自动延时系统（精选7篇）
自动延时系统 篇1
摘要：调频同步广播系统具有质量高、覆盖范围广等特点, 被广泛应用在全国各广播电台。同相是调频同步广播系统的难点与重点, 通过将延时自动同步技术应用在调频同步广播系统中, 能够实现延时的自动、实时测量与调整, 有效地提高调频同步广播系统的稳定性, 保证播出安全。因此, 本文概述了同相理论, 探究了延时同步技术在调频同步广播系统中的应用, 以供参考。
关键词：延时自动同步,调频同步广播系统,应用
1 同相理论
调频同步广播同相系统中相同的节目码流经不同的传输链路传输到发射台, 由发射机编码调制后发射射频信号, 假设节目码流经两个发射台 (发射台A和发射台B) 到接收机的延时分别为总延时TA、TB, 总延时包括射频信号传输延时与节目码流传输延时, 即射频延时和音频延时。射频延时指的是射频信号发射后传递至接收机的延时, 音频延时所指的是节目码经过传输网络传递至发射台的延时。节目传输网络主要由有线电视网络、IP网络、通信网络传输、卫星传输以及微波传输等传输方式中的一种或者若干种组成。整体来说, 音频传输会随着时间的变化发生相应的变化, 射频延时具有不变的特性, 当确定了发射功率以及发射台位置后, 相同接收点接收信号的射频延时相同。
2“延时自动同步”技术在调频同步广播系统中的应用
2.1 延时自动同步系统的结构
典型调频同步广播系统主要有两部分组成, 即发射站点以及节目中心端。其中同步编码器是中心端系统的重要组成部分, 同步编码器的功能主要包括: (1) 压缩编码和封装音频节目; (2) 通过对GPS时间信息进行分析, 在码流中增加相应的时间戳信息; (3) 确定网络适配后, 将信息送入传输网络。传输网络将节目码发送至各发射台, 然后由发射台将节目码流经信号送入同步解码器中。同步解码器的功能主要包括: (1) 对接口进行适配; (2) 通过对GPS时间信息进行分析, 并测量传输延时信息; (3) 自动补偿传输延时; (4) 解码音频信号, 并将同步AES信号传递至同步激励器中。通过将同步解码器与同步编码器增加到调频同步广播系统中, 能够实现完全同相, 相对延时小于1μs, 能够很好地满足行业规范和要求。
2.2 基于延时自动同步调频同步广播系统的特点
因为同步解码器与同步编码器具有自动补偿功能以及延时实时测量功能等, 并且该系统采用了单频网同步技术, 具备性能指标高等优点, 被广泛应用在调频同步广播系统中。基于延时自动同步技术调频同步广播系统最显著的特点就是“自动化”, 主要体现在系统维护与系统调试两个方面。调频同步广播系统中延时测量既没有专用的测量设备, 也没有统一的测量方法, 通常状况下不能够快速、准确地测量系统延时, 无法实现调频的精确同步, 对相干区的收听效果产生不良的影响。由于系统的延时并不是一成不变的, 导致系统出现延时的原因主要包括:传输网络中设备的更换、传输网络路由器的调整以及传输网络延时固有变化等。系统维护人员无法全面了解系统延时的变化状况, 只有当相干区收听质量严重降低后, 确定原因之后才能够判断是否延时发生变化, 导致严重的播出事故。通过将延时自动同步技术应用在调频同步广播系统中, 由同步解码器每4秒对GPS信息与码流的时间信息的延时进行测量, 测量延时小于1μs。
延时自动同步技术应用TS码流, 能够保证节目码流在各种网络中进行同步传输, 信号源主备份与传输网络设计在调频同步广播系统中的作用至关重要, 系统将节目码流同步到发送至各个发射台, 因为不同发射台的重要等级、硬件条件以及所处位置不同, 因此, 信号的传输方式也存在一定的差异。为了保证系统能够安全播出, 节目源通常利用主备路方式, 如果某个发射点的主信号源发生故障或者问题后, 由备份信号源代替主信号源, 以此保证信号能够安全、稳定地传输。
2.3 系统调试
基于延时自动同步调频同步广播系统的相干区的调试内容主要包括:干扰区调试、覆盖区调试、频率锁定调试、场强调试以及天线定向调试等, 在进行相干区调试时需要对环境进行全面的调查和分析, 并做好上述方面的交叉调试。对于调试后依然不能够满足指标要求, 尤其是几项重要指标, 需要将其调整至听众稀少的区域。
3 结语
调频同步广播系统经过多年的发展, 由于其自身的众多优势被广泛应用在全国广播电台中。通过将延时自动同步技术应用在调频同步广播系统中, 能够实现对系统延时的自动测量和调整, 有效减少维修工作量, 提高系统稳定性, 为保证调频同步广播系统的安全、稳定运行奠定坚实的基础。
参考文献
[1]杨刚, 杨霏, 蔡超时, 等.基于“延时自动同步”技术的调频同步广播系统[J].广播与电视技术, 2010 (5) .
[2]赵文宾.调频同步广播系统的理论及应用[J].西部广播电视, 2015 (15) .
自动延时系统 篇2
随着电子技术的发展,汽车电子产品的不断开发与应用,汽车照明系统的经济性、安全性、舒适性等方面被赋予新的要求。汽车在行驶过程中,当车前自然光照强度降低到一定程度就需要尽快接通前照灯电路,避免由于前方视野受到限制而造成事故;在夜晚,无照明的停车场给驾驶员停车离开造成十分的不便,若能让灯光延迟关闭将为驾驶员提供一定的照明和便利,也给人们的工作和生活带来舒适和方便[1]。
1 技术背景
汽车前照灯是汽车夜间行驶必不可少的照明设备, 随着人们物质生活水平的提高及电子技术的高速发展, 人们对汽车新技术提出了更高的要求。当汽车在行驶过程中车前自然光照强度降低到一定程度,甚至进入到黑暗的隧道时,需要尽快接通前照灯电路[2];当驾驶员停车后离开停车场时会有一段黑暗的夜路,这给驾驶员带来极大的不便和安全隐患,故研制出一种汽车前照灯昏暗自动发光及自动延时控制装置,当汽车在行驶过程中车前自然光照强度降低到一定程度,自动接通前照灯电路,保证行车的安全;当前照灯在电路被切断后,仍继续照明一段时间后自动熄灭,为驾驶员离开黑暗的停车场所提供照明和方便[2]。
2 项目简介
本项目提供一种结构简单、安装费用小、成本低且可提高汽车行驶安全性能的汽车前照灯昏暗自动发光及自动延时控制装置,可在各种类型车辆安装和运用。 该控制装置主要包括:在接通点火开关和关闭前照灯开关后,在夜晚或在黑暗中行驶时可使前照灯工作的昏暗自动发光电路;在关闭点火开关和前照灯开关后仍可维持前照灯延时工作的自动延时控制电路。
本项目装置成本低,且简便易行,可以提供行驶车辆进入黑暗场所前照灯自动发光,也可以为驾驶员离开黑暗的停车场所提供照明和方便,大大地提高了工作人员的工作效率,也有利于提高汽车行驶安全性能。目前国内中低档汽车灯光系统电路都没有前照灯昏暗自动发光及自动延时控制装置,在各种类型低档车辆安装此装置,可实现低档车拥有中高档车的装置和功能。本装置展示如图1所示。
3 具体实施方式
3.1 结构组成
参照电路图2,本项目由点火开关K1、延时开关K2、 大灯开关K3、机油压力开关K4、继电器K5、变光开关前照灯K6、昏暗自动发光电路、自动延时控制电路构成。该控制装置包括:在接通点火开关K1和关闭前照灯开关K3后,在夜晚或在黑暗中行驶时可使前照灯工作的昏暗自动发光电路;在关闭点火开关K1和前照灯开关K3后仍可维持前照灯延时工作的自动延时控制电路。昏暗自动发光电路由点火开关K1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、光敏三极管VTC、复合管、机油压力开关K4、第四电阻R4、第三三极管VT3和继电器K5组成,复合管由第一三极管VT1和第二三极管VT2组成;自动延时控制电路由前照灯延时开关K2、电容C1、机油压力开关K4、第四电阻R4、第三三极管VT3和继电器K5组成。前照灯由远光灯L1和近光灯L2组成,由变光开关K6控制。
3.2 工作原理
工作原理如图2所示。
(1)当汽车在夜晚或在黑暗中行驶时,接通前照灯开关K3,继电器K5工作,前照灯即远光灯L1或近光灯L2亮。
(2)断开点火开关K1,发动机熄火后,机油压力开关K4触点闭合,按下仪表板上的前照灯延时开关K2,蓄电池B对电容C1进行充电,第三三极管VT3基极获正电位而导通,继电器K5线圈通电,触点闭合,接通前照灯。
(3)松开前照灯延时开关K2,电容C1通过第四电阻R4、第三三极管VT3放电,前照灯仍保持点亮。
电容C1电压下降至第三三极管VT3截止时,第三三极管VT3断开继电器K5电磁线圈接铁回路,继电器K5触点打开,前照灯熄灭。
(4)汽车在行驶过程中车前自然光照强度降低到一定程度或车辆进入黑暗场所时,光敏三极管VTC由于不受光照射或光照微弱,其电阻增大,由第一三极管VT1和第二三极管VT2组成的复合管不导通,第三三极管VT3导通,继电器K5工作,前照灯亮。
(5)汽车在白天工作时,光敏三极管VTC由于受到光照正常照射而导通,由第一三极管VT1和第二三极管VT2组成的复合管导通,第三三极管VT3不导通,继电器K5工作电路被切断,前照灯不工作[3]。
K 1点火开关; K 2前照灯延时按钮; K 3前照灯开关; K 4机油压力开关; K 5继电器; K 6变光开关; L 1 , L 2前照灯
4 结语
为了解决目前低档车没有配备前照灯昏暗自动发光及自动延时控制装置的现状,在原有的前照灯电路的基础上添加此控制装置。本控制系统现已在用户车辆进行安装调试后,正常运行3年左右。实践表明,这种控制思想实用可靠、系统运行平稳、故障率极低。通过项目的全过程反复实践及调试,提高了行车安全和驾驶舒适性,给人们的工作和生活带来舒适和方便。
摘要：介绍一种汽车前照灯昏暗自动发光及自动延时控制装置,主要包括:在接通点火开关K1和关闭前照灯开关K3后,在夜晚或在黑暗中行驶时可使前照灯工作的昏暗自动发光电路;在关闭点火开关K1和前照灯开关K3后仍可维持前照灯延时工作的自动延时控制电路,并分析其工作原理。实践证明,该控制装置实用可靠、系统运行平稳,、故障率极低。
一种非线性输出延时系统离散方法 篇3
几乎所有的控制系统都存在非线性的特性。这就激发了对于非线性延时系统的控制的研究。一种研究方向是将无延时的非线性系统的技术扩展到非线性延时系统中去[1～2]。大多数由于系统硬件、执行单元或传感器等的限制而产生延时的系统是以连续的形式进行描述的。为了进行数字控制器的设计, 经常需要得到其相应的离散模型。在离散领域中, 对于无延时的连续系统传统的欧拉法已经被用于去得到其离散模型[3]。该方法需要小的采样周期才能获得足够准确的离散模型。但是由于技术限制, 有时候大的采样周期是不可避免的。一种将线性延时系统的离散方法[4]扩展到非线性延时系统的离散方法[5]可以解决大采样周期的问题。
现今, 现代控制方法大都是在数字控制器上执行。因此控制算法必须以离散形式工作。这篇文章提出了一种非线性输出延时系统的离散方法。该方法利用泰勒级数和一阶保持假设, 可以为非线性输出延时连续系统提供一个准确的离散模型。基于该模型, 可以进行数字非线性控制器的设计。
1 一阶保持假设
非线性输出延时系统的离散方法可以基于泰勒级数而获得。非线性输出延时连续系统可以用下式来表示:
其中:D>0是该非线性系统的输出延时时间, x (t) ∈Rn, u (t) ∈R f, g, h是关于x的函数。系统的输出y (t) ∈R是状态参数x在时刻t-D的函数。
考虑在时间轴上相等的时间间隔T=tk+1-tk>0, 其中:
[t k, tk+1) =[k T, (k+1) T) 是采样间隔, T是采样周期。并且假设系统 (1) 是由在每个采样间隔中成线性分布的输入信号来驱动。也就是说一阶保持假设成立。
基于一阶保持假设, 当D=0时, 在时间间隔kT≤t
其中q∈{0, 1, 2, ...}, 0<γ
2 非线性输出延时系统的离散
基于泰勒级数和一阶保持假设, 公式 (1) 表示的非线性输出延时系统可以用下述公式离散:
也可以通过截取一定的泰勒级数的阶数N来获得有限维数的、近似的离散模型, 见下式:
其中x (k) , 是状态参数x在时刻t=tk=k T的值, A[l] (x, u) 可以用下式来计算:
3 仿真
文中提出的离散方法通过将它应用到一个非线性输出延时系统来做仿真进行验证。这就需要参考的结果去验证离散的结果。在仿真中Matlab ODE解算程序被用于获得参考的结果。每一步的离散结果都与该解算程序的结果进行比较。离散算法用Maple软件进行实现。本文使用的仿真系统如下所示。
我们选择的参数分别为:x (0) =0, T=0.05s, D=0.02s;和x (0) =0T=0.05s, D=0.32s。控制信号为u=1.1cos (0.5t) 。这两种情况下的Matlab ODE的解算结果和提出的离散化方法的离散结果分别显示在表1和2中。图1和2分别显示了状态参数和系统输出在这两种情况下的离散结果的误差。从结果可以看出这种离散方法可以为非线性输出延时系统提供足够好的离散结果。
4 结语
这篇文章提出了一种获得有输出时间延时的非线性系统离散模型的新的方法。这种方法基于泰勒级数和一阶保持假设。这种离散方法可以提供一个准确的、有限维数的有输出时间延时的非线性连续系统的离散模型。这就使得可以基于该离散模型进行非线性控制器的设计。通过对一个非线性输出延时连续系统进行仿真所得到的结果验证了该方法的可行性。将该方法扩展到有输入时间延时的非线性连续系统的离散也是可行的, 这将是下一步的研究工作。
参考文献
[1]Huang Po-Jen, Chen Hou-Ming and Chang Robert C, “ANovel Start-Controlled Phase/Frequency Detector forMultiphase-Output Delay-Locked Loops, ”2004 IEEE Asia-Pacific Conference on Advanced System Integrated Circuits (AP-ASIC2004) , pp:68～71, 2004.
[2]Gudvanden S., “A Class of Sliding Fermat Number Trans-forms that Admit a Tradeoff Between Complexity and Input–Output Delay, ”IEEE Transactions on Signal Processing, Vol.45, No.12, pp:3094～3096, 1997.
[3]Franklin G.F., Powell J.D.and Workman M.L., DigitalControl of Dynamic Systems, Addison-Wesley, New York, 1998.
[4]Vaccaro R.J., Digital Control, McGraw-Hill, New York, 1995.
自动延时系统 篇4
有源电力滤波器 (APF) 是实时补偿谐波电流的有效方法, 它通过控制功率开关器件的开断, 产生与负载侧谐波大小相等、方向相反的谐波电流注入电网侧, 达到补偿谐波电流的目的[1,2]。从三相APF的工作原理可以看出它是典型的切换系统, 具有非线性、多模态等特点。突破传统对APF的近似线性化分析方法[3,4], 利用切换系统的相关理论[5,6]对其建模和分析可体现其动态混杂特性, 更精确地反映了APF的物理工作过程。
目前数字信号处理芯片 (DSP) 被广泛用于APF装置中, APF的数字化控制方式已成为主流[7,8,9]。但是数字化控制在易于开发、灵活性强的同时会不可避免地引入系统延时[8,10,11,12], 该延时虽然很小 (几个采样周期) , 却会引起系统输入-输出相移, 导致APF的谐波补偿性能下降, 相移严重时会引发LC谐振使得系统失稳, 这对实时性要求很高的APF而言是十分不利的。文献[12]提出通过在电流检测环节中增加相位补偿环节、提高系统采样频率或信号预测的方法来补偿延时对系统的影响。这类方法的时滞补偿效果很好, 但需要增加额外的补偿设备或者改变系统的相关参数来实现, 增加了系统的复杂性, 也可能引入新的问题。
在三相APF的控制过程中, 前馈控制[13,14]能够快速跟踪负荷侧谐波变化, 但需要精确的模型和参数, 且预测的指令电流和实际指令电流之间会有误差, 可能导致系统某次谐波放大, 从而恶化补偿效果。而状态反馈控制可以抑制这种误差, 保证系统稳定性。更进一步, 考虑到数字化APF的延时现象, 为了在宽频带范围内保证APF的性能指标, 在状态反馈控制中必须考虑系统时滞补偿。通常, APF的主电路为电压型PWM逆变器, 时间延迟环节的频率特性可以通过一阶惯性环节来表示[15]。
针对APF的工作原理与工作特性, 文献[14, 16]已经对基于切换理论的APF的建模与H∞控制问题进行了初步研究, 得到关于APF建模与分析的新方法。该方法为变流器的分析和设计开拓了一个新的思路, 但是也存在一些需要改进的地方, 例如其在APF建模过程中依然采用了近似线性化的方法, 基于该模型的分析控制方法必然存在一定的保守性, 另外其控制器的设计也基本采用单纯的反馈控制, 且没有考虑系统延时对APF补偿效果的影响。
基于以上分析, 本文提出基于离散时滞切换系统理论的三相APF建模与控制方法。首先, 在APF建模时考虑数字化控制产生的时滞现象, 通过时间延迟环节的频率特性和功率管的开关规律得到APF的时滞离散切换模型, 其中电网侧谐波电流作为控制输出, 前馈控制的指令谐波电流与理想指令谐波电流的误差作为干扰项。这样APF的电流跟踪控制问题就转化为仿射离散切换系统的鲁棒H∞控制问题。针对本文提出的APF仿射时滞离散切换模型设计对应的H∞反馈控制器, 并通过仿真验证该控制器相对于无时滞补偿的H∞反馈控制器的优越性。
1 基于离散切换理论的时滞APF系统建模
APF是谐波抑制和无功补偿的有力工具, 其对补偿实时性和精确性有很高的要求。为了满足工程中对APF的性能要求, 设计可靠灵活稳定的控制系统, 建立精确的APF模型显得十分重要。目前数字化APF在工程中应用广泛, 由于其数字处理的间断性以及功率开关器件开断在工作中呈现的多种开关模式, 三相APF可以看作典型的离散切换系统, 利用切换系统相关理论建模可以精确反映其物理工作过程。同时, 三相APF中数字化控制器引起的系统延时也不容忽视。文献[12]指出, 高频谐波对数字化控制器产生的延时非常敏感, 延时的存在直接影响APF的PWM过程和整体的补偿效果, 严重时还会通过放大高频段的谐波产生谐振现象, 进而对系统稳定造成严重威胁。所以本文基于离散切换系统理论对三相APF建模的同时将系统时滞考虑到模型中, 精确的APF模型更有利于设计可靠灵活的系统控制器, 进而满足APF的性能要求。
1.1 三相数字化APF系统结构
图1为三相数字化APF系统结构图, 其中APF是基于电压型变流器 (VCR) 结构的功率逆变电路, 它与非线性负荷并联接入电网。每个采样周期检测负载侧的高次谐波电流分量, 得到指令电流i*cj (j=a, b, c) , 并通过电流跟踪控制方法在每个切换控制周期触发输出PWM方波驱动功率开关元件VT1—VT6的通断, 使得APF产生的实际补偿电流icj实时跟踪指令值i*cj, 从而抵消掉电网侧谐波, 达到谐波补偿的目的。图中isj和usj分别为电网侧电流和电压, rsj为电网内阻, La=Lb=Lc=L为三相滤波电感, ra=rb=rc=r为功率开关管损耗的等效电阻, Cdc为变流器直流侧电容, udc为直流电容电压。
忽略电网内阻, 根据基尔霍夫定律, 图1所示系统的动态方程如下:
其中, 为开关函数, j=a, b, c。当上桥臂导通、下桥臂关断时, vj=1;当上桥臂关断、下桥臂导通时, vj=0。由于Sa和Sb的不同, 三相APF有8种基本开关模态, 所以该系统为典型的切换系统。
1.2 系统时滞模型
三相APF系统延时产生的最主要原因是数字化控制器控制信号的离散化[11], 由于切换控制信号的发生周期一般都大于系统采样周期, 所以APF发出的补偿谐波未能实时跟踪负载侧谐波变化。该延时的大小可以通过DSP的采样计算过程与切换控制过程的相互关系得到。
为了体现系统中的时滞因素, 分析时滞模型时本文只考虑时滞现象引起的系统谐波补偿跟踪误差。令三相APF的数字化控制器引起的系统延时为τc, 则τc可以表示为APF实际补偿的谐波电流滞后于指令谐波电流的时间间隔。一般地, 系统滞后频率特性可以通过一个一阶惯性环节Gdl (s) =1/ (1+sτc) 近似表示[15]。根据基尔霍夫电流定律, 指令谐波电流i*cj到电网侧谐波电流is Hj的结构图如图2所示。图中iLj为负载侧谐波电流, 则根据图2得:
其中, j=a, b, c。
1.3 基于切换系统的三相APF状态空间模型
为了实现三相APF产生的补偿电流快速跟踪指令谐波电流, 本文采用前馈控制u′=Gri*cj, 其中Gr为控制输入增益, i*cj为控制环的参考输入, 并取前馈指令信号为。由于前馈控制采用预测的方式, 要求精确的模型和参数, 所以实际前馈控制指令总是和理想控制指令存在误差, 这种误差可能导致谐波放大引起系统不稳定, 所以必须通过反馈控制加以抑制。本文将实际前馈控制指令与理想控制指令间的误差看作系统干扰[17], 记为ω, 提出前馈控制u′与反馈控制u相结合的控制规律, 使系统在保证跟踪性能的同时实现系统稳定。令, 则由式 (2) 可得:
由式 (3) 可以看出a、b、c三相的电网侧谐波电流is Hj表达式完全一致且解耦, 所以系统分析中可只考虑单相网侧谐波电流, 此处只考虑is Ha。结合式 (1) , 可得系统状态方程为:
由于开关函数Sa和Sb的不同组成, 三相APF有8种工作模式, 式 (4) 可以改写成系统切换状态方程如下:
其中, B=C。
又考虑到三相APF的目的是消除电网侧谐波电流, 本文选择系统输出为y=is Ha, 即:
其中, D=[0 0 0 1]。
式 (5) 、 (6) 得到的系统切换模型是基于连续时间的, 为了设计直接适用于数字化APF的系统控制器, 系统模型应该转换为等价的离散切换模型。通过线性离散化方法, 等价的系统离散切换模型如下:
由上述分析可知, 系统通过设计反馈控制器u减弱干扰ω对控制输出y, 即网侧谐波电流is Ha的影响, 使得is Ha的值趋向于尽可能小的数, 这种控制是典型的H∞控制[18], 结构框图如图3所示。图中K为反馈控制器增益。
2 H∞控制器设计
2.1 仿射离散切换系统简化
式 (7) 所示的三相APF切换系统模型为典型的仿射离散切换模型, Hi (k) 为仿射项且不恒为零。对于此类系统, 不能直接利用鲁棒H∞控制原理设计系统控制器, 而需要先对切换系统模型进行处理。文献[19-20]通过拓展状态空间的方法分析了在仿射项不为零情况下的仿射切换系统H∞控制问题, 但该方法由于拓展的系统矩阵不再稳定进而不可能找到对称矩阵P满足李雅普诺夫条件, 所以有很大局限性。本文采用拓展输入信号ω (k) 的方法对仿射切换系统处理后进行H∞控制, 详细过程如下。
考虑到切换系统中仿射项因素, 将输入信号ω (k) 拓展为以下形式, 如式 (8) 所示:
这样, 系统式 (7) 就可以写成:
这里考虑的H∞结构是以有限范围的L2增益为基础的, 所以提出的扰动输入ω (k) 的拓展方式是可行的。
假设反馈控制量有如下形式:
将控制规则式 (11) 代入系统切换模型式 (9) 后, 得到三相APF的闭环离散切换系统如下:
2.2 H∞控制器设计
基于上述对仿射离散切换系统的简化处理, 本文得到了鲁棒控制的典型控制对象式 (12) , 从而可以利用鲁棒控制的相关结论[18]得到适用于该类切换系统的H∞控制器设计方法, 如定理1表述如下。
定理1对于仿射切换系统式 (12) , 当x (k) χi, x (k+1) χj时, 如果存在正定对称矩阵Qi=QiT>0、Qj=QjT>0、合适维数的矩阵Yi、Ki2、Ti以及正数γ>0使得LMI矩阵不等式
成立, 则系统式 (12) 鲁棒镇定且具有H∞性能界γ, 同时使系统式 (12) 鲁棒镇定且具有H∞性能界γ的状态反馈阵由下式给出:
其中, χi、χj分别为第i个和第j个子系统的作用域, Ti=DQi。
写成矩阵不等式的形式为:
为了满足式 (16) 只需使得:
即:
根据schur补引理[18]可知, 式 (18) 等价于:
b.在零初始条件下, 引入性能指标
3 仿真分析
为了验证本文关于三相APF时滞切换模型的正确性以及基于系统时滞补偿的H∞控制器较普通控制器的优越性, 本节对三相APF系统在MATLAB软件环境下进行了数字仿真实验。取负载为不可控三相整流负载, 系统采样频率为10 k Hz, 电网侧电压为380 V/50 Hz, 电网内阻rsj=0.01Ω (j=a, b, c) , 直流侧电容Cdc=10 m F, 交流侧三相滤波电感Lj=0.016 2 H (j=a, b, c) , 直流侧电压udc=700 V。
三相APF的数字化控制系统通常采用主从DSP的形式, 主DSP工作在采样周期T下, 从DSP采用切换控制周期Ts。在每个采样周期T, 主DSP完成主要控制程序的计算, 将调制信号发送至从DSP处。从DSP通常在切换周期的中点处更新调制信号后在下一个切换周期利用该调制信号产生PWM波来控制APF开关管的通断, 所以若T=Ts, 由DSP数字控制器产生的时间延时大约为1.5 T。取系统延时τc=1.5 T, H∞控制器中γ=0.2, 并假设理想指令谐波电流通过瞬时无功功率理论给出。每个采样周期利用李雅普诺夫函数最小原则切换子系统, 并通过设计对应时滞子系统的H∞反馈控制器Ki1和Ki2补偿时滞, 使得系统稳定。因为前馈预测控制在子系统建模时已经考虑, 所以这种设计方式在保证系统稳定的同时也保证了谐波电流的跟踪性能。为了更清晰地说明系统时滞现象对APF工作性能的影响, 并验证本文提出的时滞补偿方法的优越性, 分别对控制环节中有时滞补偿和无时滞补偿的APF进行对比仿真实验。图4为负载侧谐波电流波形和傅里叶分析, 图5为在时滞补偿和非时滞补偿H∞控制下的a相网侧电流及其频谱分析。其中μ为各次谐波电流与基波电流幅值比值, n为谐波次数。
对比图4与图5可以看出, 本文提出的三相APF离散切换模型和切换规则很好地体现了APF的物理工作特性, a相网侧电流在APF补偿后畸变率大幅下降。而图5 (a) 和图5 (b) 的对比波形也暗示了如果数字化控制器引起的系统时滞不得以补偿, 则会引发LC线路谐振, 进而导致网侧电流振动, 严重时还会影响系统稳定。
另外考虑负载侧电流突变, 即在系统遇到扰动的情况下, 对比传统PI控制的三角波载波调制控制与带时滞补偿的H∞控制对系统补偿效果的影响。a相负载侧谐波突变电流如图6所示, PI控制的三角波载波调制控制下与考虑时滞的H∞控制下的网侧电源电流如图7所示。
由图7清晰地看出, 较传统的控制方法, H∞控制方法的鲁棒性更强, 在负荷突然增加后, APF的输出快速跟踪了这一突变, 使得网侧电流依然为正弦电流。而在传统控制方法下, 系统网侧电流无法快速跟踪突变, 且在干扰严重时系统容易失去稳定。
综上所述, 本文提出的考虑系统时滞的APF切换系统建模与对应的H∞控制器设计方法是十分有意义的, 更符合工程实际要求。
4 结论
APF数字化控制引起的系统延时不但会影响滤波装置的补偿效果, 严重时还会对系统的稳定性构成威胁。本文考虑了数字化APF的动态工作特性和系统时滞现象, 采用切换系统理论对三相APF建模, 得到仿射离散时滞切换系统模型, 并针对该模型设计可补偿时滞的H∞反馈控制器以及切换规律。这种基于切换系统理论的APF建模方法优于传统针对APF的近似线性化建模方法, 更加精确地反映了系统物理动态特性。整个分析过程融合了前馈控制与反馈控制2种控制方式, 并且考虑了系统延时因素, 更符合工程实际要求。本文提出的建模与控制方法对于进一步采用切换系统理论研究其他PWM变换器也具有一定的参考价值。
自动延时系统 篇5
关键词：实验教学管理,分布式,系统,延时处理,时序令牌
0引言
实验教学水平直接影响学生的专业素质,因此实验教学有着其他教学环节不可替代的独特作用。教育事业的迅猛发展、招生规模不断扩大、学生数量剧增使实验教学的工作量增大[1,2],传统实验教学管理方面的不足随之而现:人工管理、书面文字记录方式的管理方法工作量大,重复劳动多,并且易存在人为错误。针对上述不足,需要建立分布式环境下的实验教学管理系统,以规范实验教学管理。
目前,已有大量分布式环境下的实验教学管理平台,如“基于asp.net的实验教学管理系统”[3]等。这些系统为进一步推动我国实验教学管理和改革起到了积极作用,但其中大部分忽略了并发访问限制问题。本文通过引入“时序令牌”和延时处理,在分布式环境中解决这一问题,从而为dETMS的设计与实现技术提供了有益补充。
1分布式实验教学管理系统时效性现状分析
1.1分布式实验教学管理系统使用过程的局部性
在实验教学过程中,提交实验教学材料具有阶段性,这种阶段性使得dETMS的使用存在局部性,体现为:短时间内大量教师登录dETMS并在某一时间段内同时提交处理结果。局部性带来的严重后果是:单位时间内对带宽的需求激增。
1.2分布式实验教学管理系统教学数据的特性
(1) 非实时处理特性
教师在线批改的作业、试卷,提交的学生成绩,制定的实验教学计划等并不需要一旦提交就必须立刻处理,因为这些数据一旦生成,通常不会再做较大修改。因此,dETMS延时处理这一类数据是可行的。
(2) 单次传送字节流量大特性
负责处理dETMS中的大部分任务。随着招生规模扩大,实验教学管理材料内容越趋细化,数量越趋增多,上述非实时处理教学数据的单次传送字节流量越趋增大,导致在目前绝大部分dETMS采用的C/S或B/S结构中,对Server端的并发访问越趋受限。
(3) 生存周期短特性
当前大部分dETMS建立在HTTP协议之上。HTTP协议对每次会话时间的限制,与单位处理结果的等待时间及传输时间之和存在不一致性,造成对Server端的并发访问受限,从而使得单位处理结果需多次生成才能实现一次成功提交(“多次生成一次成功提交”)。而延长单位会话时间的做法无法适应同时登录用户数量的变化,也无法解决Server端的并发访问受限问题。
1.3分布式实验教学管理系统时效性现状
当前大多数dETMS并未考虑到教学数据具有上述的特性,因此常发生此类现象:对dETMS的使用存在局部性,使得对dETMS的Server端并发访问受限,因而在阶段性教学任务即将开始或结束,教师多次重新输入整个班级的教学数据才实现一次提交(“多次生成一次成功提交”)。
综上,本文提出基于“时序令牌”按序提交,解决dETMS使用的局部性问题;在此基础上,基于延时处理技术,实现“一次生成一次成功提交”,从而解决dETMS的并发访问限制问题。
2系统框架
用户通过客户端软件登录到服务器端,处理完毕,由客户端软件负责将处理结果提交至服务器端。
客户端软件主要负责:(1) 根据请求产生Sql查询语句并将其发送至服务器端;(2) 接收服务器端数据并呈现给使用者;(3) 按处理结果是否为延时处理型教学数据进行延时处理或直接发送至服务器端。
服务器端主要负责:(1)将客户端提交的数据存入本地数据库;(2)处理客户端发送的Sql查询语句并返回结果。客户端与服务器端交互式时序如图1所示,其中虚线表示时序,实线表示执行。
3基于“时序令牌”的按序处理
按序处理的目的是消除dETMS使用的局部性,其主要思想为:客户端发送教学数据的必要条件为持有“时序令牌”,发送数据之前客户端必须先向服务器端申请“时序令牌”,从而在HTTP协议之上,基于“时序令牌”规定的时序实现服务器端对数据进行有序处理。
“时序令牌”的语义结构为三元组(序号,发送时间,数字签名)。“时序令牌”生成算法如图2所示,“时序令牌”生成算法中使用的关键数据结构DPQ中的元素为二元组(时序令牌,延时处理数据)。
4延时处理技术的主要思想
根据第二部分,只有同时具有非实时处理、生存周期短、单次传送字节流量大这三个特性并且是客户端提交至服务器端的数据,才需延时处理。因此,需要延时处理的有:提交计划、预约实验、在线批改实验报告、登记实验成绩、课程/实验大纲上报这些执行过程产生的数据,这些数据简称为延时处理数据。
延时处理的目的是通过按“时序令牌”暂缓发送数据,实现面向用户的“一次生成一次成功提交”功能。延时处理算法通过时序图加以说明,如图3所示,其中虚线表示时序,实线表示执行。
5延时处理的关键技术实现
实现延时处理的关键在于如何快速将数据存于本地以及根据本地文档快速生成数据消息。我们使用.NetFrameWork2.0提供的XML序列化/反序列化技术实现上述的快速写入与读取,编程语言采用C#[8,9]。
首先定义用于封装延时处理数据的Soap类,该类的body成员封装“时序令牌” ,Payload成员封装延时处理数据。然后基于XmlSerializer类将Soap类的实例soapInstance序列化到字节流s中,如图4所示。而服务器端对延时处理数据的读取通过XmlSerializer实例的Deserialize()方法即可完成。
6实验与比较
我们基于.NetFrameWork2.0实现客户端和服务器端的软件,基于Sql Server2000实现服务器端数据库。我们在相同的服务器端物理配置(双核1.66GHz,2G内存,硬盘7200r/min)和数据库下,对比了新老系统在多人同时提交同类延时处理数据时的性能(以未能“一次生成一次成功提交”为基准)。图5展示了老系统在面对多人同时提交延时处理数据时,性能随着人数的增加呈急剧下降(以40人次为单位)。而在新系统中,同时在线提交延时处理数据人数达360人时仍未出现一例提交失败。
7总结与展望
为解决目前绝大多数dETMS都存在并发访问限制问题,本文提出基于时序令牌延时处理技术。其中延时处理技术基于.NetFrameWork2.0提供的XML序列化/反序列化技术实现,该技术使得服务器端能够有序处理众多客户端的无序非实时提交,完全避免了“多次生成一次成功提交”现象,为dETMS的设计与实现技术提供了有益补充。本文下一步工作将主要集中于缩短延时处理数据的排队时间和扩展时序令牌并发排序,以进一步提高系统的性能。
参考文献
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[5]http://msdn2.microsoft.com/.
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[8]Christian Nagel.C#高级编程.第四版.北京:清华大学出版社,2006.
自动延时系统 篇6
在网络理论中, 小世界网络是一类特殊的复杂网络结构, 在这种网络中大部份的节点彼此并不相连, 但绝大部份节点之间经过少数几步就可到达。
用数学中图论的语言来说, 小世界网络就是一个由大量顶点构成的图, 其中任意两点之间的平均路径长度比顶点数量小得多。
本文利用蔡氏振荡器对小世界网络的运行情况在matlab中进行仿真。
2 小世界网络仿真研究
(1) 对蔡氏振荡器中各个元件赋值:
耦合强度c=0.01, 控制增益d=0.3, R1=0.3Ω。
(2) 为系统中各个变量赋值:
耦合强度为输入值:di1=d;延时为0:tao=0。
(3) 创建一个N*N的全0矩阵建立初始的环状的规则网络, 结点网络有N个节点, 每个结点向与它最近邻的m个结点连出边, 求出邻接矩阵。
(4) 逆时针的边重连, 从节点到N-m-1。
(5) 随机选取一个数r=rand (1) ;
取出邻接矩阵中的非0元素位置:
求出非0元素个数:M=length (unconect) ;
正向取整:r1=ceil (M*rand (1) ) ;
连接这一对点, 构成SW小世界网络:
(6) 恢复小世界网络的邻接矩阵:
(7) 去掉自身节点形成的环A (k, k) =0;
(8) 为连接矩阵对角线上元素赋值
(9) 耦合强度矩阵cm (i, j) 表示节点i和节点j之间的耦合强度。
(10) 定义系统中其余各个参数:
此时我们不难发现随着小世界网络中连接概率的大幅增加, 尽管状态量似乎还有着同步性, 但状态量之间的差异已经十分明显, 可认为此时无法实现牵制同步。
进一步的研究发现, 当两点间存在连接的概率在p<0.283时, 对网络中一个节点施加控制, 可以使得整个网络达到牵制同步、且各个节点状态相一致, 在0.283<p<0.562时, 尽管对一个节点施加控制, 可以使得整个网络所有状态都达到平衡点, 但平衡状态的同步性越来越差, 各个节点显示出状态分离的趋势。而在p>0.562时, 已经无法通过控制系统中一个节点, 达到整个系统状态同步的目的, 此时对于小世界网络而言, 控制一个节点达到牵制同步不可行。
3 结论
本文通过Matlab仿真算法, 将小世界网络的连接情况用蔡氏振荡器的实例模拟出来, 同时三个状态量又能很好的刻画系统的同步情况, 为同步判据的检验提供了一个直观的方法。
实验结果表明了由于小世界网络介于规则和随机网络之间的特性, 对于小世界网络的牵制控制效果, 与小世界网络中任意两点间存在连接的概率有很大关系, 从而找到两个概率临界值0.283和0.562。当任意两点存在连接的概率小于0.283时, 验证了判据的有效性, 整个系统可以通过控制一个节点达到同步。而当任意两点存在连接的概率大于0.562时, 整个系统无法通过控制一个节点达到同步, 牵制控制方法不可行。
参考文献
[1]Liu Z X, Chen Z Q, Yuan Z Z.Pinning control of weighted general complex dynamical networks with time delay[J].Journal of Physics A, 2007, (01) :345-354.
自动延时系统 篇7
网络技术的发展导致了人们对非线性延时系统控制问题的关注。控制系统中的通信和计算以及系统的复杂性是导致延时的两个主要原因。有延时的控制系统表现出了复杂的特性, 从而使得分析和控制器的设计都非常的困难。在实际中延时现象的存在可以导致控制系统的控制精度下降, 使控制系统产生振荡甚至不稳定。工业控制系统中, 大部分的控制系统都表现出非线性的特性。因此, 解决非线性延时系统的控制问题是非常有必要的。
对于延时系统的控制问题, 很多的工作已经被提出[1,2,3]。近些年来, 计算机控制技术得到飞速的发展。现代非线性控制算法通常是在数字计算机上来实现的。因此, 控制算法必须以离散的形式工作。对于这样的控制系统, 以下两种离散过程经常被采用[4,5]。 (1) 首先基于连续系统设计出连续的控制算法, 然后将控制算法离散, 从而在计算机上执行。 (2) 先离散连续被控系统, 然后根据系统的离散模型设计出离散的控制算法。不论怎样, 这两种方法都要涉及到离散的问题。在控制系统离散领域中, 对于无时间延时的连续系统, 传统的Euler法和Runge-Kutta方法可以被用于得到控制系统的离散模型[6]。但是应用这些方法进行连续系统离散时, 为了得到满意的离散结果而要求很小的采样周期。因此, 为了得到理想的离散模型, 这些方法不能够应用到大的采样周期的情况。然而, 由于物理上和技术上的限制, 有些情况下大的采样周期是不可避免的。本文提出了一种非线性输出延时连续系统离散方法。该方法基于泰勒级数、一阶保持假设和SST技术。利用该方法可以在大采样周期的情况下获得准确的非线性输出延时连续系统的离散模型。基于此模型可以进行非线性控制器的设计。
2、非线性输出延时连续系统的离散
非线性输出延时连续系统可以由如下状态方程表示。
其中D>0是非线性系统的输出延时时间, x (t) ∈Rn是系统的状态参数向量, u (t) ∈R是系统的输入信号, f, g和h是关于x的函数。系统的输出y (t) ∈R是状态参数x在时刻t-D的函数。
在时间轴上连续取相同的时间间隔T=tk+1-tk>0。其中[t k, tk+1) =[k T, (k+1) T) 称为采样间隔, T是采样周期。在这篇文章中假设一阶保持, 也就是说由方程 (1) 表达的系统是由在每个采样间隔内成线性分布的输入信号所驱动的。
基于一阶保持假设, 当D=0时, 在时间间隔k T≤t
当D≠0, 也就是存在输出延时时, 令:
其中q∈{0, 1, 2, ...}, 0<γ
基于泰勒级数和一阶保持假设, 公式 (1) 表示的非线性输出延时连续系统可以用公式 (5) 进行离散:
也可以通过截取一定的泰勒级数的阶数N来获得有限维数的、近似的离散模型, 见下式:
其中, x (k) 是状态参数x在时刻t=tk=k T的值, A[l] (x, u) 可以用下式来进行递归计算:
3、SST技术
当采样周期T增大时, 要想得到满意的离散结果必须增大泰勒级数的阶数N。这将大大的增加计算的负担。而且当采样周期T很大时, A[l]Tl/l!的值因为有限精度算法的原因在其由于收敛而在高阶变小之前将变得非常大。这将导致数字的溢出。
SST技术可以被用于去解决大采样周期的问题。通常该技术被用于在大的采样周期的情况下计算指数矩阵exp (AT) 的值。通过应用SST技术, 我们可以将采样间隔T分解为两个或更多个等长的子间隔。SST参数m, 是一个正整数, 可以被选取去使得T/2m足够小。在这种情况下, 采样周期T被分解为2m个长为T/2m的等间隔, 然后可以以这个短的时间间隔T/2m去计算该指数矩阵的值。最终指数矩阵exp (AT) 的值可以通过求取exp (AT/2m) 的m次平方来获得:
SST技术可以通过应用泰勒级数方法来扩展到非线性的系统中。类似于线性系统的情况, 非线性的算子和算子的乘方可以代替矩阵和矩阵的乘方。在非线性系统的情况下, 当采样周期T很大时, 可以将时间间隔[t k, tk+1) 分解成2m个相等的间隔, 然后用小的泰勒级数的阶数去计算2m个时间间隔为T/2m的值。
假设Ω (N', T) :Rn→Rn是对应于大的采样周期T的阶数为N'的泰勒展开算子。当它作用到x (k T) 时, 输出是:
利用该算子, 得到的离散后的系统可以写成:
上面得到的结果可以看成是泰勒级数方法和SST技术的相结合的结果。SST技术能够被应用到有输出延时的非线性连续系统的离散中。在这种情况下考虑的不是一个整的采样间隔T, 而是分为两个时间段T-γ和T来考虑。则对应于时间段T-γ的SST参数为m1, 对应于时间段γ的SST参数为m2。
4、仿真
文中提出的离散方法通过将它应用到一个典型的非线性连续系统进行验证。在仿真中所需的参考结果由Matlab ODE解算程序来提供。离散算法用Maple软件进行实现。本文使用的仿真系统如下所示。
仿真中所选择的参数分别为:x (0) =0, T=0.1s, D=0.04s;和x (0) =0, T=0.1s, D=0.46s。控制信号为u=1.1cos (0.5t) 。在这两种情况下采样周期T比较大, 因此SST技术必须被应用去获得满意的离散结果。在仿真中泰勒级数阶数N=3, SST参数m1=m2=2可以提供满意的离散结果。这两种情况下的Matlab ODE的解算结果和提出的离散化方法的离散结果分别显示在表1和2中。图1和2分别显示了状态参数x和系统输出y在这两种情况下的离散结果的误差。从结果可以看出这种离散方法可以为非线性输出延时系统在大采样周期的情况下提供准确的离散结果。表3给出了这两种情况下解算100步所用的时间。结果显示了应用SST技术并没有过大的增加计算的负担。
5、结语
本文为非线性输出延时连续系统提出了一种离散方法。该离散方法基于泰勒级数、一阶保持假设和SST技术。在小的采样周期的情况下, 该方法仅基于泰勒级数和一阶保持假设就可以得到满意的非线性输出延时系统离散模型。随着采样周期的增大, 为了得到满意的离散结果, 泰勒级数的阶数必须相应的增大。但是这将大大的增加计算的负担。通过利用SST技术可以在大采样周期的情况下, 在不过大增加计算负担的基础上, 取得满意的离散结果。通过对一个典型非线性系统进行仿真所得到的结果验证了该方法的可行性。
摘要：延时现象的存在使得分析和解决非线性连续系统的控制问题非常的困难。随着计算机控制系统的不断发展, 设计出一种准确的非线性延时系统的离散方法是很必要的。本文提出了一种适用于大采样周期下的非线性输出延时系统的离散方法。该方法基于泰勒级数、一阶保持假设和scaling and squaring (SST) 技术。利用该方法可以在大采样周期的情况下, 在不过大增加计算负担的基础上得到准确的非线性输出延时系统的离散模型。基于所得到的离散模型, 可以进行相应的非线性控制器的设计。最后针对一个典型的非线性连续系统的离散仿真来验证该方法的有效性。
关键词：非线性系统,输出延时,离散,泰勒级数,scaling and squaring (SST) 技术
参考文献
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