单电流闭环（精选7篇）
单电流闭环 篇1
0引言
永磁同步电动机( PMSM) 因其具有调速性能好、转矩惯性比高、功率密度大、动态响应快、过载能力强等优点,近年来在电动汽车、工业伺服、航空航天、家用电器等诸多领域获得了越来越广泛的应用。为了实现PMSM的高精度、高动态性能控制,需要知道转子的位置和速度。传统的方法是通过安装机械式传感器来实现。但是传感器的存在增加了系统的成本和复杂性,也降低了系统对电磁噪声、机械振动以及温度的抗干扰能力,并且对永磁同步电动机在一些特殊场合的应用产生限制。
为了克服这样的缺陷,无位置传感器控制技术便成了电机控制技术领域中的一个研究热点。为此,很多学者致力于无位置传感器控制策略的研究并提出很多切实可行的方法。其中比较成熟的方法是通过电机定子绕组的感应反电势和转子位置之间的关系来估算位置信号。但是该类方法不适用于零速与低速,因此电机也无法完成无位置传感器的启动。
对于该类无位置算法方法,低速或零速起动是驱动控制系统中的一个关键问题。有学者提出升频升压同步起动方式,这种方法由于没有电流闭环,起动过程中可能出现电流较大的情况[1]; 也有文献提出高频信号注入法,但是这种方法对信号检测精度要求较高,且需要设计多个滤波器,且计算过程复杂,限制了其在实际场合的应用[2,3]。
本研究采用一种无位置传感器自启动控制策略,其启动阶段采用单电流环控制方式。正常运行阶段以转速、电流双闭环控制,通过对电流的调节可以实现速度、角度的平顺切换[4],以此来实现永磁同步电机的全速度范围内的无位置传感器控制。在中、高速段,本研究采用滑模观测器法来观测位置角信号,以此实现矢量控制[5,6,7,8,9,10]。
1基于假定坐标系的启动过程
电机在单电流环运行模式下需要位置角信号用于坐标变换,而这个位置角信号就是“假定旋转坐标系”,本研究所设计的启动过程的给定位置角信号由转速斜坡函数经过积分得到,电流闭环模式也可以有效地控制启动过程中电机的电流。
基于假定,旋转坐标系的启动过程分3个步骤:
1转子预定位; 2加速启动; 3控制方式切换。
1. 1 转子预定位阶段
本研究建立假定坐标系dq*,定位阶段将空间电流矢量定位在假定坐标系的交轴q*的位置,所以空载时转子会被定位在超前假定坐标系90°的位置。
定位过程如图1所示,在定位前转子位置随机。通过施加恒定的定子电压矢量,在定转子磁场的相互作用下,转子就能够定位到超前假定旋转坐标系90°的位置。
1. 2 加速启动阶段
转子定位完毕后开始加速启动过程,转速给定为斜坡信号,经过积分产生假定旋转坐标系的给定位置角,经过系统运算实时更新电压矢量,从而驱动电机加速旋转,牵引转子平滑启动,启动过程dq*与dq坐标系的矢量图如图2所示。
在实际坐标系和假定坐标系之间存在这一个角度差Δθ,而且这个角度差随着负载的变化而不断地变化。
对于表贴式永磁同步电机,此时的转矩关系为:
由于这个角度差的存在,在定子电流大小相同时,它的功角小于标准矢量控制的功角。本质上来讲,该控制过程中实际上是通过调整功角来控制转矩和转速的目的,也即为功角控制。根据文献[3]的分析,该控制具有“转矩-功角自平衡”的特性,因此具有一定的抗负载扰动的能力。
1. 3 控制方法切换阶段
电机转速上升后,滑模位置观测器能够较为精确地观测转子位置与转速,电机的控制方式将由单电流环运行模式向基于滑模观测器的无位置双闭环运行进行切换。但是给定坐标系和实际坐标系之间还存在着一个角度差Δθ,需要将Δθ消除后才能平顺可靠地切换。
文献[3]提出基于电流幅值变化的切换过渡方案,即通过减小i*q大小的方式来调整Δθ的大小,使它缩小到0,理论上,电机在i*q减小的过程中为了达到新的转矩平衡,Δθ在其功角调整过程中会不断缩小,当i*q递减到与实际iq相等的时候,Δθ将缩小到零。该自调整过程的示意图如图3所示。
基于电流幅值变化的切换方法,实际上是根据单电流环运行过程中“转矩-功角自平衡”原理迫使给定坐标系向实际坐标系靠近。但是这个“转矩-功角自平衡”有一个运行稳定的范围,即Δθ在( - π/2,π/2) 的范围内,超出这个范围,电机将失衡.
2切换方法改进
基于电流幅值变化的切换过渡方案虽然能够完成控制方式的切换,但是该方法也存在一些缺陷。首先,在切换的时刻会将系统的运行状态置于“转矩-功角自平衡”区域的边缘状态,而且切换调整过程中电机转速在不断减小,即Δθ在缩小,若Δθ变为负值,电机会有失步的风险。其次,这种方法为了保持电机运行在“准稳态”的运行状态,需要较长的电流调节过程,所以实用性和可靠性并不是十分理想。
为了完善以上的不足,这里改变启动过程中的电流指令,启动时假定直轴和交轴的电流都给定一个正值,定位与启动过程与之前一样。切换过程仍然通过减小i*q大小的方式来调整Δθ的大小,使它缩小到0,然后进行切换,完成切换之后再将i*d减小到零,成为标准的矢量控制模式。具体过程如图4所示。
启动过程增加一个d轴电流的分量是为了来改变“转矩-功角自平衡”区域的范围( 如图5所示) ,其中θC= arctan( i*d/ i*q) ,这样可以使得电流调整过程中,系统不会处于自平 衡的边缘 状态。即Δθ = 0时,功角< π /2。这样交轴电流可以实现较快的调节,而i*d则保持不变,当i*q递减到与iq相等的时候,3个坐标轴重合。若此时由于观测误差,坐标轴未完全重合,i*d在d轴位置将会产生一个转矩分量,而此转矩分量“有助于”给定坐标系和实际坐标系的重合,将实际坐标系“锁定”在给定坐标的位置。切换信号同样以Δθ'过零点为准,切换之后将i*d逐渐减小到零,恢复到id= 0的矢量控制模式。
对于i*d值选取,如果太大的话会增强d轴磁场的饱和,且降低电流的利用率,如果取得太小则体现不出改进效果,所以需要根据具体情况适当选取。
系统控制框图如图6所示。
3实验分析
本研究采用以DSP2812为控制芯片的PMSM控制系统进行实验,分别做了两组启动与切换实验,并进行了对比:
第一组启动时交轴电流给定值为i*q= 2 A,直轴电流给定值为i*d= 0 A,给定转速为斜坡信号,由0上升到600r / min,给定转速上升时间为1 s,电机完成启动之后开始进行控制状态的切换过程,i*q开始递减,递减斜率为1 A/s;
第二组实验启 动时交轴 电流给定 值为i*q=1. 8 A,直轴电流给定值为i*d= 0. 9 A,同样给定转速为斜坡信号,1 s内由0上升到600 r/min,控制状态的切换过程中,i*q递减,递减斜率为1 A/s,i*d保持不变,同样以滑模观测角和给定位置角的差值的过零点作为切换信号,切换后开始递减i*d,递减斜率同样为1 A/s。
启动过程的实验波形分别如图7所示。
图7( a) 中,t1、t2、t3、t4分别为加速开始时刻、加速停止时刻、i*q递减时刻以及控制方式切换时刻,所以t1~ t2时间段为加速阶段,t3~ t4时间段为切换调整阶段,t5为i*d递减到0的时刻。
首先,从图7中可以看出,电机的转速在单电流环运行下能够按照给定的斜坡信号完成匀加速启动,并且加速过程平稳。第一种切换方法在切换时刻电流的冲击较大,并伴有明显的振荡过程,切换时刻前后电机的转速也有明显的抖动( 约±100 r/min) 。而改进后的启动与切换过程如图7( b) 所示。与图7( a) 相比,电机的加速过程一致,但是在切换时刻电机的电流的冲击大大减小,几乎被消除,同时转速也更加稳定,没有明显的升降,改进之后的切换过程几乎是平滑的切换,消除了之前切换过程不够稳定的弊端,显著地提高了由单电流环运行模式向转速闭环模式切换的可靠性。
电机在带载0. 5 N·m负载的切换波形如图8所示,由于实验所用的测功加载设备为电涡流测功机,在静止和低速时无法精确加载,所以这里在空载情况下,完成加速启动后,再进行加载,检验带载时的切换过程。从实验结果可以看出,单电流环控制能够在0. 5 N·m负载下稳定运行,并且能够完成控制方法的切换,通过对比图8( a) 、8( b) 可以看出,在带载情况下,改进后的切换方式更加平滑、可靠。
4结束语
本研究提出了一种全速度范围内实现无位置传感器控制的策略。针对无位置传感器开环启动与闭环运行的切换问题,提出了改进方案,提高了切换过程的可靠性与平滑性。然后又进行了无位置传感器下电机单电流环启动、并在高速切换到双闭环矢量控制的实验验证。
实验结果证实,这种启动和切换方法可行,可以有效避免电机启动和切换时发生的冲击和振荡,最终比较平顺地加速到额定运行状态。
摘要：针对永磁同步电机无位置传感器的低速启动问题,对转速开环、电流闭环的单电流环启动法,即给定旋转电流矢量带动电机转子旋转启动进行了研究。采用单电流环启动的方法,开展了由单电流环模式切换到转速闭环模式运行的切换过程分析,提出了在启动及切换过程中增加d轴电流控制环节,即增大“转矩-功角自平衡”区域来优化启动与改进的切换方法,利用DSP构成的全数字交流控制系统对提出的方法在切换时电流冲击与功角差进行了测试。研究结果表明,所提出的启动与改进切换方法是可行的,能够使电机由零速平稳启动,在切换时电流与功角差变化大大减小,可以平滑地完成单电流环启动至转速闭环控制模式的切换,最终平顺地加速到额定运行状态。
关键词：无位置传感器,永磁同步电机,切换,启动
参考文献
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单电流闭环 篇2
直流调速系统在理论和实践上都比较成熟, 在工业生产中得到很广泛的应用。为了提高直流调速系统的动静态性能指标, 通常采用闭环控制系统。为了解决反馈控制单闭环调速系统起动和堵转时电流过大的问题, 系统中必须设有自动限制电枢电流的环节。本文设计采用电流负反馈来保持电流不变, 使它不超过允许值。并且, 电流负反馈的限流作用只应在起动和堵转时存在, 在正常运行时必须去掉, 使电流能自由地随着负载增减, 当电流大到一定程度时才起作用。在对调速性能有较高要求的领域常利用直流电动机作动力, 但直流电动机开环系统稳态性能不能满足要求, 可利用速度负反馈提高稳态精度, 而采用比例调节器的负反馈调速系统仍是有静差的, 为了消除系统的静差, 可用积分调节器代替比例调节器。本文根据给定参数设计了带电流截止负反馈的单闭环控制的直流调速系统。
1 参数计算及判断
电动机参数:PN=55kW, nN=1500rpm, UN=220V, IN=287A, Ra=0.1。主回路总电阻R=0.15, 系统主电路:Tm=0.12s, Tl=0.012s。三相桥式整流电路, Ks=40。其他参数:Unm*=8V, Uim*=8V, Ucm=8V, 调速指标:静差率s≤2, 调速范围D≥10。三相桥式电路的失控时间Ts=0.00167s。
按系统动态稳定性要求得:
电动机的电动势系数为:
开环系统额定速降为:
为了满足调速要求, 闭环系统额定速降为:
因此, 要满足稳态性能指标, 闭环系统的开环放大系数:
显然系统不能再满足稳态性能要求下运行。
由于在设计中所设定的系统给定电压,
放大器的放大系数为
2 PI调节器的设计
已知系统为不稳定的。设计PI调节器, 使系统能在保证稳定性能要求下稳定运行。
2.1 根据上述参数求解
现在我们利用PI调节器来校正, 原系统的传递函数如下:
闭环系统的开环放大系数取为:
于是, 原始闭环系统的开环传递函数为:
得到伯德图, 可知相位裕度和增益裕度都是负值, 所以原始闭环系统不稳定。为了是系统稳定设置PI调节器, 考虑到原始系统中包含了放大系数为Kp的比例调节器, 现在换成PI调节器, 它在原始系统的基础上新添加的部分传递函数应为:
由于原始系统不稳定, 表现为放大系数K过大, 截止频率过高, 应该设法把他们压下来。因此, 把校正环节的转折频率设置在远低于原始系统截止频率处, 令, 使校正装置的比例微分项与原始系统中时间常数最大惯性环节对消, 从而选定。
其次, 为了使校正后的系统具有足够的稳定裕度, 它的对数幅频特性应以的斜率穿越线, 将原始的对数幅频和相频特性压低, 使校正以后系统的对数幅频和相频特性的截止频率。这样, 在处, 应有, 可得:
最后选择PI调节器的阻容参数, 选取, 则, 取。
校正后系统的开环传递函数为:
综上, 转速调节器的类型和参数选择是正确的, 即选为PI调节器, 参数为。
2.2 转速调节环节
该环节选用PI调节器, 则其传递函数可以设为:, 为保证该环节有好的跟随性能和抗干扰性能, 采用典型II环节来校正系统。
超调量计算:
3 带电流截止负反馈单闭环系统系统仿真
3.1 搭建仿真图
截止电流环的实现使用Switch开关, 开关具有选择功能, 设置门槛电压等于0, step2 也为0, 当输入大于0 时, 输出上开关, 当输入小于0 时, 输出下开关, 如图2 所示, 即能实现电流截止功能。
3.2 仿真结果
转速和电流的仿真结果如图3 所示。
由图3 可知, 转速的响应比较迅速, 稳定后加入负载, 转速先变小再迅速恢复稳定。电流受到截止作用, 开始时维持较大数值使得转速迅速增长, 转速快要达到稳定时电流急剧下降直到0, 效果较为理想。
摘要：针对反馈控制系统中的启动和堵转等问题, 本文基于常用电动机的参数, 设计了带电流截止负反馈的单闭环直流调速控制系统, 并对系统利用Matlab进行了仿真实验。
关键词：单闭环,转速调节器,电流截止负反馈,直流调速
参考文献
[1]陈伯时.电力拖动自动控制.北京:机械工业出版社, 2008
[2]王兆安, 黄俊.电力电子技术.北京:机械工业出版社, 2004
单电流闭环 篇3
关键词：光纤电流传感器,闭环,控制算法,频率特性
1 引言
光纤电流传感器是基于Faraday效应的新型传感器, 具有绝缘性好、精度高、带宽高、动态范围大、安全性和可靠性高、便于安装等优点。在众多方案中[1,2], 国际上主流的方案是基于商用光纤陀螺技术的数字闭环方案, 如ABB公司和Nxtphase公司研制的光纤电流传感器, 它们的准确度都优于IEC标准的0.2级, 带宽达到6k Hz。国内部分单位的光纤电流传感器也采用类似方案, 通过近几年的攻关, 仪表的长期稳定性已满足工程应用的要求。
闭环方案可以在大动态范围内获得较好的标度因数稳定性和非线性, 通过对闭环系统控制算法参数的优化设计, 系统频带可以相应提高。这在电力系统的继电保护、谐波测量及故障录波等应用中具有重要的意义。
本文针对基于Sagnac干涉仪方案[3]的闭环光纤电流传感器, 介绍了基本的工作原理, 建立了闭环系统的数学模型, 给出相应的控制算法, 计算出理论频率特性。最后利用信号发生器对被测传感器进行激励, 同步采集输入和输出数据, 借助Matlab软件计算出传感器的频率特性, 带宽超过10kHz, 并与理论值吻合。
2 光纤电流传感器数字闭环的基本原理
如图1所示[4,5], 光源发出的光经过分束器达到多功能调制器受到方波的调制, 同时转换为两束线偏振光, 通过光纤延迟线后分别以45°进入1/4波片变为左旋和右旋光波, 两束旋光通过敏感光纤传播时, 穿过它的电流产生磁场, 由于Faraday效应, 两束广波之间产生了相位差, 其中N是敏感光纤的匝数, V是维尔德常数, i是穿过敏感光纤环的电流, 返回光再次经过1/4波片后, 两束旋光均转换为线偏振光, 并携带了信息, 经过光纤延迟线返回到多功能调制器发生干涉, 干涉后的光强表达式如下:
其中, P为输出信号光强, P0为峰值光强, 为调制幅度。
光波最后通过耦合器后到达探测器, 将光信号转换为电压信号。利用高速A/D转换器将模拟信号变为数字信号进入FPGA和DSP处理单元, 在FPGA内完成数字采样, DSP内完成解调、数字积分等控制算法[6], 如图2所示, 数字斜波与调制方波相加后, 利用D/A转换器将合成的数字信号转换为模拟信号, 并施加到调制器, 至此传感器完成了数字闭环反馈。
3 闭环系统的数学模型及控制算法
下面给出闭环系统的元件图, 如图3所示, 针对回路中每个元件进行详细描述。
(1) 敏感元件 (即光纤环) :两束旋光在穿过它的导线中电流i的作用下产生相位差;
(2) 反馈环节:携带相位信息的两束光波返回到调制器再次受到调制, 此时施加一个反馈相移, 满足闭环条件
(3) 探测器:到达探测器的光强信号中携带有相位信息, 光强被转换为电压信号, 其中R为转换系数, 为调制方波的偏置相位 (通常为±π/2) ;
(4) 运放A1和A2:为线性放大环节, 放大系数分别为KA1和KA2;
(5) A/D转换器:在FPGA解调时钟的控制下, 对模拟电压信号进行高频采样, 生成数字序列, 转换系数设为KAD;
(6) 积分器:对数字信号进行积分, 生成反馈误差信号;
(7) 斜波发生器:对反馈信号再次积分生成数字反馈斜波信号;
(8) D/A转换器:将数字反馈斜波信号转换为模拟电压信号, 转换系数设为KDA;
(9) 调制器:模拟斜波信号施加到调制器, 以本征频率进行微分操作, 产生反馈相位差信号。
将线性转换环节合并后简化的闭环控制系统框图如图4。
根据控制原理[7], 系统方程如下:
其中, τ为时间步长, 即光波的传输时间。
化简 (2) 式并对τ微分得到:
对上式进行拉氏变换, 得到:
化简后可得系统的传递函数, 如下:
令T=τ/ (K1K2) , 为一阶闭环系统的时间常数。
为了仿真计算, 下面引入一个阶跃信号, 令R (s) =1/s, 带入 (5) 式得到系统响应的拉氏变换式:
进行反拉氏变换后得到:
─实测拟合曲线;--仿真曲线;*实测点
可见, 本征时间与增益均对带宽有影响, 其中, 本征时间在初始设计已确定, 不容易调节, 而增益可以通过软件来调节。
依据上述控制模型, 可以得出相应的控制算法, 流程图如图5所示, 将算法按照C语言装入DSP中, 在定时器的控制下, 对FPGA采集到的数据进行处理, 并将控制数据返回到FPGA, 实现了自动闭环控制。由数学模型可知, 调节DSP软件中的向通道和反馈通道的增益等参数, 可以改变控制系统的带宽响应特性。
4 频率特性仿真、测试及分析
将设计的软硬件系统参数带入 (7) 式进行仿真计算, 可以估算出电流传感器的系统带宽。仿真曲线如图6所示, 由图中可以看出, 3dB带宽约为6kHz, 为了将带宽达到10kHz以上, 需要对控制回路的校正网络软件进行调整。
从上一节分析可以看出, 影响带宽的因素除了光路及电路硬件外, 还有校正网络的软件参数, 所以可以在DSP软件中轻易调整前向通道及反馈通道, 以提高带宽满足10kHz的要求, 结果如图7所示, 仿真结果表明, 3d B带宽超过10kHz。同时, 对系统频率特性进行了实际测试, 利用Matlab软件对信号进行处理, 分析其幅频特性, 与仿真曲线相吻合, 如图7中实线部分为实测结果。进一步分析表明, 通过软件
参数优化系统带宽可提高至20kHz。
5 结束语
本文介绍了一种全数字闭环干涉式光纤电流传感器的工作原理, 通过对数字闭环系统传递函数进行理论推导, 建立了数学模型, 介绍了一种等效控制法则的算法及软件, 借助仿真工具计算出理论带宽;提出了一种优化软件参数提高频率特性的方法, 最后完成了实际测试工作, 结果表明系统实测频率特性与理论分析吻合较好。
参考文献
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单电流闭环 篇4
安钢炼铁厂3#烧结机高频电源2012年5月投运, 由于电流极限值设定得不合理, 机头电场二次电压普遍偏低、二次电流偏大, 机尾电场二次电压偏低、火化率偏高, 需要岗位工实时监控二次电压和二次电流的变化, 对二次电流极限值进行调节, 工作量增大, 调节效果不好, 造成电能的严重浪费, 设备的损坏率偏大。针对这种情况, 公司研制了一套电除尘器高频电源极限电流闭环控制专家管理系统 (简称电除尘器专家管理系统) , 经过反复调试, 2013年3月正式投运, 在运行过程中不断进行完善, 目前运行效果良好。
1 系统开发的原因
1.1 电场动态运行要求
电除尘电场在运行中, 每个电场二次电压不仅随着进入电除尘内部灰尘的温度、湿度、浓度的变化而变化, 而且还随着阳极板上的积灰厚度、阴极线的放电能力、极板的振打周期变化而变化。因此, 需要通过调节每个电场的电流极限给定值, 始终让每个电场二次电压运行在最高状态, 同时根据电场负载的变化自动调节电流极限值, 保证电除尘器良好的收尘效果和节能效果。
1.2 操作方面的要求
3#烧结机高频电源投产初期, 电流极限值依靠操作人员以往的经验进行调节, 随意性强, 没有一个有效可行的调节标准。操作人员必须懂得电除尘专业理论知识, 有丰富的实际操作经验, 责任心强, 才能胜任岗位。实际上目前的操作人员的能力以及人员配置无法满足要求, 高频电源的良好性能未能得到充分的发挥。
1.3 节能的要求
电场电流极限值长期不变或设定不合理, 不但造成电除尘收尘效率不高, 而且造成电能严重浪费。
2 系统开发理论依据
以往电场运行时, 二次电压、二次电流和电流极限值给定值处于开环控制。如果让计算机或PLC设备定时检测每个电场二次电压、二次电流值, 通过一套专门的控制系统, 根据每个电场二次电压、二次电流实际运行值, 实现闭环控制, 可以动态、自动调节每个电场电流极限值的大小, 让每个电场运行无火花率或少火花率, 处于最高二次电压状态, 获得最佳收尘和节能效果。
3 原控制系统及运行效果
3.1 控制方案
3#烧结机电除尘器高频电源原系统控制由上位机监控系统、高频电源两部分组成, 上位机监控系统为人机界面和通信数据交换中心, 控制对象为高频电源的电流极限值 (由操作员手动输入) 。系统结构如图1所示。
3.2 运行效果及分析
实际运行时, 如果电场电流极限值一直不变, 会出现以下3种情况 (如图2所示) :
(1) 电流极限值大于动态最大电流极限值, 火花率偏大, 电场承受的二次电压较低, 如A段曲线。
(2) 电流极限值等于动态最大电流极限值, 火花率接近零, 电场承受的二次电压上升, 如B段曲线。
(3) 电流极限值小于动态最大电流极限值, 电场承受的二次电压继续上升, 如C、D段曲线。
根据运行情况, 电流极限值调节方式为:
(1) A段曲线:火花放电频繁, 电场处于不稳定状态, 收尘效果不好, 为了提高收尘效果, 适当降低电流极限值, 增加电场运行的稳定性。
(2) B段曲线:电场随着承受的二次电压上升, 处于少火花的稳定状态, 电流极限值不用调整。
(3) C、D段曲线:电场承受的二次电压继续升高, 处于无火花状态, 虽然运行状态稳定, 但为了提高收尘效果, 可以适当提高电流极限值, 让电场运行在少火花率状态。
4 电除尘器专家管理系统研制方案
电除尘器专家管理系统由上位机监控系统、下位机PLC控制系统、高频电源3部分组成。上位机监控系统为人机界面和通信数据交换中心。下位机PLC控制系统为新系统核心部分, 主要根据上位机监控系统提供的数据完成控制系统的自动调节, 输出调节后的电流极限值, 对高频电源进行控制。控制对象为高频电源的电流极限值。系统结构如图3所示。
注:虚线部分为开发的电除尘器专家管理系统。
5 电除尘器专家管理系统开发的对象及任务
开发的对象为上位机监控系统和下位机PLC控制系统。
5.1 上位机监控系统
上位机监控画面采用Vijeo Citect工控软件制作, 主要完成以下任务:实现电除尘器专家管理系统和操作人员之间人机交流, 完成参数设定;通过上位机监控系统实现高频电源设定参数、运行数据和下位机PLC控制程序之间的数据交换。
5.2 下位机PLC控制系统
下位机采用M340系列PLC, 采用以太网通信, 主要完成以下任务:通过上位机监控系统采集高频电源设定参数、运行数据;读取上位机监控系统和操作人员之间的人机交流参数;根据高频电源设定参数、运行数据和人机交流参数, 采用PLC结构化语言ST编程, 完成电除尘器专家管理系统功能, 实现对每个电场电流极限值的自动调节。
5.3 电除尘器专家管理系统的核心控制部分
电除尘器专家管理系统的核心部分由电流自动调节和电压自动调节组成。
5.3.1 电流自动调节
系统根据火花率的变化, 通过PLC自动调节电流极限值改变电场运行状态, 让电场自动工作在少火花率状态。调节过程分为:
(1) 电流极限值下降阶段:当火花率大于零时, 二次电流值变化频繁, 二次电流值小于或等于电流极限值, 电场处于火花放电状态, 说明给定的电流极限值偏大, 适当降低电流极限值, 让火花率约等于零, 二次电流值约等于电流极限值, 让电场处于稳定状态。
(2) 电流极限值上升阶段:当火花率等于零时, 二次电流值稳定, 二次电流值约等于电流极限值, 电场处于稳定状态, 说明给定的电流极限值偏小, 适当增加电流极限值, 让火花率大于或等于零, 二次电流值小于或等于电流极限值, 提高除尘效率。火花率等于零时, 为提高除尘效果, 进入电流极限值上升阶段, 电流极限值继续增加, 直至状态不稳定后, 再次进入电流极限值下降阶段。当电场处于不稳定状态, 火花率大于零时, 为降低能耗, 进入电流极限值下降阶段, 减少电流极限值, 直至火花率等于0, 再次进入电流极限值上升阶段。
5.3.2 电压自动调节
PLC自动调节电流极限值, 改变电场运行状态, 让电场自动工作在设定的二次工作电压范围。调节过程分为:
(1) 二次电压下降阶段:在火花率等于零的情况下, 二次电压上升, 造成电场运行二次电压大于二次电压上限, 由于要求电场运行二次电压小于二次电压的上限, 此时可以适当减少电流极限值, 让电场运行在规定的二次电压极限的上限值附近。
(2) 二次电压上升阶段:在火花率等于零的情况下, 电场负荷的变化, 造成电场运行二次电压小于二次电压极限的上限, 电场运行二次电压有提高的空间, 可以适当增加电流极限值, 让电场运行二次电压进一步提高, 运行在规定的二次电压极限的上限值附近。电场施加的二次电压越高, 电场的收尘效果越好, 除尘效率越高。通过调节二次电流极限值控制电场二次电压值, 让电场运行在规定的二次电压极限的上限附近, 可以有效防止电场出现开路报警或过高的二次电压造成电场击穿的现象。
6 电除尘器专家管理系统运行效果
电除尘器专家管理系统运行效果 (如图4所示) :
(1) A段曲线:电流极限值降低, 处于少火花状态, 电场由不稳定变成稳定状态, 和以前相比, 收尘效果提高, 电能消耗降低。
(2) B段曲线:电流极限值不变, 处于少火花状态, 电场稳定, 和以前相比, 收尘效果不变。
(3) C、D段曲线:电流极限值提高, 处于少火花状态, 电场稳定, 和以前相比, 收尘效果更高。
7 电除尘器专家管理系统的作用及意义
(1) 操作人员不用考虑烧结工艺的不稳定性影响电除尘器的收尘效果。系统对操作人员的技术要求降低, 根本不用操作, 劳动强度大大降低。
(2) 提高一、二电场的稳定运行, 后面三、四电场的稳定也进一步提高, 提高电除尘器每个电场的收尘效果。
(3) 提高高频电源运行的稳定性, 对高频电源的发热量有一定的控制作用, 尤其在高火花率情况下, 有效降低高频电源运行二次电流, 使其发热量大幅度降低, 减少控制柜内电器元件的损坏, 大大降低高频电源的维修量。
摘要：以3#烧结机电除尘器高频电源在烧结生产工序的应用为例, 介绍高频电源极限电流闭环控制专家管理系统控制方案的理论基础和自动调节方法。
关键词：高频电源,极限电流值,专家管理系统
参考文献
单电流闭环 篇5
随着现代电力工业的发展,电力系统的传输容量不断增加,电网运行电压等级也越来越高,目前我国电网已将原来的220 kV骨干电网提高到了500kV。
传统的基于电磁感应原理的电磁式电流传感器(CT)结构简单,经过长期的应用研究,其测量稳态电流的精度可以达到万分之几的精度甚至更高。然而,电磁式CT逐渐暴露出相当严重的缺陷。短路故障情况下,电磁式CT出现严重的磁饱和现象,导致二次输出电流波形严重失真,不能准确描述短路时的过渡过程[1]。这也是继电保护长期以来误动和拒动的主要原因之一。
基于Faraday磁光效应的光学电流传感器(OCT)能够有效地克服这些缺点。相比于传统的电流传感器,OCT具有绝缘性能好、不饱和、抗干扰、动态范围大、频率响应范围宽等优点[2,3,4,5,6,7]。过去的很长一段时间里,一直是新型电流传感器的主要研究热点。
而基于Faraday磁光效应的OCT的测量精度由于受到了温漂和不能长期稳定性运行问题的影响[8],在世界范围内长达40多年的研究中一直没有取得实用化成果。
为了解决OCT温漂的问题,引入闭环系统的思路来增强OCT系统的测量精度。
1 闭环负反馈OCT系统
1.1 光学电流传感器数学模型分析
基于Faraday磁光效应的OCT进行电流测量的基本原理是磁光材料在外加电场和光波电场共同作用下产生的非线性极化过程,即磁场方向与线偏振光的传播方向平行时,线偏振光通过置于磁场中的磁光材料后,出射后的线偏振光与入射时的偏振平面之间将产生法拉第旋转角θ,如图1所示[9]。
法拉第旋转角θ表达式为:
式中,μ为法拉第磁光材料的磁导率;V为磁光材料的Verdet常数,与材料特性、光源波长及外界温度等有关;H为被测电流所激励的磁场强度;L为磁场作用下的线偏振光的有效长度;l为积分矢量[10]。
线偏振光在外加磁场的磁光材料中传播时,可以分解为两个相反转动的左、右圆偏振光分量,这两个分量无相互作用地以不同速度n-/c、n+/c进行传播。出射后的两个分量之间仅存在相位差,合成后光仍为线偏振光,但其偏振面对于入射光旋转了一个法拉第旋转角θ:
其中:n+和n-分别为左、右旋圆偏振光的折射率,它们是有效场Hi的函数,有效场包括外磁场H和温度作用场Hv;L为传播距离。
线偏振光携带着被测磁场的信息进入光电转换器后将光信号转换为电信号才能进一步处理。应用马吕斯定律将不可测的偏转角转化为可测的偏振光的光强,再利用偏振分束器分成两束光,分别入射到两只光电转换器中。两只光电转换器所接收的光强分别为:
其中,P0为光源发出的基本光强。
外界温度对光学电流传感器的影响除引起了磁光材料Verdet常数的变化外,主要是温度变化在磁光材料中产生了线性双折射,使得原来的线偏振光转变为椭圆偏振光[4],从而产生了误差,反映在两只光电转换器所接收的光强上为:
其中,φ是线性双折射。
此外,光电转换器将携带有被测电流信号的光信号转换为计算机可测的电信号。根据光电转换器的特性,其输出方程可以用式(5)表示:
按照Farady磁光效应原理的光学电流传感器的基本原理和构成,以及考虑到温度因素的影响,可以得到图2数学模型方框图[9]。
1.2 闭环负反馈思想的引进
从对整个OCT系统数学模型的分析可以看出,原有的OCT在本质上是开环系统,若要实现OCT的高精度测量,就必须构成闭环系统,才能彻底解决OCT测量温漂的难题。
温度对OCT的影响最终作用于直流光强和交流光强中,只要将与交流光强一同输出的直流光强稳定于一个设定值就可以消除温度的影响。
为此,在原有光学电流互感器的基本组成结构上,将光电转换后的电信号进行高精度微弱信号处理,以抑制光电转换器中噪声的影响;再进行高精度交直流信号的分离,交流信号输出反映为被测电流;直流信号与光源设定电源输出的基本光强信号进行比较,将比较值输入高稳定度光源可控直流源中,直流源的电流提供给光学电流互感器的光源。由此而形成闭环,构成光学电流互感器的反馈自校正控制系统。
闭环负反馈系统原理图如图3所示。
图3中,输入至高稳定度光源可控直流源中的信号是设定值与反馈值之间的比较量。
2 高稳定度光源可控直流源控制系统设计
不管是温度的影响还是输入电流的波动,都最终反映在光源发出的光的强度上。为此,在光源的输出口增加一个分束器,将光源的输出光分成1:99的比例,将1%的光强反馈回直流源的一个光电转换器上,根据反馈光强的波动来按照一定的控制规律调整输入电流的大小,原理图如图4所示。
为了实时调整输入电流的大小以达到跟随反馈光强波动的目的,就必须能很好的对X9241数字电位器实现控制。
2.1 X9241数字电位器分辨率扩展
X9241型数字电位器是由四个数字电位器集合而成,每个数字电位器都有63个抽头,为了实现对输入电流的良好控制,就必须对数字电位器实现分辨率扩展。
X9241数字电位器扩展思路如图5所示。
数字电位器分辨率扩展推导:
将式(6)变形为:
由于X 0、X3均只能取整数,故为了得到最大的分辨率,令X3=X 0+1、X0=x
假定,z相当于等效后的滑动头的位置。因为,则z∈(0,8001],中间抽头增加到8 001个,分辨率大大提高。
其中,x∈(0,63],y∈(0,127],且x、y均取正整数。
对式(7)进行分析可知,给定z值即可求得x、y的值:
各滑动分接头的取值策略为:
2.2 X9241数字电位器控制策略分析
从数字电位器分辨率的扩展推导过程可知,数字电位器POT0、POT3作为粗调部分,数字电位器POT1、POT2作为微调部分。微调部分控制分析策略如图6所示。
禁止滑动端DW1、DW2的实现:
控制策略的软件实现流程图如图7所示。
2.3 高稳定度光源可控直流源控制结果分析
由C8051F310控制下的X9241数字电位器,在完成高分辨率扩展后,嵌入整个OCT系统中进行实验。实验结果如表1所示,其中扩展后的数字电位器各端口之间为电压测量值,单位为V。
分析可知实验的控制输出结果满足高精确度的要求,如图8所示。从而实现了对输入电流的高分辨率调整,也同时达到了实时跟随反馈光强波动的目的。
3 小结
本文在对基于Faraday磁光效应原理的光学电流传感器数学模型进行分析的基础上,通过将受温漂影响的直流光强与光源设定单元光强进行比较,并将比较值作为高稳定度光源可控直流源的输入,从而引入闭环负反馈控制,补偿了由环境变化给光学电流传感器带来的误差,进一步增强了光学电流传感器的测量精度,大大提高了继电保护装置的稳定性和可靠性。理论分析和硬件实验对其可行性进行了充分的证明,也为下一步实用化奠定了基础。
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单电流闭环 篇6
矩阵变换器是一种性能优良的新型变频电源,由Gyugyi L和Pelly B P在1976年提出。迄今为止许多学者对矩阵变换器进行了一系列研究,从不同的角度提出了许多控制方案,但它们主要集中于以输出电压为控制目标的电压控制法[1,2,3,4],国内外关于矩阵变换器电流控制策略方面的研究并不多。
1997年智利学者E P Wiechmann提出了预测电流控制策略[5]。2002年德国学者Peter Mutschler基于双空间矢量调制策略对矩阵变换器的输入和输出电流进行直接控制,实现了负载电流跟随给定变化,同时输入电流与网侧电压同相位[6]。2003年德国学者Stefan Muller以网侧输入功率因数等于1和电机电流无差跟踪为控制目标,给出了实现最优控制的目标权函数表达式,并验证了该方法的可行性[7]。1999年文献[8]首先在国内提出了基于电流跟踪控制的矩阵变换器的电流控制策略。文献[9]将矩阵变换器与永磁同步电机转子磁场定向控制技术相结合,提出了基于输出电压误差函数分析的矩阵变换器离散调制技术,实现了永磁同步电机的矢量控制。文献[10]提出了基于矩阵变换器的异步电机电流滞环跟踪矢量控制方案。文献[11]以矩阵变换器的输出电流为控制目标,在分析电流滞环控制的基础上,结合预测电流控制,得到了27矢量电流控制法。上述控制策略都是在电网电压平衡且正弦时提出的,且大多围绕滞环控制进行理论分析及方案改进。电流滞环控制方法的动态性能虽好,但存在开关频率不固定、电流误差变化无规律、输入电流谐波丰富等缺点。
本文将分析矩阵变换器的一种新的电流控制策略,该策略基于空间矢量调制技术,结合PI控制形成电流的闭环控制,保持输出电流空间矢量幅值始终恒定,输出电流的波形将是正弦且平衡的。在输入电源电压不平衡或非正弦时,可以很好地补偿矩阵变换器的电流输出。控制策略简单,不需要复杂的数学计算,有利于硬件电路设计和工程实现。
1 矩阵变换器结构与控制原理
典型三相输入三相输出的交-交矩阵变换器的电路结构如图1所示[12],9个双向开关元件组成了一个3×3的开关矩阵,每一相负载通过开关能够与三相输入电源的任一相相连。通过对9个双向开关的逻辑控制,可实现对电能的变换,从而向负载提供幅值和频率可调的电压和电流。
在矩阵变换器的工作过程中,必须遵循以下2个基本原则[1]:
a.矩阵变换器三相输入端任意两相之间不能被短路,避免产生过电流;
b.矩阵变换器三相输出端的任意一相电路均不能被开路,以防止产生过电压。
当开关导通时,定义开关函数Sij=1;开关断开时,开关函数Sij=0。由此,不同输出相的开关函数都必须满足条件:
2 空间矢量调制
空间矢量调制法是将交-交变换先虚拟为交直和直交变换再合成为交-交变换的调制方法[13]。基于空间矢量调制技术可以简化矩阵变换器开关控制中其周期时间的计算,且开关频率恒定,能提供平衡的输出电压,但最大电压传输比仅为0.866。如图2所示,假设某个瞬间输入电流空间矢量Ii位于第Ⅱ扇区和输出电压空间矢量U。位于第I扇区,根据矢量合成原理,实际的电压、电流矢量可由其相邻的2个标准矢量合成得到,于是每个PWM周期Ts(采样周期)中将会使用到4组有效的开关组合,其作用的时间分别为[1]
其中,m为调制系数(0≤m≤1),θv和θc分别为电压、电流矢量在各扇区的夹角,且0≤θc≤60°,0≤θv≤60°,当4种有效开关组合作用时间之和小于Ts时,用零矢量开关组合来补充。
3 电流控制器设计原理
设输入电压矢量为Ui,输出电流矢量为Io,假设:
其中,a=ej2π/3,uu(t)、uv(t)、uw(t)分别为u相、v相、w相电压。
输出电流矢量Io的幅值可由下式求得:
矩阵变换器的电流闭环控制策略系统框图如图3 所示。
为了保持输入电流与输入电压同相位,控制中采用检测输入电压过零点同步输入电流的调制方法,而输出电压矢量的初始相位可在程序中设定,然后根据空间矢量调制原理[1],确定每个控制周期中的有效开关组合及其对应的作用时间。开关作用时间主要与θc、θv和m参数有关,每个控制周期中分别通过判断电流、电压矢量的相位可以得到θc和θv的大小,而m的大小由PI控制器输出所决定。矩阵变换器输出电流矢量通过式(9)可以算出其幅值,然后将其幅值与给定电流iref进行比较,得出幅值偏差,PI控制器根据偏差大小输出不同的调制系数m,从而改变式(2)～(6)对应开关的作用时间,最后结合安全换流策略去控制开关的动作[14],通过控制输出电压基波幅值的大小来得到期望的输出电流。
当输入电压不平衡或非正弦时,矩阵变换器输出电流中将会出现低次谐波,电流矢量Io的幅值将是不稳定的,其幅值为
其中,下标1表示正序分量,2表示负序分量,n表示谐波次数。
在这种情况下,通过电流闭环控制使得输出电流矢量Io幅值保持恒定不变,将可以有效地改善输出电流的低次谐波含量与波形失真。
4 稳定性分析
矩阵变换器闭环电流控制器系统框图见图4。
PI控制器的传递函数:
式中,Kp为PI控制器的比例系数;τi为积分时间常数。
矩阵变换器模型的传递函数:
设负载端为阻感性负载,则负载的传递函数:
于是系统的开环传递函数为
从式(14)可见,此系统为I型系统,其幅相曲线将起始于相角为-90°的无穷远处,且以-180°方向终止于坐标原点,图5为其幅频特性曲线。
根据对数频率稳定判据,由于开环传递函数右半s平面极点数为零,且对数相频特性曲线与-180°线的正负穿越数之差也为零,得出其闭环特征方程正实部根个数为零,所以闭环系统稳定。
5 仿真验证
根据上述电流控制策略,用Matlab对其进行了仿真分析[15]。仿真参数为:输入电压幅值220 V,频率50 Hz;三相负载R=5Ω,L=5 mH;Ts=10-4 s;PI调节器中参数Kp=0.25,τi=10-3 s。
首先,给定输出正弦电流幅值为10 A,其频率为50 Hz,在0.04 s时跳变到20 A,见图6(a),图6(b)为三相输出相电流瞬态响应波形图,可见,实际电流呈对称正弦变化,而且当期望输出电流发生急剧变化时,实际电流能迅速跟踪,动态响应快,稳态无静差,这是电压控制策略所无法比拟的。图7为负载相电压波形。
第2种仿真条件为给定输出正弦电流幅值10A,频率50 Hz,电网电压如图8所示在0.04 s叠加了基波10%的5次谐波,其他参数不变。图9为PI控制器输出的调制系数动态变化情况;图10为在开环控制且调制系数m=0.25时得到的实际三相负载电流波形;图11为在采用上述闭环控制策略得到的实际三相负载电流波形及频谱(纵坐标h=un/u1为谐波含量,横坐标n为谐波次数,下同)。由频谱分析可知,电流谐波总畸变率THD为1.86%,基波电流幅值9.976 A。可以看出,采用空间矢量调制与PI控制器的混合电流控制策略有效地改善了输出电流品质,该方法适用于矩阵变换器。
图12为输入电压uu及滤波前电流iu的波形及频谱,其中电流波形被放大了5倍,可以看出电流相位与输入电压相位保持一致,THD为4.46%,基波电流幅值为2.259 A。
考虑到有时电网会存在非平衡状态,进行了第3种条件仿真分析:输入电压叠加了基波10%的负序分量,频率为50 Hz,如图13所示;参考电流幅值给定为10 A,初始频率为50 Hz,在0.04 s时频率跳变到100 Hz。
图14为在此仿真条件下得到的矩阵变换器三相负载相电流波形,可以看出波形与电网平衡时一样具有良好的正弦性,说明该控制策略在电网非平衡时也能很好地补偿输出电流。
6 结论
单电流闭环 篇7
21世纪以来，社会经济飞速发展。新兴产品的生命周期在不断缩短，产品问世后的短时间内就会出现大量的废旧产品。这类废旧产品中含有部分可被回收利用的部分，由此引发的废旧品处理问题成为各大公司的关注重点[1]。闭环供应链的相关研究及其结论对企业废弃物回收决策有很强的指导意义。
2 不对称信息条件下零售商回收的契约协调机制
2.1 模型的基本假设与描述
本文中的逆向物流供应链由制造商和零售商构成。零售商销售、回收产品，制造商制造新产品、再处理旧产品。制造商委托零售商进行废旧产品的回收时，制造商给予零售商的回收激励。当回收量大于合同期限内要求的最低回收量时，对超出的部分进行奖励，否则对未达到最低要求的部分进行惩罚[2]。
2.2 多零售商竞争条件下的契约协调
当市场上存在一个制造商和多个零售商时，各零售商为了获得最大效益，互相之间存在竞争与合作。根据纳什—古诺均衡，零售商有关产品的定价会随着市场上存在的零售商数量的变化而发生改变。当市场上存在多个零售商时，各个零售商在销售和回收产品时均存在竞争或合作，使市场达到平衡[3]。
2.3 结果分析
2.3.1 单零售商的情况
结论1：当市场上只存在一个零售商时，零售商的回收努力程度逐渐提高，随着合同期限拉长，可能出现努力程度降低的情况。
结论2：当市场上只存在一个零售商时，零售商的回收率逐渐提高，随着合同期限拉长，可能出现回收率降低的情况。
结论3：当市场上只存在一个零售商时，产品的销售价格在初始阶段逐渐降低，随着合同期限拉长，可能出现销售价格回升的情况。
通过图1发现回收率随着时间增长，到达一定的程度后开始降低，与前文结论相符合。观察图2发现到合同末期，即使零售商继续提高回收努力水平，废旧产品的回收率仍然降低。
2.3.2 多零售商的情况
结论1：零售商数量不发生变化时，合同期内零售商的努力程度也不会改变。当市场中的零售商数量确定时，努力程度仅随着外生自然因素发生改变。
结论2：零售商数量不变时，市场上的总回收率不变。当市场中的零售商数量确定时，每一个零售商的回收率为常数。
3 不对称信息条件下制造商回收的契约协调机制
3.1 模型的基本假设与描述
市场上仅存在一个零售商和一个制造商，零售商仅销售新产品，制造商负责产品制造以及废旧产品回收和再处理。制造商决定产品的批发价格、合同周期及回收努力程度。零售商通过观察制造商有关批发价格以及合同周期的决策[4]。
3.2 制造商分等级回收废旧产品的契约调节
制造商在进行回收时，直接对回收的废旧品分门别类，按照不同的等级给予消费者回收费用。部分使用后的废旧产品的零部件性能较好、质量仍然符合使用标准，可直接参与再制造部件的装配，这类废旧产品的回收可以带来一定的经济利益。其余有条件进行再制造的零件，将对其进行一系列的再加工，与其他再制造零件或新零件一起共同装配成性能等同甚至优于原部件的再造部件，带来一定的经济利益[5]。故采用上述分级方式对废旧产品进行分类，每一类产品的处理工艺不同，能够获得的效益也不同。
3.3 结果分析
3.3.1 制造商不分级回收
结论1：制造商单独回收时，在有时间限制的合同中，制造商的努力水平是逐渐降低的。
结论2：废旧产品的回收率先增加后减少，回收率的增加加速速度度越越来来越越小小。。
比较图3发现若制造商对自己的回收率期望值更高，会为此付出更多的努力，能够回收更多的废旧产品。
3.3.2 制造商分级回收
分级回收废旧产品时，努力程度及回收率关于时间t的变化规律与不分级回收时类似。
结论1：制造商单独回收时，在有时间限制的合同中，制造商的努力水平是逐渐降低的。
结论2：废旧产品的回收率先增，随着合同期限的增加可能减少，回收率的增加速度越来越小。
4 结论
在单零售商回收渠道下，零售商的回收努力程度逐渐提高，回收率逐渐提高。随着合同期限拉长，可能出现努力程度降低、回收率降低的情况。也可能出现销售价格回升的情况。单制造商回收渠道下，在有时间限制的合同中，制造商的努力水平逐渐降低，废旧产品的回收率先增加后减少，回收率的增加速度越来越小，制造商的回收率与期末回收率的期望值成正相关。分等级回收时，回收的废旧产品质量不确定，风险偏好的制造商会付出更多的努力回收更多的废旧产品。
摘要：闭环供应链的研究对企业废弃物回收决策有很强的指导意义。文中主要研究不对称信息条件下零售商回收的契约协调机制与制造商回收的契约协调机制,制造商始终为主从博弈的领导者,零售商为跟随者,根据主从博弈的理论求解出各个参与方的最优反应函数,并分析利用实际算例和图像验证分析得到的结果。
关键词：单回收渠道,闭环供应链,契约协调机制,主从博弈理论
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