电感式接近开关

电感式接近开关（通用5篇）

电感式接近开关 篇1

1 前言

大庆石化公司塑料厂A线低压高密度聚乙烯装置采用的日本JSW造粒机已使用了接近20年。原有测速系统采用切粒机转轴带动一个小型发电机的方式, 根据不同的转速会产生大小不同的电流, 根据这个电流信号反推出转速的方式以测量造粒机的转速。但是, 现场人员反映该种方法失真, 并不能反映出真实转速, 对工艺操作人员产生了不良干扰, 因此用户要求取消原有测速方式。但是由于造粒机不方便进行大的改动, 因此只能采用较简单的方式测量转速以达到用户的要求。

接近开关小巧玲珑, 占用空间小, 安装方便, 因此使用廉价的接近开关测量普通旋转机械的转速也是一种不错的选择。

2 电感式接近开关工作原理

电感式传感器由三大部分组成:振荡器、开关电路及放大输出电路。振荡器产生一个交变磁场。当金属目标接近这一磁场, 并达到感应距离时, 在金属目标内产生涡流, 从而导致振荡衰减, 以至停振。振Á荡器振荡及停振的变化被后级放大电路处理并转换成开关信号, 触发驱动控制器件, 从而达到非接触式之检测目的。图1为典型电感式接近开关回路原理图。

3 具体使用方法

接近开关既可径向安装, 也可轴向安装, 很方便, 具体安装使用方法如图2。

对于单齿齿轮, 当造粒机转一圈, 就会有一个脉冲输出, 如果t段时间内检测到N个脉冲, 那么转速。

对于多齿齿轮, 假设一圈均匀分布n个齿, 则一圈就会有n个脉冲, 如果t段时间内检测到N个脉冲, 那么转速。

一般接近开关的响应频率为几百Hz, 在单齿测转速时, 以200Hz为例, 对应的转速可达12000转/分 (乘60) , 因此接近开关是可以满足旋转机械转速测量要求的。

接近开关输出的脉冲信号可以直接接入PLC的频率计数卡, 然后在PLC中反推出转速, 但是由于此种做法会占用PLC系统太多内存, 可能造成PLC系统运行缓慢, 因此不推荐此种做法。推荐的做法, 是在接近开关和PLC系统之间加一块频率转换器, 由频率转换器把频率信号转换成标准的4~20mA信号引入到普通的PLC模拟量输入卡, 如图2所示。

4 总结

用接近开关测量转速的优点是方法简单、安装方便、可靠实用, 因此在工程方面得到了广泛的应用。缺点是当旋转机械转速慢时, 精度较差。因此使用时, 应考虑使用场合是否对精度要求不高, 是否在所选接近开关的可测范围内。

摘要：本文结合实际, 简单介绍了电感式接近开关的原理以及接近开关在测量旋转机械转速的典型用法

关键词：接近开关,造粒机,频率

参考文献

[1]巴鲁夫.感应式接近开关

开关耦合电感逆变器分析 篇2

新的开关耦合电感逆变器族在最近被提出, 它仍有电压源型和电流源型两类。在电压源型开关耦合电感逆变器中, 升压功能是通过与Z源逆变器相同的原理引入直通状态实现的, 但它具有更高的升压比和更低的有源器件电压应力。在电流源型开关耦合电感逆变器中, 降压功能通过引入的开路零状态实现, 它是一个少电容、显著降低系统尺寸的解决方案。本文对电压源型和电流源型的开关耦合电感逆变器进行了分析, 根据它们升压能力强、成本低, 适用于光伏微逆变器和电动汽车电机降压-升压逆变器的紧凑型解决方案的特性, 展望了它们在光伏逆变、混合动力汽车充电与电机驱动方面的应用潜力。

1 开关耦合电感的逆变器介绍

延长经典DC-DC变换器占空比的最简单方法是将单个电感的抽头连接到其它元件, 如主开关器件, 续流二极管等。与其他延长占空比的方法相比, 通过采用抽头电感能使变换器的重量、尺寸、复杂性和成本降低 (如与级联几个基本的DC-DC转换器和使用多绕组变压器相比) 。抽头电感形成一个额外的控制参数, 即抽头电感的传输比。

抽头电感类似于自耦变压器, 当晶体管打开时, 能量存储在电感中, 当晶体管关断时, 能量释放到输出端, 以此来实现升压降压功能。抽头与外部组件的连接方式不同产生不同的拓扑构, 从而带来不同的有源器件和无源元件的电压和电流应力。在给定电压增益时, 可选出最好的拓扑结构。

这里提出了一种新型开关耦合电感的逆变器, 同样使用了抽头电感变换器原理。它利用电压源型逆变器的一个额外直通状态和电流源型逆变器的一个额外开路零状态实现电压的降压-升压功能。理论和仿真已证明开关耦合电感逆变器比其它升降压逆变器具有更广的调节范围和更低的电压/电流应力, 而且电压源和电流源型拓扑与其他拓扑相比都具有更少的开关动作, 且其为少电容的解决方案, 大大降低了系统的尺寸。

2 开关耦合电感的逆变器原理分析

2.1 电压源型开关耦合电感逆变器

以一种为例进行分析, 拓扑如图1所示。

(1) 等效电路的状态。如图2所示, 该拓扑有两个工作状态, 直通状态和非直通状态。直通状态表示同时打开同一桥臂的上下开关, 如果选择在普通零状态下引入直通, 将不会影响输出电压和电流, 但前端的电感在直通状态中得到充电, 所以逆变器可实现升压。当逆变桥直通时, 前面的二极管自动关闭, 电感器L2充电。在非直通过状态, 二极管导通, 电感放电。此时, 逆变器可以被看作是一个电流源, 等效输出电压为Vout。在整个开关周期中, 耦合电感中的能量守恒, 总的变换次数和电流的乘积 (N*I) 保持不变。

(2) 电压和电流增益。

利用电感电流的伏秒平衡和电容上的电压安秒平衡, 得到该电路的电压和电流增益公式。直通状态下, L1的电流为零, 但通过C1对L2充电。在非直通状态时, L1和L2是串联的, 由于源和电容之间的压差而被充电。在两种状态下的电感电压为:

其中n是L1和L2之间的传输比, D0是直通占空比。

在一个开关周期内, 电感在不同的电路状态下的电流是不相同的, 所以每个电感的电流并不连续的。换句话说, 在一个开关周期内, 它是跳跃的。但是, 电感的总通量保持不变。因此, 一个连续单元的电感电流可被定义为:

由于其连续, 此电流可以作为状态空间模型中的状态变量。

因此, 采取单元电感电流iL和电容电压VC作为状态变量, 建立状态空间方程:

采用状态空间平均法计算电感电流和电容电压, 平均电感电流和电容电压为:

由伏秒和安秒平衡假设:

可推出iL和VC的平均值为:

非直通状态下等效输出电压可推导并表示为:

因此, 交换耦合电感网络的升压比为:

又:

输入与输出之间的电压增益可表示为:

由此可以看出, 该逆变器具有电压降压-升压功能。

逆变器电桥中的有源器件上的电流应力等于输出电流非直通状态时的电流应力, 但最大电流应力取决于当前的直通状态, 且此电流为这种情况下电感L2的电流。根据磁通恒定:

可推导出直通状态下L2的电流为:

这也是有源器件上的电流应力。

2.2 电流源型开关耦合电感逆变器

以一种为例进行分析, 拓扑如图3所示。

(1) 等效电路状态。如图4所示, 该电路有两种工作状态。开路零状态占空比为D0。

(2) 电压增益和电流增益。在L1中, 由伏秒方程有:

电压增益Vout/Vin:

因而当n<1时, 升压, 当n>1时, 降压, 当n大于1/D0时, 进入吸收功率状态。

3 总结

由以上分析, 新提出的降压-升压逆变器拓扑具有以下特点:

(1) 在正确选择的传输比n和额外开关状态的占空比的基础上, 无论是电压/电流源型拓扑都可以实现降压-升压。

(2) 与Z源逆变器相比, 电压源型拓扑的无源元件数量只它的有一半, 但具有更高的电压升压比和更低的有源开关电压应力。

(3) 与两级的升压逆变器相比, 电压源型拓扑的开关动作少, 尺寸更小, 可靠性更高。

(4) 电流源型拓扑是一个少电容的解决方案, 比多电容逆变器 (升压转换器、逆变器和Z源逆变器) 具有紧凑优势。

(5) 电流源型拓扑具有较低的有源开关电流应力。

(6) 由于开关前置, 电压和电流源型拓扑具有功率获得的能力。

基于这些优点, 电压源型开关耦合电感器逆变器在需要从小直流电中获得大电压增益的应用中具有明显优势, 这可用于光伏发电中的微型逆变器, 或混合动力汽车中的电机驱动与电池充电。电流源型开关耦合电感逆变器是紧凑、可吸收功率、高效、耐高温、低成本的结构, 在HEV/EV的电机驱动中有巨大的潜在应用。

参考文献

[1]Qin Lei.buck/boost current-source-inverter topologies, modulation and applications in hev/ev motor drive[D]Michigan State University, 2012.

电感式接近开关 篇3

结构振动控制是机械系统中常常需要解决的问题。传统的振动控制方法一般是被动的,如飞机壁板结构通过在壁板内部填充阻尼材料、增加结构阻尼从而达到降低结构振动响应的目的。更加简单的方法是直接通过加固结构的方式增加结构的刚度以实现振动控制。一般来说,这些方法是有效而且可靠的,但是这些被动方法不可避免地增加了结构的重量,这对于有重量限制的结构,比如航空、航天结构是不允许的。

近年来,采用压电材料进行振动控制的研究越来越多,其中压电分流阻尼电路得到很多关注。在这些方法中,压电元件通常被粘贴在结构表面,通过在压电元件两级接入一个含有基本电学元件的分流电路(shunt circuit),大幅降低结构发生共振时的响应[1]。 Lesieutre回顾了四种典型的压电分流电路,分别是电阻型分流电路、电感型分流电路、电容型分流电路和开关型分流电路,每种分流电路都会导致结构出现不同的力学特性[2]。其中,电阻-电感型分流电路(R-L shunt circuit)得到学者较多研究。这种技术通过在压电元件两端串联或者并联一个电阻-电感分支电路,与压电元件(可以等效成一个电容元件)一起组成LCR振荡电路。 通过调节电路中电阻与电容的参数,使得电路的谐振频率恰好等于结构的振动频率,这样R-L分流电路技术可以在结构发生共振时刻达到其最大抑振效能。但是,这种技术控制带宽很窄,当结构固有频率由于外部环境发生改变时,电路中电子元件参数需要重新手动调优。同时,对于低频振动控制,所需最优电感值高达数百亨利,这在现实中是很难满足的。

开关型分流电路作为一种振动半主动控制方法,可以克服R-L被动型分流电路的上述缺点,近年来得到了广泛的研究。Clark最早提出了一种“状态开关型”分流电路,其原理为在结构振动的半个周期内闭合电路,在另外半个周期内打开电路。通过电路开闭引起结构刚度的变化,从而实现耗散结构机械能达到控制振动的目的[3]。Richard等人提出的“同步开关阻尼技术”(Synchronized switch damping technique)是一种更加有效的开关型分流电路。通过在结构位移达到峰谷值时短时闭合分流电路,压电元件两级电压可被大幅提升,而且压电元件产生的作用力总是与结构振动速度反方向[4]。典型的同步开关阻尼技术包括:状态型(SSDS)、电感型(SSDI)和电压型(SSDV)。这些技术都可以自适应频率的变化,而且可实现宽频域多模态控制。从能量功耗的角度来看,这种半主动控制方法只需要消耗很少的能量控制电路中脉冲开关的开闭,远小于能耗需求大的主动控制方法[5,6,7]。

在已发表的关于同步开关阻尼的论文中[8,9],所建立的数学模型只给出了结构处在共振状态下的控制效果。然而,当结构受迫振动时,激励频率往往不是结构的固有频率,那么该数学模型就不能给出该技术的振动控制效果;其次所建立数学模型也不能给出电路中电压与电流变化的情况。为此,现通过分析了电感型同步开关阻尼技术的抑振原理,采用状态空间方法建立技术的时域模型,同时给出了建模中的系统参数的识别方法,最后基于所建立时域模型,采用Matlab/Simulink软件搭建仿真系统,得到控制系统在不同激振频率下的时域响应,从而得到控制系统的频域响应函数。

1 电感型同步开关阻尼技术工作原理

1.1 耦合压电元件结构的单自由度数学模型

耦合有压电元件的结构其单自由度模型可以由图1表示。结构在外界激振力作用下的受迫振动微分方程可以简化为:

$m\ddot{u}+c\dot{u}+k{}^{E}u=F{}_{\text{e}\text{x}}+F{}_{\text{p}\text{i}\text{e}\text{z}\text{o}}(1)$

式(1)中m, c分别是结构的等效质量和等效阻尼;kE是压电元件电学短路时结构的等效刚度;u,$\dot{u}$和$\ddot{u}$分别为结构的位移,速度和加速度。Fex为作用在结构上的激励力。当结构振动时,压电元件产生的作用力Fpiezo与压电元件两级的电压成正比关系,可以描述为:

Fpiezo=-αV (2)

式(2)中,V是压电元件两级的电压,α是压电作用力系数。从压电元件流出的电流可以写为公式(3),式(3)中C0为压电元件的固有电容。

${\rm I}=\alpha \dot{u}-C{}_0\dot{V}(3)$

如果压电元件外接分流电路处在开路状态(I=0),那么公式(3)可以简化为公式(4)。从公式(4)可以看出,如果压电元件一直处于开路状态时,其电压与结构位移同相位且幅值成正比关系。

$V=\frac{\alpha }{C{}_0}u(4)$

1.2 电感型同步开关阻尼技术介绍

电感型同步开关阻尼技术的分流电路图如图2所示,其中R、L与C0分别为电路中的等效电阻,电感和压电元件的固有电容。开关装置SW一般由场效应管MOSFET构成,其开闭状态可由一个电平电压信号来控制。可以看出,当开关闭合时,电路为一个LCR振荡电路,其振荡周期T可以由公式(5)得到。在实际电路搭建中,电路中的电阻表示电路中所有电学元件寄生电阻之和,其值一般较小,可以忽略不计。

${\rm T}=\frac{1}{\sqrt{\frac{1}{LC}-\left(\frac{R}{2L}\right){}^2}}(5)$

电感型同步开关阻尼技术的工作原理可以描述为:当结构位移达到极大或极小值时(即电压达到极大值或者极小值时),控制器发出一个脉冲电平信号使开关闭合,脉冲宽度(即开关闭合持续时间)为LCR振荡电路周期的一半(即T/2)。假设在一次开关闭合瞬间(脉冲上升沿时刻),压电元件的电压幅值为VM,开关重新打开瞬间(脉冲下降沿时刻),由于LCR电路的振荡作用,电压幅值变为Vm,电压关系可以由图3反映出。那么根据LCR振荡电路原理,开关开闭瞬间压电元件电压关系可以由公式(6)给出:

Vm=γVM (6)

式(6)中,反转系数$\gamma =e{}^{-\frac{\text{π}}{2Q}}‚Q=\frac{1}{R}\sqrt{\frac{L}{C{}_0}}$。

1.3 能量分析

在公式(1)等号两边乘以结构的速度$\dot{u}$并对时间积分,即

${\displaystyle \int }{}_0^t(m\ddot{u}+c\dot{u}+k{}^{E}u)\dot{u}\text{d}t={\displaystyle \int }{}_0^t(F{}_{ex}-\alpha V)\dot{u}\text{d}t(7)$

那么

$\frac{1}{2}m\dot{u}{}^2\left|{}_0^t+\frac{1}{2}k{}^{E}u{}^2\right|{}_0^t+{\displaystyle \int }{}_0^{t}c\dot{u}{}^2\text{d}t+{\displaystyle \int }{}_0^t\alpha V\dot{u}\text{d}t={\displaystyle \int }{}_0^{t}F{}_{ex}\dot{u}\text{d}t(8)$

假设位移,速度的初始条件都为零,那么公式(8)可以写为

$\underset{\text{机}\text{械}\text{能}}{{\displaystyle \frac{1}{2}m\dot{u}{}^2+\frac{1}{2}k{}^{E}u{}^2}}+\underset{\text{阻}\text{尼}\text{耗}\text{散}\text{能}\text{量}}{{\displaystyle {\displaystyle \int }{}_0^{t}c\dot{u}{}^2\text{d}t}}+\underset{\text{压}\text{电}\text{元}\text{件}\text{汲}\text{取}\text{的}\text{能}\text{量}}{{\displaystyle {\displaystyle \int }{}_0^t\alpha V\text{d}u}}=\underset{\text{外}\text{界}\text{激}\text{励}\text{做}\text{功}}{{\displaystyle {\displaystyle \int }{}_0^{t}F{}_{ex}\text{d}u}}$ (9)

从公式(9)可以看出,外界激励对结构的做功可以转化为结构的机械能(动能+势能),结构阻尼所耗散的能量,以及压电元件从结构中汲取的能量。因此对于压电分流型振动控制方法来说,就是需要优化∫${}_0^t$αVdu部分,使其最大化。对于同步开关阻尼技术来说,结构在一个振动周期内压电元件从结构中汲取的能量∫${}_0^{{\rm T}}$αVdu可以由一条滞回曲线所包围的面积来表示(如图4所示)。图4中横坐标为结构位移u,纵坐标为压电电压V与电压作用力系数α的乘积。从图4可以看出,当电路闭合时,压电电压V在其结构位移最值±uM时刻被反向;当电路开路时,压电电压V与结构位移成一次线性关系,其斜率为α/C0。压电元件从结构中所汲取能量的一部分将以电势能的形式储存在压电元件上,另一部分将通过电路中的电阻以热能的形式耗散掉。当压电电压达到稳态时(即结构处于稳态振动时),压电元件从结构中汲取的能量正好等于电路中由于电阻效应耗散掉的能量。由此可知,压电电压在电路闭合时,其反转系数γ越大,滞回曲线所包围的面积就越大,压电元件从结构中汲取的能量就越多。电路的反转系数主要由电路中的电阻所决定,电阻越小,反转因子越大。因此,在选取电路中电子元件时,要求其寄生电阻阻值越小越好。

2 基于状态空间的SSDI时域建模

当图2中的开关闭合时,SSDI的电路为一个LCR振荡电路,其电路方程可以写为

$V=L\frac{\text{d}i}{\text{d}t}+Ri(10)$

结合方程式(1)和式(3),此方程组可以用状态空间方程式(11)进行描述,即

$\dot{\mathit{x}}(t)=\mathit{A}\mathit{x}(t)+\mathit{B}\mathit{f}(t)(11)$

状态向量x(t)可以选取为

$\mathit{x}(t)=[u\dot{u}Vi](12)$

系统矩阵A是一个4×4的矩阵,可以用公式(13)所示的分块矩阵进行表示,即

$\mathit{A}=\left[\begin{array}{cc}\mathit{A}{}_1& \mathit{A}{}_2\\ \mathit{A}{}_3& \mathit{A}{}_4\end{array}\right](13)$

$\text{式}(13)\text{中}\mathit{A}{}_1=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -k/m& -c/m\end{array}\right]‚\mathit{A}{}_2=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -\alpha /m& 0\end{array}\right]‚$

$\mathit{A}{}_3=\left[\begin{array}{cc}0& \alpha /C{}_0\\ 0& -1/C{}_0\end{array}\right]$

。根据开关开闭状态的不同,A4有两种形式,其中当开关闭合时,

$\mathit{A}{}_4=\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 1/L& -R/L\end{array}\right]$

;当开关打开时,电路中电流为零,

$\mathit{A}{}_4=\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]$

。通过对A进行分块表示可以看出,A1矩阵只含有力学参数m,k,c代表了系统的力学特性,A2和A3矩阵含有压电作用力系数α,代表了系统的机械耦合特性,A4矩阵只含有电学参数L, R, C0, 代表了系统的电学特性。输入向量f(t)为作用在结构上的激励Fex,输入矩阵B=[0 1/m 0 0]T。

3 基于Matlab/Simulink的数值仿真

3.1 系统参数识别

本仿真中,采用一粘贴有压电元件的悬臂钢梁结构作为控制目标,需要识别的系统参数及参数值如表1所示,这些参数可归为三类:电学部分,力学部分与机电耦合部分,标有“†”标志的参数表明该参数可通过测量直接得到,其余参数则可通过公式(14)～式(18)间接计算得到。右上角标“E”和“D”分别表示该参数测量条件为粘贴在结构表面的压电元件处在短路或开路状态,电路中电阻是电路中所用阻抗元件电阻值之和,这些阻抗元件包括电感和场效应管等,机械品质因数QM可以通过半功率带宽法获得[10]。

3.2 Simulink模型介绍

根据系统单自由度状态方程(11),在Matlab/Simulink环境中搭建起如图5所示仿真模型。图5中Pulsetime模块可检测出结构位移达到峰谷值的时刻,并在这些时刻发出一个脉冲信号用来切换系统矩阵A中的A4在电路开闭路状态下的表达式,从而实现开关开闭的目的,脉冲宽度为LCR震荡电路周期T的一半,使得压电元件两级电压恰好被反向。考虑到LCR电路震荡周期为600 μs(即每次开关闭合持续时间为300 μs),将仿真系统仿真步长设定为10 μs,从而可以精确地得到开关闭合时间内电路中压电电压与电流的变化情况。

4 仿真结果及讨论

采用上述Simulink模型进行SSDI控制系统的时域仿真,激励频率为电学开路状态结构的固有频率(22.5 Hz)。图6为仿真结果,可以看出仿真时间历程一共为6s,其中前3 s开关未闭合,结构振动位移与电压成正比关系,电路中电流为零,结构振动在2 s末达到稳定状态。从3 s初开始,对结构施加SSDI控制。由于LCR电路的振荡效应,电压在结构位移达到每一个极大值或者极小值时刻被反向。因为结构与LCR振荡电路都是二阶系统,其惯性效益使得压电电压在开关闭合的短时间内达到较高的水平,较高的电压同时产生的较大压电控制力使得结构振动在开关闭合的最初0.5 s内被抑制到很低的水平。3.5 s以后,结构振动与压电电压都达到稳定状态。同时可以观察到,电路中的电流只在开关闭合(即电压反向)时段内不为零,其余时段由于电路处在开路状态,电路中电流为零。从图6中的局部放大图可以看出电压在位移时达到最大值时刻被反向,电流在整个开关闭合时间内方向不变,而且在电压为零时刻达到极值,这符合1.2节中所描述的SSDI工作原理,说明该建模方法是有效的。

由于开关的存在,状态空间方程中状态向量A不是一个常量,因此系统是非线性的,所以无法直接得到控制系统的传递函数。为了得到结构在不同激励频率下,SSDI 技术的抑振效果,采用图4所建立的仿真系统,对结构在不同激励频率下的响应进行了数值仿真,将控制后结构位移的时域响应转换到频域上,选取频域峰值点作为控制后的结构位移响应幅值。仿真过程中,激励力的幅值保持一致,激励频率范围为15.5 Hz～29 Hz,将此区间分为50个子步进行时域仿真。根据仿真结果,可以画出施加控制后结构在不同激励频率下的响应幅值谱,如图7所示。 根据图7可以看出,采用SSDI控制前后,结构的固有频率并没有发生偏移,振动控制效果在结构固有频率处最明显,这说明SSDI技术并不改变结构的刚度,而是等同于对结构附加了阻尼。

5 结论

从能量角度对电感型同步开关阻尼技术的抑振机理进行了分析,指出此技术通过压电元件将结构的机械能转化为电能并储存在压电元件上,最终以热能的形式在电路中耗散掉,从而实现振动控制的目的。提出的基于状态空间的时域建模方法克服了传统建模方法只关注固有频率处减振效果的不足,从而得出不同激励频率下的控制效果,同时也可以得到传统建模方法无法得到的压电电压与电流变化情况。数值仿真结果表明,该模型可与理论分析相吻合,并且指出该技术属于一种主动变阻尼的振动控制方法。

参考文献

[1] Hagood N W,Flotow A V.Damping of structural vibrations with pie-zoelectric materials and passive electrical networks.J Sound Vib,1991;146(2):243—268

[2] Lesieutre G A.Vibration damping and control using shunted piezoe-lectric materials.Shock Vib.Dig,1998;30:187—195

[3] Clark W W.Semi-active vibration control with piezoelectric materialsas variable stiffness actuators.Proc SPIE:Smart Structures and Mate-rials,Passive damping and isolation,Newport Beach,CA:1999;3672:123—130

[4] Richard C,Guyomar D,Audigier D.Enhanced semi-passive dampingusing continuous switching of a piezoelectric device on an inductor.Proc SPIE:Smart Structures and Materials,Damping and Isolation.Newport Beach,CA:2000:288—299

[5] Makihara K,Onoda J,Minesugi K,Low-energy-consumption hybridvibration suppression based on an energy-recycling approach.AIAAJournal,2005;43(8):1706—1715

[6] Makihara K,Onoda J,Minesugi K,Comprehensive assessment ofsemi-active vibration suppression Including energy analysis.J VibAcoust,2007;129:84—93

[7] Neubauer M,Han X,Schwarzendahl S M,Enhanced switching lawfor synchronized switch damping on inductor with bimodal excitation.Journal of Sound and Vibration,2011;330(12):2707—2720

[8] Badel A,Sebald G,Guyomar D,et al.Piezoelectric vibration controlby synchronized switching on adaptive voltage sources:Towards wide-band semi-active damping.J Acoust Soc Am,2006;119(5):2815—2825

[9]季宏丽.智能结构的自感知主动振动控制以及半主动振动控制的研究.南京:南京航空航天大学,2007

电感式接近开关 篇4

自Z源逆变器[1]提出以后, 就得到了人们的极大关注。由于改进了直流侧拓扑, Z源逆变器可使每个桥臂的上下器件同时导通。通过这个直通, 达到了升压的目的;不需要加入死区时间, 降低了控制复杂程度, 克服了传统逆变器的缺点。

为了进一步优化Z源逆变器的性能, 国内外许多学者对其进行了不懈地研究[2,3]。在Z源网络结构方面, 有改进型Z源网络结构[3]、Quasi-Z源网络结构[4]、开关电感Z源网络结构[5]以及开关电感Quasi-Z源网络结构[6]等。在调制策略方面, 简单升压调制和最大升压调制[3]是应用于Z源逆变器的最基本的两种PWM调制策略, 但是简单升压调制存在电感电流脉动大及开关器件电气应力大的问题, 接着提出的最大升压调制虽然克服了简单升压调制的问题, 却因每个开关周期直通时间不固定引入输出频率6倍频的电流纹波;3次谐波注入法虽然有效解决了以上两种策略电压利用率低的问题, 但在电压闭环控制时存在调制波和注入的3次谐波如何同步的问题[7]。

由于以上几种调制策略的方式均是高频三角波与调制波比较生成PWM波, 比较适合模拟电路, 不便于数字化实现, 文献[8]采用的直通矢量分段SVPWM调制策略不仅便于数字化实现, 并且具有降低开关频率和电感电流纹波的特点, 可否将该种策略用于开关电感Quasi-Z源逆变器以及运用该调制策略需要注意的问题成为本文研究的重点。

本文采用SVPWM调制策略对开关电感Quasi-Z源逆变器进行研究。为了进一步了解开关电感Quasi-Z源逆变器在SVPWM调制策略下的特性, 分别采用4次直通、6次直通和8次直通SVP-WM调制策略对其进行研究, 详细分析了其在6次直通SVPWM调制策略的工作过程、开关器件状态并推导了3种策略下的最大直通占空比。经比较分析, 可得在一定开关频率下, 8次直通SVPWM调制策略的效果要比4次直通、6次直通SVPWM调制策略好;在低频情况下, 直通次数多的SVP-WM调制策略要比直通次数少的效果好, 而在高频情况下, 直通次数对波形影响不大。

2 开关电感Quasi-Z源逆变器

开关电感型Quasi-Z源逆变器电路拓扑如图1所示。

由图1可看出它包括2个电容 (C1和C2) , 3个电感 (L1, L2和L3) 和4个二极管 (Din, D1, D2和D3) 。与Quasi-Z源逆变器相比, 它用电感 (L2和L3) 和3个二极管 (D1, D2和D3) 替代了原来的一个电感L2, 这样在启动时几乎没有电流流向主电路, 可有效地抑制浪涌电压[5]。二者的升压原理相同, 均是通过桥臂的直通获得升压能力。

3 调制策略

3.1 简单升压调制策略和最大升压调制策略

由文献[1-2]可知, 最先应用于Z源逆变器两种基本的PWM调制策略为:简单升压调制和最大升压调制, 见图2。对于简单升压调制策略, 如图2左侧部分, 直通状态的插入方法如下:设定一个电压值Vn, 该值大于或者等于正弦波峰值并小于三角载波峰值, 当三角波的绝对值大于该电压值时, 插入直通状态;对于最大升压调制策略, 如图2右侧部分, 直通状态的插入方法是这样的:以正半轴为例, 在每一时刻找到三相电压的最大值, 并将最大值与三角波相比较, 若三角波大于最大值, 那么就插入直通状态, 负半轴取双方的绝对值。这样就尽可能地增大了直通占空比, 但是每个周期的直通状态时间不是固定的。与简单升压调制相比, 在同等的电流增益下, 最大升压调制策略的调制比可以很大, 这样就意味着器件的电气应力将会减小, 但是有利也有弊, 最大升压调制策略的直通状态在Z源网络电感中引入了交流输出频率6倍频的电流纹波, 增加了对Z源网络无源器件的选择难度。

3.2 SVPWM调制策略

空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 作为一种新型的矢量控制技术, 具有电压利用率高、输出谐波少、控制方法简单等优点[1]。该调制技术是利用6个开关管以一定的方式开通关断, 形成8种基本工作状态, 即:100, 110, 010, 011, 001, 101, 111, 000 (上桥臂开关管“开”时, 开关状态为1, 下桥臂开关管“开”时, 开关状态为0) , 利用这8种电压空间矢量的线性组合可以获得各种新的电压矢量。该调制策略具有电压利用率高、动态响应快、波动小等特点。Z源逆变器的SVPWM调制策略与传统逆变器的SVPWM调制策略类似, 除了与后者有相同的6个有效空间矢量和2个非直通零矢量之外, Z源逆变器空间矢量还有特定的直通零矢量。

3.2.1 直通矢量分段 (6次直通) SVPWM调制策略

文献[8]采用的直通矢量分段SVPWM调制策略具有降低开关频率和电感电流纹波的特点, 本文将其应用于开关电感Quasi-Z源逆变器。一个开关周期的控制信号见图3, 该调制策略是在每个桥臂上下开关器件换流期间将直通矢量平均分配在每条桥臂中。图3中阴影部分即为直通的时刻, 一个周期里有6次直通的开关状态, 这样就把直通零矢量时间分为6份。由于调制策略中前半个周期和后半个周期是对称的, 这里以前半个周期为例, 假设选定的时刻是第n个开关周期, 设

结合图3, 细化的半个周期的工作过程如表1所示。

在理想状态下, 当处于直通状态时, 由于逆变桥短路, 二极管D1和Din关断, D2和D3导通, 如图4a所示, 电感L1, L2和L3处于充电状态, 电容C1和C2处于放电状态;当处于非直通状态时, 如图4b所示, 二极管D1和Din导通, D2和D3关断, 电感L1, L2和L3处于放电状态, 电容C1和C2处于充电状态。由文献[6]可知, 直流输入电压Vin、直流母线电压Vdc和电容电压VC1的关系

式中:D为直通占空比。

根据文献[9], 直通矢量分段SVPWM调制策略直通时间T0由于TN/4-T0/3必须大于等于零被限制到3/4TN, 而最大直通占空比为 (M为调制比) , 这里可取直通占空比为

另外

式中:Van为输出峰值电压;Vin为直流输入电压。

由式 (1) ~式 (3) , 可推导出直通矢量分段SVPWM调制策略直通占空比与直流输入电压和输出峰值电压的关系:

式中:0

经过以上分析研究, 发现直通矢量分段SVP-WM调制策略非常适用于开关电感Quasi-Z源逆变器, 同简单升压调制策略和最大升压调制策略相比, 该种调制策略可有效降低电气应力、电感纹波并能提高直流母线电压利用率。

3.2.2 4次直通SVPWM调制策略

直通矢量分段SVPWM调制策略是在一个开关周期内将直通时间分为6次, 在开关管通断时插入。基于此思路, 将直通次数减少, 采用4次直通SVPWM调制策略对开关电感Quasi-Z源逆变器进行研究。该调制策略同6次直通SVPWM调制一样, 也是在每个桥臂上下开关器件换流期间将直通矢量分配在特定的桥臂中。一个周期里有4次直通的开关状态, 这样就把直通零矢量时间分为4份。

对于最大直通时间, 由上节分析可知, 直通矢量分段SVPWM调制策略直通时间T0由于TN/4-T0/2必须大于等于零被限制到1/2TN, 这里取直通占空比为

由式 (1) 、式 (3) 和式 (5) , 可推导出直通矢量分段SVPWM调制策略直通占空比与直流输入电压和输出峰值电压的关系

式中:0

同6次直通SVPWM调制策略相比, 4次直通SVPWM调制策略逆变桥各个短路和逆变状态的时间更加集中。在具有同等直通时间情况下, 由于4次直通SVPWM调制一次直通时间较长, 意味着电容吸收更多的能量, 提高了直流母线电压, 进而得到较大的输出电压。

3.2.3 8次直通SVPWM调制策略

由于一些因素的影响, 以上两种策略在某些时刻会出现逆变器中电感L1和电容C1之间的二极管两端电压相等的现象, 该种现象直接影响到电容、电感的正常充放电, 极易在100, 010, 001的逆变时刻发生, 基于此, 本文把8次直通SVP-WM调制策略的其中两次选在100, 010, 001的逆变时刻之间插入。

8次直通SVPWM调制策略可有效防止逆变器中电感L1和电容C1之间的二极管两端电压相等的现象, 基本消除了直流母线电压的突降。直通时间T0由于TN/4-3T0/8必须大于等于零被限制到2TN/3, 这里取直通占空比为

由式 (1) 、式 (3) 和式 (7) , 可推导出改进型SVP-WM调制策略直通占空比与直流输入电压和交流峰值电压的关系

式中:0

下面对以上3种SVPWM调制策略的各方面进行分析:在开关频率方面, 半个周期内4次直通SVPWM调制策略和6次直通SVPWM调制策略开关管共切换了3次, 而8次直通SVPWM调制策略开关管共切换5次, 后者是前面两种的5/3倍;在电感电流纹波方面, 4次SVPWM调制策略在一个载波周期中有4个直通状态, 6次直通SVPWM调制策略在一个载波周期中有6个直通状态, 改进型SVPWM调制策略有8个直通状态, 直通次数越多, 电感的充电频率越大;电气应力方面, 在同等输入输出电压的情况下, 电气应力由低到高依次为8次直通, 6次直通, 4次直通SVPWM调制策略。

4 仿真结果

本文搭建了开关电感型Quasi-Z源逆变器的仿真模型。仿真参数如下:Quasi-Z源网络, L1=L2=L3=1 m H, C1=C2=33μF;输出滤波器, Lf=0.5 H, Cf=33μF;输入直流电压为300 V, 输出相电压峰值为170 V, 开关频率为10 k Hz。在相同参数的情况下对以上3种SVPWM调制策略进行了仿真对比, 如图5、图6和图7所示。

图5~图7中, Vdc为直流母线电压;VC1为Quasi-Z源网络电容C1电压;IL为Quasi-Z源网络电感电流;Van为输出滤波后三相相电压。可以看出, 在该种开关频率下, 直通次数越多, 直流母线电压和电容电压越小。

此外, 又选择500 Hz (输出滤波器参数Lf=0.6 H, Cf=30μF) 和100 k Hz (输出滤波器参数Lf=0.4 H, Cf=3μF) 对3种SVPWM调制策略进行比较研究。同样在输出相电压峰值为170 V情况下, 选取直流母线电压、电容电压和电感稳态时的最大值作为参考, 3种调制策略在3种频率下各参数值见表2。由以下数据可看出, 无论在何种频率下, 4次直通SVPWM调制策略的电容电压应力和电感电流脉动最大, 6次直通SVPWM调制策略的居中, 8次直通SVPWM调制策略的最小;在低频情况下, 直通次数少的SVPWM调制策略, 其电气应力和电感脉动就越大, 其效果不如直通次数多的SVPWM调制策略好;在高频情况下, 3种调制策略各参数差异不是很大。

5 结论

本文采用SVPWM调制策略对开关电感Quasi-Z源逆变器进行研究, 分析对比了开关电感Quasi-Z源逆变器在4次直通、6次直通和8次直通SVPWM调制策略下的效果, 可得如下结论:

1) SVPWM调制策略可用于开关电感QuasiZ源逆变器中;

2) 在一定开关频率下, 8次直通SVPWM调制策略的效果要比4次直通、6次直通SVPWM调制策略好;

3) 在低频情况下, 直通次数多的SVPWM调制策略要比直通次数少的效果好, 而在高频情况下, 直通次数的多少将不会引起明显的效果差异。

关于直通嵌入次数方面, 除了可考虑采用1次直通SVPWM、2次直通SVPWM对开关电感Quasi-Z源逆变器进行研究外, 也可考虑采用10次直通SVPWM。

摘要：开关电感Quasi-Z源逆变器具有无源器件个数少, 电感、二极管电流低等特点。将SVPWM调制策略应用于开关电感Quasi-Z源逆变器, 实现电源的逆变。在对调制过程分析的基础上, 通过调整同一桥臂的开关管开通、关断时刻, 实现直通的插入, 分别采用4次、6次和8次直通插入方式, 对开关电感Quasi-Z源逆变器进行控制。通过分析可得, 在低频情况下, 直通次数越多, 电感电流脉动越小, 电气应力比较低;而在高频情况下, 直通次数的多少将不会引起效果的明显差异。

关键词：逆变器,开关电感Quasi-Z源逆变器,空间矢量脉宽调制

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电感式接近开关 篇5

关键词：耦合电感双向直流开关变换器,损耗模型,高效率,匝比优化

1 前言

为减小系统的体积重量,节约成本,在电池的充放电系统、电动汽车、UPS系统、太阳能发电系统、航空电源系统的场合,双向DC-DC变换器获得了广泛的应用[1,2,3,4,5]。多年来,隔离型中、大功率BUCK和BOOST电路得到深入的研究[6,7,8,9];传统非隔离型的双向DC-DC因无法实现宽输入输出变比,其应用范围受到限制。而在新型能源等应用场合中,低压侧为低压大电流,输入输出为宽变比,无需电气隔离,采用非隔离型拓扑具有成本和效率优势。

为扩大非隔离型双向DC-DC的变比,拓展其应用领域,本文将耦合电感引入到非隔离双向DC-DC变换器,提出新型耦合电感双向BUCK/BOOST电路(简称为TI-B-BUCK/BOOST(Tapped-Inductor Bi-directional BUCK/BOOST)),并对耦合电感匝比进行优化,实现电压变比拓宽和效率提升。

2 原理与特性

新型TI-B-BUCK/BOOST电路如图1所示。

图中VBUS为高压直流母线电压,VBAT为低压侧电池电压,S1、S2为功率MOSFET,漏源反并超快恢复二极管D1、D2,电感L1的匝数为n1,L2的匝数为n2,匝比λ为(n1+n2):n1。电路工作在充电或放电模式。

2.1 放电模式

该模式下,CCM模式时电路原理图以及工作波形如图2所示。

电路为耦合电感BOOST,(简称TI-BOOST(Tapped-Inductor BOOST)),能量从VBAT向VBUS传输。在0至t0期间,S1开通,D2截止,VBAT通过S1给L1激磁,激磁电流iLm线性增加,负载电流由输出C1提供;在t0至t1期间,S1关断,续流二极管D2导通,激磁电流iLm按照抽头电感的匝比关系耦合成去磁电流iL2,给负载和输出电容提供能量。TI-BOOST的输入与输出电压关系为:

2.2 充电模式

该模式下,CCM模式时电路原理图以及工作波形如图3所示。

电路为耦合电感同步整流BUCK,简称TI-SR-BUCK(Tapped-Inductor Synchronous Rectification BUCK)。能量从VBUS流向VBAT。0至t0时,S2开通,S1关断,VBUS通过S2对耦合电感激磁,同时向负载提供能量;t0至t1时,S1开通前,激磁电流iL2按照匝比关系耦合成去磁电流iLm,iLm通过D1续流;t1至t2时,S1开通后,D1上的电流转移到S1,电流iLm通过VBAT、S1续流;t2至t3时,S1关断,S2开通前,D1续流。TI-SR-BUCK输入与输出电压关系为:

采用TI-SR-BUCK可以有效拓宽占空比D1,提升效率[10,11]。

3 损耗模型与匝比优化选择

本文以放电模式TI-BOOST为分析对象,建立损耗模型,并对抽头电感的匝比λ进行优化选择。

3.1 损耗模型

在硬开关的条件下,由MOSFET、二极管引起的损耗较大,磁元件的损耗较小,约为输出功率的0.5%。本文将以功率器件的损耗总和作为衡量功率级电路效率的依据,比较TI-BOOST与传统BOOST的效率。

功率MOSFET的损耗分为导通损耗Pson和开关损耗Psw[12]。二极管D2的损耗由正向导通产生的损耗PDon和反向恢复损耗PDrr两部分组成。因此总损耗为:

3.2 抽头匝比的优化选择

基于损耗模型,通过MATHCAD进行仿真,仿真参数如下:VBAT=2~4V,VBUS=24V,Io=0.2~3.2A,L1=30μH,S1为IRF1405Z,D2为MUR2020。仿真结果如图4所示,λ=1时为传统BOOST电路的损耗。当输入为3V保持不变,负载电流变化时损耗与匝比关系如图4(a)所示,随着匝比λ增加,功率半导体器件损耗先减小到最小值后再增加,当大到一定值后,TI-BOOST的损耗将大于传统BOOST的损耗;匝比λ取2~4时,TI-BOOST的功率器件总损耗最小,电路效率最高。在相同输出,不同输入电压时如图4(b),随着匝比的增加,损耗先减小到最小值后,再开始逐渐增大,最后,大于λ=1时的损耗。当匝比λ取2~4时,功率器件的总损耗最小,功率级电路效率最高。

分析仿真结果可知,当匝比从1开始增大时,占空比D1减小,开关管S1上电流有效值和峰值都增大,电压应力大大减小,S1上导通损耗增加,而开关损耗和输出电容损耗不断减少;在输入负载电流不变时,D1上的导通损耗保持不变,其反向恢复损耗增加;匝比λ变小时,S1的开关损耗和输出电容损耗的总减少量大于S1的导通损耗和D2反向恢复损耗的增加量,且损耗减少的速度大于增加的速度;当匝比增加到2~4之间时,功率器件总损耗为最小值;随着匝比进一步增加,S1导通损耗和D1反向恢复损耗不断增加,S1的开关损耗和输出电容损耗不断减少,但增加速度大于减小速度;当匝比大到一定程度时后,S1的导通损耗和D1反向恢复损耗的增加量大于S1开关损耗和输出电容损耗的总减少量,功率器件的总损耗将比传统BOOST大。

通过以上分析,可以得出:在输入输出为大变比时,选择合适的匝比,充电模式TI-BOOST电路的效率比传统BOOST高;基于电路结构的对偶性耦合电感的相同作用机理,可得TI-B-BUCK/BOOST比传统的双向BUCK/BOOST具有更好效率;耦合电感匝比优化选择值为2~4。

4 样机与实验结果

TI-B-BUCK/BOOST实验样机主要参数Lm=30μH,VBAT=2~4V,VBUS=20~24V,最大功率Pmax=60 W(Pmax:放电模式时为输入功率,充电模式时为输出功率);样机中选择匝比λ=1、2、3、4、5,分别进行实验;S1、S2选用IRF1405z;D1、D2用MUR2020。实验结果分析如下:

在硬开关条件下,测得的效率曲线如图5所示,TI-B-BUCK/BOOST比传统双向BUCK/BOOST具有更高的效率。轻载时,两者均具有良好的效率,但随着负载的增加,两者的效率均下降。充电模式如图5(a),匝比为3时,效率最高,平均效率在85%以上,比传统SR-BUCK平均提升了3.5%;匝比为2和4的效率相当,均小于匝比为3时的效率,平均相差1%以上;匝比为5时,效率明显变差,略高于传统SR-BUCK。在放电模式下,如图5(b),当匝比为4时,具有最佳的效率,平均效率接近86%,比传统BOOST提升4%。匝比为3,效率略小于最佳匝比时的效率。

实验结果、理论分析和仿真结果均一致,证明在大变比时,本文提出的耦合电感双向BUCK/BOOST比传统双向BUCK/BOOST具有更高的效率;合理选择抽头电感的匝比λ对抽头电感双向BUCK/BOOST具有重要意义;基于损耗模型得到优化匝比值2~4具有重要的理论和应用指导价值。

5 结论

本文提出了耦合电感双向BUCK/BOOST电路,克服了非隔离型双向DC-DC变比小的不足,解决了非隔离型双向DC-DC在大变比时效率低的问题;同时经过耦合电感匝比优化选择,进一步提升了TI-B-BUCK/BOOST的效率。本文提出的电路拓扑丰富了非隔离型双向DC-DC拓扑类型,可应用于无需隔离、大变比、低压大电流、能量双向流动的应用场合。

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