多电源多电压（共8篇）
多电源多电压 篇1
1 概述
静电放电(ESD)是集成电路领域面临的一个严重的可靠性问题,由它引起的芯片失效占比达到35%以上[1]。随着CMOS工艺的发展,元器件的尺寸持续缩小,芯片的复杂度及规模呈指数级增长,ESD保护设计受到了更大的挑战。对于一个多电源电压、数模混合的复杂So C芯片来说,除了按常规ESD设计,在输入、输出PAD以及电源、地PAD附近放置ESD防护结构,更应该从全芯片的角度来考虑ESD保护结构,从而保证芯片内部电路不出现问题。
本文介绍了一个AMOLED显示驱动芯片的全芯片ESD设计。这是一个规模大、电源系统复杂、数模混合的So C系统。该芯片是基于UMC 0.162um高压工艺制造的,这是一种复杂的七阱工艺。由于显示驱动芯片多电源、混合电压、芯片面积大的特性,给芯片ESD设计带来很高的设计难度。
2 芯片概况及ESD设计难点
2.1 芯片介绍
本文介绍的芯片是一款AMOLED显示驱动芯片,采用UMC 0.162um 1P5M高压工艺,器件大致分为三类:低压(LV)、中压(MV)和高压(HV)。芯片支持的显示分辨率为480X800,为长条形形状,芯片长度约24mm。显示驱动芯片包括了行列驱动、GAMMA校正、电荷泵系统、基准、LDO、振荡器、全定制SRAM以及数字控制等多个模块,是一个典型的数模混合So C系统。芯片的外部电源输入有两个:锂电池和主机供电的IO电源。主机提供的IO供电电源仅为部分IO电路实现供电。AMOLED显示屏所需要的其他所有电压,都由本芯片产生,其能量都来自于锂电池。电源变换电路的主要电路形式是电荷泵和LDO。表1给出了显示驱动芯片所需电源列表,从表中可以看到,电源个数很多,分成不同的正压和负压,电源系统非常复杂。并且在芯片内部,地也被分成多个,分别为VSSA、VSSB、VSSR、DVSS、VSSI、AVSS。
2.2 ESD设计难点
对于显示驱动芯片来说,ESD保护设计的难点主要体现在以下几个方面。
1)芯片电源系统复杂,电源分组多。ESD测试时,电源分组越多,ESD测试组合将越多。在进行全芯片ESD保护设计时,需要为每一种组合都提供有效的ESD电流泻放通路。在该显示驱动芯片中,包括九个正电压和三个负电压,并且还有六个不同的地,使得芯片的ESD设计相当有难度。
2)芯片的电压有高有低,有正有负,在不同电平之间要提供合理的ESD防护器件。芯片采用高压工艺,器件类型多,对于不同的电压,要选择合适的器件类型才能满足ESD防护的要求。
3)芯片面积大,在不同电源、不同地线引脚之间要提供足够多的防护器件,摆放位置和摆放个数都需要仔细考虑。
4)芯片管脚众多,总管脚数达到了2000 多个。除了电源以外,还有很多信号管脚,包括模拟和数字的,都需要提供相应的ESD保护结构。
3 ESD保护电路
3.1 ESD保护器件
进行ESD保护电路设计,首先要选择合适的ESD保护器件用以构建ESD电流泻放通路。ESD保护器件分为基于正向导通泻放电流(如正向导通的二极管)和基于负阻效应开启泻放电流两类。 栅接地NMOS(GGNMOS)或者栅接电源PMOS(GDPMOS)、场氧化晶体管(FOD)、硅控整流器结构(SCR)等都属于第二种。一个好的ESD保护器件应该有以下几个特点[2]:1)开启电压介于栅氧击穿电压和电源电压之间;2)几乎与ESD现象同步的开启时间;3)很高的ESD电流承受能力;4)通过正常I/O信号时,电路不工作;5)引入较小的电阻和电容;6)尽量小的版图面积。
在本芯片中,有多个不同的电压值,根据所选工艺中各器件的耐压值大小,可分为低压(≤1.8V)、中压(1.8V~6V)、高压(>6V)三大类。在进行ESD电路设计时,根据各端口信号电平的范围,选取相应类型的ESD保护器件(二极管或MOS管)。
3.2 基本的ESD保护电路
根据PAD类型的不同,基本的ESD保护电路可以分为输入ESD保护电路、输出ESD保护电路和电源钳位(Power clamp)ESD保护电路。电源钳位ESD保护电路是在VDD与GND之间建立ESD电流泻放通路,以保证电源悬空时I/O电路和内部电路的安全。对于多电源系统,还需要在不同电源或地之间增加反向并联的二极管或二极管串,组成轨到轨ESD保护,这也是通常所说的Cut Cell。考虑到不同电源间的噪声影响,断开电源之间的轨到轨电路,只连接不同地也是可以的,但从ESD角度考虑,不同地之间不允许纯物理隔离(只通过衬底连接)。
3.2.1 输入输出I/O ESD保护电路
输入引脚直接与内部电路输入晶体管的栅极相连,因此ESD保护电路必须具有泄放电流和电压钳制两个功能。在显示驱动芯片中,输入管脚类型很多,包括模拟和数字,高压和低压。ESD保护电路从电路结构来说主要分为二极管和soft-pull的GGNMOS和GDPMOS晶体管两类,部分管脚将二者结合,实现两级保护结构,具体如图1所示。Soft-pull结构采用了gatecouple原理,可以降低NMOS管的触发电压,有利于NMOS管均匀导通[3]。
多数用于输入引脚的ESD保护电路都可以用于输出引脚的保护。由于输出引脚直接与输出缓冲晶体管的漏极相连,因此输出I/O电压钳位要求相对比较宽松,同时应避免高输出阻抗以影响电路的输出特性。对于数字输出管脚而言,由于输出缓冲晶体管本身具有较大的器件尺寸和高电流驱动能力,可作为自保护器件,但其布局方式必须遵守设计规则中有关ESD布局方面的规定。在本芯片中,充分利用输出管寄生的二极管来泄放ESD电流。为了改善管子非均匀导通的现象,应增大输出管漏端的电阻,这可以通过在版图上增大漏极接触孔和栅的距离来实现。
3.2.2 电源钳位ESD保护电路
电源钳位ESD保护电路分为静态钳位和瞬态钳位两种。图2给出的是显示驱动芯片中最高正电压VGH和最低负电压VGL之间的静态钳位电路,采用GGNMOS结构来实现。由于VGH和VGL之间电压差大,必须采用高压NMOS管。这利用的是器件的静态直流特性,使用的元件少,版图面积较小。
图3给出的则是显示驱动芯片中DVDD和DVSS之间的瞬态钳位电路,其中电容C由MOS管来实现。它利用的是ESD事件的瞬时特性,响应时间短。人体放电模型(HBM)的放电波形的上升时间约10ns,而芯片上电时的电源上升时间约为微秒到毫秒级,通过将RC常数设计在次微秒到毫秒级之间,从而可以检测电源上的ESD事件,迅速触发大尺寸泄放器件N1,保持其开通一段固定的时间以泄放电流。在这个电路中,由于DVDD和DVSS之间的电压差为1.8V,因此选用低压器件来实现。
3.2.3轨到轨ESD保护电路
轨到轨ESD保护电路都具有双向性能,允许ESD电流在电源之间的可逆流动。典型的轨到轨ESD保护电路可以用双向的二极管串来实现,图4为显示驱动芯片中VSSA与VSSR之间的轨到轨ESD保护电路。
4 全芯片ESD保护网络
多电源域So C芯片ESD保护设计的主要思路:一是芯片中任意两个管脚间有一个“设计好”的低阻通路,这包括这两个管脚各自的ESD保护电路,与它们相关的电源和地之间的ESD保护电路,电源线和地线,以及它们之间的接触孔等;二是I/O模块端口的钳位电压小于与I/O Pad直接相连的器件的失效电压。全芯片ESD保护网络由输入/输出IO、电源钳位、轨到轨三种ESD保护电路组成[4]。
通常来说,电源钳位电路泄放电流能力强,期望更多地ESD电流经过电源钳位电路泄放。在ESD情况下,两个任意管脚之间的电压不能超过限定电压值。而两个管脚之间的电压包括ESD电流经过的ESD保护器件的钳位电压、电源钳位电路的钳位电压、电源线寄生电阻上的电压降和轨到轨ESD保护二极管的压降。因此电源ESD钳位电路和轨到轨ESD保护电路在全芯片ESD设计中尤为重要。
在显示驱动芯片中,电源和地都被分成了多个,各个电源和地之间的电源钳位电路以及不同地之间的轨到轨电路需要合理组合安排,形成一个完整的网络,从而保证每个电源和地之间都有低阻通路来泄放ESD电流。图5 给出了显示驱动芯片中九个正电源,三个负电源以及六个地之间的电源钳位电路和轨到轨电路,从图上可以看到,任意一个电源到任意一个地之间都可以找到一条或多条由电源钳位电路和轨到轨电路组成的ESD电流泄放通路。以DVDD到VSSB为例,可以找到三条可能的ESD电流泄放路径,如图6所示。路径1中ESD电流依次通过DVDD →DVDD与DVSS之间的电源钳位电路→DVSS→VDDB与DVSS之间的电源钳位电路(二极管正向导通)→VDDB→VDDB与VSSB之间的电源钳位电路→VSSB。路径2 中ESD电流依次通过DVDD →DVDD与DVSS之间的电源钳位电路→DVSS→DVSS与AVSS之间的轨到轨电路→AVSS→VDDB与AVSS之间的电源钳位电路(二极管正向导通)→VDDB→VDDB与VSSB之间的电源钳位电路→VSSB。路径3 中ESD电流依次通过DVDD →DVDD与DVSS之间的电源钳位电路→DVSS→DVSS与VSSR之间的轨到轨电路→VSSR→VSSR与VSSB之间的轨到轨电路→VSSB。这三条路径的触发电压不一样,在实际情况中,ESD电流会通过触发电压最小的那条路径泄放。总之,由电源钳位电路和轨到轨电路组成的电源ESD保护网络,再加上各信号I/O自身的ESD保护电路,就构成了完整的全芯片ESD保护网络。
由于驱动芯片较长,而很长电源线、地线寄生电阻、寄生电容的引入,将严重影响ESD防护电路的有效性[5],因此芯片中还采用了分布式电源钳位电路方法,即对于同一个电源信号的钳位电路,根据情况在芯片的不同位置放置多个,从而缩短I/O管脚到电源钳位电路的距离。同时,尽可能加宽电源总线的宽度,以减小电源线的寄生电阻。与普通器件不同,芯片中所有的ESD器件在版图上均遵循工艺厂商提供的ESD设计规则绘制,以提高器件本身抗ESD能力。
5 结束语
芯片ESD设计的好坏会直接影响芯片的可靠性,设计师应该站在全芯片的角度,系统地考虑ESD防护设计。本文以显示驱动芯片为例,介绍了多电源电压So C芯片ESD保护设计方案。文章首先介绍了芯片的基本情况,指出ESD设计难点。然后从芯片中用到的基本ESD电路入手,以各个电源及地之间的电源钳位电路和轨到轨电路组成的全芯片电源ESD保护网络为重点,说明了全芯片ESD防护设计思路。
参考文献
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多电源多电压 篇2
摘 要：以往对模块化多电平换流器（modular multi-level converter，MMC）的研究中，大部分都强调MMC中环流存在的弊端，但本文分析了环流产生的原因，考虑到环流在三相之间能量平衡的作用，提出对环流进行控制，使MMC变得更加稳定且减小MMC中直流电容电压的波动，这对降低MMC成本具有重要意义。
关键词：MMC；环流控制；直流电容电压
中图分类号： TM451+.2 文献标识码： A 文章编号： 1673-1069（2016）24-251-2
0 引言
MMC是由R.Marquardt于2001年首次提出，它具有以下优点：模块化的结构，能够运行于弱交流系统，不需要为其提供额外的无功补偿设备，谐波含量少等[1～3]。
在对MMC的研究中，环流的研究占了很大比重。由于环流流经六个桥臂，使桥臂电流不再是正弦的。环流的存在意味着子模块的额定电流要相应增加，但更重要的是能量在桥臂间的传输，如果不加控制，会因为能量的不平衡引起MMC的不稳定。以往对环流的研究目的都是要把环流消除，没有看到环流存在的意义，并提出一种环流的控制方法对环流进行利用。
1 MMC的数学模型
MMC由三个相单元组成，每个相单元由两个臂单元组成，每个臂单元由N个串联的功率子模块串联而成。每个子模块包括两个IGBT，一个旁路接触器，一个SCR和一个直流电容组成。（图1）
由MMC的结构可得到如图2所示的单相数学模型。其中为电网的相电压，为电网的相电流，和为上桥臂的电压和电流，和为下桥臂的电压和电流，为直流母线电压。
2 MMC环流产生的原因
假定交流系统的相电压和线电流分别为：
则每相由电网传输到MMC换流器的瞬时功率为
对该瞬时功率进行积分便得到MMC的每相从电网获得的能量
从公式（3）可以看出每相的能量有一个二倍频的波动分量，该二倍频的直流电容电压波动造成了三相之间环流的产生。
3 环流的控制
假定三相之间的环流为零，既内部不平衡电流只有直流分量 。此时输入上下桥臂的功率分别为：
对这两个功率进行积分的到上下桥臂的能量：
从公式（5）中可以看出wah和wal中有二倍频分量和基波分量，其幅值分别为 和 （为了方便这里按φ=π/2计算）。
现在引入的环流：
此时输入上下桥臂的瞬时功率分别为
对公式（7）两边做积分处理，得到此时上下桥臂的能量为：
从公式（8）中可以看出此时上下桥臂的能量中具有基波和三次谐波的波动，幅值分别为 和 。同时在MMC中，Udc≈2U。显然存在 ， 。因此，在加入 这一环流后，上下桥臂能量的波动都会减小，那么在上面的电容电压的波动也会减小。
4 仿真验证
为了验证上述控制方法的有效性，本文在PSCAD/EMTDC平台下建立了一个10kV、10MVA的MMC模型。整个MMC运行期间发出5MVar的无功功率，在8S之前采用将环流控制为0，在8S之后为把环流控制为 。图3为a相上下桥臂电容器里的能量，图4为a相所有电容器的能量。从图中可以看出在加入环流后电容器中的能量波动明显减小，这说明电容电压的波动也会减小。
5 结论
当环流为零时，电容电压的波动并不是最小的，根据系统的状态，按照本文中的方法，加入特定的环流后能有效地减小电容电压的波动。这样在同样电容电压波动的条件下，就可以减小电容的容值。
参 考 文 献
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[2] 杨晓峰，林智钦，郑琼林，游小杰.模块组合多电平变换器的研究综述[J].中国电机工程学报，2013（06）：1-15.
多电源多电压 篇3
1 有源滤波器谐波补偿策略
谐波补偿就是通过APF向电网注入一定的电流, 通常用非线性负载连接到公共连接点 (PCC) 进行补偿。根据负载电流来控制APF的示意流程, 如图1所示。
源电流Is可以看做是基波电流I1和谐波电流Ih的叠加, 即
其中Ih是各次谐波电流之和:
由SAPF发出与Ih大小相等, 方向相反的补偿电流。
1.1 基于负载电流补偿
在传统的控制策略中, APF的参考电流IL, h取自负载电流IL (图1 (a) ) 。因为负载电流IL和谐波电流IL, h在补偿前并不变化, 所以测量出的谐波电流在这种控制策略中可看做是前馈控制, IF是输出的补偿电流。传统APF控制策略如图2所示。
当只考虑谐波电流补偿时, 滤波器的参考电流为
1.2 基于源电流补偿
当考虑补偿效果时, 传统的APF控制策略还可以通过检测源电流IS来补偿谐波。从IS中提取出的谐波电流IS, h和谐波电流控制器位于这个反馈回路中, 将被检测出的谐波参考值设置为0, 从而输出与谐波大小相等方向相反的补偿值, 如图1 (b) 所示。
1.3 基于电压补偿
补偿方法可以通过采集电压作为参考信号。从电压中提取出的谐波电压作为谐波控制器的输入信号, 谐波控制器依据所选择的谐波电压来产生滤波器的参考电流IF*, 如图1 (c) 所示。
由于滤波器参考电流从谐波电压中获取, 就不再需要电网电流的信息, 只需考虑电网电压即可。在这种方法中, 滤波器的参考电流IF*为
或更精确的表达为
这是考虑补偿全部谐波时的情况。将每一个频率的谐波电压V*hn的参考值设置为0。这种补偿策略与之前所介绍的方法本质不同。因为它实现控制采集的是电压信号而不是电流信号。这种补偿方式的控制策略如图3所示, 包含以下环节:
1) 谐波检测。多重复系数滤波器来检测谐波, 正序和负序的基波和谐波被解耦, 正序的基波被用来确定频率和相位。
2) 谐波控制器。在谐波控制器内, 通过静止坐标系下的广义积分器 (SGI) 将各次谐波分离。
3) 锁相环。通过一种通用的同步旋转坐标系下的锁相环技术 (SRF-PLL) 来确定频率[10]。
2 基于电压补偿的控制策略
2.1 多重复系数谐波检测器
文献[11]提出了一种频率同期方法, 这种方法通过基于多重复系数一阶带通滤波状态估计器来实现, 如图4 (a) 中所示, 它通过使用静止坐标系下的克拉克变换形成一个正交的两相α-β系统, 可以实现复系数滤波器的应用, 如图4 (b) 所示。
多重复系数滤波的主要优势是各次谐波通过带通滤波器时不会使滤波器信号产生相移。复系数滤波器的传递函数和输入信号分别为HBPk±和U±αβk, Input, 其中k代表频率的次数。带通滤波器输出的各频率信号为
其中
2.2 静止坐标系下的广义积分器 (SGI)
谐波控制器由各次谐波对应的PI控制器组成。为使控制器适应各自的频率, 将它设计成带通特性。控制器针对k次谐波的传递函数为
静止坐标系下的广义积分器如图5所示, 各次谐波的控制器参数设置如表1所示。
谐波控制器处理各自的谐波电压, 同时产生一个基于该频次谐波的参考电流。当采用整体性谐波补偿时, 滤波器的参考电流等于所有单次谐波参考电流的和。所以补偿器的参考电流IF*为
式中:Kp和Ki为比例和积分增益系数, Uh, x为所选择的谐波电压。
2.3 结合多重复系数滤波和SGI技术的优点
当电网处于暂态时, 准确检测出基波电压和谐波电压对于实现控制器补偿电流的控制非常重要。基于SRF-PLL技术为多重复系数谐波检测器提供了一种简单高效的方法, 当电网处于故障状态时, 可以准确地检测出基波电压和谐波电压的幅值和相角。基于派克变换的SRF-PLL技术减少了计算量, 复数滤波器需要的谐波和不平衡提取量取自克拉克变换, 减少了完成计算所需的数据量。
将耦合的各次谐波分离, 使其独立地通过谐波积分器, 提供基于电压的谐波补偿值。由于复系数谐波检测器在克拉克坐标下计算谐波电压, 因此SGI控制器的计算量变得非常少。
2.4 多重复系数滤波器模拟测试环境
使用一个简化的低压电网作为测试对象, 测试系统的构成如图6所示。
用户负载接入母线1和母线3, 同时快速充电设备接入于母线上, 产生谐波电流。测试系统的参数如表2所示。
本文提出的多重复系数滤波器并联接到母线2可验证所提出的谐波补偿策略的补偿效果。
3 仿真实验及结果分析
测试系统用MATLAB Simulink里Sim Power Systems Toolbox来实现, 使用一个理想化的电流源来模拟SAPF变流器提供补偿值, 选择具有多种参数的负载来产生较强的谐波电压。
为了确定补偿器的补偿效果, 在有补偿和无补偿两种条件下检测电网电压中的谐波含有率THDu。补偿前后的谐波含量对比值如表3所示, 连接补偿器时的电网电流和补偿器的补偿电流如图7所示。
%
从图7可以看出, 当补偿器电流增加时, 电网谐波电流明显减少。
多重复系数滤波器分离谐波的结果如图8所示。
从图8可以看出, 通过多重复系数滤波器检测技术的应用, 可以实现基波电压和谐波电压的分离, 同时也可以检测出各单次谐波。
测量点的谐波含量如图9所示。
由图9可见, 补偿器连接点母线2处的谐波几乎被完全补偿, 同时通过提供母线3和母线1上的谐波含量补偿前后的值, 可以看到这种补偿策略能够有效地降低谐波电压。
4 结语
本文提出了一种基于电压的选择性谐波补偿控制策略, 通过多重复系数滤波器和广义PI控制器来实现。多重复系数滤波器可以从失真条件下准确且快速地提取出频率和相位的信息, 同时给谐波控制器提供分离的参考信号。而且广义PI控制器应用于静止的α-β坐标系, 减少了计算量。仿真结果表明, 这种控制策略能够显著地降低电网中的THDu, 同时被选择的各次谐波也得到了很好的补偿。
参考文献
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多电源多电压 篇4
动态电压恢复器DVR(Dynamic Voltage Restorer)装置是一种能够保护关键负荷免受供电端电压跌落、骤升等扰动的新型电力电子设备[1]，其工作原理是：将DVR接于系统与用户之间，作为串联电压补偿装置，当检测到公共耦合点PCC(Point of Common Coupling)电压跌落时，补偿装置产生一定的电压，使负载侧电压保持额定值[2,3]。
多电平逆变器可降低器件的开关应力、频率和损耗，优化输出波形[4]。级联型多电平逆变器结构简单，技术成熟，易于封装和模块化，已广泛应用在有源滤波、无功补偿等电能质量控制领域[5]。现已逐步展开了对多电平DVR的研究[6,7,8]。
直流侧电压控制是DVR控制中的一个关键问题，当电网电压发生跌落或者骤升时，DVR与电网之间会存在有功能量的交换，其直流侧电容电压将发生变化。为保证直流侧电容电压为一个稳定值，须对直流侧电压进行稳压控制[8,9]。采用级联结构的DVR，不单独设置充电电路及并联变压器的可在线充电控制是极具吸引力的研究方向[10]。
现针对级联型DVR直流侧电压控制问题，通过对DVR稳态特性的详细定量分析，提出可以通过调节补偿电压相角来实现直流侧电压稳定控制，同时考虑了级联逆变器功率均衡问题。最后，应用Matlab/Simulink进行了仿真，证明了所提方法的有效性。
1 电路拓扑与控制原理
单相级联型DVR系统控制框图如图1所示，DVR由储能系统、输出滤波器、电压源逆变器及检测控制系统构成，在此，级联型五电平逆变器的储能单元仅由独立的储能电容组成。
DVR的控制系统主要由锁相环PLL、电压跌落检测、注入电压生成、独立电容控制器及载波移相PWM驱动脉冲生成等环节组成，其中，Udc为直流侧总电压。控制系统设计中，电压跌落检测中采用基于瞬时无功功率理论的dq0变换方法，该环节输出量为电网基波电压幅值US和相位跳变Δθ。关于电压跌落检测的dq0变换方法在文献[2,8]中已有详细的论述。注入电压生成是基于最小能量补偿控制策略，对直流侧电压采用PI闭环控制，其输出量为DVR注入电压的幅值和相角。独立电容控制器是针对级联型逆变器功率均衡问题，消除各个独立电容电压之间的偏差。该环节的输出为各个H桥输出电压的相角，载波移相PWM的调制方式下，只需要将其加到调制波上，即可控制交流输出相角为所需要的值。
2 直流侧电压控制方案
2.1 注入电压生成方法
当电网电压发生跌落，DVR注入补偿电压时与系统会有一定的有功和无功交换，无功功率的注入不会从直流侧电容带走能量，但是有功注入必然会消耗电容储能[6]。最小能量补偿策略[11,12]通过控制负荷电压相位使系统电流矢量和补偿电压矢量互相垂直，可以减少DVR与系统间的有功交换，从而在降低储能单元容量的同时，保证DVR有尽可能长的故障穿越能力。
对于功率因数确定的负载，负载电压和负载电流有确定的相角关系，假设负载为感性。图2所示为电压补偿策略矢量图。
图2中，移相角θ为系统电压和负载补偿后电压的夹角，调节θ的大小可改变补偿电压大小和相位，其值由下式给出：
δ为系统电流矢量和补偿电压矢量的夹角，根据图2，可以得到δ的计算公式：
从而，DVR补偿电压的幅值和相对于系统电压的相角分别如式(3)和式(4)所示。
图2中虚线AB是DVR吸收、释放能量的分界线[13]。当电网电压US落在阴影区域的圆弧上时，DVR从电网吸收有功;反之，DVR向电网注入有功。在不考虑电压补偿极限的前提下，若DVR要实现可同时具有吸收和注入有功的能力，应满足下式：
式(5)是一个很重要的判断条件，也是本文提出的控制方法可实现的前提。当US≤ULcosφ时，不能通过调节移相角θ来改变DVR发出功率方向，只有通过备用的外加辅助电路来对电容充电，以保证直流侧电容电压维持在额定值。
这一结论也可以通过DVR稳态功率潮流分析得出。如图3所示为单相DVR简化原理图。这里，US是电网相电压，UL是负载相电压，Udvr是DVR注入电压，IL是负载电流，标么量Usag为电压跌落深度。电网侧和负载端有功功率潮流可写为
则DVR注入有功功率为
考虑以负载电压UL和负载视在功率ULIL为基准值进行标么化，可得：
由式(9)可知，当cosφ=1时，PL恒大于零。这表明，负载为纯阻性时，DVR必然向系统注入有功功率。图4是cosφ=0.6时，DVR注入有功Pdvr与电压跌落深度Usag及移相角θ之间的关系示意图。
DVR发出的有功功率与直流侧电容储能的关系为
其中，C为DVR直流侧总电容;Udc0为直流侧平均电压(恒定值);ΔUdc0为Udc0的偏差。对式(10)右端在工作点Udc0附近进行小变量线性化处理，两边同时求导得：
即
由上式可知，直流侧电容电压的变化率取决于注入功率的方向和大小，注入功率Pdvr是移相角θ和电压跌落深度Usag的函数，因此，在一定的电压跌落下，调节移相角θ的大小，可以控制直流侧电容充放电，使其保持在正常的工作电压。
图5给出DVR注入电压生成控制框图。当发生电压跌落时，直流侧电压Udc下降，直流侧电压之和与参考值比较的差值经过PI调节器，作为移相角的微调量，实际输出的移相角θ增大，使DVR发出有功为负值，直流侧电容吸收来自电网的有功，其电压随之上升。最后，直流侧电压与给定信号Udcref达到相等时，PI调节器输出为零，移相角θ维持不变，DVR工作在最小能量补偿模式下，直流侧电压保持恒定。当发生电压骤升时，其调节过程相反。这样，通过调节移相角θ的大小实现直流侧电压稳定控制。
2.2 级联单元功率均衡方法
载波移相PWM调制是级联型多电平逆变器常用的调制方法。在该控制方式下，各级输出电压的PWM波形基本一致，理论上H桥单元之间不存在输出功率不平衡的问题[14]。
在级联H桥型DVR的实际工程中，由于各H桥之间的差异是不可避免的，仅靠外环调节不能保证每个电容电压平衡。为使装置安全可靠地运行，必须采取一定的平衡控制策略。一般是调节H桥和系统之间的相位差或者H桥输出电压幅值，实现电容电压的平衡[15]。这种调节方法不需要额外的硬件平衡电路，成本低。本文采用闭环PI控制调节相位差实现电容电压的平衡。
图6所示为独立电容控制器框图，将H桥的直流侧电压与全体H桥直流侧电压总和的平均值的差通过PI调节，其输出的Δα1及Δα2为载波移相PWM的正弦调制波所需要的相移，最后合成的正弦调制波的相位角α1及α2送给PWM信号调制单元。
3 仿真结果
在Matlab/Simulink中建立以实际系统为例的仿真模型，仿真参数如下：负载电压额定值为205 V(峰值304 V)，频率为50 Hz，三相负载容量为3.15 kW，功率因数为0.537，各H桥单元直流侧电容C=5000μF，额定电压200 V，滤波器电感Lf=1.8 m H，电容Cf=350μF,PWM为载波频率3.2 kHz。
图7所示为发生三相对称电压跌落时电网电压和负载电压仿真结果。在t=0.06 s时出现三相对称电压跌落，跌落深度为28.9%(即跌落到额定值的71.1%)，并且伴随有-9.2°的相位跳变，持续时间100 ms。比较图7(a)和7(b)可以看出，补偿效果较好，动态性能可满足实际工程的需要。
图8所示为直流侧总电压Udc的波形，图9所示为a相的注入电压uia和负载电流iLa波形。
由图8、9可以看出，在补偿电压跌落时，直流侧电容电压未发生较大波动，并且注入电压和负载电流相差90°，DVR注入的有功很少。
4 结论
为保证直流侧电容电压为一个稳定值，必须对直流侧电压进行稳压控制。能量优化补偿控制策略在实现DVR补偿目标的同时，由于减少DVR的有功输出，可以能够稳定直流电容的电压。本文在最小能量补偿策略的基础上，提出可以通过调节补偿电压相角来调节直流侧电压的控制方法，并对级联逆变器的独立电容电压采用均衡控制。仿真结果表明，运用所提出的控制算法可以实现预期的控制目标，该策略实用可行。
摘要：针对级联型多电平无串联注入变压器拓扑结构的动态电压恢复器(DVR),详细定量分析DVR的稳态工作特性。分析表明调节补偿电压相角,可以实现稳定直流电容电压。提出通过调节DVR注入电压相角实现快速补偿电网电压跌落的同时保持直流侧电压稳定的控制策略。该控制策略在最小能量补偿模式的基础上,将比例积分控制引入到注入电压生成方法中,DVR从电网吸收或发出有功功率,储能电容随之充电或放电以使电压恢复到额定值。为了减小直流电容间的电压偏差,进而提出采用闭环PI控制解决级联型多电平逆变器工作时H桥单元之间的电容电压均衡问题的方法。仿真结果验证了理论分析的正确性和所设计方法的可行性。
多电源多电压 篇5
1 项目背景
110k V青年变电缆迁改工程是蚌埠市2014年二马路改造重点工程的配套项目, 电缆通道包括排管、顶管、直埋等多种形式。工程新建电缆线路全长234米、新建2根16芯普缆545米、新建1根24芯ADSS光缆234米、新建1根72芯ADSS光缆234米, 拆除原有电缆线路265米 (三回10k V电缆与两回110k V电缆) , 拆除原四根光缆分别为2根16芯普缆265米, 1根24芯ADSS光缆576米, 1根72芯ADSS光缆576米。
该工程涉及同一电缆通道多个电压等级电缆线路, 其中青年变至金鼎黄庄10k V线三回、110k V秦胜青554、热胜青577两回, 合计有8根电缆。由于需配合老二马路市场及其周边地域改造项目的整体实施, 所有工作要在迎峰度夏大负荷来临前完成, 同时在开断过程中保证用户的可靠供电, 进行逐回进行开断。该工程是蚌埠公司电缆线路技改工程至今为止规模最大、涉及电缆线路最多和停电最为复杂、第一次组织实施运行110k V电缆线路开断接入新电缆的项目, 下以110千伏热胜青577电缆开断为例。
2 电缆开断方式与步骤
2.1 作业前, 将停电的110千伏热胜青577线电缆两侧从系统解开 (11#杆塔电缆终端头应从杆塔移至地面) , 做好电缆终端头拆除前、后的相位标识并记录;[1]
2.2 以110千伏热胜青577线11#杆相位为基准, 将11#杆A相电缆头 (以A相为例) 线芯与大地相连 (其它两相与大地分离) , 在青年变GIS端使用兆欧表测量线芯与大地之间绝缘, 如为零则表示此测试端为A相, 如不为零, 测试其它两相绝缘, 验证青年变GIS端电缆头相别后, 立即对相位进行标识, 并做好记录;[2]
2.3 对原42#、38#、37#电缆工井进行抽水并清理;
2.4 按照《110k V青年变进线110k V热胜青577线、秦胜青554线电缆识别作业指导书》, 现场作业人员对38#工井电缆线路进行识别工作, 确定停电的110k V热胜青577线电缆线路, 并做好记录;
2.5 对110k V热胜青577线电缆线路开断点两侧电缆及新敷设电缆设备进行相位核对, 并做好记录。
3 电缆开断地点
110k V热胜青577线停电电缆线路开断地点在38#电缆工井。
4 电缆开断的作业方法
4.1 方法一:电缆本体物理识别法 (施工单位实施、电缆运检室配合)
4.1.1 作业方案
当110k V热胜青577线电缆线路停电后, 根据青年变GIS端头停电线路的运行编号核对42#工井停电电缆设备, 及电缆管道口, 使用通管器探明对侧41#工井管道及电缆情况同时做好标识, 依次探明至38#工井管道及电缆情况同时做好标识, 其它两相110k V电缆设备参考此方法识别。
4.1.2 判断依据
以110k V热胜青577线A相为例, 从42#工井使用通管器向对侧41#工井管道探测, 41#工井内露出通管器的管道即为同一管道, 即可标明该管道内电缆为10k V热胜青577线A相。
4.1.3 标识电缆
工作人员根据现场探测电缆情况, 立即对已识别的电缆线路名称 (相别) 进行标识, 并填写作业文本中相关记录项。
备注:此方法在仪器测试前开展, 如果能够探明110k V热胜青577线A相、B相、C相3根电缆, 则后面方法可不必进行或仅作为仪器验证 (为今后实施提供经验) 。
4.2 方法二:音频信号法 (RD8000管线探测仪)
4.2.1 作业方案
当110k V热胜青577线电缆线路停电, 两侧电缆终端解开后, 在胜利变端110k V热胜青577线11#杆 (以A相为例) 将A相线芯与金属护套短接, 使用“RD8000管线探测仪”发射机在青年变GIS端电缆头给已解开的测试A相电缆线芯与金属护套之间加低频或高频信号, 在开断点38#工井内, 根据“RD8000管线探测仪”接收器低频或高频信号波动情况, 确定被测试电缆。
4.2.2 判断依据
使用“谷值法”, 接收器贴近被测电缆后, 如信号波形峰值小为加载信号相 (即停电线路电缆) , 反之为非加载信号电缆。
4.2.3 标识电缆
工作人员根据现场探测电缆情况, 立即对已识别的电缆线路名称 (相别) 进行标识, 并填写作业文本中相关记录项。
4.3 方法三:音频信号法 (DXS8000型电缆寻踪识别仪) (与方法二连接方式相同)
4.3.1 作业方案
当110k V热胜青577线电缆线路停电, 两侧电缆终端解开后, 在胜利变端110k V热胜青577线11#杆 (以A相为例) 将A相线芯与金属护套短接, 使用“DXS8000型电缆寻踪识别仪”发射机在青年变GIS端电缆头给已解开的测试A相电缆线芯与金属护套之间加低频信号, 在开断点38#工井内, 根据“DXS8000型电缆寻踪识别仪”接收器低频信号波动情况, 确定被测试电缆。
4.3.2 判断依据
接收器贴近被测电缆后, 如信号波形强且蜂鸣声响大为加载信号相 (即停电线路电缆) , 反之为非加载信号电缆。
4.3.3 标识电缆
工作人员根据现场探测电缆情况, 立即对已识别的电缆线路名称 (相别) 进行标识, 并填写作业文本中相关记录项。
4.4 方法四:电流信号法
4.4.1 作业方案
当110k V热胜青577线电缆线路停电, 两侧电缆终端解开后, 在胜利变端110k V热胜青577线11#杆 (以A相为例) 将电缆金属护套接地, 使用“YM3020型电缆识别仪”发射机给已解开的测试A相电缆在青年变GIS端电缆金属护套与大地之间加脉冲电流信号 (以加5A为例) , 在开断点38#工井内, 根据“YM3020型电缆识别仪”接收器电流信号波动情况, 确定被测试电缆是否运行。
4.4.2 判断依据
接收器卡线环闭合套入被测电缆后, 如电流信号为周期断续5A波动则为加载信号相 (即为停电电缆线路) , 反之为非加载信号电缆。
4.4.3 标识电缆
工作人员根据现场探测电缆情况, 立即对已识别的电缆线路名称 (相别) 进行标识, 并填写作业文本中相关记录项。
4.5 方法五:高压脉冲放电法 (厂家支持:山东科汇)
4.5.1 作业方案
当110k V热胜青577线电缆线路停电, 两侧电缆终端解开后, 在胜利变端110k V热胜青577线11#杆 (以A相为例) 将A相电缆线芯与大地短接, 使用“脉冲直流高压信号发生器”在青年变GIS端电缆头给已解开的测试A相电缆线芯与与大地之间加约5000V的电压 (电缆线芯对大地产生瞬间放电电流) , 在开断点38#工井内, 根据“T-700电缆识别仪”电脑屏显示的“√”与“×”情况, 确定被测试电缆。
4.5.2 判断依据
将罗氏柔性线圈套入依次被测电缆后, 如接收仪显示“√”为加载信号相 (即为停电电缆线路) , 显示“×”为非加载信号电缆。
4.5.3 标识电缆
工作人员根据现场探测电缆情况, 立即对已识别的电缆线路名称 (相别) 进行标识, 并填写作业文本中相关记录项。
电缆开断:通过方法一或方法二、三、四、五判断结果进行对比分析, 最终确定停电开断电缆线路。电缆线路开断前, 使用“遥控射钉器”给准备开断的电缆线路打入钢钉, 进一步保障电缆开断作业安全。
5 电缆相位核对
5.1 38#工井一相电缆开断后, 根据电缆头解开时测试的标识记录将青年变GIS端 (以A相为例) 线芯与大地相连 (其它两相与大地分离) , 在开断点使用兆欧表测量青年变侧开断相线芯与大地之间绝缘, 如为零则表识该开断点为A相, 如不为零, 测试其它两相绝缘, 确定开断点A相后, 立即对电缆开断口进行防护, 并对开断点两侧电缆相位进行标识, 并做好记录;[3]
5.2 依据此方法确定其它两相电缆相位情况, 立即对开断点两侧电缆相位进行标识, 并做好记录;
5.3 将胜利变侧开断端电缆移至新建电缆工井内西侧摆放 (按照从上至下A、B、C相的顺序) , 确认相位标识情况;[4]
5.4 新敷设电缆在中间头制作处, 根据胜利变侧开断电缆相位标记待接新电缆ABC相位, 并结合GIS端相位排列确定电缆穿入变电站开关室位置;[5]
5.5 根据设计要求在新建电缆工井内制作电缆中间头后, 使用第一条 (序号1) 测试方法对改接后的电缆进行相位核对 (以11#杆标识相位为基准) , 确定相别、做好标识, 与青年变GIS端相位进行核对接入;
5.6 110k V热胜青577线送电后, 按照相关运行要求对110k V热胜青577线与110k V秦胜青554线母线之间相位进行核相验证。
6 剩余电缆开断工程
110k V热胜青577电缆线路开断接入新建电缆线路送电后, 按照本方案中电缆相位核对的步骤对剩余电缆线路进行识别确定开断设备, 识别正确后进行后续工作。
参考文献
[1]国家电网公司.电力安全工作规程. (电力线路部分) [S].
[2]国家电网公司.电力安全工作规程 (变电站和发电厂电气部分) [S].
[3]GB50217-2007电力工程电缆设计规范[S].
[4]安徽省电力公司电力电缆质量标准[S].
多电源多电压 篇6
随着经济的快速发展,社会对电力的需求日益增长,对电能质量的要求也越来越高,而电压是衡量电能质量的一项重要指标,因此,要保证大电网的安全稳定运行和经济运行,就必须高度重视和努力提高系统的电压稳定性。
1 无功功率对电压的影响
当电网传输功率时,电流在线路、变压器阻抗上产生的电压损耗ΔU为:
式中,ΔU'为线路补偿QC容量后的电压损耗,V;P、Q为线路传输的有功功率(kW)和无功功率(kvar);UN为线路额定电压,kV;R、X为线路电阻和电抗,Ω。
可见,电压的变化与无功功率的平衡状态有关,若发出的无功功率不能满足要求,则无功功率就处于不平衡状态,电压也会随之下降。纯感性负载只消耗无功功率,且用电设备(如变压器,输电线路,电动机等)多是感性负载,它们不仅要从电网中吸收有功用于做功,而且为保证电压稳定还要吸收足够的无功建立磁场,以便有功电能顺利传输,加之经济发展引起的负载增加,使无功补偿的需求越来越大。但是无限制地投入无功补偿装置,不仅增加经济成本,而且会使某些线路电压偏高,电压偏低的线路得不到有效补偿,因此,合理高效地利用无功补偿对稳定电力系统的电压将起到重要的作用。
2 自适应低电压保护
继电保护装置在电力系统或电气元件运行不正常时能及时地向运维人员发出告警信号,或在系统发生故障时能直接、迅速地向所控制的开关发出跳闸命令。因此技术上要求继电保护装置具有选择性、速动性、灵敏性和可靠性。
自适应继电保护在传统继电保护的基础上增加了自适应功能模块,能在系统发生故障或运行异常时,自动调节或改变各种保护功能整定值,以适应当前的电力系统运行工况。
传统电压速断保护普遍存在受系统运行方式变化影响的问题,因而系统必须在最小的运行方式下进行整定计算才能保证保护的选择性动作,其结果是其它运行方式下的保护动作性能(比如可靠性,灵敏性)变差,甚至会拒动或误动。因此,为了克服传统电压速断保护的缺点,引入自适应低电压保护,此保护能够根据当前运行方式下的等值阻抗自动进行整定计算,以获得最佳的可靠性。
下面以图1为例,对比传统和自适应低电压保护的可靠性。
传统低电压保护的整定值为:
自适应低电压保护整定值为:
K处发生故障时的电压为:
低电压保护动作的条件为:
式中,E、Um、Um,min分别为系统等值相电势、被保护线路的最低电压、最小运行方式下线路的最低电压;ZL、Zs、Zs,max分别为被保护线路的阻抗、系统等值阻抗、最小运行方式下的系统等值阻抗;Kreal为可靠系数,0
由式(1)、式(3)和式(4)可得传统的低电压保护动作范围为:
由式(2)～式(4),可得自适应低电压保护动作范围为:
Zs随系统运行方式而变,在最小的运行方式下,系统阻抗最大为Zs,max。比较式(5)、式(6)可以看出,自适应保护动作范围要大些,可靠性也随之提高。
3 多Agent系统(MAS)概念及特征
MAS是一个由N个具有多种功能特征的Agent组成的松散耦合计算机网络。这些Agent代表某种环境下的自治实体,具备问题求解方法、知识及不同的实现目标等,而且其自身的行为目标不受其它Agent的限制和影响,按照事先约定的语言和协议通信或协作可以解决各Agent之间的矛盾和顺利实现各自的目标。MAS中的每个Agent一般都具备自主性、交互性、适应性和自治性。
控制系统可分为组织层、协调层和执行层。
(1)组织层由中央调度控制Agent,负责协调与管理各站Agent。一旦某站发生故障或系统运行不正常,可以通过此层Agent进行分析并做出是否切断线路及合理分配无功等决策。
(2)协调层由各变电站Agent组成,负责监控各站内执行Agent的运行情况。各站Agent不仅要及时、准确地向组织层Agent报告本站故障或运行异常情况,而且必须及时响应上层发出的请求。
(3)执行层包括执行器Agent1和执行器Agent2。执行器Agent1负责本站各无功补偿装置的控制;执行器A-gent2负责本站各继电保护的控制。不仅每个执行器A-gent要向本站Agent实时发送自己所控制的设备的运行状态,实时响应本站Agent发出的请求,而且执行器Agent1与执行器Agent2要根据站内运行状态的变化,进行必要的相互通信与协作。
此系统增加MAS是为了利用MAS功能来实现对电力系统的智能控制,如图2所示。
4 基于MAS的继电保护与无功电压控制联合协调控制的模式
4.1 继电保护的不足
(1)继电保护最突出的缺陷就是当电力供不应求时,只能依照预先设定的整定值跳闸,不能保证重要用户用电,而无功补偿则可以弥补这一缺陷,缓解电力供需矛盾。
(2)电力系统发生大干扰时,为防止系统崩溃,可采用继电保护来快速切除故障线路或电气元件,但继电保护都是根据局部的、事后的信息来处理电力系统故障的,不能以全局的、事先的信息预测来分析系统的运行情况,因而不能保证电力系统安全、优质和经济运行。
(3)继电保护无法精确隔离故障设备,因此其动作的结果往往是一条或数条馈线上的负荷全部失电。
(4)继电保护是为切除故障元件或线路而发出跳闸命令,对系统进行无功补偿则可以弥补继电保护(局部的、事后的)跳闸故障线路给失电用户带来的经济损失。由于失电部分需要从别的线路馈电,当馈电线路满足不了需求时,就不得不继续寻求其它线路馈电或切断不太重要的用户,否则电压就不稳定,从而影响用电质量和系统的安全经济运行。故必须协调和合理利用系统无功资源,才能有效避免调度不当造成的不必要的经济损失。
(5)对于不能停止供电的负荷,在系统发生故障通过继电保护使断路器跳闸时,就必须采用备自投装置。但如果电压很低且未进行无功补偿,那么将无法传输电能或传输效率很低,因此这就需要在投入备用电源后,通过调节无功来保证电能传输率效。
4.2 联合协调控制的基本流程
基于MAS的联合协调控制流程如图3所示。
(1)状态参数Agent负责实时监控被保护的用电设备(如开关柜、线路)的参数变化,并将当前参数实时传送到整定值比较器Agent。
(2)当原有整定值Agent分析出系统发生故障运行异常时,比较器Agent将启动故障类型识别Agent。若判断为故障则立即启动常规保护Agent,使之动作跳闸;若判断为系统运行异常时,则通过站内Agent将信息传送到中央调度控制Agent的事故分析模块Agent。
(3)事故分析模块Agent根据异常运行数据,分析异常的具体原因(如负载变化、开关量开合、频率降低等),并将原因反馈到自适应模块Agent,再根据相应整定计算程序自动更新整定值。
(4)若负荷发生变化超过额定值,则投入无功装置A-gent;若为其它类型的不正常运行(如运行方式、系统振荡、发电机甩负荷等),则将保护整定值反馈到原有整定值Agent。
综上所述,可以综合利用无功补偿和继电保护各自的特点,来消除系统发生故障或异常运行时电压偏离额定值所带来的影响。
(1)异常运行:当电压还没有低到保护定值下限时,可进行无功补偿,使之恢复正常值;当电压低至保护定值下限时,可采用保护及时切断此线路,并分析事故的原因(如设备过负荷、系统发生振荡、系统频率降低、发电机甩负荷引起的过电压等),进而使电压得以恢复。
(2)线路或设备发生永久性故障:立即切断线路并启动备自投装置,然后由自适应保护模块对该备用线路进行分析,判断是否需要投入无功装置,以保证无功平衡。
4.3 联合协调控制的基本理论
(1)为了保证整个区域内配电网电压的稳定性,将自适应保护模块Agent嵌入到中央控制Agent内。此模块正常运行时只实时接收系统各站Agent的运行状态信息;当系统发生故障或运行不正常时,会向需要更新整定值的各站Agent发送整定值信息。
(2)经自适应保护模块Agent更新后的保护定值,在反馈到各站Agent的常规保护Agent后,不仅要适合本站,而且也要适合其它各站。
(3)某线路发生故障并跳闸后,其结构发生变化,此时应立即向中央控制发出故障信号,使自适应保护模块启动。此模块根据当前的运行方式,重新进行整定计算,经延时,将更新的定置反馈给该故障线路和其邻近线路(作为后备保护)。
(4)不允许因系统参数变化而不断更新整定值。因为负载时刻在变,整定值时刻更新,自适应模块一直运行在整定计算中,这样不仅会缩短模块寿命、降低性能、增加设备运行成本,而且整定值计算需要时间,更新后的整定值不可能是当前整定值。
(5)只在以下几种情况下需要更新整定值:①发生故障后;②系统发生异步振荡;③系统运行方式发生变化;④负荷变化使该线路电压超过当前允许的最大范围。
(6)若系统发生永久故障,则为了减少设备损坏,保证电压质量,必须立即启动常规保护,而不能启动自适应保护模块。
5 结束语
多电源多电压 篇7
多通道电源每个输出通道的基本电压设置和回读精度高达0.03%, 任一输出端的输出电压是其为该通道设置的电压。每个通道均提供远程感测功能, 可以对电源引线上的电压降进行补偿, 确保为待测设备终端提供准确的输入电压。此多通道电源还提供基本电流和回读精度设置 (精度0.1%) , 而且波纹和噪声电压峰-峰值<3 m V, 从而确保高质量的负载电流测量。
电源的每个输出通道彼此完全隔离, 可以为具有不同基准点的两个相互隔离的电路供电。每个通道都可以独立开启或关闭, 为需要以指定时序开启多个电压电平的电路供电。可编程定时器允许设置好的测试自动执行, 可在经过指定的时间间隔后关闭输出。
对于超过30 V或1.5 A的供电需求, 可以对电源的30 V输出通道进行组合。通过将两个通道串联起来实现最大60 V/1.5 A输出或通过并联方式实现最大3 A/30 V输出。此种配置时, 电源会显示串并联后的实际输出电压和电流值。电源30 V输出通道可以支持双极型电路测试, 也可在跟踪模式下使两通道按照用户定义的比例变化输出。
保护精密的待测设备 (DUT) 。可在测试或试验进程中保护被测设备免于损坏。最大输出电压保护可以避免电源输出超出预先设定的最大电压, 电流设定值可以保证流入被测设备的电流不超过设定值。每个通道的保护值可以独立设置, 相互间无任何干扰。用户还可以通过前面板手动设置密码, 防止重要测试被意外更改。
新的GPIB接口与现有USB TMC接口的组合, 使得在各种编程环境下远程控制电源变得容易。标准的IVI-COM和Lab VIEW驱动程序使电源集成于各种自动测试系统中, 并且提供所有必须工具完成仪器控制、数据记录和分析工作。编程环境支持各类泰克台式仪器, 通过单一直观的软件界面, 提供对各类仪器功能的访问, 实现台式测试或系统测试自动化。
多电源多电压 篇8
在某些应用场合,例如交流传动中,往往需要降低共模电压(CMV),以避免轴电流对于电机的损坏,并且降低电磁干扰。按文献[1-3]中观点,当电机采用PWM控制的电压源逆变器供电时,主要有三种共模电流产生。(1)当润滑油膜被破坏以后,电机定转子之间等效电容的放电作用;(2)当轴电流通路的等效阻抗较低时,共模电压的dv/dt的作用;(3)电机三相零序电流分量导致电机磁通产生三相环流。
目前,降低共模电压的方法研究主要集中于:(1)在逆变器输出端添加有源或者无源共模滤波器[4,5,6];(2)采用软开关技术或者改善器件的吸收电路,从而降低逆变器输出的dv/dt[7];(3)对硬开关电路改变PWM调制策略[8,9]。因为在工程应用中,往往要求低成本并且易于实现的解决方案,由于改变PWM调制策略不会增加新的器件,因此改变PWM调制策略的解决方案最具吸引力。
1 NPC三电平逆变器拓扑结构与空间矢量图
图1(a)为NPC三电平逆变器的电路拓扑,每相有四个功率管,分别为S1、S2、S3、S4,表1给出了输出电平与功率管导通之间的关系。
每相均可输出三个电平,一共有27个空间矢量,用三维有序数组[LA,LB,LC]表示。考虑到输出矢量为[LA+1,LB+1,LC+1]和[LA,LB,LC],位于空间矢量图中的同一点,对负载来说效果是一致的,空间矢量图中独立电压矢量个数为19(含零矢量),三电平逆变器的空间矢量图如图1(b)所示,空间矢量图在0~60°扇区(A扇区),被分为4个小三角形,如图1(c)所示。
2 三电平逆变器的空间矢量调制算法(SVPWM)
参考矢量的方位角θ∈[0,π/6]时,参考矢量位于A扇区内,合成参考矢量的电压矢量为V1、V2和V7,矢量作用时间满足伏秒平衡原理:
式中,t1、t2、t3分别为V1、V2、V7矢量的作用时间;T为载波周期;由于V1对应两个电压矢量V11([0,-1,-1])和V12([1,0,0]),V2矢量也对应两个电压矢量V21([0,0,-1])和V22([1,1,0])。若采用CSVPWM,要求将矢量作用时间对称地分配给两个冗余矢量,产生的脉冲序列如图2所示。
3 部分共模电压减小的调制算法
逆变器输出的每个电压矢量的共模电压计算为:
在A扇区内每个电压对应的共模矢量见表2。
3.1 合成参考矢量的电压矢量选择
在三电平逆变器的空间矢量调制过程中,V0、V1…V6矢量存在冗余现象,在实现空间矢量调制时,如果选择适当的电压矢量,就可以将共模电压降低到±VD C/3[10]。例如选择电压矢量[0,0,0]实现矢量V0,而选择电压矢量[1,0,0]实现矢量V1,图2所对应的脉冲序列如图3所示。从图3中可以看出,B相在该采样周期内不存在开关动作,因此开关损耗有所降低。PCMVPWM具有如下两个特点:(1)开关损耗降低,在一个周期内开关次数降低了1/3;(2)由于本质上采用了最近相邻三矢量合成原则(NTV),因此谐波特性相对较好。
3.2 PCMVPWM与CBPWM的联系
众所周知,除了指定谐波消去PWM算法(SHEPWM)之外,绝大部分PWM算法都存在采样周期的概念,这一类PWM算法都可归结为次谐波消去PWM算法(Sub-Harmonic PWM,SHPWM),所有SHPWM算法都可等效为调制信号非正弦的载波PWM算法,载波周期等于控制周期。本小节将讨论PCMVPWM算法与CBPWM算法之间的关系。
假定在一个采样周期内,Va、Vb、Vc为三相对称正弦载波信号,且三相满足:
故La+Lb+Lc=-1或者La+Lb+Lc=-2。令
当La+Lb+Lc=-1时
当La+Lb+Lc=-2时
V'k就是PCMVPWM等效的调制信号,图4给出了调制度为0.75和0.4时,PCMVPWM和CSVP-WM两种算法对应的调制波。
4 完全共模电压消除的调制算法
若进一步限制矢量选择的条件,PCMVPWM调制算法可以转换为FCMVPWM算法。所有参考矢量选择V02、V7、…、V12合成[11],如图5所示。
若给出参考矢量方位角-π/6≤θ≤π/6时,参考矢量位于SA'扇区,这时应选择V0、V12、V7合成参考矢量。在SA'扇区内矢量作用时间可计算为:
与图2和图3对应的FCMVPWM的序列如图6所示。PCMVPWM具有如下两个特点:(1)开关损耗增加,在一个周期内开关次数增加了1/3;(2)由于本质上采用了非最近相邻三矢量合成原则(NNTV),因此谐波特性相对较差。
目前多电平逆变器载波产生方式大多出自于Carrara等提出的载波移位(Phase Disposition,PD)方法。对三相正弦调制信号采用PDSPWM调制方式。若在一个采样周期内,x相调制信号取得最大,Vx=max(Va,Vb,Vc),y相调制信号取得最小,Vy=min(Va,Vb,Vc)。x、y相在该采样周期内满足式(2),则x和y相在该采样周期内输出电平分别为Lx、Lx+1、Lx和Ly+1、Ly、Ly+1(Lx≥0,Ly<0)。
(1)若Vx>Vy,x相电平跳变将先于y相电平跳变发生,在该采样周期内,剩余的那一相的PWM输出按照-(Lx+Ly+1)、-(Lx+Ly+2)、-(Lx+Ly+1)、-(Lx+Ly+2)、-(Lx+Ly+1)输出,这种序列如图6(b)所示。
(2)若Vx
5 算法的仿真与实验研究
5.1 仿真结果与分析
为了验证算法的有效性,在Matlab/Simulink平台上建立了系统仿真模型,通过仿真验证和分析SPWM、CSVPWM、PCMVPWM和FCMVPWM算法的线电压、相电压、共模电压的特点如图7~图10所示。仿真参数为VD C=100 V,载波比为24。
5.2 算法的实验验证
为了验证算法的正确性与有效性,在实验室搭建了NPC三电平逆变器原型机。功率器件为2 MBI400 N-060 IGBT,箝位二极管为2 FI200 A-060 D,直流侧电容为4400 m F。采用TMS320 C2812DSP完成系统的采样和输出矢量的时间计算,为了保证所有驱动信号的同步,采用FPGA EPM7128 El C8420作为驱动信号的分配部分,DSP控制程序部分采用汇编语言编写,FPGA采用Maxplus II编程。图11是整个控制系统的控制框图。VD C=100 V,阻感性负载,电阻40Ω,电感100 m H。逆变器输出频率为50Hz,调制度m为0.75时,每周期采样24次,调逆变器输出电流峰值为1.9A。
比较图12和图13,可看出SVPWM和SPWM两种调制策略在线电压、相电压、电流和共模电压方面的特性非常相似,这种相似性根于他们都是采用了七段合成的最近相邻三矢量合成原则(NTV)。而PCMVPWM在能将共模电压降低到±VD C/3,并且也具有较好的谐波特性,从图14(a)中可以看出,此时电流还是比较平滑的。从图15可以看出,FCM-VPWM调制方法,能够完全消除逆变器输出的三相共模电压。从逆变器输出的电流波形看来,FCMVP-WM的电流谐波含量有所增高,这是因为FCMVP-WM不是采用NTV矢量合成方式。总的说来,NTV矢量合成方式优于NNTV矢量合成方式[12]。
6 结论
论文主要分析了多电平逆变器降低共模电压的调制方法。提出了部分降低共模电压的PCMVPWM和完全消除共模电压的FCMVPWM,并讨论了这两种算法与CBPWM之间的关系。为了验证本文分析方法的正确性,进行了样机实验,实验结果说明PC-MVPWM能够局部降低共模电压,FCMVPWM能够完全消除共模电压。
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