位信息，因此，对前向部分进行改进，输出幅度平方值。
1 N Q N QNk 2cos 2 1 N Q N Q N y N y k Xk k2k2k k k2
（式 3-1）
改进 Goertzel 算法原理小结 在式(12)中可以使用A, B分别代替递归项，令 1 N Q Ak ， 2 N Q Bk 将离散付里叶变换DFT的改进计算过程总结写为: k2 22kABcoef B A N y
（式 3-2）
其中
kN2cos 2 coef k， 2 2kk X N y
可以看到，由于上面两式中: 忽略相位信息，使用实数运算，无复数运算。等式右边全部是实数运算，大大提高了运算速度，降低计算量。
实际实现中误差分析
舍入误差问题 我们再次回到公式 3-1 进行分析：
1 N Q N QNk 22cos 1 N Q N y N y k XK K2K k k2
（式 3-1）
简单地说，在实际的DSP实现中将使用（4）式和（6）式来得到DTMF信号的频谱信息，（4）式实际就是一个递归线性滤波器的表达式，它在n=0…N之间进行循环。每N个样点对公式（6）进行了一次计算。
在这个算法中，DTMF频率（f i）变换成了离散傅立叶系数（k）,它们之间存在如下关系：,Nkffsi
这里，N是滤波器的长度，f s 是采样频率。在给定的采样频率下，我们可以通过调整N和K值，得到相应的DTMF频率（if）上的能量幅值。
但是，由于k和N是整数，有可能不能取到合适的DTMF频率（f i）。实际上，计算时如果采用FFT变换，计算字长N将被限定为2得n次方，每次计算可以同时得到N/2个频率点的幅度值。而对于DFT或Goertzel算法来说，对于N长度的算法，其可以分辨的最高频率为采样频率的一半。其输出序列为
{X(0)、X(1)……,X(N)} 对应的信号计算频率为f i ,i=0,1,…，N。所以，我们可以知道，可计算的信号频率存在一定的限制。式（4-12）给出了Goertzel算法的频率分辨率。对于不是正好在输出序列计算点上的信号频率，其计算结果分布在相近的频率值上，将会出现泄漏，这不是我们所期望的。
计算字长 N 的问题提出 N和k的选择不同，计算的误差会有很大不同。缩小N值，将显着减少计算量，所以N值的选取，是完成实时计算的核心。
在相关文献中，N值的选取也有很大的不同。有使用16个106字长计算完成信号监测及语音检测的，也有使用105字长或205字长完成Goertzel算法完成检测的，由此我们提出这样一个问题，在文所利用的Goertzel算法中，进行DTMF信号检测的最佳字长是多少？ 由采样频率公式可知，在采样率一定的情况下，N值的取值同时决定Goertzel算法计算时对应的频率，即Goertzel滤波器的中心频率。通过改变N值，计算出我们感兴趣的对应一组k值，即完成DTMF频率检测。但是，由式（14）可知k取整数，计算中心频率的位置与实际的DTMF频率必然会产生一定的舍入误差。我们将Goertzel算法中的中心频率与实际的DTMF频率的差值定义为D。可以计算出D的最大值为 Dmax=2Nf s,当k的误差 k =时，对应的频率百分比为：dtmfs2Nff,dtmff为所需计算的DTMF频率。
这实际上是DTMF频率位于“所计算的信号窗口的边缘”。当N值取较大值时，同时采取较高的采样频率可以取得较准确的检测结果，但是也加大了计算量。
由于N的取值，影响了计算时的Goertzel滤波器的中心频率的位置。实际应用中，首先需要确定N，同时对应不同的DTMF频率，取相应的k值，通过Goertzel算法，得到相应的X(k)。可以看到，N的取值是Goertzel算法设计DTMF信号检测器的关键，它直接决定了检测器的性能及对ITU建议的满足性。以下讨论在满足ITU要求的情况下，寻找的N值的过程，同时，我们在这里讨论的是误差的百分比，因此，可以通过计算点数的误差百分比来估计频率的百分比。
Goertzel 算法中 N 的选择要求 N的选择应考虑如下的因素：
频率偏移度不但要求主瓣宽度存在一定的范围之内，同时也和计算窗口中心频率有关。Goertzel算法种计算长度N的取值也影响到计算窗口中心频率的取值。
例如，如果N=125，f s
=8000Hz,对于770Hz信号的完成检测，频域分辨率为8000/125=64Hz,ITU规定的对于频率误差大于%的信号拒识，即对于770Hz信号为中心，宽度为到。的频率分辨率将矗立的信号为为中心，其他范围的频率则不满足规定要求。
舍入误差的寻优 根据siffN k ，在Goertzel算法进行递归计算时k要取整数，因而存在舍入误差。舍入误差是随机和离散的，不同的N值和不同的f i 舍入误差是不同的，因此造成的频率的偏移也是不同的。由于k的舍入误差反映的是频率的偏移，因此必须兼顾每个频率，选择k舍入误差小得N值。表3-1列出了当N=125时，不同的频率k值的舍入误差，表3-2列出了当N=205时，不同的频率k值的舍入误差.信号频率（Hz）
k 计算值 k 相对偏差（%）
679
770
852
941
1209
1336
1477
1633
表3-1
N=125时不同的频率值k的舍入误差
信号频率（Hz）
k 计算值 k 相对偏差（%）
679
770
852
941
1209
1336
1477
1633
表3-2
N=205时不同的频率值k的舍入误差 由于k的舍入误差反映的是频率的偏移，因此必须选择k舍入误差小的N值。同时还要兼顾每个频率，每个频率k舍入误差都比较小，或者尽可能的都取“舍”或者都取“入”，这样就会使偏移比较小或者都向同一个方向偏移。
复杂度比较
直接计算离散傅里叶变换，对于每一个k值，需要4N次实数乘法及4N-2次的实数加法，N点的傅里叶变换需要24N 次实数乘法及N(4N-2)次实数加法，因此，采用直接法计算的计算复杂度为O(2N)。
对于Goertzel算法来说。其输入的X(n),Wk,是复数，每计算一个新输出Y值需要做四次实数加法和四次实数乘法。由于我们只需要幅值信息，对于相位信息可以忽略，通过变换得到幅值信息。因此，共需要N+l次实数乘法，计算复杂度为O(MN)。
对于单个解码器来说，对于每次成功完成DTMF信号解码的时间估计十分重要。通过对解码器的处理时间估计，我们可以得到其处理性能，通过对处理性能评价，就可以预计单个解码器工作时可以承载的最大信道个数。在这里，定义DTMF解码器成功完成两个DTMF信号解码之间所耗费的时间可以这样估算: 每处理一个采样样本的时间间隔允许的最大值为:
ssf1T 125 s
（式3-3）
前向计算所需的时间为：sT N
可以看到，计算时间主要决定于计算字长N。对于每一个需要检测的频率，都必须进行(N+4)次实数乘法和(N十2)次加法。检测8个DTMF频率需要的总共的计算量为:(8N+ 32)次乘法与(16N十16)次实数加法。
算法流程图
图 4-1 程序算法流程图
源程序注释
初始化程序 rn“,ch);
}
else
中DTMF-SEND&RECEIVE,双击，即可加载.out 文件。CCS 将程序装载到目标 DSP 上，打开显示程序反汇编指令的 Disassembly 窗口。选择 Debug/Go Main，从主程序开始执行。最后单击 Debug－Run（或按 F5 键）运行程序。
图 6-10 下载 gel 文件
图 6-11
程序编译成功
图 6-12
将程序下载到实验箱
图 6-13
程序运行
图 6-13
打开 gel 文件滚动条
实验结果及图像 本次实验中，我们通过一台电脑循环产生 0——9、A、B、C、D、*、#，在另一台电脑上会循环显示检测到的 DTMF 信号，即循环显示 0——9、A、B、C、D、*、#。
下面我们从时域和频域两个角度观察一下检测信号的波形：
使用 CCS 中 Graph 显示 发送端的时域图形参数设置及显示结果如下所示 ：
：
图 6-14
发送缓存区图形参数设置（时域及频域）
图 6-15 发送缓存区时域图形显示
图 6-16 发送缓存区波形频谱显示
检测端的时域图形参数设置及显示结果如下所示 ：
：
图 4-17 检测缓存区图形参数设置（时域及频域）
图 6-18 发送缓存区时域图形显示
图 6-19 发送缓存区波形频谱显示
.2
使用虚拟仪器显示
图 6-20 发送端信号时域波形
图 6-21 发送端信号频谱 7.遇到的问题及解决方法 【 问题一】
】
新建工程时头文件路径不匹配，文件编译出错。
解决方法：在菜单栏中选中 Project-Build Options-Compiler-preprocessor-Include Search Path，添加正确路径即可。
【 问题二】
】
数据类型定义不当导致 cmd 文件中，内存分配不足，文件编译出错。
解决方法：打开 Debug 中的.map 文件，观察缓存溢出情况，修改 cmd 文件内存分配。
【 问题三】
】
声卡抽样频率设置有误，导致虚拟仪器观察输出波形时，出现多余频谱分量。
解决方法：打开，更改波特率设置，即采样频率设置为 8K 后，输出信号频谱正常。
【 问题四】
】
信号幅度控制与自适应阈值选取衔接有误。
解决方法：算法有误，后采取合理算法即原域值 30%+倍第二大频点的幅度平方值 70%（thresh=thresh*+*(linshi[1]*），信号检测正常。
【 问题五】
】
阈值选取不当，无法正常检测输出信号。
解决方法：经过多次尝试并修改阈值，最终选取合理阈值，正常判决、检测以及显示结果。
8.心得体会
刘璐：
双音多频DTMF信号是在按键式电话机上广泛应用的的音频信号，由于我家里最早接触的就是固话，一开始对这个题目比较感兴趣，就选择了这个题目。
通过看课件与查阅资料逐渐懂得了DTMF信号产生与检测的原理，熟悉了利用CSS这款软件和DSK板调试的过程。刚开始只知道按部就班的把过程操作一遍，后来通过学习也渐渐知道添加的*.lib,*.h这些文件的意义所在，比如(支持C语言运行的库)、、（是使用dsk板所需的库），c5400/cgtools/include里面含有dsp通用头文件，与硬件无关，而c5400/dsk5402/include中是硬件专用头文件等等。还有关于C语言在DSP课程设计中的应用和以前大一所学习的简单常用的C语言还是很有些区别，要掌握好编程还需要学习和努力。还有一个体会就是最后几天要接到实验板实在很困难，早上起的很早可能也没法借到板子来调试。
这次实验收获很大，掌握了一些对于CCS的运用，学习了DTMF信号的产生与检测的原理，学习了C语言的编程在dsp中的应用，真正体会到了DSP芯片强大的运算和处理能力，并且这次的课程设计不仅仅让我们学会如何使用DSP芯片以及应用，更是给我们今后在实际解决或系统设计时提供了一种设计思路，可根据不同系统的设计要求采用性能要求不同的DSP处理芯片来解决实际问题，同时有效地锻炼和提高了我们的软件编程能力。
总之，此次的课程设计使我收获颇丰，不仅掌握了 DTMF 信号的相关知识与 CCS 的操作，更锻炼了我处理问题的实际能力和思考问题的方法，这也必将对日后的科研相关工作奠定积极的意义。最后感谢老师对我的耐心细致的指导，谢谢老师。
9.参考文献 [1]高海林 钱满义编写《DSP技术及其应用》清华大学出版社 [2] 陈后金等 《信号分析与处理实验》 高等教育出版社
大型考试环境信号检测的研究 篇3
摘要：随着高科技的发展及应用，大型考试中经常发生作弊事件，作弊手段也越来越先进，极大的影响了考试的公平性。本文叙述了几种考试环境信号检测的研究及预防作弊的方案。
关键词：高科技 考试环境 检测
0 引言
随着电子技术的不断发展，无线电业务的应用领域得到飞速发展，对国民经济和国防建设等方面发挥着重大的作用。但也存在不法分子利用考试工作的漏洞和考生走捷径的心态，有组织地进行考试作弊。随着高校办学规模和在校生数量的不断扩大，面对纷繁多样的考试项目，大学生考试作弊现象也在不断蔓延，这给高校的教学质量、教学管理带来很大的冲击和影响。
1 目前，主要的作弊手段分为以下几种
1.1 无线摄像系统。考生利用微型无线摄像系统将题目内容实时影像发送到考场外，中转站接收影像后，利用互联网将题目分发到若干人员配合做答案；中转站得到答案后，利用无线对讲通信系统发射送答案。这种作弊形式通常将摄像系统伪装成像普通的橡皮擦、文具盒、荧光笔等形状，具有体积小，反探测、反屏蔽、待机时间长、不易辨别、发送距离远等特点。如图1无线摄像系统。
1.2 对讲系统。主要由对讲机、转发模块、接收天线和无线耳塞四大部分组成，供电系统一般采用6节1.5V的5号电池。对讲机可以发射610.025MHz-614.999MHz频段16-20个，可以发射功率0.6W左右，数码管显示设置发射频道号信息；接收转发器部分隐藏在考生身上的衣物，通过转发器接受进行转发，而且能多频道接受对讲机信号，接收设备为天线和耳塞，天线位直径约0.6米，高约1.2米左右，重量轻，耳塞为圆锥形，便于隐蔽。特点：对讲系统出奇制胜的使用我国国家规定以外频率；发射时间短，间断开机；信号微弱且不稳定，流动性大；使用迷你耳机配合全塑手机，具有极大的隐蔽性；一般是高智商团伙作案，有专家作技术支持，有一定的反监测能力。如图2背心式耳机。
1.3 宽频无线电通信系统。信号传递中，采用宽频传输技术，即多路传输信号，实现多个频率同时发射传输作弊信号。现阶段屏蔽均采用点扫描方式，从50.000MHZ-650.000MHZ进行逐频递增扫描屏蔽，扫描步进0.001MHZ，由于扫描速度极快，如果使用一个固定的频率进行传输作弊信号，屏蔽器扫描到此频点时，频段将被屏蔽，但是采用宽频传输技术，同时有多个频点进行同步传输，如果屏蔽器还是用点扫描，最后总有频点不被屏蔽，考生照样接收到作弊信息。这种作弊形式使用的接收设备更完善，采用最新的骨导声音还原技术成果，不再使用传统的各类价格高昂而易损的电子耳机。使用时只须将设备贴近头部或项部任意骨头处即能接收到接近广播音质的清晰声音。针对如此多样且科技含量较高的作弊工具与手段，高校和通信管理部门也积极采取了相应的防范设备与防范措施。下面介绍几种常用的防范设备与措施及防范预案，希望能够给考务管理工作者提供一些帮助，为考生提供一个公平公正的考试环境。
2 几种常用的防范设备与措施及防范预案
2.1 防范设备
2.1.1 金属探测器。金属探测器是一种专门用来近距离探测金属的仪器，除了用于探测有金属外壳或金属部件之外，还可以用来探测的隐藏在耳中或头发力的无线隐型耳机，但是对于非金属通信设备的检测有些力不从心。
2.1.2 信号屏蔽器。目前，信号屏蔽器是防范无线电作弊的最有效的措施，不仅能够对手机和小灵通信号进行有效的屏蔽，还可以对普通对讲机信号进行屏蔽。
2.1.3 监考大师。这个特别的装备只有烟盒大小，有一根天线，是一款新型无线信号机探测仪器，集监测、定位、监听、录音4大功能于一体监考大师对利用隐形耳机等高科技作弊手段具有监听和探测功能，它可以及时准确地探查出考场中的作弊通讯设备，而且不会释放任何对人体有害的辐射。
2.1.4 无线电监测车和便携式监测接收机。无线电监测车理论上是可以探测到0.000000MHZ－2400.000000MHZ的所有模拟无线电信号。但是，如此大范围的无线信号有上亿个点，无线电监测车是不可能做到对所有频段都进行监测的，一般在实际使用中都是重点监测民用频段，具体来说指130-170;400-470的无线信号，但由于近来来500MHZ和600MHZ的大量使用，很多地方也重点加强了对此段频率的监测。
2.2 防范措施 通过对考场无线电信号作弊的分析，我们发现考试无线电作弊需要各种无线电设备的环环相扣、无线电波的畅通传输才得以成事，我们打破其中的任何一环，就能切断信息传输通道，使作弊不能得逞。
2.2.1 排查设备。考场无线电作弊中使用各种无线电发射和接收设备。接收设备很少有信息泄露和丢失，故较难排查，因此我们主要以发射设备作为排查目标。对于场外的发信单元，其使用的频段从VHF直至1000MHZ，正好落在通信管理局无线电监测设备范围内，是我们查找的重要方向，其具备较强的移动能力，通常采用交叉定位和场强逼近相结合的方法查找。由于转发设备在考生的身上，其发射单元辐射是未经调制的音频信号，频率低，覆盖范围多在1米左右，所以还可以通过监考老师使用监考大师来巡查考场中的转发设备。
2.2.2 阻断传播 在大型考场开始前，需要对大型考场提前做好无线电的现场监测，可以摸清考场周围的电磁环境，形成考场电磁频谱样本库，为考试过程的监测提控比对基准。在考前要做好现场干扰测试，干扰效果评估，对干扰方案制定提供依据。大型考试无线电作弊发射单元发10-1000MHZ的无线电波，功率0.1-30W左右，我们选择高功率的干扰源作为压制，采用接收机在这些频段不停进行扫描，出现异常信号时，与电磁频谱样本库进行比对，如果库中不存在此数据，将其记入不明信号数据库，干扰发射机将根据不明信号数据库的频率进行干扰。对明确的作弊信号，立即采用干扰机单独对其进行干扰，如果有需要还可以进行测向定位。频率偏差可以有一定的误差，目的是使作弊信号无法正常传送作弊信息。
2.3 防范预案 ①明确分工，落实责任；维护设备，正常运行；熟悉环境，机动灵活；应急演练等预案的制定。②加强各相关单位的联络，作好部门联动工作。③加强巡逻，主设备热备份。
由于利益驱动、考生心态不正和制度不完善，作弊和反作弊成为一种游戏，新技术、新材料和新工艺等不断引入作弊中，作弊手段多样化、更先进的方向发展，需要我们紧跟技术发展、牢牢掌握其发展动向，解放思想、大胆创新，维护考试的公平、公正。
脉搏信号的干扰段检测与质量评估 篇4
脉搏信号能反映人体心脏与血液系统的生理变化,蕴含丰富的人体生理病理信息。然而,脉搏信号采集经常受到环境噪声,运动伪迹以及数据缺失等的影响而产生干扰段,造成监测信号参数估值错误,导致监护仪发出误报警。据统计,目前监护仪的错误报警率高达86%,居高不下的误报警严重影响监护仪的监护效果,造成医生患者对监护仪报警的麻痹大意[1,2]。检测脉搏信号中的干扰段并对脉搏信号进行质量评估,对信号的进一步分析处理有着重要的意义。
针对脉搏信号中干扰段引发的监护仪误报警问题,许多学者开展了研究,提出一些信号质量评估的方法,以便检测并分析质量好的信号,去除或不信任质量差的信号[3,4]。Sukor等[5]提出,运用形态学分析算法进行PPG(Photoplethysmogram)信号的质量评估,通过决策树将信号质量分为三个等级,该方法需要检测脉搏信号的多个特征值,算法复杂性较高。 Karlen等[6]用脉搏间的互相关系数作为PPG信号质量评估因子,由相关系数的非线性函数计算出每个脉搏的质量等级。该方法能够较好判断信号质量,但信号存在干扰时该算法需要不断初始化,使得信号的质量判断存在间断部分。李桥等[7]提出了脉搏信号的融合质量评估算法,通过DTW(Dynamic Time Warping, DTW)对每个脉搏信号伸展或压缩,提取几种与信号质量相关的特征,应用多层感知器神经网络对信号质量进行判断。该算法能够判断脉搏信号质量,但准确率较低。而且该方法对于脉搏信号的分割采用幅度阈值和间期阈值,当脉搏信号存在较高噪声干扰时, 难以实现单个脉搏波的准确分割。
针对以上问题,本文提出了一种脉搏信号干扰段检测与质量评估方法。根据脉搏波特征创建标准脉搏波形,运用信号归一化及符号化原理对所创建的脉搏波进行处理,得到用于干扰段检测的脉搏波符号化模板,用归一化和符号化原理处理采集的脉搏信号,得到采集的脉搏信号的字符串,脉搏波符号化模板与上述字符串运用DTW原理,生成DTW匹配矩阵,DTW距离值反映信号的干扰程度。由训练数据统计得到干扰段DTW检测阈值,用于脉搏信号干扰段的判断,基于信号的干扰程度评价信号质量等级。通过实际数据对此算法进行实验验证,评价算法准确性和复杂性。
1方法
1.1脉搏信号的符号化
脉搏信号属于微弱的信号,采集过程中容易受到仪器和人体等方面的影响,含有工频干扰、基线漂移、运动伪迹等噪声信号。这些噪声的叠加污染造成脉搏信号存在干扰,严重影响了脉搏信号的分析与处理[8]。针对这类噪声信号造成的干扰,利用脉搏信号存在干扰无规则性这一特征,提出用脉搏信号模板匹配法检测干扰信号。利用时间序列的归一化、降维采样以及符号化表示对脉搏信号进行预处理。
首先,对脉搏信号进行归一化,使脉搏信号在同一参考系下进行衡量与对比。设原始脉搏信号为一个长度为n的时间序列,表示为A=[A1, A2, …, An],通过式(1)对原始序列进行归一化计算,将归一化后的时间序列表示为B=[B1, B2, …, Bn]。
其中,Bmax与Bmin表示序列A的规范化范围,即分别为规范化后序列B的最大值与最小值。此处规范化范围取值为[-1, 1],即Bmax=1,Bmin=-1。Amax与Amin即为该段序列A的最大值与最小值。
然后,采用分段聚合近似(Piecewise Aggregate Approximation,PAA)方法对脉搏信号序列进行时间序列的降维[9]。选择的降维率(Dimension Reduction Rate,DRR)越高,降维后的信号越简单,但是对原始信号的描述则不够充分;选择的降维率越低,原始信号信息丢失越少,但信号处理复杂度较高。因此要根据实际信号处理需要选用合适的降维率,通过大量实验,本文被测信号的降维率为40%。即将B序列降维表示为S=[S1, S2, …, Sm],其中m=(1-DRR)n。降维表达如式(2)所示:
最后 , 对降维后的序列S , 通过符号化表示为离散的字符串,进一步降低算法以及脉搏信号分析的复杂性,便于匹配计算。本文符号化字母表大小定为6,选用0、1、2、3、4、5数字表示, 数字之间的差值直接可作为两列符号化序列的距离值。例如,字符串012345与字符串501234之间的距离为:5+1+1+1+1+1=10。根据序列规范化范围,计算符号化分段阈值范围。本文设定的规范化范围为[-1, 1],选定符号化数字表大小为6,分段阈值则为:d=|-1-1|/6=1/3,则符号化分段阈值取为:-0.65、-0.35、0、0.35、0.65。
1.2脉搏信号匹配模板生成
脉搏信号主要由主波 、 重搏波以及重搏波前波组成,根据脉搏波的这些特征,已有学者研究证明,可以通过3个不同参数的高斯函数叠加产生脉搏信号[10,11]。利用式(3)~(5)所示的三个高斯函数的叠加,即可得到脉搏信号的匹配信号。
构成主波、重博波和重博前波的高斯函数分别为式(3)、(4)、(5),由式(6)得到的脉搏波作为脉搏信号的匹配信号,如图1所示。
为便于干扰段检测,运用1.1节所述方法,可得建模脉搏信号的符号化字符串如图2所示。
设建模脉搏信号的符号化字符串为C1,由图2可见,C1={0,3,5,4,4,2,2,2,0,0}。通过对符号化后的字符串进行分析处理,实现脉搏信号的干扰段检测。
1.3基于DTW的干扰段检测
相似性度量是衡量两序列相似性的依据,干扰段即为由噪声影响而造成脉搏信号失去原有特征的信号段,则干扰段检测可以认为是相似性度量过程。目前,时间序列的相似性度量主要是基于距离的度量, 常用方法是欧几里得距离(也称欧氏距离)。但欧氏距离不适用于两时间序列时间轴不能完全对齐的情况,所以选用一种新的相似性测量方法——动态时间扭曲法(DTW)。
DTW距离可以支持序列在时间轴上的伸缩和弯曲,不要求两比较序列长度上的一致性[12]。设时间序列T=[T1, T2, …, Tk]和R=[R1, R2, …, Rl],则可构建一个k*l阶的矩阵,矩阵中第(i, j)个元素就是两序列的点Ti和点Rj之间的距离值d(Ti, Rj),其中d(Ti, Rj)=|Ti-Rj|。若两时间序列X=(3, 4, 5, 6, 3, 3)和Y=(1, 3, 2, 1),则X和Y的动态扭曲累积距离矩阵计算过程如图3所示,终结点处的累积距离则为两序列的动态时间扭曲距离值。
脉搏信号干扰段检测算法的实现,依赖于脉搏信号的分割。信号的归一化和PAA分段降维处理降低了信号的维度,对归一化和分段降维预处理后的信号运用差分求极大值即可检测出此时信号的峰值,根据信号检测出的峰值,对预处理后信号进行分割,分割后的信号段做离散符号化处理,用脉搏信号模板与每个分割信号段进行匹配检测,根据干扰段检测阈值则可检测出脉搏信号的干扰段。
1.4脉搏信号质量评估
通过对信号波形特征分析和噪声特征分析,得到反映信号质量高低的信号质量指数(Signal Quality Index,SQI),实现信号的质量评估。
在脉搏信号的质量评估中,李桥等将脉搏信号质量分为三个等级,即好、一般和差,分别用E、A和U表示。本文根据所采集信号与模板信号的DTW距离值评估信号质量,即DTW距离值越大表示信号质量越差,距离值越小则表示信号质量越好。将脉搏信号的质量划分为5个等级,用0、1、2、3、4这几个质量描述子作为信号质量指数来分别表示信号质量很差、 较差、差、一般、好。根据实验得到信号质量等级阈值,由质量等级阈值判断信号质量等级,由此可以得到每个脉搏波形的信号质量指数,由信号质量指数可绘制出信号的质量等级曲线,质量等级曲线可直观反映脉搏信号各个波形的质量等级。
2实验数据与实验方法
2.1实验数据
综合考虑采集对象各种因素对算法的影响,实验数据选自Physio Net网站的MIMICⅡ数据库[13,14]。 数据库中包含104例成年患者的脉搏信号,脉搏信号共计1 437组,采样频率为125 Hz。信号质量由专家标注,分为质量好、质量差、以及质量不确定三部分。实验中只选用被标注的质量好与质量差的两部分信号(共计1 055组),并且对信号做升采样处理, 实验所用采样频率为250 Hz。为了检验干扰段检测算法的有效性,实验加入了由MIT-BIH/Physio Net/Noise Stress Test数据库提供噪声信号(采样频率250 Hz),包括基线漂移(数据名称:bw)、肌电干扰(数据名称:ma)及bw和ma中含有的工频噪声。
2.2实验方法
采用文献[7]中所用的融合质量评估实验方法, 即实验数据共计1 055组,选择554组作为算法训练数据,剩余501组数据为算法验证数据。以12 s的数据为一个处理窗口,首先对窗口内数据进行归一化处理,然后对归一化后的信号进行基于PAA的分段降维处理,降维率为40%,通过1.3节所述算法对信号进行分割,对分割后的信号段进行符号化处理,用干扰段检测算法检测出干扰段,由干扰段检测算法形成的DTW矩阵得出信号质量等级。并将本文算法与文献 [7]提出的脉搏信号质量算法进行准确率的比较。
在干扰段检测算法实验中,为了检验算法的有效性,在1 055组数据加入不同程度的MIT数据库中噪声信号。根据实验结果,分别统计训练实验和验证实验,计算干扰段检测算法的准确率和敏感度。
3实验结果
3.1干扰段检测
对1 055组数据进行实验,各信号中干扰段由专家标注。统计出各组信号中的干扰段个数、算法检测出的干扰段(The Number of Detected,DN)、误检(False Positives,FP)的干扰段以及漏检(False Negatives,FN)的干扰段个数,最终计算出所提出的算法干扰段检测的准确率(Accuracy Rate,AT)、 敏感度(Sensitivity,Se),准确率与敏感度计算公式分别为式(7)和式(8)。将554组训练数据和501组验证数据都分为5组,进行结果统计与显示。
表1所示为1 055组实验数据中干扰段所占比例 (简称:干扰段占空比,Interference Period of Duty Ratio,IDUR)。表2所示为1055组实验数据的干扰段检测统计结果。
由表2中的准确率和敏感度可知,本文提出的干扰段检测算法准确率高,当信号存在严重干扰时算法仍能够有效检测信号干扰段。
3.2质量评估
用本文算法对1 055组数据进行质量评估实验, 在554组训练实验中,该算法准确率为94.22%(554组信号中,正确判断出的信号质量共计522组);在501组验证实验中,算法准确率为96.81%(501组信号正确判断出485组信号质量)。而文献[7]所提脉搏信号质量评估算法,在进行相同的实验时,训练实验中算法的准确率为88.1%,验证实验中算法准确率为91.8%。由此可见,本文算法质量评估准确率明显较高。
比较两种算法,文献[7]提出的算法中,脉搏信号的初始模板由信号本身训练产生;在进行质量评估时,与正常脉搏信号存在一定偏差,而且在对信号分割时,采用幅度阈值和间期阈值,对于不同的脉搏信号,信号分割存在偏差,故本文所用的脉搏信号质量评估准确率更高。同时,文献[7]中质量评估方法采用四个质量评估因子融合计算脉搏信号质量,算法复杂度高于干扰段检测的脉搏信号质量评估。本文算法原理可以用于心电、血压等信号的质量评估。
如图4所示,为实验中一组信号的质量等级分布曲线。由图可见,图中脉搏信号反映出该段信号中有4个质量等级。当信号存在干扰时,脉搏信号质量明显下降,质量等级曲线直观反映了信号的质量等级。
4结束语
信号质量检测 篇5
4结束语
通过上文的论述，我们可以清楚地看出目前我国广播电视的信息传输技术还是有待提升的，不仅仅是技术本身具有局限性，就连传播的途径和方式都需要一定的自由，与现代化网路技术相比，广播信号的传播可以说是比较传统而古板的。因此要想提升我国广播电视信号的传输功能，就应该不断开发新的信号传输技术，使得广播电视的信号传输具有更加广泛的功能。但是广播电视是一种及时将真实信息传递给人们的一种很好的途径，而且广播电视信号的传播技术目前已经有很好的研究方向，同时，相对于不同的传输技术也已经有了很好的检测方式，如果能够保证广播电视信号的传输和检测技术都应用自如，那么整个广播电视质量就会有本质的提升。所以说，提升我国广播电视信号传输和检测技术的质量，让更多的人能够及时获取到真实的信息，只有这样，才能提升广播电视的存在感，让更多的人重视广播电视的发展，还有利于我国广播电视事业的发展。
参考文献
[1]李金群，王明慧.论广播电视无线发射与安全播出[J].新闻论坛，（01）.
浅谈铁路信号设备故障的检测方法 篇6
【关键词】铁路；信号设备；检测
信号故障的检测有多种方法，归纳起来大致有两类：基本方法和特殊方法。
基本方法就是常说的电压法、电流法和电阻法，即利用万用表等测量仪器对电路中的电压、电流或电阻进行测试——通过电压的有无、大小、极性等，判别设备及线路的通断和工作状态；通过对环路中电流的检测，判断线路是否混线、短路、断路及其它异常情况；通过测量无电压和电流的两点间的电阻，并与正常值进行比较，来分析设备及线路的状态。
特殊方法是指根据不同的设备和设备的不同情况，利用特殊的手段对设备、电线路进行观察、分析、推理，检测和判断，从而找出故障点。信号电路中常用的特殊方法有：
1.比较法：当信号设备的某部分故障时，通过与其它相关或相类似的设备或电路的动作现象进行比较，以确定故障的性质和范围。比如，当列车进路排不出时，可以排调车进路进行比较；长调车进路排不出时，可以排其中的短进路进行比较。通过排列各进路时出现的不同现象来判断是公共电路问题还是独立电路问题，从而缩小故障范围。
2.取中法：通过测量一段电路中的中点（或中部）电压或电阻，能将故障范围缩小一半。如图1。
图1中，假设1J、2J之间断路，找KZ电源时，可借助电源KF先测量线路中点是否有KZ电压，这样就把故障范围缩小了一半；点没有电压，再测量中部，即找出了断路点。
现场信号设备故障时，我们常常先在分线盘上测量故障设备的电压或电阻，以确定故障点是在室内还是室外，就是运用了取中法。
3.观察推断法：通过故障现象、设备状态（动态和静态），依据电路的工作原理、电路动作的逻辑顺序来推断故障部位。这种方法是信号故障处理者必须掌握的。在查6502网络故障时，对设备静态和动态的观察是不可少的，这里说的“静态”是指控制台盘面上的现象和机械室内各继电器的状态，“动态”主要是指继电器的动作过程，含继电器异常动作的时机、状况以及该动作而没有动作的继电器。通过观察，就可以分析并有目的地去检测与故障有关的信号设备，从而找到故障点。
4.排除法：将某一部分设备或电线路添加到另一部分设备或电线路上去，或者从另一部分设备或电线路上去掉，观察故障现象是否出现或消失，以检验添加或去掉的设备或电线路是否正常，从而确定故障范围，这种方法就叫做排除法。
例如，查找6502电气集中网络短路或混线故障，尤其是动态短路故障时，用逐条网络线加上或甩掉的方法，观察故障现象，确定故障范围，用的就是排除法。如图2。
假设ee′两点间短路，查找时，可在电路中任断开一点（一般取中），如c点，而后测量始端AA′间的电阻或电压，可知AC段是正常的；接着向后甩线，如d′…，等等，如此下去，可找到短路点，暂时搁置，继续断开负载另一侧，以找出另一点，从而就找出了电路中的短路连接处。这种方法也叫“疑点排除法”，是查找短路故障的常用方法。
5.推理法：在故障检测中，如果某检测点出现按常理或电路原理不应有的情况，则被视为怀疑对象，这种方法就是推理法。例如，电路在稳态时，若一个继电器某接点组的前后接点有同种极性、同量大小的电源，则这两个接点极有可能短路。
信号设备的联锁试验可以认为是推理法在广义上的运用。比如，在联锁试验时，如果某组道岔单锁时还能单操，那么该道岔的按钮CA61-63接点簧片很有可能未断开，这便是推理法的运用。
6.解析法：将一段电线路分解成若干部分，逐个进行检测；或将一个设备拆成散件，逐个检查，以找出故障点，这种方法叫做解析法。例如，在查找设备接地故障时，可将与该设备有关的线路分断成若干部分，然后对每一部分分别进行测试，以确定故障所在的区域，缩小了故障范围，有针对性地进行查找。控制台上轨道电路闪红轨时，在室外分解钢轨绝缘，查找故障隐患也是解析法的应用。
7.替代法：以规格、型号、参数等相同或相仿的、材质和性能完好的元件或部件代替故障线路中被怀疑的对象，通过故障现象是否消失来判别原元件或部件好坏的方法叫做替代法。对一些瞬间发生即消失的故障处理时，这种方法经常用到。工作中，我们常常用改善设备所处的环境温度、湿度、保持其清洁度等等方法，以降低故障的发生率，这是替代法使用的扩展和延伸。
8.专用仪器法：使用专用仪器、仪表对故障设备进行测试，以观察故障现象或过程，检测故障部位，确认故障点的方法叫做专用仪器法。
例如，日常维修工作中常用轨道电路诊查器查找室外轨道电路短路故障，用电缆故障测试仪查找电缆接地、混线、断路故障等等，都是专用仪器法在信号维修工作中的具体运用。
信号故障的检测，除了上述方法以外，在信号施工的联锁试验时，还常常使用“循线法”、“邻近点点触法”和“换线法”等方法。
“循线法”是指当电路中某一个接线端子有电，而通过导线与此端子相连的下一个端子无电时，可从有电端子开始，沿着导线捋过去，以改正错线点的方法。
“邻近点点触法”是指用电路检测灯探针或万用表的一支表笔在某一接线端子的相邻或附近接线端子上点触，或在该端子所在组合的上、下层内同号侧面端子上点触，若发现不该有电的端子上有电，那么很可能是放线错位。
“循线法”和“邻近点点触法”不方便使用时，可直接放线勾通电路，直至整个联锁试验完毕，这种方法称为“换线法”，本质上是替代法的一种。
信号检测系统的研究 篇7
信号检测方面的研究技术已经很成熟, 但对电路板检测方面的研究还不常见。目前市场上本领域的产品主要有“在线测试仪”[1]、如三航公司的电路在线测试仪GT4040P、英国POLAR公司的在线测试仪T3000, 电路在线测试仪配合电脑使用, 全部智能化, 能够在维修人员缺乏图纸资料或不清楚电路板工作原理的情况下, 对各种类型电路进行测试, 在线检测器件好坏, 迅速检测到电路板上故障器件, 并具有以下特点:
先进的测试技术, 强大的驱动能力, 任何故障原因的电路板皆可修好;
友好简单的中文操作界面, 不需专业训练, 任何人均可;
无需电路原理图, 不必知道器件型号, 任何电路板皆可快速维修。
以上都是“在线检测仪”的优点。但其价格昂贵, 对多层电路板检测有时失误等缺点也不容忽视。而本论文研究的“信号检测系统”方法简单, 所用器件为常见基本元器件。由信号发生、信号检测、信号采集和信号显示四部分组成。主要任务是信号检测和信号显示, 其中信号检测属于信号部分, 信号显示属于软件部分。信号发生分为模拟信号和数字信号。模拟信号由AD 9854电路板产生, 波形可选择:正弦波、三角波等;数字信号由软件LabWindows/CVI产生, 通过数据采集卡[2]NI6024E输出。信号检测包括电源、信号选择、信号输出三部分。信号采集通过数据采集卡NI6024E来实现。最后, 信号显示通过LabWindows/CVI[3]平台来实现显示。
1方法
1.1信号发生部分
1.1.1模拟信号发生
1.1.1.1 AD 9854[4,5]的工作过程
(1) 要保证上电后复位, MasterRESET高有效, 至少持续10个系统时钟周期。
(2) 选择参考信号输入方式, 若采用单端输入方式, REFCLKB应接电源或地。若采用多片9854产生多个相位相互关联的正弦波, 则应该选用差分输入模式, 这样可以减小各个DDS参考时钟间的相位误差。我们选择的是单端输入模式。
选择数据输入方式, 对S/PSELECT管脚置1为并行, 置0为串行, 我们选择的是并行输入方式。
1.1.1.2 AD 9854的安装与调试
(1) 首先把AD 9854的电源接好.使用的是3.3V稳压电源。其中3根接正电压, 另一根接负电压;实际操作时要认真检查好。否则会使电路板损坏。
(2) AD 9854与计算机的连接.使用的是打印机接口线。连接线一头是25标准打印机接口接计算机的打印机口, 另一头是与电路板相接的。若连接好, 电路板上会有灯显示, 说明已与计算机连接好。
(3) AD 9854软件的安装.AD 9854的软件根据相应的系统选择。比如计算机的系统是win2000, 就选择win2000下的AD 9854的驱动。安装完后会提示系统重新启动。重启后就可以使用AD 9854的驱动来设置输出信号的类型、频率等一系列特征了。图1-1为AD 9854驱动的界面。
模拟信号就可以根据我们的设置来输出了。
1.1.2 数字信号的发生
数字信号[6]是用LabWindows/CVI平台编写软件然后由数据采集卡NI6024E输出的。关于LabWindows/CVI我将在后面介绍。
数字信号产生的软件界面见图1-2。其中界面上:“LIGHT”为高地电平的显示灯, 灯亮表示高电平“1”。反之为低电平“0”;“Driver”为采集卡驱动号, 是由采集卡决定的;“UNITY”为产生高低电平的个数;“ON/OFF”为信号产生的开关, “ON”产生信号, “OFF”则不产生信号;“QUIT”为软件的退出控件。图1-3为高电平时的显示。
1.2 信号检测部分
信号检测部分[7]主要是信号, 包括电源、信号选择和输出选择等三部分。信号检测信号三部分关系见图1-4。
1.3 信号采集部分
1.3.1 NI6024E数据采集卡采集检测
Meesurement&Automation带有对采集卡数据采集的检测软件。
1.3.2 模拟输入的检测
我们选择通道“0”连接好信号发生器后, 打开检测装置就可以看到所输入的模拟波形, 如图1-5所示。
则显示模拟输入正常工作。
1.3.3 数字输入/输出的检测
以数字通道“0”为例, 当我们选择“Input”时, 默认的电平为高, 指示灯亮, 当我们输入低电平是指示灯变灭。当我们选择“Output”时默认的电平为低, 我们可以用仪器检测电平是否为“0”, 如图1-6所示。
1.4 信号显示部分
1.4.1 设计步骤
(1) 新建工程项目,
(2) 创建仪器面板,
(3) 修改控件属性,
(4) 产生程序代码与添加函数代码。
1.4.2 模拟信号的显示[8,9]检测
把信号发生器和转接板CB-68LP的接孔“68” (即模拟通道“0”) 和接孔“32” (模拟地) 连接好。就可以通过模拟信号显示系统来显示所输入的信号。如图1-7所示, 输入信号为正弦波信号, 频率为1 kHz, 通过模拟通道“0”输入。扫描速度设置为2 kHz。
如图1-8所示, 输入信号为方波信号, 频率也为1 kHz, 模拟通道“0”输入。扫描速度设置为2 kHz。
经过反复试验, 得出结论。“模拟信号显示系统”可以根据需要正确的显示出所输入的模拟信号。而且方便简单。在实际应用中易掌握灵活。
2 总结
“信号检测系统”的各部分都得到了实现, 从信号发生、信号采集和信号显示整个系统都能得到了实现。能在科研试验中方便的检测电路板的功能, 节省了时间和不必要的麻烦。
适合于各种电路板, 容许板上模拟和数字通路同时存在。
本系统自带显示软件, 使用者不必再担心信号显示的不同步和不完整。
在电子方面科研中, 电路板是不可缺少的。对它的检测更是不能缺少, 检测不通电的印刷电路板对一块有故障电路板而言, 通电检查是不安全的, 甚至是不可能的。此外, 使用传统测试设备, 检测者必须具备足够的电路知识和齐全的设备操作说明书, 但本系统易学简单使用等各方面的优点, 都得到了体现。在实际的使用中能减少大家很多不必要的损失和麻烦。
参考文献
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传输系统信号质量解析 篇8
1 基本概念：抖动和漂移
抖动的一般定义可以是“一个事件对其理想出现的短暂偏离”。在数字传输系统中，抖动被定义为数字信号的重要时刻在时间上偏离其理想位置的短暂变动。重要时刻可以是一个周期为T1的位流的最佳采样时刻。虽然希望各个位在T的整数倍位置出现，但实际上会有所不同。这种脉冲位置调制被认为是一种抖动。这也被称为数字信号的相位噪声。抖动，不同于相位噪声，它以单位间隔(UI)为单位来表示。一个单位间隔相当于一个信号周期(T)，等于360度。假设事件为E，第n次出现表示为tE[n]。则瞬时抖动可以表示为：
一组包括N个抖动测量的峰到峰抖动值使用最小和最大瞬时抖动测量计算如下：
漂移是低频抖动。两者之间的典型划分点为10Hz。抖动和漂移所导致的影响会显现在传输系统的不同但特定的区域。
2 抖动类型
根据产生原因，抖动可分成两种主要类型：随机抖动和确定性抖动。随机抖动，正如其名，是不可预测的，由随机的噪声影响如热噪声等引起。随机抖动通常发生在数字信号的边沿转换期间，造成随机的区间交叉。毫无疑问，随机抖动具有高斯概率密度函数(PDF)，由其均值(μ)和均方根值(rms)(σ)决定。由于高斯函数的尾在均值的两侧无限延伸，瞬时抖动和峰到峰抖动可以是无限值。因此随机抖动通常采用其均方根值来表示和测量。
对抖动余量来讲，峰到峰抖动比均方根抖动更为有用，因此需要把随机抖动的均方根值转换成峰到峰值。为将均方根抖动转换成峰到峰抖动，定义了随机抖动高斯函数的任意极限(arbitrarylimit)。误码率(BER)是这种转换中的一个有用参数，其假设高斯函数中的瞬时抖动一旦落在其强制极限之外即出现误码。通过下面两个公式，就可以得到均方根抖动到峰到峰抖动的换算。
确定性抖动是有界的，因此可以预测，且具有确定的幅度极限。考虑集成电路(IC)系统，有大量的工艺、器件和系统级因素会影响确定性抖动。占空比失真(DCD)和脉冲宽度失真(PWD)会造成数字信号的失真，使过零区间偏离理想位置，向上或向下移动。这些失真通常是由信号的上升沿和下降沿之间时序不同而造成。如果非平衡系统中存在地位漂移、差分输入之间存在电压偏移、信号的上升和下降时间出现变化等，也可能造成这种失真。
数据相关抖动(DDJ)和符号间干扰(ISI)致使信号具有不同的过零区间电平，导致每种唯一的位型出现不同的信号转换。这也称为模式相关抖动(PDJ)。信号路径的低频截止点和高频带宽将影响DDJ。当信号路径的带宽可与信号的带宽进行比较时，位就会延伸到相邻位时间内，造成符号间干扰(ISI)。低频截止点会使低频器件的信号出现失真，而系统的高频带宽限制将使高频器件性能下降。
正弦抖动以正弦模式调制信号边沿。这可能是由于供给整个系统的电源或者甚至系统中的其他振荡造成。接地反弹和其他电源变动也可能造成正弦抖动。正弦抖动广泛用于抖动环境的测试和仿真。不相关抖动可能由电源噪声或串扰和其他电磁干扰造成。考虑抖动对数字信号的影响时，需要将整个确定性抖动和随机抖动考虑在内。确定性抖动和随机抖动的总计结果将产生另外一种概率分布：双模响应，其中部表示确定性抖动，尾部为高斯响应，表示随机抖动分量。
3 高速产生系统中抖动和漂移的原因
时钟和数据相互独立，发射和接收端在启动、保持和延迟时间方面的变化对高速率非常关键。因数据和时间路径中存在不同有源元件而使数据和时钟路径之间出现传播延迟差异，数据位之间的接线延迟差异，数据和时钟路径之间不同的负载情况，分组长度差异等等，均可能造成上述变化。在规划系统抖动余量时，必须将不同信号路径的变化考虑在内。当在一段距离上进行传输时，在发射机和接收机中的很多点上存在抖动积累。在发射机物理层实现中，DAC非线性或激光非线性等非线性特性会加重信号失真。在传输介质和接收机中，除了外部乱真源(大多在铜导线中)之外，因不同频率和调制效应而导致的光纤失真、因接收机实现(主要于带宽有关)和时钟提取电路实现二导致的信号相关位偏离，会加重信号流的抖动。具体到SDH(同步数字系列)传输，有大量的系统级事件会导致抖动。在将PDH(准同步数字系列)支路映射为SDH帧并通过SDH NE(网络组件或网元)进行传输的典型传输系统中，在PDH支路于SDH的终端多路分配器解映射之前，将在每个中间节点处出现VC的重新同步。有间隙的时钟用于将各个支路映射到STM-N帧和从STM-N帧解映射，发出与开销、固定填充和调整位相应的脉冲，因而造成映射抖动。采用调整机会位补偿PDF支路中频率偏移的方法会造成等待时间抖动。还有指针调整机制，用于对来自初始NE的输入VC与本地产生的输出STM-N帧之间的相位波动进行补偿。根据频率偏离，VC在STM-N帧中前后移动。这将使VC提取点看到位流中的突然变化，导致称为指针抖动的类型抖动。所有上述系统级抖动都将加重总的确定性抖动。尽管所有上述因素都会加重从源到目的地之间信号传播的抖动，标准要求仍然规定在传输点需具有比理论值更低的抖动数值。这样，考虑到时钟倍频、电源变化、电-光-电转换、发射和接收影响以及其他致使实际信号恶化的失真信号的影响，在源处驱动信号的时钟将具有一个相对很低的抖动数值。
4 结论
网络同步和时钟产生是所有高速传输网路系统中最重要的部分。本文论述了时钟恶化的不同类型，主要是抖动和漂移。文章还详细论述了造成上述恶化的原因，以及它们如何影响传输系统。对时钟子系统进行系统性设计和实现，将提高整个系统的性能，降低误码率，易于集成，提供更高的传输质量和效率。
摘要：网络同步和时钟产生是高速传输系统设计的重要方向。为了通过降低发射和接收错误来提高网络效率, 必须使系统的各个阶段都要使用的时钟的质量保持特定的等级。网络标准定义同步网络的体系结构及其在标准接口上的预期性能, 以保证传输质量和传输设备的无缝集成。有大量的同步问题, 系统设计人员在建立系统体系结构时必须十分清楚。本文论述了时钟恶化的各种来源, 如抖动和漂移。本文还讨论了传输系统中时钟恶化的原因和影响, 并分析了标准要求, 提出了各种实现技巧。
生物微弱信号检测与分析 篇9
关键词：QNX,PC/104控制器,力平台
0前言
随着科学技术的深入发展, 微弱特征信号的检测在国民经济及军事等领域有广泛应用。在军事变革的趋势下, 武器装备向着隐形化、信息化发展, 提升对隐形战机、潜艇的侦查能力至关重要。在国民经济中适用范围更广, 包括光、磁、热、声、电、力学、生物、通信、地震、机械、医学及材料等领域。如工业测量, 生物电测量, 医学信号处理以及机电系统的状态监测都会遇到微弱信号监测问题[1]。微弱信号检测是一门综合技术, 涉及信息理论、电子学、非线性科学、信号处理及计算机技术等学科, 是研究提取有用信号的一种新技术。微弱信号检测方法与理论日新月异。从传统的时域平均法、同步相关检测、频谱分析到最近发展的小波分析、混沌理论、神经网络等, 在微弱信号检测中均有广泛应用[2]。
1 方法
为了更精确地采集生物微弱信号, 本实验要求被测者静止直立站位于力检测平台中心, 用力传感器实时采集人体重心数据并通过C编程实时显示重心点的运动轨迹, 通过力检测平台采集人体重心数据并经串口传送给上位机, 由上位机软件对数据进行分析、显示和存储, 应用混沌理论中的方法对数据进行处理, 得到相关参数, 并进行结果分析, 可以得到一个评估受试者平衡能力的指标。静态站位评测系统由以下四部分组成:PC/104模块, AD与嵌入式单片机, 显示装置和人体压力中心 (center of pressure, COP) 检测装置。完整的评测系统如图1所示。
操作系统采用加拿大QNX软件系统公司开发的一种分布式、多用户、多任务嵌入式实时操作系统——QNX操作系统。对比Windows操作系统而言, QNX操作系统可靠性更高, 速度更快, 实时性更强。QNX操作系统对力检测平台采集的数据进行读取和保存。
系统控制器采用PC/104单板微机作为中央处理器, 该模块与PC总线系统在体系结构、软硬件方面完全兼容, 开发者可以很快掌握其软、硬件的使用。费用低, 风险小, 大大的缩短了产品的开发周期;同时它采用了适于嵌入式应用的紧凑型堆栈式结构, 体积小、重量轻、可靠性高、配置灵活, 因此在工控领域得到了广泛的应用。
实验对象为男女比例1:1的20名健康的大学生。测量时, 在一间安静的屋内, 要求被测者双脚站立于力检测平台中心, 上身自然站立, 双手自然下垂于身体两侧, 不能扭头、人为晃动身体。本研究提出一种新的评价指标, 将人体平衡能力定义为最大Lyapunov指数 (largest Lyapunov exponent, LLE) [3]。
现将20名被测者详细实验数据的LLE的数据以柱状图的形式显示于图2。
2 结论
随着电子技术的不断发展, 微弱信号的检测能力得到了大大提高。所有信号检测仪器正朝着微元化、数字化发展。本文设计了一套生物微弱信号采集系统, 具有结构简单、响应速度快、可靠性及精确度高的特点, 实现了程序化、数字化。为精确采集生物微弱信号提供了强有力的支持。
参考文献
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[2]江国舟, 江超.微弱信号检测的基本原理与方法研究[J].湖北师范学院学报 (自然科学版) , 2001 (04) :45-52.
探索串行密码信号检测器 篇10
设计任务:设计一个二进制序列信号检测器, 它有一个输入X, 当接收到的序列为1001, 则在上述序列输入最后一个1的同时, 电路输出Z=1, 否则输出为0, 输入序列可以重叠 (即在一连串输入信号中检测2..5, 5..8, 10..13符合, 5是重叠的) 。例如:当输入X的序列为0100100101001 (首位在左) , 对应输出Z=0000100100001。
一、用分立触发器设计
触发器的种类很多, 其中双端输入的JK触发器和单端输入的D触发器最具代表性。由于用D触发器设计的电路更为简单, 故采用它来设计电路。
1. 逻辑抽象
由于待检测的序列为1001, 故设电路在输入0 (即电路还未接收到序列中的第一个1) 时的状态为S0, 输入一个1以后的状态为1S, 连续输入10以后的状态为S2, 连续输入100后的状态为S3, 连续输入1001后的状态为S4。于是得到状态转换表1。
选取第一、三行解释其原理:S0表示接收到的是0, 当在此基础上再接收到一个0后变为00, 而需要检测的序列是1001, 所以电路状态仍然停留在S0上;当电路在S0的基础上接收到1后表示接收到1001序列中的第一个1, 于是电路状态转为1S。同理S2表示已经接收到10, 当在此基础上接收到0后变为100, 电路转到S3, 但是接收到1后则变为101, 于是前面接收的两位代码失去作用, 只有第三位的1可作为1001的第一位, 所以电路状态转回1S。
通过观察状态转换表, 可以发现, 1S和S4在同样的输入下有同样的输出, 而且状态转移后得到同样的状态。因此它们是等价的可以合并为一个。于是, 状态转换表可以化简为表2。
从物理概念上也不难理解这种情况。当电路连续接收到1001后, 输出为1, 但序列可以重叠, 故最后一个1可作为下一个1001序列的第一位 (即状态1S) , 所以电路在连续接收到1001后的状态S4实际上就是1S。
2. 编码
由化简后的状态转换表2可知, 电路总共有4种状态 (S0～S3) , 而每一个触发器的输出Q可以用0或1表示2种状态, 于是两个触发器的输出Q1 Q0的4种00、01、10、11就可以表示这4种状态S0～S3。这个过程就是编码。
3. 列真值表并写出状态方程
把化简后的状态转换表中各状态用编码表示出来就得到了真值表 (如表3所示) 。其中Q1*Q0*表示Q1 Q0的下一状态。写出1Q*、0Q*、Z关于X, 1Q, 0Q的方程就得到电路的状态方程。
4. 作逻辑电路图
由于D触发器的特性方程为Q*=D, 从而, 根据该方程就可以做出逻辑电路图 (如图1) 。
二、将触发器接成移位寄存器来设计
上面的设计方法主要依靠电路的状态转换来实现序列码检测的, 虽然得到的电路简单, 但是设计过程比较复杂, 特别是当需要检测的序列码位数较长时, 工作量相当巨大。为此, 将触发器接成移位寄存器的方式可以大大简化电路设计, 同时也便于扩展成位数更多的序列码检测器。如图2所示电路就是用四个D触发器接成的向右移位寄存器。
由图知, 。在移位脉冲CLK作用下, 输入端X输入的二进制码依次向右移动, 每当出现一个完整的1001序列时, 输出端Z便出现高电平。这样就实现了序列码检测的功能。
三、用中规模集成电路来设计
既然用移位寄存器可以实现序列信号检测, 那么用集成移位寄存器加少量门电路同样可以实现, 而且电路可靠性更高。, 如图3所示为用4位集成移位寄存器74LS194来实现的序列1001的检测器。
四、当序列不可重叠时电路的设计
用以上三种方法设计出的电路都是序列可以重叠的序列码检测器, 若要求被检测的序列不可重叠, 则在方法1中, 只需要根据实际情况修改状态转换表即可, 后面的设计原理及步骤不变。这种设计方法存在的问题仍然是当待检测的序列位数很长时, 设计工作量巨大, 电路可靠性降低。在采用第二、第三种方法设计时, 需增加部分控
信号质量检测 篇11
摘 要：阐述了相关检测技术的原理，在LabVIEW软件中设计了仿真实验，结果表明：基于相关原理的实验方案完全可以实现强噪声背景下的微弱信号的提取。
关键词：相关原理；微弱信号；检测
中图分类号： TN91 文献标识码： A 文章编号： 1673-1069（2016）11-154-2
0 引言
在研究自然现象和规律的科学实验和工程实践中，经常会遇到检测毫微伏级信号的问题，如进行红外探测以及生物电信号的测量等，这些问题都归结为噪声中微弱信号的检测，所以微弱信号检测成为了许多科研都必须面对的问题。常用的微弱信号检测方法有[1、2]：①相关检测法；②时域信号的平均处理法；③离散信号的计数处理法；④计算机处理方法。其中，相关检测技术为频域信号的窄带化处理，用于检测单一频率的微弱信号，在谐波检测等各种领域中有着广泛的应用。
1 相关检测技术原理
设测信号为Asin（ωt+α），噪声为n（t）。由于待测幅值A很小，常常被周围的噪声淹没。为了提取该信号，需要提供一个同频率的正弦信号Bsin（ωt+β），其幅值B是确定的。两路信号到达乘法器，进行运算，结果为ABcos（α-β）-cos（2ωt+α+β）
+n（t）Bsin（ωt+β） （1）
式中，第一项为直流成分，大小与两信号幅值及相位差的余弦成正比；第二项为待测信号的二倍频信号；第三项为与待测信号同时进入乘法器的噪声和参考信号相乘的结果，几乎都是交流信号。由于低通滤波器的通带可以做得很窄，经过低通滤波器，待测信号的二倍频信号和噪声与参考信号相乘的结果可以被滤掉，仅剩下直流信号，即ABcos（α-β）。只要两个信号的初相位α和β是已知的，则cos（α-β）是恒定的。由于参考信号的幅值B是确定的，那么很容易得到待测信号的幅值A，从而实现对微弱信号的检测。
2 微弱信号检测实验
根据上述原理，在LabVIEW软件中进行相应的实验设计。设置待测信号频率为1KHz，其幅度为1mV，噪声（假设噪声为具有普遍意义的高斯白噪声）幅度也为1mV，两者幅度之比为1：1，其波形如图2所示。
设置参考信号的频率必须与待测信号相同，其幅度可自行设置，这里设置为10V。两信号的初相均设置为0，可知cos（α-β）=1，输出结果为AB。仿真实验原理设计如图3所示，其中Simulate Signal为待测信号，下面的Simulate Signal2为参考信号。两信号经过乘法器进入低通滤波器，设置低通滤波器为5阶Butterworth低通滤波器，其截止频率为0.1Hz。经过低通滤波后的数据分别进入数据显示窗口和波形显示窗口。在进入数据显示窗口之前，数据扩大了1000倍，以便显示。另外，乘法器的输出直接送给了波形显示框口，目的是为了以便观察相乘器的输出结果。
实验的显示其前面板如图4所示。白色信号为乘法器的输出信号，红色信号为经过低通滤波器之后的信号，右侧数据显示窗口所显示的即为该信号的大小。
所显示的数据为5，即有AB=5（mV），其中参考信号的幅度B=10（V），可以计算出待测信号的幅度为A==10（V）=1（mV），可见和所设置的待测信号的幅度是一致的。为进一步验证相关检测提取微弱信号的能力，下面把待测信号的幅度降低为0.1mV，噪声幅度保持不变，参考信号的幅度以及低通滤波器的参数均保持不变。信号如图5所示，可以看出，信号完全被淹没在强噪声背景下。实验结果如图6所示。
数据显示窗口所显示的数据为0.51，根据AB=0.51×10，可以求得待测信号的幅度A=0.102mV，与实际所设置的幅度（0.1mV）略有偏差。然后把低通滤波器的截止频率由0.1Hz设置为0.01Hz，输出信号可以稳定地显示0.5，但输出信号的稳定需要一段时间，这是由于积分常数设置较大的缘故。在实际中，应根据具体情况来设置积分常数。
3 结论
上述实验结果表明，基于相关原理的微弱信号检测技术可以实现强噪声背景下信号的提取，为当前微弱信号检测提供了一条行之有效的途径。基于相关原理的微弱信号检测仪已经出现，但价格昂贵。充分利用软件，设计基于软件的微弱信号检测仪可以大幅度降低设备成本，提高仪器的智能化程度等。充分发挥软件在仪器仪表中的作用，已成为了当前智能仪器仪表的发展趋势之一。
参 考 文 献
[1] 戴逸松.微弱信号检测技术及仪器[M].北京：国防工业出版社，1994.
自动武器膛口信号检测 篇12
关键词：膛口信号,电路,仪表放大器,滤波,Filter Wizard
0 引言
自动武器弹丸初速测定是枪弹及火药的研制和鉴定中的基本实验项目,也是衡量自动武器弹药弹道的参数之一。本文讨论轻武器膛口出弹信号检测方法,并给出信号调理电路。
1 工作原理
如图1所示为弹丸膛口测量系统装置示意图,最外线圈是直流供电的励磁线圈,内层为感应线圈,从感应线圈出去接信号调理电路。首先介绍工作原理。
在静态情况下,直流稳压供电给励磁线圈产生一稳定磁场。当弹丸穿过线圈的过程中,弹丸充当了电磁线圈介质而改变了磁场分布,导致磁通发生变化。根据电磁学公式
U为通电线圈感应电动势;Φ为线圈的磁通;t为时间。
线圈两端产生感应电动势即等于时间t内的磁通变化。
2 测试系统原理
弹丸穿过线圈时,感应电动势的强弱与线圈的半径和弹丸的口径有关[1]。试验验证的信号幅值为几个毫伏,经过放大电路放大1 000倍可达到便于示波器或A/D转换能够接受的几伏特,如图2所示为测试系统的系统框图。
3 前置放大电路设计[2]
由于前置放大电路直接放大来自感应线圈的电动势,而传感器产生的信号非常弱,很容易受到噪声污染,故需采用高精度、高稳定性、高输入阻抗低输出阻抗、高共模抑制比、低噪声和抗干扰能力强的仪表放大器。本设计采用双低功耗双极型运算放大器AD706,该放大器具有工作电压宽(±2～±18 V),输入阻抗高,输入失调电压低,输入失调电压漂移小等特点。如图3所示,设计的AD706组成的放大倍数为100倍的双运放仪器放大器电路。
电路中R1=R4=49.9 kΩ;R2=R3=49.9/(0.9G-1);R7=99.8 kΩ/(0.06G),G取100计算,取电阻标准系列值R2=R3=560 Ω,R7=20 kΩ变阻器。根据计算取到R7=16.5 kΩ时,得到图4所示的输入输出放大对比波形图。图中的波形在频率3 kHz,4 mV的交流输入得到,图4显示输出滞后输入18.939 μs,放大倍数94与预计有偏差,通过调节R7可以得到理想放大倍数A1。
4 信号滤波
膛口信号检测中,由于来自传感器的信号微弱,易受噪声污染。这些噪声包括环境噪声、电路元器件自身噪声、武器本身振动等。若电源来自市电变换,还含有50 Hz的工频噪声。为缩短滤波器的设计周期,本文采用了Multisim10中的Filter Wizard设计一低通滤波器[3]。
某轻武器弹丸出膛口速度约为300 m/s,图1线圈L为10 cm,则估计的信号频率为3 kHz。考虑速度波动要留有裕量,图5所示为参数设置界面。合理参数设置完成后,自动设计完成图6所示的由OPAMP组成的切比雪夫低通滤波器。由于设定电阻设定2 kΩ,而电容值非系列值,故需做小的改动,使电容值标准化。改动后的电路频率响应曲线如图7所示,满足设计要求。
5 后置放大电路
后置放大电路的目的是进一步为来自线圈的感应电压放大到伏特级,以便于后续处理。由于前置仪表放大了100倍,故后置放大倍数为10倍可以达到伏特电压。采用运算放大器反相输入,经过前后两级放大得到相位相同的输入输出信号。设实际的后置放大倍数为A2,则两级放大倍数为A=A1×A2。
6 电压跟随器
电压跟随器具有高输入阻抗、低输出阻抗的特点,在电路中作为缓冲隔离电路,当在输入和反馈线路上加电阻RP和RF则起到限流保护作用。然而,与无电阻的跟随器相比,因元件多而导致定态误差较大[4]。
7 结语
本文所阐述的膛口信号检测原理方法基于线圈靶原理又不同于线圈靶,该原理已在实践中使用。使用励磁感应线圈,避免了测速时将弹丸磁化过程。设计的放大滤波电路已通过模拟仿真,符合设计需求。
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