延时控制电路（共7篇）
延时控制电路 篇1
一、题目要求
有一台生产设备用三相异步电动机拖动。三相异步电动机型号为Yll2M-4, 铭牌为4kW、380V11.5A、三角形。根据设计要求电动机进行Y-△启动, 并且具有过载保护、短路保护、失压保护和欠压保护等功能, 试设计出一个具有通电延时Y-△启动运转带速度继电器控制半波整流能耗制动的继电-接触式电气控制线路, 并且进行安装与调试。
二、设计思路及步骤
1. 列出元件功能表
根据继电—接触式控制线路的设计要求列出功能表, 见表1。
2. 根据设计要求绘制出电气原理图
根据继电—接触式控制线路和通电延时Y—△启动带速度继电器半波整流能耗制动控制原理要求, 绘制出电气原理图。设计参考原理图见图1。
3. 分析说明电气控制原理
合上QS→失压、欠压保护中间继电器KA线圈得电→KA常开触头闭合→向控制电路供电。
按下SB2:
(1) 电动机进行星形降压启动。
KM1线圈得电→KM1常开触头闭合自锁→KM1主触头闭合→将三相交流电源送到电动机定子绕组的始端 (即绕组的头) 。
KMY线圈得电→KMY主触头闭合→将电动机定子绕组的末端 (即绕组的尾) 进行星形连接→电动机进行星形降压启动→速度继电器常开触头KS闭合。
KMY常闭触头断开→对KM△进行联锁。
(2) 电动机进行三角形全压运行 (KM1线圈得电、KM△线圈得电) 。
KT线圈得电→延时5s→KT延时常闭触头断开→KMY线圈失电→KMY常闭触头恢复闭合→KMY主触头断开→Y点连接断开→电动机脱离星形运行。
KT延时常开触头闭合→KM△线圈得电→KM△常开触头自锁→KM△主触头闭合→将电动机定子绕组换接成三角形连接方式→实现三角形全压运行。
KM△常闭触头断开→对KMY进行联锁。
(3) 电动机停转能耗制动过程 (KMY线圈得电、KM2线圈得电) 。
按SB1→SB1常闭触头断开→KM1、KM△线圈失电→KM1、KM△常开触头和常闭触头复位→电动机断电。
SB1常开触头闭合→KM2线圈得电→KM2常开触头闭合→KMY线圈线得电→KMY主触头将电动机绕组尾端连接成星形→为电动机制动做准备。
KM2主触头闭合→将整流二极管VD输出直流电压接入电动机绕组中 (V相与W相并联再与U相串联) →产生静止磁场, 利用静止磁场与转子感应电流的相互作用而迫使电动机迅速停止→速度继电器常开触头KS断开→KMY线圈失电→能耗制动过程结束。
KM2常闭触头断开→对KM1、KM△、KT进行联锁。
速度继电器KS的常开触头是为了防止电动机在能耗制动时, 直流电压长时间通到电动机绕组中, 起保护电动机的作用。
4. 绘制出电气接线图
根据题目的控制要求和设计的基本思路, 绘制出通电延时Y-△启动带速度继电器半波整流能耗制动控制电路的接线图。参考接线图 (如图2) 。
参考文献
[1]电力拖动控制线路与技能训练.中国劳动社会保障出版社, 2007.
[2]维修电工.中国劳动出版社, 2003.
[3]工厂变配电技术.中国劳动出版社, 2001.
[4]电工基本操作技能训练.高等教育出版社, 1999.
延时控制电路 篇2
关键词：可燃粉尘,延时电路,高压点火控制
0引言
目前,我国煤矿重特大事故爆发频繁,随着粉尘爆炸事故在现代工业生产中的日益增多,已引起各国研究人员的高度重视。因此,为模拟煤矿现场爆炸状况,设计制造出一套水平管道气体-粉尘爆炸实验装置。当粉尘被吹起后,扬尘时间需要精确控制,使粉尘悬浮一段时间后点火,这样才能达到较高的燃爆效果。[1]精确得到粉尘悬浮与沉降时间,在巷道中悬浮最为充分时点燃粉尘,得到的燃爆指数可信度更高。
1系统控制原理
首先将需要试验的可燃粉尘吹入管道设备,利用电极点火,使其发生爆炸;然后采集所需的爆炸参数,并通过管道设备预留的视窗观察爆炸现象。整个试验在一个管道设备内进行,试验粉尘吹入管道设备后接着就是电极点火,其间有一个延时,这段时间要求设计的延时电路可调可视,延时时间为10ms～2s,控制精度为0.1ms。
2延时电路设计原理
首先预置一个延时时间,通过调节拨码开关改变预置的时间,并通过LED数字显示器显示。在吹粉结束的同时,10kHz方波触发计时电路开始工作,计时开始。当计时电路输出端通过译码器与LED数字显示器连接时,可以看到变化的数字显示。延时电路原理图见图1。计时电路的输出端电平与拨码开关预置的电平通过门控电路进行控制,在计时时间到达预置时间时给出延时结束信号。[2]
2.1 10kHz方波信号发生器
计时电路的CP触发信号为10kHz方波信号,延时精度要求在0.1ms。因此,采用5MHz晶振设计了10kHz方波信号发生电路,见图2。5MHz的方波信号经过两次10分频,再经过一次5分频即得到10kHz方波信号,即输出频率=原始频率/(分频1×分频2×分频3)=5 000 000Hz/(10×10×5)=10 000Hz。
2.2 计时电路设计
74160是同步可预置十进制计数器,它具有异步清除端与同步清除端。它不受时钟脉冲控制,只要到达有效电平,就立即清零,无需再等下一个计数脉冲的有效沿到来。
在LOAD′、ENT、ENP都为高电平的前提下,一旦CLK端接收到脉冲信号就会开始计时,最开始QA、QB、QC、QD端输出为0、0、0、0,在脉冲信号第一个上升沿时,计数为1,QA、QB、QC、QD输出为1、0、0、0。以此类推,当QA、QB、QC、QD输出为1、0、0、1时,RCO进位条件满足,RCO端就会输出一个高电平。两个74160的串联电路见图3。
2.3 延时时间到达信号的输出电路设计
利用拨码开关设定延时时间,LED上显示的数字就不会改变。另外一端的计时器随着时间的变化,从0到9循环。[3]
可以将各对应端电平分别进行比较,通过一些门控电路来实现电平两两相同时导通,即计时器的计时时间与设定时间相同时导通。
2.4 延时到达启动点火电路设计
当延时时间到达时,延时电路输出端Q会输出高电平。用延时电路的输出端与继电器的输入端相连,继电器的输出端接在高压电源和点火电极之间,即能将延时时间到达信号输出给点火电源。启动点火电路原理图见图4。
整个延时电流都是在5V电压下工作的,当延时时间到达时,高电平从Q端输出,整个回路导通,动合型继电器K2的输出端就会闭合,高压回路也就随之导通,高压电源就会放电。
3延时精度讨论
TTL集成块工作时间会有一定的延迟,这段延迟时间将影响到延时电路的精度。74LS04的延时时间小于40ns,当触发延时电路工作的信号从CP端输出时,信号延时为不大于40×4=160ns,CP信号通过3片74LS90电路造成的延时不大于40×3=120ns。[4]由于计数器74160的工作频率为25MHz,所以它可以计数到的脉冲最短时间不会大于40ns。由上述分析可知延时电路输入与输出端之间总延迟时间不大于:40×4+40+40×3=320ns。
此延迟时间与延时电路工作的最短时间0.1ms相比可以忽略,可保证本设计的精度。
4结论
本文详细叙述了可调延时时间控制点火电路的设计方案,讨论了延时范围,分析了延时误差。在控制系统领域中,大量用到时间控制系统,因此设计一套切实可用的延时系统非常必要,它使得测得的数据可信度更高。本设计可推广到其它数控系统中的延时控制领域,实用性强,应用面广。
参考文献
[1]高存文,王晶禹.密闭容器中粉尘爆炸发展的影响因素分析[J].科技情报开发与经济,2002,12(1):118-119.
[2]隋涛,周强.一种可控制延时电路的设计[J].煤矿现代化,2005(6):41-42.
[3]额尔登宝音.利用数字技术的延时电路[J].北京广播学院学报,2000(2):39-42.
一款电冰箱延时保护电路的介绍 篇3
电冰箱是最常用的家用电器之一, 它主要有压缩机, 温控器, 热保护器, 门开关以及启动器组成。其最核心的部件就是压缩机。而控制压缩机工作的主要则是启动器。离开了启动器, 压缩机就不能正常的运转, 整个电冰箱也就陷入了瘫痪的状态。由于电冰箱是间断工作的, 这就避免不了启动器要不断的闭合和断开。容易出现启动器的触点烧毛和粘连, 从而导致冰箱工作不正常。在此类故障的维修过程中, 启动器的损坏占有很大的比例。为了延长启动器的使用寿命, 保证电冰箱不会因为断电或过电压的情况下损坏, 延时保护电路应运而生, 并且起到了很重要的作用。我们很有必要对它的工作原理作进一步的认识。
2 延时保护电路的原理图以及工作原理
该电冰箱多功能保护器电路由电源电路、延时控制电路、电压检测电路和控制执行电路组成, 如图1所示。
电源电路由电源变压器T、整流二极管VD1-VD4、滤波电容器C1、C2、三端稳压集成电路IC1、电阻器R1和电源指示发光二极管VL1组成, 其中XS为电冰箱的电源插孔。
延时控制电路由时基集成电路IC2 (NE555) 、电阻器R2和电容器C3、C4组成。
电压检测电路由电阻器R3-R5、稳压二极管VS、二极管VD5和电容器C4组成。
控制执行电路由晶体管V1、V2、电阻器R6、R7、电容器C5、二极管VD6、继电器K和工作指示发光二极管VL2组成。
在市电正常时, 交流220V电压经T降压 (降为交流10V电压) 、VD1-VD4整流、C1滤波后, 产生12V左右的直流电压。该电压分为四路:一路直接加至V2的发射极, 作为控制执行电路的工作电源;一路经稳压二极管VS稳压后加至IC2的5脚, 作为过电压检测电压;一路经R3-R5串联分压后, 为IC2的2脚提供欠电压检测电压;另一路经IC1稳压、C2滤波后, 为IC2提供+5V (Vcc) 工作电源。
在接通电源瞬间, 由于C3、C4两端电压不能突变, IC2的2脚和6脚均为低电平, 3脚输出高电平, V1和V2饱和导通, K吸合, 其常闭触头断开, 电冰箱处于断电状态。与此同时, +5V电压经R2对C3充电, 使IC2的6脚、7脚电压不断上升, 当两脚电压上升至2Vcc/3以上时, IC2内电路翻转, 3脚曲高电平变为低电平, V1截止, 经VDl-VD4整流后的直流电压经V2的发射结 (b、e极) 和R7对C5充电, 当C5充电至一定值时, V2截止, K释放, 其常闭触义将电冰箱的工作电源接通。
当市电高于240V, T二次绕组上的交流电压将由10V升至10.8V以上, 经VDl-VD4整流、C1滤波后的直流电压也由12V升至13.5V以上, 使VS导通, IC2的5脚电压升高, 但2脚电压在VD5的钳位作用下并未升高, IC2内部的触发器翻转, 3脚输出高电平使V1和V2导通, K吸合, 电冰箱的工作电源被K的常闭触头切断。当市电恢复正常后, K延时释放, 电冰箱又通电工作。
当市电低于185V时, T二次绕组上的交流电压为8.3V以下, 经VD1-VD4整流及C1滤波后的直流电压也降至10.5V以下, VS和VD5截止, IC2的2脚电压低于1Vcc/3, 3脚输出高电平, 使V1和V2导通, K吸合, 将电冰箱的工作电源切断。直到市电恢复正常后, 保护器再对电冰箱延时供电。
在IC1输出+5V电压后, VL1即点亮。VL2在K吸合时点亮, 在K释放时熄灭。
3 各元器件型号的选择
对于这款电路中各元件的名称及工作原理我们已经有所了解, 那么如果要把这个电路制作出来, 以方便使用。表1将各元件的参数列了出来, 以供参考。
结束语
以上就是这款电冰箱延时保护电路的工作原理和各元件的参数, 通过对这款电路的介绍与分析, 使电子爱好者能很容易明白它的工作过程, 只要选择好元器件就很容易把它制作出来。希望对读者能够有所帮助。
参考文献
[1]樊桂花.玩转电子制作, 2007.
[2]汪明添, 蔡光祥.家用电器原理与维修[M].北京:北京航空航天科技出版社, 2011.
延时控制电路 篇4
关键词：主电路,死区延时,PWM控制,改进规则采样法
1 引言
有源电力滤波器作为动态谐波治理装置,是谐波治理技术的发展方向,它对系统实时性要求很高。随着高速开关器件的发展,基于电压型逆变器的PWM技术广泛应用于有源电力滤波器主电路控制中。为了避免同一桥臂上下两个开关器件同时导通而引入了死区的概念,但同时也带来了对APF逆变器输出电流的扰动,即所谓的死区效应,从而降低了APF装置的谐波补偿效果[3]。本文在考虑死区效应的情况下通过基于改进规则采样法对APF主电路进行PWM调制,将调制得到的下桥臂关断时间点提前,用以补偿死区延时,从而进一步改善APF装置谐波抑制的效果。
2 死区延时产生的原因
有源滤波器的控制本质上是对PWM逆变器的控制。当APF的数字化控制器获得控制信号之后,将该控制信号送入逆变器对功率开关进行控制,这一阶段也存在延时。主要有如下原因:首先是由于开关器件并非是理想的,控制信号得到响应需要一段时间,即有源逆变器的开关时间,开通时间指延迟时间与上升时间之和,关断时间一般指储存时间和下降时间之和。该时间与选用的半导体开关器件类型密切相关,例如门极可关断晶闸管(GTO)延期时间一般为1-2μs,上升时间则随阳极电流值的增大而增大,下降时间一般小于2μs,绝缘栅极双极性晶体管(IGBT)的开关时间次之[4]。即使是同一种类型的半导体器件,其关断时间和器件的功率水平、导通的饱和深度也有关系。另一个更为重要的原因是作为有源逆变器,为了避免上下桥臂直接贯通而短路,常常在上下桥臂中的一个管子关断之后,另外一个管子导通之前,加上一定的死区时间。选用的半导体开关器件不同,要求的最小死区时间也不相同,死区时间要大于半导体开关器件的最大关断时间。例如智能IGBT模块-PM600HSA120,开关时间分别为ton=2.5μs,toff=4μs,最大开关频率为20 k Hz。为保险起见,在实际应用中死区时间一般都至少设定为5μs以上。
3 死区延时对有源电力滤波器的影响
补偿电流发生电路是并联型有源电力滤波器中的一大组成部分。补偿电流发生电路由电压型PWM变流器及其相应的驱动电路、电流跟踪控制电路组成。现以电压型PWM变流器C相桥臂为例研究死区延时对并联型有源电力滤波器的影响。如图1所示,Td为设定的死区时间,考虑到死区延时,将欲关断的IGBT与理想波形同时关断,而欲开通的IGBT延迟Td才开通,则在死区时间内,IGBT T1和T2同时处于截止状态,负载电流ic通过续流二极管D1、D2续流而得到。设电流由逆变器向外流出时ic为正,电流流进逆变器时ic为负,则在死区时间内输出电压的大小与电流ic的方向有关。
由图1可知:ic>0时,负载电流通过D2续流,输出电压Uc=-UDC/2;ic<0时,负载电流通过D1续流,输出电压Uc=UDC/2。
而在理想情况下,同一桥臂上两个IGBT的控制信号是互补的,即一个处于导通状态时,另一个必须处于关断状态。
当T2关断,T1导通时,ic>0,输出电压Uco=UDC/2;当T1关断,T2导通时,ic<0,输出电压Uco=-UDC/2。
在死区时间Td内,把实际电压输出和理想电压输出之间的差值作为c相的误差电压Ui,即Ui=Uco-Uc,若忽略脉冲上升与下降的时间,Ui可看作是矩形波,其脉冲宽度是确定不变的,即死区时间Td,且Ui的幅值与电流ic的方向有关,当ic>0时,Ui=U-Uc=UDC;当ic<0时,Ui=Uco-Uc=-UDC。
如图2所示为死区效应的波形示意图,(a)为c相桥臂理想输出电压Uco的波形(不含死区),(b)为实际输出电压Uc的波形,(c)给出了电流的方向,(d)表示c相误差电压。
由此可见,死区效应引起的等效误差方波是与PWM逆变器输出的谐波补偿电流是反相的,假设电压型PWM逆变器载波比足够高,且误差电压脉冲呈等间距分布,则等效误差方波幅值Uk的大小可表示为:
式中:N为一个基波周期T内的开关次数,fc为载波频率。
由式(1)可知,方波的幅值与逆变器输出电压和电流的大小无关,而与载波频率和死区时间成正比。若设载波频率fc为12.8 k Hz,死区时间为5μs,直流侧电压UDC为500 V,则误差方波的幅值可达32 V,其对输出的影响将不可忽略。
对于并联型有源电力滤波器,其补偿电流发生电路的作用是根据指令电流运算电路得出的补偿电流的指令信号,产生实际的补偿电流。而补偿电流ic是由主电路中直流侧电容电压与交流侧电源电压的差值作用于电感上产生的[4]。
假设逆变器输出的谐波补偿电流ic是5次谐波,且仍以基波周期T为最小正周期,基波频率为50Hz。由上述分析可知,误差方波是与PWM逆变器输出的谐波补偿电流是反相的,故其频率相同,即为5×50=250 Hz。则对误差电压Ui方波进行傅立叶分析:
其中:Um为Ui的幅值,ω1为Ui方波的的角频率。
由此可知,方波在5次谐波(250 Hz)附近的幅值较大,从而对逆变器的谐波输出产生一定的影响,同时,其它频率谐波的存在也将影响APF的补偿效果。
从相位分析,加入死区延时以后逆变器实际输出的谐波电压、电流的相位比理想的波形要滞后[5]。
综上所述,死区延时产生的误差电压对APF逆变器输出谐波电流的幅值和相位都会产生消极影响,从而降低APF装置的谐波补偿效果。
4 基于改进规则采样法进行PWM调制的死区补偿方法
改进规则采样法是一种在规则采样法基础上的一种改进方法,这种方法具有比规则采样法有更好的精确度的优点,更适合于工程应用[6]。其原理图如图3(a)所示。
设三角波的周期为T,在相邻两个三角波负峰时刻ti和ti+T对调制信号采样而得到C点和D点,过C点和D点作一直线和三角波分别交于A点和B点,在A点的时刻t1和B点的时刻t2控制功率开关器件的通断。
三角波的周期T和幅值K都是确定的,设调制信号在C点和D点的值分别为s1和s2,则可求得线段CD的方程为:
三角波两腰的方程为:
联合(4)-(6),即得功率开关时间t1和t2的值为:
以逆变器C相桥臂为例,采用如图3(a)所示的改进规则采样法进行PWM调制,在ic<0的情况下,死区效应的影响相当于上桥臂T1关断和下桥臂T2开通时间按理想时间滞后Td,在考虑死区效应的情况下,要使输出为理想波形只需将调制得到的上桥臂关断时间点t1提前Td即可。同样,在ic>0的情况下,也只需将调制得到的下桥臂关断时间点t2提前Td即可。如图3(b)所示。
通过上述计算得出t1和t2的实际值t1′和t2′,从而可得到PWM控制信号脉宽数据。
5 结束语
有源电力滤波器信号处理流程中的各个环节都存在一定的延时,死区延时可看作一种比较特殊的延时,同样将降低滤波装置的谐波治理效果,还可能导致某些高次谐波放大,甚至影响基于锯齿载波的脉宽调制[7]。在通过改进规则采样法进行PWM调制时,通过将调制得到的上下桥臂关断时间点提前一个死区时间,即实现了在PWM调制过程中完成死区延时的有效补偿,从而进一步提高了调制精度,改善了APF装置谐波抑制的效果。
参考文献
[1]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,2006:257-259.
[2]肖红霞,范瑞祥.有源电力滤波器延时分析[J].电气传2006,10:33-36.
[3]潘雷,刘栋良,彭继慎,宋绍楼.基于最小开关损耗的在线延时死区补偿算法[J].电力电子技术,2007,(4):18-20.
[4]邓醉杰,王辉,徐锋,韦泽垠.三相电压型PWM逆变器双闭环控制策略研究[J].防爆电机,2007(,1):11-14.
[5]范瑞祥.并联混合型有源电力滤波器的理论与应用研究[D].长沙:湖南大学,2007.
[6]王兆安,黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2006,9-41.
延时控制电路 篇5
1 电路框架设计
本文中设想利用常用的传感器制作延时电路，既要考虑方便实用，又要考虑经济，所以可以利用实验室或手头上现成又比较便宜的传感器，像声敏、光敏、触摸片等制作，利用与非门作信号控制，利用直流继电器作为信号接收和执行机构。电路控制框图如图1。由此，可以将该电路分成：电源电路、声控电路、光控电路、触摸控制电路、继电器驱动电路、延时电路，即称声、光、触摸三控延时照明灯电路。
2 电路结构
2.1 电路结构
如图2所示，四个部分：1)直流电源部分电源。由变压器T、整流二极管IN4001(四个组成桥式整流)、三端集成稳压器7805及滤波电容器C4、C5等组成;2)声、光、触控制电路部分。声控电路由驻极体话筒BM、非门电路74LS04中的D1、D2及电阻器R1一R4、电容器C1、C2等组成;光控电路由光敏电阻器RG、电位器RP、电阻器R4、非门电路74LS04中的D3、二极管VD1等组成;触摸控制电路由电极片A、电阻器R6、R7、非门电路74LS04中的D4、二极管VD2等组成;延时电路由电阻器R5、电容器C3、非门电路74LS04中的D5等组成;3)驱动电路部分由继电器K、二极管VD3、三极管V及电阻器R8等组成;4)照明电路部分由继电器k的常开触头、灯组成。
3 电路工作原理
220V的交流电压经电源变压器T降压、IN4001桥式整流、C4、C5两级滤波及稳压器7805后，输出+5V电压供给控制电路和继电器驱动电路。常态下，接通电源，整个控制电路处在待工作状态，D5输出低电平，晶体管V截止，继电器K的常开触头不吸合，照明灯EL并接在电源变压器的一次绕组两端，与继电器的常开触头K串联保持断路，照明灯EL不亮。
3.1 亮灯控制
白天，由于光敏电阻器RG有光线照射导致其亮电阻很小，无论外界是否有声响，D3的输入端始终为低电平，VD1和V均处于截止状态(相当于开关断开)，继电器线圈K始终没有电，则照明灯灯EL不亮。
晚上，光敏电阻器RG没有光线照射导致其暗电阻很大，当有人接近照明电路或发出声音时，此时如果BM获取了外界的声音信息，并转换成电信号输出，经D1、D2、D3三级非门后输出低电平，使VD1导通，D5输出高电平，V处于饱和状态，相当于开关闭合，继电器K得电，常开触点闭合，照明灯EL点亮。
无论白天还是黑夜，只要用手触摸电极片A，人体的感应电流将使D4的输人端获得高电平，则输出低电平使VD2导通，D5输出高电平，使V处于饱和状态(相当于开关闭合)，继电器K得电，常开触点闭合，照明灯EL点亮。
3.2 灭灯控制
在VD1或VD2导通的一瞬间，C3通过VD1或VD2进行快速充电，D5输人端很快变为低电平。当D3或D4输出端由低到高发生变化时，使VD1或V D2的截止，此时，C3通过R5缓慢放电，使D5输入端依然处于低点平，照明灯EL不会立即熄灯，一直到C3放电完毕，同时D5输入端变为高电平，输出端变为低电平，V截止后，继电器K失电，照明灯EL熄灭。
3.3 灵敏度控制
灵敏度就是输出量增量与引起输出量增量的输入量的比值，是衡量一个装置或一个设备反映速度的重要标志。
白天，调节RP的电阻值，使D3的输入电压处于VCC/3(为1.65V)以下，D5输出保持在高电平状态，当然，RP阻值的变化还可以调节光控的灵敏度。R5、C3组成充放电电路，时间常数τ=RC，改变R3或C3的值，可以改变照明灯灯灯亮和灯灭的延迟时间。根据公示我们知道，R3和C3的值越大，则延时时间也会越久。调节R2的电阻值的大小，声控灵敏度也可以改变。
4 电路制作、调试
用万用表对所有元器件检测确保元器件质量有效，焊接过程中按照先小后大、先轻后重的规则对电路进行布线，注意元器件之间的位置合理，密度适中。注意有极性元器件的焊接，如二极管、三极管、电解电容器等。待电路安装完毕后，用万用表粗略测量电源端、信号端的电阻情况，避免发生短路和断路现象，测量各集成电路管脚的电压，根据电压值大小判定是否有故障。还可以通过眼、耳、鼻、手来查找电路是否存在故障，查看元器件是否有断线、烧焦、脱焊等现象，听声音有无异常，闻电路有无焦味等。
根据电路原理，调节电路中几个电阻和电容值改变照明灯的延时时间，是否能够满足设计要求，如果正常表示设计和制作比较成功。如果不能满足要求，则可以通过万用表逐点电阻和电压检查，查出故障原因。
摘要：现实生活中,无论你在自家洗手间、走廊、公共楼道等地方都离不开照明电路,但是长时间的照射往往很浪费,所以一款既能照明又能节约的电路很受欢迎。该文结合生活中常用的信息检测装置,利用一些常用的传感器来设计一款省电照明灯——三控延时照明灯电路,经济实用,适合于实验室、家庭自制。
关键词：声、光、触摸控制,延时控制
参考文献
[1]李忠国.数字电子技能训练[M].北京:人民邮电出版社,2006.
[2]周雪.电子技术基础[M].北京:电子工业出版社,2006.
[3]黄永定.电子线路实验与课程设计[M].北京:机械工业出版社,2005:135.
[4]刘银平.数字电子技术实验教学改革的探讨[J].实验室研究与探索,2006,25(8).
[5]于彤.传感器原理及应用(项目式)[M].北京:机械工业出版社,2008.
[6]扬志忠.数字电子技术[M].北京:高等教育出版社,2005:328.
基于延时相干控制的光增益调制 篇6
关键词：光频移,相干控制,光增益,量子干涉
电磁感应透明 (EIT) 现象[1]在超慢光[2]和弱光非线性[3]等领域的相干控制机制中起着关键作用, 其核心思想是利用强场与物质相互作用的Stark光频移改变体系的能级结构, 然后通过控制激光场的脉冲面积和离共振失谐量两个独立参数的变化开关体系的共振状态, 进而实现对探测场吸收特性的控制[4]。在以往的相干控制方案中, 脉冲面积的精确调节依赖于对作用时间和强度的精确控制, 对于超短脉冲而言根本无法实现脉宽范围内的时间控制, 所以实际的实验方案都会使用强度参数代替脉冲面积而忽略相互作用时间的影响[5], 这就导致控制误差出现。相干控制的另一个参数是离共振失谐量, 由于Stark频移通常不是很大, 而超短脉冲的线宽很宽会覆盖光频移能级, 导致无法关闭某些量子通道的跃迁, 从而影响最终的控制效果[6]。基于以上的相干控制方案中控制参数难以实现精确调控的现状, 提出利用延时相干控制实现体系共振状态开关控制的方案, 由于延时是与Stark频移无直接关联的参数, 所以不再受限于激光场的脉宽与线宽, 且延时可以通过控制光程差达到飞秒量级的控制精度, 这将大大提高对探测场增益的有效调制。
1理论模型
理论模型是由序列双脉冲驱动的简并二能级原子体系。如图1所示, 以相干短脉冲光场共振激发铷原子S1/2P1/2态间的偶极跃迁。根据选择定则可以计算出该体系的偶极跃迁矩阵为[7]
式 (1) 表明简并二能级体系中存在三个振动方相互垂直的偶极跃迁, 如图1所示分别标记为π跃迁和σ跃迁, 其中|2〉→|1'〉和|1〉→|2'〉的偶极辐射是左旋圆偏振态, 记为σ+光, 而|1'〉→|2〉和|2'〉→|1〉的偶极辐射是右旋圆偏振态, 记为σ-光。
现以一强一弱偏振方向相互垂直的序列双脉冲激发上述简并二能级原子体系。光场配置如图2所示, 强脉冲驱动平行π跃迁, 弱脉冲共振激发交叉σ跃迁。强脉冲将诱导原子能态发生Stark裂变形成缀饰态能级, 而弱脉冲交叉耦合缀饰能态, 通过分析原子体系波函数的变化和σ脉冲的透射强度来揭示该相互作用过程对延时参数的依赖性。基于以上理论模型, 可分别写出沿y向传输的两脉冲光场,
式 (2) 中τ为两光场在介质中传播的相对延时, ω是光场的频率, Φ=ωτ是两光场间的相对相位, τ0为脉冲宽度, ε0i为相对介电常数。假定两脉冲均为高斯线型:, 且延时τ远小于脉冲宽度τ0。
2原子体系波函数分析
脉冲序列与原子体系的相互作用过程可以分成两步考虑:首先是π脉冲将|1〉, |2〉与|1'〉, |2'〉分别耦合形成两组相干叠加态, 共同组成原子预备态。然后σ脉冲交叉耦合缀饰能态, 形成不同通道间的量子跃迁并相互干涉, 进而影响粒子布居振荡。由以上分析结合式 (1) 可以得到体系在旋波近似条件下的相互作用哈密顿量
式 (3) 中, (i=1, 2) 定义为拉比频率。由于π脉冲非常强, 可近似认为其在介质中传播时不会发生变形, 即f1 (y, t) =f1 (0, t) , 则有Ω1 (y, t) =Ω1 (t) 。首先考虑π脉冲作用于体系, 根据薛定谔方程, 并结合式 (3) , 可以得到原子预备态波函数|ψ (0) (t) 〉
式 (4) 中, 表示与脉冲强度相关的脉冲面积, 主要影响布居数拉比振荡, 原子共振跃迁的中心频率为。由于强场Stark效应, 原子能态会分裂成与泵浦脉冲面积相关的两个缀饰能态, 如图3所示, 于是形成四个不同的平行量子跃迁通道, 不同通道的跃迁会产生量子干涉, 以拉比振荡的形式影响原子预备态的粒子数布居状态。
由于σ脉冲是弱场, 其对原子预备态的交叉耦合作用可以视为对体系波函数的微扰, 如图3所示在体系中会形成两组组交叉跃迁, 而每组跃迁都由四个不同的交叉量子跃迁通道组成。不同通道间的量子干涉将引起原子预备态布居数的小幅变化, 进而影响弱场的受激辐射。对共振体系而言, 该过程可视为弱场耦合作用对强场形成的光频移效应的修正, 显然可以用弱场参数控制原子体系的光频移。根据缀饰态理论, 在缀饰态表象中可以得到
则由σ脉冲耦合的跃迁几率振幅记为
式 (6) 中是与脉冲强度有关的量, Δ=Ω1 (t) 是由光频移引入的光场失谐量。式 (6a) 是同向光频移的两缀饰态间的跃迁, 始终处于共振状态, 当φ=nπ时, 共振耦合作用会消失, 这就是延时相干控制的核心。而式 (6b) 和式 (6c) 表示反向光频移间的跃迁, 存在离共振失谐量Δ, 对于超短脉冲而言, 谱线宽度一般会覆盖Stark频移, 导致反向频移态间的跃迁也共振, 但是如果加大泵浦脉冲的强度至频移超出谱线宽度, 则会出现离共振现象。式 (6) 的各项均由偶极辐射场σ+光的正、负频分量叠加而成, 显然延时相干控制的实质是对偶极跃迁的吸收通道与辐射通道间的量子干涉的控制。同样的方法可以得到偶极辐射场σ-光的正、负频分量叠加结果, 是式 (6) 结果的复共轭。综上所述, 通过控制延时, 将使σ脉冲激发的不同偶极跃迁通道间的量子干涉效应呈现相长和相消间的更替, 进而导致偶极辐射出现增强和抑制的状态更替。
3弱脉冲场的传输特性分析
从光场传输的角度考察这个相互作用过程。弱σ脉冲进入介质后的弱耦合作用会引起介质的线性极化, 并感生出极化光场。根据Maxwell方程可以得到σ脉冲场所产生的极化感生场的正、负频分量振幅分别满足方程
式 (7) 中N为介质的原子密度, ε0为真空中的介电常数, μ为偶极矩, n为介质的折射率, ρ±σ代表与吸收和辐射相对应的极化强度相关的相干态矩阵元, 分别写为
由于σ脉冲是延迟作用于体系且强度很弱, 该过程可以视为是对强脉冲耦合体系的微扰, 利用一阶微扰理论可以得到弱场作用下的相干密度矩阵满足方程
式 (9) 中ρ (0) =|ψ (0) (t') 〉〈ψ (0) (t') |是强π脉冲作用下体系的相干密度矩阵。将式 (3) 和式 (4) 代入式 (9) 求解可以得到
将式 (10) 代入式 (7) , 可以得到弱场通过厚度为L的介质后感生出的极化场为
式 (11) 表明弱场感生的极化光场, 会随着强场脉冲面积θ (t) 以及两脉冲场间的相对相位Φ的变化而振荡。当2θ (t) = (n±1/2) π时, 感生场消失, 因为此时强场预置的原子体系处于最大相干态, 无法对弱场激发产生有效的响应。光场通过介质后, 感生出的极化场会与入射场发生干涉, 形成最终探测到的信号, 这里假定入射场振幅不会衰减, 可以得到最终的信号场强度为
由于σ脉冲很弱, 进而极化也很弱, 所以相对于入射光场, 感生信号强度比较小, 故在式 (12) 的光场干涉信号中忽略了感生场的光强。式 (12) 表明当强脉冲面积满足条件 (n+1/4) π<θ (t) < (n+3/4) π时, 弱σ脉冲通过介质后被放大, 此时的增益源于平行跃迁量子干涉效应引起的布居数反转, 当强脉冲面积满足条件θ (t) = (n+1/4) π或是θ (t) = (n+3/4) π时, 介质对弱σ脉冲呈透明状态, 这是以往基于脉冲强度的相干控制方案实现光放大或是EIT效应的基础[8]。式 (12) 还表明通过控制延时τ可以周期性改变弱σ脉冲的增益, 而增益振荡的周期是光场振荡周期的一半。当延时满足条件2ωτ= (2n+1) π时有IInter (L, t) =|ε02f2 (0, t) }2, 即出现EIT现象, 这是由于产生同向光频移的两缀饰态间的交叉耦合跃迁发生相消干涉, 等效于体系处于离共振状态, 介质增益消失。当延时满足条件2ωτ=2nπ时有
式 (13) 表明光增益在θ (t) = (n+1/2) π处出现最大值, 因为此时两原子态间出现布居数完全反转, 受激辐射最强。且光增益随着θ (t) 的增大出现振荡, 振荡周期是强场诱导的拉比振荡周期的一半。这是由于产生同向光频移的两缀饰态间的交叉耦合跃迁发生相长干涉, 介质增益最大。以上分析表明, 通过调节延时能够实现对原子体系共振作用的开关控制, 即实现了对原子体系的光频移效应的控制。
4结论
研究表明在强线偏振脉冲驱动的简并二能级体系中, 通过改变序列脉冲间的相对延时可以实现对弱脉冲传播效应的控制。其中一个有趣的特点是可以使用相对延时和强脉面积这两个独立参数中的任意一个实现对弱脉冲场共振作用的开关控制, 同时利用延时控制可以实现对光增益的调制, 而一般的EIT实验只能实现让弱场相互作用从吸收到透明的转化, 却不能调制增益。上述结果为强场实验提供了一个新的有效控制参数, 为超短光开关应用提供了理论基础。综合以上分析可知利用延时相干控制实现光场增益调制相比传统的光增益控制方案更高效方便, 因为本方案中泵浦与探测光同频, 利用马赫曾德干涉仪将同一光源分束即可实现序列脉冲延时的精确控制, 进而实现对光增益的精确调节。因为两序列脉冲场偏振方向垂直, 所以利用偏振片即可在信号中彻底滤除泵浦光的影响, 使弱场增益信号更易探测。
参考文献
[1] Fleischhauer M.Electro-magnetically induced transparency optics in coherent media.Rev Mod Phys, 2005;77:633—670
[2] Novikova I, Walsworth R L, Xiao Y.Electromagnetically induced transparency-based slow and stored light in warm atoms.Laser&Pho Rev, 2012;6 (3) :333—353
[3] Asadpour S H.Phase control of Kerr nonlinearity due to quantum interference in a four-level N-type atomic system.Journal of Luminescence, 2012;132 (8) :2188—2193
[4] Hu Z F, Lin J D, Deng J L.Gain and absorption of a probe light in an open tripod atomic System.Chin Phys Lett, 2012;29 (5) :054207-1
[5] Klein M, Hohensee M, Xiao Y.Slow-light dynamics from electromagnetically induced transparency spectra.Phys Rev A, 2009;79:053833-1—053833-4
[6] Djotyan G P, Bakos J S, Srlei Z.Coherent control of atomic quantum states by single frequency chirped laser pulses.Phys Rev A, 2004;70:063406-1—063406-7
[7] 曾谨言.量子力学.北京:科学出版社, 2001
延时控制电路 篇7
关键词：有源电力滤波器,延时,选择控制
1 引言
有源电力滤波器(APF)由于其具有高度可控性和快速响应性,能对频率和幅值都变化的谐波以及无功进行跟踪补偿,已成为目前国内外谐波抑制研究的重点[1,2]。传统基于ip-iq法的APF在谐波检测环节采用低通滤波器会带来信号的延时[3],同时数字化的控制系统中由于控制信号的离散化引入更严重的延时。另外,采样和数据处理部分所采用的A/D芯片和微处理器,即使采用高速的芯片也只能降低延时却并不能消除。
目前对APF的研究大多集中在拓扑结构和控制算法的提出和改进,但针对延时的系统研究还比较少,不过,也有一些文章提到延时的危害及补偿方法[4,5,6,7,8,9,10]。文献[4-5]详细分析了APF的延时效应,提出减小延时的办法,但并没有给出补偿延时的具体方法。文献[6]提出一种采用自适应预测滤波器无延时的谐波电流检测方法,但并未考虑到数字控制系统产生的延时。文献[7]提出采用无源滤波器来分担对谐波的治理,能有效补偿高次谐波,但对低次谐波的补偿仍存在延时。文献[8]提出采用相移控制缩短当前周期的信号处理时间减小延时,简单容易实现,但该方法与所采用DSP硬件性能有很大的关系。文献[9]提出利用前一周期采样数据来预测下一周期的指令电流,稳态情况下能很好地屏蔽控制延时,但暂态情况下效果并不明显。文献[10]提出一种采用估计延迟时间的算法补偿效果很好,但由于延时参数τc是一个经验值不够精确,最终影响补偿的稳态精度。本文在文献[10]的基础上提出采用选择控制策略,通过引入阈值判断,在暂态时采用算法补偿,在稳态时采用基于周期控制的补偿策略,这种选择控制的方法不仅可以实现暂态情况下的快速跟踪,而且大大提高了稳态补偿性能。
2 延时分析及对APF的影响
图1为APF信号处理流程图。图1中各个环节都给APF引入延时,以下做具体分析。
文献[5]指出电流互感器引入的延时为56μs;采样保持器和A/D转换器作为一个整体考虑,与所采用的A/D转换芯片有关,选用高速处理芯片后延时为10μs[5];信号处理阶段延时是指微处理器完成计算任务所需要的时间,主要与谐波电流检测算法、控制算法及处理器的速度有关。采用传统的ip-iq法检测电流延时为15μs,而控制算法的延时与指令的数量有关,采用高速的处理器时这部分延时不超过20μs[4]。主电路中开关器件由于固有的关断和导通时间会存在一定延时,一般为几μs;同时,死区效应会引入比较大的延时,会随着开关器件的频率降低而减小,本文暂不做考虑。
数字化控制器的离散化是产生系统延时的更重要原因。控制指令每隔一定的周期更新一次,控制指令的更新周期大于等于系统的采样周期,从当前周期更新了控制指令,到下一周期更新控制指令之前,控制指令不变,并不是跟随对象的变化而变化,这为系统引入了更为严重的延时。
由以上分析可知,APF控制延时主要来自于谐波检测算法和数字化控制器的离散化。由于延时的存在使得APF提供的补偿电流滞后于畸变电流,严重时对某些次谐波的补偿甚至会形成正反馈。采用谐波补偿残余度来衡量延时对APF补偿性能的影响:在同一延时下,谐波次数越高,补偿残余度越大;对于某次谐波而言,延时越大,补偿残余度越大[4]。而补偿残余度越大,APF补偿效果就越差。
3 选择控制延时补偿原理
3.1 基于算法的延时补偿
基于算法的延时补偿思想是:通过计算实时的修正电流指令信号iS*,在延时还未对补偿效果产生较大影响之前对其进行补偿。对于整个系统有:
式中:Lf为进线电感;us为电网电压;v为变流器输出电压;if为补偿电流;iS为电网侧电流;iL为负载侧电流。
因为采样频率远大于电网电压频率,可以认为电网电压us在采样间隔内保持不变,变流器输出电压v在采样间隔内也可以认为保持不变,因此,可以认为指令电流运算电路运行在以采样周期△T为时间间隔的离散情况下。
理想情况下:
实际上iS*(k)存在一个时间为τc的延时,根据文献[10]可得延时补偿量为
修正后:
由前面分析可知控制延时约为1个采样周期(以5 k Hz采样频率为例,大约为200μs),即:
这样式(5)可表示为
该算法中k时刻指令电流信号来源于k时刻和(k-1)时刻的电网基波电流,系统的快速性很好,但由于延迟时间τc是一个经验值不够精确,最终影响补偿的稳态精度。
3.2 基于选择控制的延时补偿
因为有源滤波器在补偿谐波达到稳态时,电网侧电流为周期变化的量。本工频周期某一点的电流值可通过上一工频周期相同位置的点的电流值得到,故采用周期控制可提高补偿系统的稳态精度。针对上述稳态精度不高的缺陷,本文采用一种如图2的改进方案。暂态过程时采用前述的基于算法的控制延迟补偿,稳态时采用周期控制。选择控制的关键在于“稳态”与“暂态”的判断:在稳态时指令电流是一个周期性的量,通过设定阈值,比较此刻的指令电流与前一基波周期的指令电流,如果它们的差值大于设定的阈值那么可以认为系统处于暂态选择基于算法的控制延迟补偿,反之则认为系统处于稳态选择周期控制。当然阈值的设定要合适,如果过大则系统快速性受到影响,但过小又不能准确判断系统状态,一般取基波电流最大值的3%左右合适。
周期控制的具体实现是:通过检测电路得到了第k时刻的电网侧基波电流iSF(k),在上文中提到由于控制延迟的存在使得指令运算电流比电网基波电流滞后一个采样周期△T,那么取到的并不是该时刻基波电流而是上一时刻的基波电流iSF(k-1),即存在一个采样周期的滞后,令开关周期与采样周期相等,若开关频率为fk,那么在一个基波周期内采样n=T/ΔT=0.02fk个点,采用周期控制令此时的指令电流取第(k-0.02fk)时刻的基波电流即可消除补偿延时。本文中开关频率为5 k Hz,即一个基波周期内采样100个点,指令电流取第(k-100)时刻的基波电流即可。周期控制具有很好的稳态性能。
选择控制补偿延时的原理框图如图3所示。根据基于瞬时无功功率理论的ip-iq法检测出电网中的基波成分,通过相应的APF电流控制策略,控制PWM变流器为负载谐波电流提供通路,最终使电网侧电流仅含有基波成分。该检测环节采用了检测电网侧电流以实现闭环控制,指令电流信号来源于电网侧基波电流iSF。该控制系统的核心是电流指令信号生成iS*:iS经d-q变换(C32C模块)到同步旋转坐标系下,得到有功和无功分量ip,iq后,通过低通滤波器后,再经d-q反变换(CC23模块)可得到检测电流的基波分量iSF,在电流检测中需要用到的与A相电网电压同相位的正弦信号sin(ωt)和对应的余弦信号-cos(ωt)由锁相环和正、余弦发生电路得到。控制系统中的控制延迟补偿由“选择控制延迟补偿”模块来实现,它应用于电流检测环节之后,通过判断系统状态选择不同的控制策略,进而生成电流指令信号iS*,最后通过PWM控制电路产生所需的补偿电流。
4 仿真分析
为了验证本文所提方法的有效性和准确性,使用Matlab/Simulink来建立仿真模型,分别针对稳态和暂态情况对系统补偿特性进行仿真。系统为4桥臂的APF,谐波源为不平衡负载,由一个带感性负载的三相不控整流桥和3个单相不控整流桥组成,电流控制算法为基于SVPWM的广义积分控制,直流侧电压采用理想化模型,用直流电压源代替,低通滤波器采用性能较优的Butterworth滤波器,相关参数如下。电网参数:电网电压us=220 V,频率f=50 Hz。APF参数:开关频率fk=5 k Hz,直流侧电压Udc=900 V,LPF阶数=3,LPF截止频率fc=25 Hz,连接电感Lf=0.001 8 H,阈值i=5 A。负载参数:三相不控整流桥电感L=0.1 H,三相不控整流桥电阻R=2Ω,A相不控整流桥电感LA=0.02 H,A相不控整流桥电阻RA=0.3Ω,B相不控整流桥电感LB=0.1 H,B相不控整流桥电阻RB=1.5Ω,C相不控整流桥电感Lc=0.1 H,C相不控整流桥电阻RC=1.5Ω。
稳态情况下的仿真结果如图4所示。
重点考察系统稳态下补偿精度,补偿前系统不平衡较严重,补偿后三相不平衡已基本消除。不同条件下的各相总谐波畸变率(THD)如表1所示。未采用APF时系统电流THD很大,采用APF后THD大都降至5%以下。选择补偿由于在稳态时采用周期控制大大提高了稳态精度,补偿效果最好。
图5为暂态情况下的仿真结果,该暂态情况为三相不控整流桥的负载R在0.03 s处从2Ω突变至10Ω,由于在暂态时采用算法控制补偿,系统很快可实现跟踪控制,同时能很好地保证电网电流的正弦波形。
5 结论
检测环节和数字化控制系统的离散化是有源电力滤波器产生系统延时的主要原因,基于选择控制的延时补偿方法将算法补偿和周期控制结合起来,保证了暂态的跟踪性能,提高了稳态的补偿精度。在今后的研究中还需要对阈值的在线调整和变流器死区效应进行考虑。
参考文献
[1]王兆安,杨君,刘进军,等.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,2005.
[2]王建元,张国富.有源电力滤波器的控制策略综述[J].电气传动,2007,37(6):6-11.
[3]高学军,周志华,温世伶.有源滤波器中数字低通滤波器的设计及其DSP实现[J].电气传动,2008,38(1):60-64.
[4]肖红霞,范瑞祥.有源电力滤波器延时分析[J].电气传动,2006,36(10):33-36.
[5]董天兵,程汉湘,何满润.有源电力滤波器延时效应分析与补偿次数设定[J].电气传动,2011,41(2):23-27.
[6]王莉娜,姜勇,罗安.有源滤波器参考电流无延时的生成方法[J].电力电子技术,2001,35(4):42-44.
[7]Singh B,Verma V,Chandra A,et al.Hybrid Filters for PowerQuality Improvement[J].IEE Proceedings-generation Transmi-ssion and Distribution,2005,152(3):365-378.
[8]徐君,陈敏,鞠建永,等.基于相移控制的有源电力滤波器延时补偿策略[J].电机与控制学报,2009,13(2):255-260.
[9]Mariethoz S,Rufer A C.Open Loop and Closed Loop SpectralFrequency Active Filtering[J].IEEE Trans.on power Electri-onics,2002,17(4),564-573.