驱动控制电路（共10篇）
驱动控制电路 篇1
前言
对于控制系统的主电源来说,本系统采用的是直流供电,在实际应用中的电动汽车使用的也是直流供电。本系统的直流电源为300V,可以串联蓄电池获得,也可以经过交流电进行整流获得。系统主电路如图1所示。
1、功率器件的选取
由于无刷直流电机PWM调速时要求较高的开关频率,因此,对开关元件的驱动电路提出了如下要求:改善开关元件的开关特性,减少开关时间;减少驱动功率,提高驱动效率;对开关元件的过流提供快速、可靠的保护。
随着电力电子器件的发展,快速关断器件如门极可关断晶体管GTO、功率双极型晶体管GTR、金属氧化硅晶体管MOSFET和绝缘栅双极晶体管IGBT等相继开发成功。其中IGBT是集MOSEFT和GTR优点于一身。即具有少子器件GTR的通态压降低、耐压高、可承受大电流等优点。又兼有多子器件MOSFET的开关速度快、热稳定好、无二次击穿、输入阻抗高、驱动微功耗的长处。因此倍受青睐。尤其是在电机控制、中频和开关电源以及要求快速、低损耗的领域发展迅速。在大功率全桥变换中。IGBT作为功率开关元器件是非常适合的。
IGBT是一压控器件。它所需的驱动电流与驱动功率非常小,可直接与模拟或数字功能块相接,不需加任何附加接口电路而且转换功率也大大提高。IGBT的导通与关断是由栅极电压UGE来控制的。当UGE大于开启电压UGE时。IGBT导通。当栅极和发射极间施加反向或不加信号时,使得IGBT关断。
本研究选用FS400R12KF4为驱动器件,FS400R12KF4基本参数:400A/1200V/6U。图2为功率器件。
2、IGBT驱动电路工作原理
本系统采用了EXB系列中的EXB841驱动模块。图3为驱动模块的外形图。EXB841是日本富士公司提供的300A/1200V高速型IGBT专用驱动模块。其最高工作频率为40kHz:单20V电源供电,内部自己产生-5V的反偏电压:具有过流保护和软关断功能。
从图4和图5看出,EXB841主要由放大、过流保护、5V基准电压和输出等部分组成。其中放大部分由TLP550、V2、V4、V5和R1、C1、R2,、R9组成,TLP550起信号输入和隔离作用,V2是中间级,V4和V5组成推挽输出;短路过流保护部分由V1、V3、V6、VZ1和C2、R3、R4、R5、R6、C3、R7、R8、C4等组成,实现过流检测和延时保护功能。EXB841的6脚通过快速恢复二极管接至IGBT的C极,检测IGBT的集射之间的通态电压降的高低来判断IGBT的过流情况加以保护;5V电压基准部分由R10、VZ2、C5组成,为IGBT驱动提供-5V反偏压。表1为EXB841的各端子。
(1)正常开通过程
当控制电路使EXB841输入端14和15脚有10mA的电流流过时,光耦TLP550导通,A点电位迅速下降至0V,使V1、V2截止;V2截止使D点电位上升至20V,V4导通V5截止,EXB841通过V4及栅极电阻R,向IGBT提供电流使之迅速导通,IGBT的VCE下降至3V,与此同时,EXB841的V1截止使+20V电源通过R3向电容C2充电,使B点电位上升,它们由零上升到13V的时间为2.54μs,由于IGBT约1μs后已导通,VCE下降至3V左右,从而使EXB841的6脚电位特制在8V左右,因此B点和C点电位不会充至13V,而是充至8V,稳压管VZ1的稳压值为13V,IGBT正常开通时不会被击穿,V3不通,E点电位仍为20V,二极管VD6截止,不影响V4,V5的正常工作。
(2)正常关断过程
控制电路使EXB841输入端14,15脚无电流流过,光耦TLP550不通,A点电位上升使V1,V2导通;V2导通使V4截止,V5导通,IGBT栅极电荷通过V5迅速放电,使EXB841的1脚电位迅速下降至0V,使IGBT可靠关断,VCE迅速上升,使EXB841的6脚“悬空”。与此同时V1导通,C2通过V1更快放电,将B点和C点电位箱制在0V,使VZ1仍不通,后续电路不会动作,IGBT正常关断。
(3)过流保护
设IGBT正常导通,则EXB841中V1和V2截止,V4导通,V5截止,B点和C点电位稳定在8V左右,VZ1不被击穿,V3不通,E点电位保持在20V,二极管VD6截止。若此时发生短路,IGBT承受大电流而退饱和,VCE上升很多,二极管VD7截止,EXB841的6脚“悬空”,B点和C点电位由8V上升,当上升至13V时,VZ1被击穿,V3导通,C4通过R7和V3放电,E点电位逐渐下降,二极管VD6导通使D点电位也逐渐下降,从而使EXB841的3脚电位也逐步下降,慢慢关断IGBT。
3、驱动电路驱动板的设计
3.1 驱动板的电源电路
驱动模块使用的供电电压为20伏,而驱动板的供电为24伏,内部需要加设电源电路,以此来稳定驱动模块的供电电压。首先,由接口提供24伏的直流电压,经过电容滤波,再使用芯片7818将电压降至18伏,因为三个二极管D29、D30、D31和电容的作用,电压被稳定为20.1伏左右。以此为驱动板内的各驱动模块供电。图6所示。
3.2 驱动模块的驱动电路
驱动电路的设计如图7。
驱动电路的内部原理前面已经叙述过了,在这里就不再重复,需要说明的有以下几点:
①驱动板内共有驱动这样的驱动应用电路6个,分别用来驱动功率器件内的6个IGBT;
②驱动信号来自处理器芯片的PWM引脚或I/O引脚;
③本电路中IGBT栅极进行了保护设计,D11和D12两个反向连接的稳压管可以保证VGE在-5V—+15V之间;
④驱动芯片EXB841的6脚(集电极电压监测端)输出串接一个稳压管和二极管接到IGBT集电极。集电极电压监测端的主要作用是进行前面我们所讲的过电流保护的。
参考文献
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[6]周立功等.ARM嵌入式实验教程(一)[M].北京:北京航空航天大学出版社,2005:105-140.
驱动控制电路 篇2
关键词：项目驱动;实践教学;研究
中图分类号：G712 文献标识码：A 文章编号：1671-864X（2015）01-0050-02
随着《国务院关于加快发展现代职业教育的决定》、《现代职业教育体系建设规划（2014—2020年）》的颁布，对高职院校的教学，尤其是实践教学提出了更高的要求，高职院校教学如何改革，以满足高职人才培养质量的新要求，成为国内各高职院校研讨和探索热点。“项目驱动式”是国外先进教学普遍采用的教学方法，国内高等教育在开展项目驱动教学方面起步较晚，我们与国外大学相比还存在一定差距。近年来，我院在《数字电路》课程的实践教学中开展了基于项目驱动式教学方法的探索。本文对我院基于项目驱动式《数字电路》课程实践教学的项目设计、要求及具体的教学实施进行了详细阐述。
一、项目驱动式教学的目的
基于项目驱动教学模式是一种把知识转化为技能的教学方式，其目的是充分发挥学生在学习中的主体作用，改革现行的教师将理论知识和技能一味灌输给学生的教学模式，引导学生在“学中做、做中学”，在实践中掌握知识和技能，逐步培养学生积极、自主学习，自我学习的习惯;提高学生在岗位任职中的分析和解决实际问题的能力。
二、《数字电路》课程实践教学项目设计与项目要求
根据《数字电路》课程的特点和数字技术发展现状，结合职业院校的特点、培养目标以及学生的实际情况，我院在实践教学过程中对该课程实践教学项目作如下设计及要求。
编
号 实训项目 学
时 类别 实训内容与要求
1 常用集成门电路
逻辑功能测试 4 必做 1.验证集成门电路的逻辑功能
2.了解各种门电路的逻辑符号
3.了解集成电路的引脚排列规律及使用法
2 组合逻辑电路
的设计 4 必做 1.掌握组合逻辑电路的特点
2.进一步熟悉组合逻辑电路的分析与设计法
3.掌握半加器。全加器的逻辑功能。熟悉它们的典型应用
3 译码显示电路 4 必做 1.熟悉译码器的逻辑功能及典型应用
2.了解译码显示电路的构成原理
3.掌握BCD七段译码/驱动器的使用方法
4 编码器和译码器
应用的设计 4 必做 1.熟悉集成编码器和集成译码器的性能和使用方法
2.学会用二进制译码器设计。实现组合逻辑电路方法
5 触发器 4 必做 1.了解边沿触发器的逻辑功能和触发方式
2.了解不同边沿触发器逻辑功能之间的相互转换
6 计数器及其应用 4 必做 1.掌握中规模集成电路74HC192的使用和功能
2.了解用74HC192构成其他进制计数器的方法
7 移位寄存器 4 必做 1.掌握集成单元双向移位寄存器的功能
2.掌握移位寄存器的测试方法
3.加深对移位寄存器构成的环形计数器和扭环计数器的认识
8 555定时器
及其应用 4 必做 1.熟悉555定时器的工作原理
2.熟悉555定时器的典型应用
3.了解定時元件对输出信号周期及脉冲宽度的影响
9 综合实验
（自选3-5个） 16 自选 能够综合运用所学知识完成一些常见的数字电路的设计并能够实现其功能（如：数字电子钟、多功能信号发生器等）
三、课程实践教学的实施
数字电路课程实践，其主要任务是通过实际工程项目，巩固、加深课程中所学的理论知识、提高实际操作能力;掌握常用电子电路的一般分析、设计方法，提高解决实际问题的能力。
该课程实践的主要内容包括理论设计、硬件安装与调试及写出设计总结报告等。其中理论设计又包括选择总体方案、设计单元电路、选择元器件及计算参数等步骤，是课程设计的关键环节。安装与调试是把理论付诸实践的过程，通过安装与调试，进一步完善电路，使之达到课题所要求的性能指标，使理论设计转变为实际产品。课程设计的总结报告，把理论设计的内容、组装调试的过程及性能指标的测试结果进行全面的总结，把实践内容上升到理论的高度。
nlc202309032250
1.第一阶段实践教学。
《数字电路》课程第一阶段实践教学分成如下三个步骤进行：
①仪器的使用和元器件的特性、参数测试。
熟悉常用电子仪器、设备的使用方法;门电路、组合逻辑电路、常用触发器、时序逻辑电路等数字电路逻辑功能及参数的测试，中规模集成电路组成及使用时注意的问题;了解电子电路产生干扰和噪声的原因及预防措施。
②提高性实践。
教师给定实训电路、实训内容及要求，让学生独立完成实训步骤、测试方法及仪器的选择、使用等。
③设计性实践。
教师精选部分功能较简单的项目，提出项目功能及要求，让学生独立完成电路设计、元器件选择、电路的安装和调试，拟定测试方法、步骤等。
2.第二阶段实践教学。
《数字电路》课程第二阶段实践教学重点对学生进行综合训练，培养其系统性和整体性技能，得到进行独立产品的设计、调试、综合分析和解决问题的能力。以555定时器为例，主要掌握从单元电路到综合电子系统应考虑的几个方面：
①总体实验方案的选择。
熟悉555定时器的工作原理，以确定选择合适的单元电路。
②元器件的选择。
熟悉常用元器件及单元电路的型号、性能和价格，学习数字电路中D触发器、分频电路、多谐振荡器、CP时钟脉冲源等单元电路的综合运用。
③单元电路间的级联设计。
确定各单元电路以后，还要认真仔细考虑它们之间的级联问题，如：电气特性的配合、信号耦合方式、时序配合，以及相互干扰等问题。否则，将会导致单元电路和总体电路的稳定性和可靠性被破坏，不能正常工作。
3.实践总结。
项目实训完成后，学生必须如实、真实、完整地将实训记录和结果在实践总结报告中反映出来。总结报告应包括实训原理、方法、步骤、现象和数据的记载;最后，认真的对结果进行分析、总结。
四、结束语
基于项目驱动式的教学是建立在构件主义理论基础上的教学方法，经实践证明，不仅有利于培养学生自主学习、分析问题、解决问题的能力，同时也使教师自身的教学水平和专业技能有了较大提高。基于项目驱动式的实践教学需要在具体项目的设计时，从本课程实际应用角度出发，选取一个可以贯穿本课程主要内容的项目，使之在实践教学过程中不断完善，这门课程的实践教学才可能获得成功。
参考文献：
[1]张敬伟，赵岭忠，林煜明.计算机科学与技术专业核心课程教学思考与探索[J].中国电力教育，2012，（17）：61-62.
[2]李文敬，刘之家，闭应洲.应用型本科计算机专业实践教学体系的构建与实施[J].计算机教育，2011，（2）：103-107.
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[6]冯林，郑薇薇."任务驱动"与"项目驱动"相结合的创新教育研究[J].黑龙江教育（高教研究与评估），2010（04）.
课题项目：本文系江西省社科规划（2014年）“江西高等职业院校基础课教学研究专项规划课题”阶段性研究成果。
步进电机力矩控制驱动电路的改进 篇3
关键词：力矩控制,驱动电路,单片机
步进电机应用于控制系统中,往往可以使系统工作可靠、并获得较高的控制精度,因此得到越来越广泛的应用。步进电机数控系统一般由微处理器、驱动电路、步进电机3部分组成,如图1所示。其中驱动电路部分对微处理器发出的驱动信号进行放大,使相应的绕组导通或者截止,从而控制绕组上电流的波形和大小,它决定了电机是否能良好的运行,所以步进电机驱动电路的设计及其驱动方案成为步进电机应用的关键。
理想的绕组的相电流波形,如图2所示。在锁定时工作在较小的电流下;低频时工作在中电流;高频时工作在大电流;另外可采用区域控制的方法,抑制电机在某个工作频段内的低频、高频固有振荡。
1 3种典型驱动电路的比较及改进方法
1.1 3种典型驱动电路及其优缺点
(1) 单电压电路,如图3所示。
其结构简单、成本低,是使用较广泛的一种步进电机驱动电路,但其效率低(Rc发热严重)、性能差[1];
(2) 高低压驱动电路,如图4所示。
高低压驱动电路里有两种电源电压,接通(T1,T2导通)或截止(T1截止,T2导通)相电流时使用高压,继续励磁期间(T1导通,T2截止)使用低电压,把电流维持在额定值上。其缺点是需要两个电源,这样使电路复杂、成本高;
(3) 斩波驱动电路,如图5所示。
它的电源电压较高,每当电流降到额定值之下时,电源电压就加在绕组上(T1,T2导通),使相电流增加。当相电流大于额定值时就断开电源(T1导通,T2截止),在截止时(T1,T2截止)进入放电回路。其缺点是电源电压较高,斩波电流只能由Rc的阻值进行调节,不能由软件设定。
1.2 驱动电路的改进
综合各驱动电路的优缺点后[2],提出了一种改进后的驱动电路,如图6所示。其电路与图3的电路基本相同,但驱动信号采用了斩波恒流方式,使绕组电流即可细分控制,也可工作状态控制,从而实现了步进电机的力矩控制,以下说明其工作原理。
(1) 相电流的控制。
对相电流的控制,其实质是控制绕组的导通、截止时间,如果在MOSFET管(MOSFET管的开关时间一般为几ns,比驱动信号的时间小的多,其开关的时间可以忽略不计)上加载一组,如图7所示的驱动信号,就可以实现对相电流的控制。
根据系统要求的步进电机转速,可以计算出每相绕组的导通时间T,在T时间段上再进行细分。
1)T1on时刻内,电路实际上是一个RL充电回路,控制T1on的时间,可以使绕组上的电流快速上升至设定的大小,产生相应大小的力矩;
2)T1L和T1H时间段,实际上是一反复充放电的过程,它使绕组上的电流保持在I1,使转子由一个平衡位置向另一平衡位置运动过程中保证有较大的转矩;
3)当电机在锁定状态时,较长时间的T2off放电过程使绕组的电流快速下降到锁定状态所要求的小电流I2;
4)T2L和T2H时刻段同样也是一反复充放电的过程,它使绕组上的电流保持在较小的电流I2上,这样可以减少电阻Rc所消耗的热量,提高电机的效率。
由此可见控制T1on,T1L,T1H,T2off,T2L,T2H,可以实现对绕组在高频、低频及某个特定频段上的电流控制,从而使电机能够平稳运行。
(2) 提高步进电机的高频性能。
众所周知,步进电机的输出力矩与绕组的电流成正比,提高电机的高频性能,即是在较短的时间内,使绕组上的电流增大,作为执行元件的步行电机的绕组是一只电感性负载,通过绕组中的电流表达式为[3]
TL=VCC(1-e-t/τ)/Rc (1)
其中,τ=L/Rc,绕组电流波形,如图8所示。
I(t=∞)=VCC/Rc,显然适当的Rc能够达到增加绕组电流上升速度的作用,如图8所示,Rc一般选择为绕组电阻的1.5～3倍。
(3) 激磁方案的选择。
混合式和磁阻式步进电机的相绕组在电气上都是隔离的,每相都用独立的驱动电路激磁,因此,任何时候都能同时激励几相,并且同时激励几相能提高电机的峰值静转矩,负载的定位精度也能随之提高。以下以五相电机为例,说明其激磁方案。
五相电机的A相、B相、C相的静转矩/转子位置特性曲线的表达式为
TA=-Tpksin(Zθ)TB=-Tpksin(Zθ-2π/5)TC=-Tpksin(Zθ-4π/5) (2)
如果激励两相(A和B相),则总转矩为
TAB=TA+TB=-2Tpksin(Zθ-π/5)cos(π/5)=1.6 Tpksin(Zθ-π/5) (3)
如果激励三相(A,B,C相),则总转矩为
TAB=TA+TB+TC=1.6 Tpksin(Zθ-2π/5) (4)
五相步进电机激磁方案,用单相、双相十拍驱动,则单相与双相导通激磁时,其静态力矩相差1.6倍,将导致电机转动不平稳,因此激磁方案一般采用双相、三相十拍为宜。
2 绕组电流控制的实现
2.1 硬件电路
硬件电路,如图9所示[4]。
2.2 软件的实现
由上述可知,实现对绕组电流控制(电机力矩控制)的关键是对各种通断时间的延时控制。实现的方法有很多种,如用软件延时、中断延时、嵌入式系统中的等待延时等。在实践过程中对3种方法都进行了实验,软件延时的方法由于占用微处理器时间过长,效果不理想。其它两种方法都取得了不错的效果。现以中断延时为例说明其实现过程[5],如图10所示。
在延时时间的计算上[6],可以从理论上计算出各项通断时间的数值,但由于电机运动的复杂性、电路中电阻和元器件随温度等情况的一些变化,都将使理论计算的数值与实际值相差较大。所以建议将电机的工作速度区间划分成若于段,每段上的延时时间直接用一组经实验证明较满意的常数,而不必进行计算,这样可减轻微处理器的工作时间,也可实现对电机整个工作频率上的分段控制。在电机的高频段工作时,甚至锁定段(T2off,T2L,T2H)的控制都可以省去。
3 结束语
实践中使用常微牌五相步进电机90BF006,激磁方案为二相、三相十拍,利用文中所述的电路及软件实现方法,步进电机工作平稳、电路效率高(Rc发热问题得到了很好的解决)、高频力矩大,并且电路简单实用,软件实现也比较容易。
参考文献
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驱动控制电路 篇4
下面以2SD315A为例，对CONCEPT公司驱动器加以说明：
配套能力强，1 700 V，2 500 V，3 300 V三种电压等级；内部双DC／DC变换器，两路驱动电源隔离；单15 V供电，内部+15 V，-15 V由DC／DC变换器得到；用变压器隔离，工作频率100 kHz；-40～+85 ℃工作范围；独立工作方式或半桥工作方式；CMOS／TTL信号输入；隔离电压4 000 Vrms；UCE监控短路过流；死区时间可调；故障记忆锁定输出；欠压(<11.5 V)保护。
4.8 EUPEC公司系列驱动器
EUPEC公司驱动器主要有两种：
2ED020I12-F：1 200 V等级，±15 V／+l A／－2 A，无磁心变压器驱动；2ED300C17-S／ST：1 700 V等级，±15 V／30 A，变压器驱动
4.9 光纤隔离驱动
自世界上第一只MOSFET及IGBT问世以来，电压控制型电力电子器件特别是IGBT正经历一个飞速发展的过程。 IGBT单模块器件的电压越做越高，电流越做越大。同时，与之配套的驱动器件也得到了大力发展。随着器件应用领域越来越广，电源设备变换功率越来越大，电磁干扰也相应增大。在这种情况下，提高控制板的抗干扰能力，提高驱动耐压等级己成为一种趋势。光纤的使用也就成为了一种必然。
(1)IGBT驱动隔离的几种方式
不同功率等级的器件，对驱动的要求不尽相同，下表给出了目前常用的几种驱动方式的比较(见表20)。
(2)光纤收发器的种类
目前，大部分光纤收发器均使用Aglient公司的几种产品型号。具体见表21(表中数据均为0～70℃使用条件，特殊标注除外)。
一般情况下，HFBR-1522，HFBR-2522使用较多，在大功率电力转换设备中，控制板与大功率模块驱动板之间1MBd的信号传输率已满足要求，而且45m的距离也已足够使用，在实际使用中，光纤的长度可依要求选择(见图35、图36及图37)。
(3)光纤传输在驱动电路中的具体应用
在这里，以CONCEPT公司的专用高压IGBT驱动板(HVl)：1SD418F2-FZ2400R17KF6为例描述其具体应用。驱动板的驱动对象是2400A/1700A IGBT，这种组合具有所有IPM的功能，具体电路框图如图38所示。
驱动控制电路 篇5
偏振控制器是一种重要的光器件, 在光纤通信和传感领域都有着广泛的应用。在光纤通信系统中, 准确地控制光纤中的偏振态, 关系着系统的稳定性和数据传输的误码率[1]。然而在消偏型光纤陀螺中, 准确测量光的偏振度也是保证光纤陀螺精度的有效措施。因此, 偏振控制器 (PC) 作为一种改变输入光偏振态的光器件是不可缺少的一种偏振控制器件, 在PMD动态补偿、偏振度 (DOP) 测试等方面发挥着重要的作用。
但是在实际运用中, 偏振控制器的半波电压与厂家给出的标称值并不完全一致, 导致了使用的不便。因此在使用时需要有与之配套的驱动电路[2]。但是, 许多厂家并不提供配套的驱动电路, 即使提供, 价格也昂贵, 在实际工程开发中不能达到最佳性价比。因此, 自主研制DPC的驱动电路是很有必要的。
本文以光纤挤压型偏振控制器为研究对象, 运用邦加球图示法分析了其工作原理, 并介绍基于DDS技术和FPGA的动态偏振控制器驱动电路的工作原理、系统结构及软、硬件设计。测试结果表明, 设计实现了驱动电路的预定功能, 生成了4路频率幅值均可调的正弦驱动信号。
1 DPC的工作原理
这里研究的光纤挤压型偏振控制器, 其内部结构如图1所示。它由4个压电陶瓷光纤挤压器 (称为挤压器F1, F2, F3, F4) 组成, 其方位角分别为0°, 45°, 0°, 45°, 各挤压器对应的驱动电压为V1, V2, V3, V4。分别在4个挤压器上加电压信号驱动, 产生相应的压力挤压光纤, 形成线性双折射, 改变入射光波的相位差, 从而实现任意偏振态转换[2]。
由文献[3,4,5]和上述偏振控制器内部结构, 可将挤压器中的四段光纤 (分别称为d1, d2, d3, d4) 看成不同方位角的相位延迟器。
(1) d1, d3可看成方位角为零的相位延迟器, 只改变输入光的相位延迟而不改变其偏振方向[5], 在邦加球上表现为输入偏振态绕S1轴的旋转。
(2) d2, d4可看成方位角为45°的相位延迟器[5], 也即旋光器和相位角为零的相位延迟器的合成, 不仅改变输入光的相位延迟, 也改变其偏振方向, 其偏振态变换在邦加球上表现为绕S2的旋转。
图2为d1, d2, d3, d4对偏振态变换在邦加球上的显示。如图2所示, 在邦加球上, 随所加电压的变化, d1或d3的输出光起始偏振态S绕S1轴顺时针旋转。d2, d4的输出光偏振态S′随所加电压变化在邦加球上绕S2轴逆时针旋转。
由此可知, 只要输入光的偏振态与F1和F2的方向都不垂直, 则输入光的偏振态都可以通过操作至少2个挤压器改变到任意一个偏振态。
2 DPC的驱动电路设计
DPC驱动电路的设计基于DDS技术[6], 系统主要由Xilinx Spartan-3系列FPGA、数/模转换器LTC1668及宽带放大器LT1812组成。
2.1 DDS的基本原理
DDS的基本原理是基于采样定理。将相位累加器输出的相位码通过查表法映射成波形幅度码, 经模/数转换和低通滤波后产生波形[7], 其框图如图3所示。它主要由参考时钟fref、相位累加器、相位寄存器、波形存储器、数模转换器及低通滤波器等部分构成。
DDS工作时, 它将在时钟脉冲的控制下, 对频率控制字F用累加器进行处理, 以得到相应的相位码;然后由相位码寻址波形存储器进行相位码——幅度编码变换后输出不同的幅度编码;再经过数模转换器和低通滤波器处理, 即可得到由频率控制字决定的连续变化的输出波形[8]。
2.2 硬件组成
DPC的驱动电路是基于偏振度测试系统平台 (见图4) 研制的。DPC用于将输入光扰偏后输出, 再经检偏器和探测器将光强信息转化为数字量送入FPGA, FPGA对数据进行处理后再对DPC的驱动电压做出调整并输出, 以达到完全扰偏的目的。
要实现完全扰偏, 也即是让输入偏振态在一定时间内遍历各个偏振态[9]。根据DPC的工作原理及实验尝试, 测试系统使用4路正弦信号同时驱动4个光纤挤压器。根据DPC自身性质[10], 所需提供电压最大值应小于2 V, 正弦波频率应小于2 000 Hz。因此, 驱动电路需要提供4路大于零的正弦波驱动信号, 其峰值应小于2 V, 且正弦波频率各不相等, 均小于2 000 Hz。
驱动电路的硬件结构如图5所示, 4路电压驱动设计均相同。采用16位高精度数/模转换器LTC1668, 将FPGA输出的数据转换为模拟电流, 再经运放LT1812将电流转换为电压。
LTC1668工作在±5 V双极性电压供电情况下, 其参考电压由内部提供, 输出采用单端电流输出模式。宽带放大器LT1812完成电流-电压转换, 最终输出符合要求的正弦信号。
2.3 软件设计
FPGA是驱动电路的控制核心。FPGA接收ADC转换的光强信息数据, 并传送给DSP;再根据DSP计算所得的数据 (即正弦驱动信号的频率f) 判断是否符合要求, 若符合要求则进入DDS子模块, 得到幅度码并发送给LTC1668, 以输出需要的正弦波。FPGA主模块流程图如图6 (a) 所示。
进入DDS子模块后, 由DDS基本原理, 可计算出相位步进n:
式中:fo是输出频率;fref为DDS参考时钟频率, 由FPGA将晶振输入时钟经内部锁相环分频后产生。
由相位步进累加可得到相位码, 再寻址波形存储器即可完成相位——幅度转换, 得到相应的幅度码, 输出给主模块。由于驱动信号为正弦波, 波形存储器直接调用FPGA内部模块sin_cos_lookup_table, 输入与输出数据位宽均为16位。DDS子模块流程图如图6 (b) 所示。
2.4 实验测试结果
实验时设定4路正弦驱动信号V1, V2, V3, V4的频率分别为f1=2 000 Hz, f2=1 000 Hz, f3=1 800 Hz, f4=1 500 Hz。
示波器上观测的波形如图7所示。
波形使用双通道示波器观测, 2通道探头设置为10档。从图7中可以看出, 输出波形较为稳定。如果在FPGA程序内增大sin_cos_lookup_table模块的输入数据位宽, 也即增大采样点数, 可以得到精度更高的输出波形。
3 结 语
动态偏振控制器目前广泛应用于光纤通信和传感领域, 是一种重要的偏振控制器件。分析动态偏振控制器的工作原理, 并以光纤挤压型偏振控制器为研究对象, 设计了基于DDS技术和FPGA的调制电路, 该设计以偏振度测试系统为实验平台。实验测试结果表明, 所设计的调制电路能够输出4路频率可调的正弦信号, 输出信号稳定, 控制灵活, 工作性能可靠。该方法思路简单, 采用Verilog语言设计并调用FPGA内部模块, 设计灵活透明, 且外围电路较为简易, 具有良好的实用性和性价比。
摘要：偏振控制器广泛应用于光纤通信和传感领域, 研制具有高性价比的偏振控制器配套驱动电路是必要的。运用邦加球图示法, 分析光纤挤压型动态偏振控制器 (DPC) 的工作原理。以某种偏振度 (DOP) 测试系统的硬件为实验平台, 介绍基于直接数字频率合成 (DDS) 技术和FPGA的动态偏振控制器驱动电路的工作原理、系统结构及软、硬件设计。实验测试结果表明, 该设计实现了驱动电路的预期目标, 产生了4路具有频率可调, 相位噪声低等优点的正弦驱动信号。该驱动电路与传统实现方式相比, 具有输出信号稳定, 控制灵活, 实用性和性价比高等优点。
关键词：偏振控制器,DDS技术,FPGA,驱动电路
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驱动控制电路 篇6
直流电机的驱动比较简单,既可通过继电器或功率晶体管驱动,也可利用可控硅或功率型MOS场效应管驱动。为了适应不同的控制要求 ( 如电机的工作电流、电压,电机的调速,直流电机的正反转控制等),下面介绍几种电路,满足这些要求。
图1电路利用了达林顿晶体管扩大电机驱动电流,图示电路将BG1的5A扩流到达林顿复合管的30A,输入端可用低功率逻辑电平控制。
上述电路采用的驱动方式属传统的单臂驱动,它只能使电机单向运转,双臂桥式推挽驱动可使控制更为灵活。图2为一款单端逻辑输入控制的桥式驱动电路, 它控制电机正反转工作,这个电路的另一个特点是控制供电与电机驱动供电可以分开,因此它较好地适应了电机的电压要求 .
图3也为单端正负电平驱动桥式电路,它采用双组直流电源供电,该电路实际是两个反相单臂驱动电路的组合。图3也能控制电机的正反转。
图4电路以达林顿管为基础驱动电机的正反转,它由完全对称的两部分组成。当A、B两输入端之一为?电平,另一端为低电平时,电机正转或反转 ;当两输入端同为高或低电平时, 电机停转 ;如采用脉宽调制,则可控制电机的转速,因此图4具有四种组合输入状态,电机却可以产生五种运行状态。这里箝位二极管D1、D2的加入具有重要的作用,它使达林顿管BG2,BG3不会产生失控,这在大功率下运转时更显安全。本电路的另一特点是输入控制逻辑电平的高低与电机的直流工作电压无关,用TTL标准电平就能可靠地控制。
与图4相比,图5的桥式驱动电路更为有趣,其一它是以低电平触发电机运转 ;其二控制端A、B具有触发锁定功能 ;其三具有多种保护,如D1、D2的触发锁定,D3—D6的功率管集电极保护等。因此本电路只有三种输入状态有效,电机仍有五种工作状态。D1 ,D2的作用是 :若A为低电平时,BG1、BG2、BG5导通, BG2集电极的?电平将通过D2封锁B端的输入,保证BG6截止,若本电路采用TTL电路触发,必须选用集电极开路门电路。
因电机对供电稳定的要求并不高,图6的驱动电路不失为一种交流供电方案, 交流电经全桥整流后,驱动并联使用的MOS场效应管Q1、Q2,R3、C1起滤波作用 ;续流二极管D用以防止高电压对Q1、Q2的破坏。
图7利用可控硅的整流特性驱动直流电机,本电路仅适用于小功率电机调速,R2,C3的滤波网络可以吸收电机的反电动势保护SCR,C2与L组成的滤波器,能抑制电网干扰。
用集成电路驱动电机的情况也较多, 和一般的三端稳压器直接驱动不同,图8电路使电机可以获得从0V至7V的驱动电压,因而具有低压调速性能,IC1为正输出的固定稳压器,IC2为可调负输出的四端稳压器,调节R1可以使电机获得零电压,由于IC2的散热片内部与输入端相连,因此IC1, IC2可用公共散热器,以适应低压工作。
驱动控制电路 篇7
1技术背景
LED所发射光线的主波长会随着平均驱动电流发生偏移,其比色温度(CCT) 会相应改变,人眼对白光LED的比色温度变化比较敏感,所以LED一般用一个恒定电流源驱动,以使发光亮度和色温在电压变化时一致。凌特公司(Linear Technology Corporation)生产制造的LTC3454是一种创新产品,在大电流照明应用中能提高电源转换效率和准确度,优化对LED电流的控制。
某些场合需要对LED的亮度进行档位控制,例如LED手电筒等,要求档位丰富、控制按钮少及操作简单,此时采用单片机设计控制电路有天然的优势。单片机也叫单片微控制器,它把一个计算机系统的核心部件集成到一个芯片上,一块芯片就相当于一台计算机。
众多单片机类型中支持面较广的是AVR单片机,它的架构最早由两名挪威理工学院的学生Alf-Egil Bogen和Vegard Wollan共同构思出来,是一个类哈佛架构的计算机,程序和数据分别存储在不同寻址空间的物理内存系统上,使用特殊的指令可以从程序存储器中读取数据,相对于出现较早也较为成熟的51系列单片机, AVR系列单片机片内资源更为丰富,在大部分应用中无需外部存储器,接口也更为强大,同时由于其价格低等优势,在很多场合能替代51系列单片机。
2主要元器件
2.1 LED驱动集成
为保证LED的比色温度稳定,我们选用LTC3454作为LED恒流驱动集成, LTC3454是一款开关型同步降压- 升压型DC/DC转换器,针对单节锂离子电池供电驱动单个大功率LED进行了优化,自动比较输入电压和LED正向电压来选择内部稳压器的工作模式,可以是同步降压、 同步升压或降压- 升压模式, 使用两个外部电阻和两个使能端设置LED的工作电流,在停机模式中,不消耗任何电源电流。 下图是LTC3454的引脚定义。
LTC3454采用高度为0.75mm的耐热增强型10引脚(3mm x 3mm) DFN扁平封装,高达1MHz的工作频率使其可以采用小型外部元件,芯片体积需小,却可以提供高达1A的电流。
2.2 LED调光控制
针对档位丰富、控制按钮少及操作简单的设计要求,选用AVR系列的单片机ATtiny13作为LED调光控制,ATtiny13是基于增强的AVRRISC结构的低功耗8位CMOS微控制器,有着先进的指令集以及单时钟周期指令执行时间的特点,在足够的处理速度下还能保持极低的系统功耗。下图是ATtiny13引脚定义。
ATtiny13单片机是以Atmel高密度非易失性存储器技术生产的,直接通过SPI串行接口就可对程序存储器进行系统内编程,体积小巧非常适合用于只需要少量IO,同时又有体积限制的电路。
3硬件设计
3.1电路设计
具体电路见下图。
单片机ATtiny13的内部程序生成PWM信号由PB0端口输出,经R2、R5和C4组成的阻容网络连接至LTC3454的Iset1引脚,LTC3454根据该PWM信号的占空比来调节7脚输出电流,经LED后流入5脚,在本电路中,LTC3454的Iset2引脚外接电阻R4,设定最低档位时的LED电流值,通过单片机ATtiny13的PB1、 PB3控制LTC3454的1脚、2脚这两个使能引脚,从而达到选择档位控制LED亮度的目的。
电源采用单节锂电池,开关S1作为总开关兼档位切换开关,C1能在开关短暂断开(档位切换)时给单片机提供电源, R1、R3和C2组成换档检测电路,断开电源开关后如果短时间内再次接通,则该电路可以给单片机ATtiny13的PB1端口输入一个低电平脉冲,单片机检测到该脉冲的上升沿到来时,改变内部EEPROM所存储的档位数据,按顺序切换到下一档位。
L1为外部电感器,连接于LTC3454的6脚与10脚之间,与内部开关形成DC-DC转换电路;C3为内部误差放大器输出的补偿点对地的陶瓷电容器,本电路中该电容器使用推荐值1u F ;C5为输出滤波用的电容器,可以用转换器的工作频率与单位增益带宽之比来计算得到输出电容的容量,取值稍大可以明显提高转换器的瞬态响应。
3.2元件选型
U1采用美国凌特公司(Linear Technology Corporation)生产的LTC3454, 10脚DFN扁平封装,输入电压大于、小于或等于LED的正向压降均可正常工作; U2采用美国Atmel公司ATtiny13单片机,8S2封装,具有1 KB Flash,64字节EEPROM,64字节SRAM,6个通用IO端口,足以满足本电路的要求。
其它元器件的参数选择见下表
为了保证足够高的效率,L1最好采用高频磁芯材料的电感器,比如环形芯、 罐形磁芯或屏蔽线轴的电感器,减少等效串联电阻(ESR) 同时可以避免发生磁饱和,电感值选择4.7u H或5u H。
电容C1、C5建议选用低ESR的钽电容器,抑制输入输出电压的纹波, 尽量选择市面上性能较好的AVX-TPS系列钽电容器或Sanyo公司生产的高分子有机半导体固体电容器POSCAP。
4软件设计
系统软件开发平台选用Win AVR2010,开发语言是C语言,采用结构化的程序设计方法。系统流程图如图4所示。
系统上电后开始工作,单片机内部初始化,然后系统进入开关断开检测循环,若开关持续接通,则检测EEPROM中有无存储档位数据,没有的话就以最高亮度运行,若有则按EEPROM中所存储的档位运行,运行中如果开关断开,单片机电源由8脚外接的电容C1提供,断电后的短时间内可以继续运行,其PB2端口在断电后即时变为低电平,若开关在2S内再次接通,PB2端口会由低电平变为高电平,单片机检测到此上升沿到来时,将EEPROM中存储的档位数加1,变换为下一档位运行,若档位执行至最后一档,则依次循环完成档位切换。若开关没有在2S内再次接通,则C1的电量放完,单片机停止运行,电路结束工作,下次再通电时按最后一次使用的档位数据运行。
5结语
驱动控制电路 篇8
有机发光显示器(OLED)具有对比度高、亮度高、能耗低、视角宽、响应快、工艺简单、小薄轻、全彩坚固等优点,是当今平板显示领域研究的热点。OLED在手机、掌上PDA、数码产品、车载设备、电视以及军事仪器仪表等方面的高质量显示中应用前景广泛。
OLED通过包含R,G,B三基色的OLED亚像素组成基本彩色像素单元。OLED显示器的驱动方式分为无源驱动(Passive Matrix, PM)和有源驱动(Active Matrix, AM)。PM-OLED结构简、成本小、价格低主要用于低质要求的简单信息显示。AM-OLED适用于信息含量大、分辨率高的全彩色高品质画面显示设备。AM-OLED显示屏应用多晶硅薄膜晶体管(p-Si TFT)将外围驱动电路集成在其周边,使每一个像素都保持选通并由TFT驱动点亮,又称TFT-OLED[1]。
虽然TFT-OLED显示技术在相关器件的稳定性和可靠性方面取得了一些成绩,但其配套驱动电路的开发还相对较少,市场的专用驱动芯片品牌稀少,品种单一,价格昂贵。因此如何基于现有较为成熟完善的TFT-LCD驱动芯片进行改进设计,并将其运用于TFT-OLED的驱动现实中具有重要的现实意义。
本文设计了基于FPGA和TFT-LCD芯片的外围驱动电路,实现了AM-OLED的64×3×80显示屏的彩色图像显示。
1 AM-LCD驱动原理
LCD的工作机理是: LCD加载外电场时,液晶分子方向布局的改变引起通透光透过率的变化,其外部表现为显示屏的亮度变化。图1是AM-LCD像素驱动电路原理。扫描线端口输入高电平启动开关管T,与此同时,数据线端口同步输入相应的数据电压信号,驱动点亮像素并向电容C充电。当扫描线端口换接低电压时T截止,像素靠电容C放电维持透光[2]。TFT-LCD矩阵采用逐行扫描方式工作。
2 AM-OLED驱动原理
图2所示为AM-OLED像素驱动原理图。与图1相比,图2中多了一个晶体管T2,扫描线端口输入高电平启动开关管T1,与此同时,数据线端口同步输入相应的数据电压信号,一方面向电容C充电,另一方面控制流过T2的电流的大小。当扫描线端口换接低电压、T1截止时,由电容C为T2管提供栅极电压,通过控制T2的漏极电流,可以维持像素发光并调节亮度[1]。
R,G,B三基色OLED像素需要进行白平衡亮度调节来实现彩色显示[3]。表1中是白平衡时实测的3种颜色OLED的工作范围和驱动电路数据线的输入电压范围。
OLED被施加外电压负荷时,从“+”“-”极进入的电子与空穴相遇并激发发光分子,经辐射弛豫发出可见光。图3为OLED的R像素的V-L(电压-亮度)和V-J(电压-电流密度)关系曲线,从中可以看出,OLED中L-V不呈线性比例,因此在图像数据编码时不能通过调节电压来改变其发光亮度。但是OLED作为一种电流型半导体发光器件,它随电流变化较为稳定,L-J大致成正比例关系。通过控制流过OLED的电流可以改变OLED像素的亮度,从而实现彩色AM-OLED显示[4]。
3 OLED驱动电路设计
3.1 显示屏驱动原理
AM-OLED显示屏显示方式为逐行扫描,通过把行、列扫描驱动电路集成到AM-OLED显示屏周边,达到精简结构、减少引线的目的。AM-OLED显示屏原理如图4所示。驱动电路在行、列扫描有效时为各个像素提供相应的驱动电压,即产生行、列驱动移位脉冲和移位起始脉冲[5]。
3.2 驱动芯片选择[2]
用LCD驱动芯片实现OLED的驱动,必须满足以下要求:LCD显示屏和OLED显示屏的驱动原理相似;LCD驱动芯片的驱动能力符合OLED显示屏对驱动电路的要求。图1和图2表明LCD和OLED显示屏都是有源矩阵结构,采用逐行扫描的动态驱动,驱动原理类似。LCD的驱动芯片常用的是SUMSUNG公司开发的行驱动芯片S6C0655和列驱动芯片S6C0671,这两种芯片的相关参数均能满足OLED显示屏对驱动电路的要求。
3.2.1 列驱动芯片S6C0671
图5是列驱动芯片S6C0671的内部逻辑结构。该芯片主要由64 bit移位寄存器、数据控制器、数据寄存器、数据锁存器、D/A转换器、数据输出缓冲器组成。
Y001-Y384为输出驱动端口,每个管脚输出64级灰度。每个彩色像素由3个R、G、B子像素组成,每个子像素由一个管脚单独控制,每个像素有256级灰度,这样,可显示16 777 216种颜色;SHL控制数据位移方向,当其为高电平时,DIO1为初始脉冲输入端,DIO2为初始脉冲输出端,输入数据方向由Y001 向Y384。当其为低电平时则相反;POL是极性输入端口,当其为低电平时,所有奇数列输出电压范围是VGMA1～VGMA9,所有偶数列输出电压范围是VGMA10～VGMA18 ,当其为高电平时,奇偶数列情况颠倒;CLK1脉冲用于锁存数据;CLK2脉冲用于将数据输入到数据存储器中;VDD1用于逻辑电压的输入;VDD2用于驱动电压的输入。
3.2.2 行驱动芯片S6C0655
S6C0655是SUMSUNG公司开发的TFT液晶显示器行驱动芯片,内部逻辑结构如图6所示。该芯片由128 bit移位寄存器、输出端状态控制器、输出缓冲器组成。
S6C0655有2种输出模式,当120/128端为低电平时,芯片为128路输出模式;当120/128口为高电平时,芯片为120路输出模式(其中G061～G68空置)。U/D是移位方向控制端,当端口为高电平时,移位方向是:初始脉冲→DI/O→G001→G002→…→G127→G128→DO/I;当端口为低电平时则相反。CPV是移位时钟输入端,移位寄存器由CPV上升沿触发。
3.3 驱动电路设计
OLED驱动电路的基本原理是:当行选通信号处于使能状态期间,列驱动芯片S6C0671中的数据线块依次呈选通状态,在此期间外部不同的电压水平数据轮番施加在各个OLED像素电路上,从而导致流过OLED的电流也呈现波动状态,最终实现显示屏亮度显示差异。
基于以上论述,选用FPGA控制器、驱动芯片S6C0671和S6C0655、外围电路(由译码器、锁存器等组成)构成AM-OLED驱动电路,其原理图如图7所示[6]。
在图7驱动电路原理图中,FPGA控制器是电路的核心,提供E2PROM,外围电路,S6C0655和S6C0671所需的控制信号,并完成数据的传输,工作流程如图8所示。
电路工作时,FPGA从E2PROM中读取X字节数据经外围电路传给S6C0671,S6C0671芯片将数据存储在数据寄存器中,FPGA控制S6C0655发出行扫描信号和Block信号,并给S6C0671输人CLK1, CLK1上升前沿到来,数据寄存器中数据被锁存并经D/A转换后经输出缓冲器传输给显示屏,即完成了一帧的显示,这个过程周而复始即形成了连续的显示画面[7]。
4 结语
本文基于OLED的应用情况,对AM-LCD和AM-OLED的驱动原理进行了深入的阐述,并结合理论进行了基于TFT-LCD芯片的AM-OLED驱动电路设计。本文对基于现有成熟完善的TFT-LCD驱动芯片进行改进应用于TFT-OLED的电路驱动设计方面具有一定的参考价值。
通过本文的分析研究,TFT-LCD驱动芯片经以少许改动后可以方便的应用于AM-OLED显示屏的驱动电路中。实际应用中还有许多方法可以实现此类设计目的,本文中的阐述仅是这方面应用的一个简单举例,希望能够起到抛砖引玉的作用。
摘要：基于OLED的应用对AM-LCD和AM-OLED的驱动原理进行了深入的阐述,并结合理论进行TFT-LCD芯片的改进设计,将其应用到AM-OLED的驱动电路当中。对基于现有TFT-LCD驱动芯片在OLED驱动电路中的改进应用具有一定的参考价值。
关键词：LCD,OLED,驱动电路
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双控一灯控制电路等 篇9
关键词：节约能源数字电路双控一灯控制电路
1设计要求
假设晚上回家上楼，在楼下开灯后灯亮(在此楼灯用发光二极管代替)，上了楼之后再按下开关，灯灭。如图1所示。
2设计思路
利用六反相器CD4069、四2输入与门CD4081、四2输入或门CD4071作为核心部件，根据与、或、非门的逻辑功能特点来对楼灯的双向进行控制。上、下楼梯的开关用两个按钮代替，只要按下任意一个开关，楼灯就被点亮：如果再次按下任意一个开关，楼灯就被熄灭。
3电路设计
3.1电路原理图(见图2)
3.2电路工作原理当接通电源后，按下S1、S2两个开关中的任意一个。如按下S1开关，图中A点的电位是通过R1电阻、S1开关接地为低电平“0”；而B点电位通过R2电阻、R4电阻接+12V电源，因此为高电平“1”。通过非门电路lCl(集成电路CD4069)，C点电位为高电平“1”、D点为低电平“0”，C、D两点的电位作为两个与门电路IC2(集成电路CD4081)的一个输入端。同时A、B两点的电位也提供给IC2的另外一个输入端，根据与门电路的逻辑功能特点“有0出0、全1为1”，因此可以得到E点电位为高电平“1It。F点电位为低电平“0”。E点、F点电位同时提供给非门电路IC3{集成电路CD4071)，由非门电路特点得到Y点电位为高电平“1”，从而驱动三极管V1饱和导通，而发光二极管也就是楼灯，亮。
当再次按下S1、S2中的任意一个时，如按下S2，图中B点电位将由之前的高电平“1”变为低电平“0”，从而使得E点的电位由之前的高电平“1”变为低电平“0”，因此Y点的电位也变成了低电平“0”。Y点电位为低电平“0”，那么三极管的发射结就不能够承受正向电压而导通，使得三极管由饱和状态变为截止状态，发光二极管也就是楼灯，灭。
如此这般，就行成了两个开关控制一盏楼灯的控制电路。
预应力技术在连续梁桥施工中的应用浅析
宫立柱
摘要：随着我国经济的增长，人民生活水平也不断提高。我国在公路建设方面也不断的加大投资。尤其在高等级公路上投资建设。随着桥梁工程大量的投资建设作，积累施工经验。作为预应力桥梁的施工工艺也慢慢的成熟。其结构比较节省材料、安全系数高等优点也常在桥梁工程中被普遍使用。为简化预皮力砼的施工工艺人们曾进行多方面的努力，经过近几年的施工经验，现通过试验。将其在施工中应注意的一些情况进行个人总结。
关键词：预应力混凝土技术连续桥梁实验
1试验研究简况
1.1试验梁的制作第一批试验梁共5片，用于短期静载试验，其中4片为PFRC梁，余下的一片为与之比较，钢筋砼梁(一次浇成，不作预加载处理)，编号为RCL10-00.0。0在PFRC先浇梁体中，以高5cm，厚2-3cm的楔形木板形成预留槽口，在预加载条件下4片PF梁的纯弯段及其附近区域内每一个预留槽口的顶端都对应有一条裂缝(其宽度<0.04cm)，在两相邻预留槽口之间未发现新的裂缝产生，表明预留槽口达到了人为控制裂缝出现的位置及间距的目的，对梁下缘砼表面进行打毛后邦扎受拉翼缘构造钢筋(纵筋和插入式马蹄箍箭)。用高流动性普通水泥砼(坍度为10cm)灌注受拉翼缘砼，并对此砼加强养护、直到卸除预加载时均未发现后浇砼表面有收缩裂缝产生。
1.2试验方法本次试验的目的在于考查琅梁通过预加载条件下二次浇注受校边翼缘砼的处理，是否能够达到推迟开裂和提高梁的抗弯刚度效果，为此开裂荷载和梁的变形成为试验观测的重要内容。同时考虑到工程实践中多数结构都承受循环荷载的作用，故首先对每梧梁进行三次静力循环加载试验，借以获取一些梁在多次重复荷载下的试验数据，之后即对梁继续加载至破坏。
1.3梁的开裂5片试验梁的第一条裂缝均为弯曲裂缝。PCLl0-0.0在第一静载的第2.5级荷载下即在跨中下缘位置产生第一条裂缝。其宽度为0.01mm，高度为.3cm，其余各梁(PFRC梁)的下翼缘在前二次静力加载、卸载的过程中均未发现裂缝，第一条裂缝均在第三次加载下产生，其宽度为0.02-0.03mm，高度2-3cm，试验表明，PF梁下翼缘第一条裂缝出现的位置与先浇梁体预留槽口的位置并无必然的联系。不难得到PFRC梁的抗裂弯Mf为：
Mf=My+rRlWox
(1)
其中：My为预加载产生的弯矩；r为塑性影响系数：Wox为扣除梁腹已裂部分的换算截面对受控边缘的抵抗矩：R1为下缘硷的抗拉强度。
试验表明，梁的实测抗裂变矩与按(1)式得到的计算相吻合，从而在理论和试验两方面都证实了：通过预加载条件下二次浇注受拉边翼缘砼的处理后的梁，可以推迟受控翼缘砼的开裂至希望程度。
1.4粱的挠度PCL梁在第一次静力加载后的残余挠度数值因故未获得，在第二次静载后测得残余挠度为0.18cm(不包含第一次静载后残余挠度)，据结构承受静力循环荷载的一般规律可以推知，其第一次静载后的残余挠度将大于0.18cm，该梁在第二次静载时各级荷载的挠度较第一次静载时对应的挠度值有大幅度的增加，第三次静载的挠度亦大于第一次挠度，说明该梁的弹性恢复能力较差，此为RC梁的一大缺点，而4根PF粱在第一次静载后的残余挠度均在0.10-0.08cm，第二次卸载至0后几乎未发现新的残余挠度产生。且三次静载下各级荷载对应的挠度无明显差异，表明PF梁在下翼缘开裂前具有较强的弹性恢复能力，即具有常规预应力砼梁的特点。
2具体施工措施
通过实验，我们应该在施工中应注意的一些问题：
2.1跨径比一般情况下，为使边跨正弯矩和中支点负弯矩大致接近的原则，以使布束更趋合理，构造简单，故L1／L2=0.239-0.692是常见的边、主跨的跨径比范围，当L1，L2≤0.419时，边跨则需压重，应属于非常规的特殊处理；大都L1／L2=0.54～0.58则较合理，这将有可能在边跨悬臂端用导梁支承于端墩上合拢边跨，取消落地支架。
2.2梁高主跨箱梁跨中截面的高跨比h0＝(1／6.2～1／86)L2，通常为(1／54—1／60)L2，在箱梁根部的高跨比h1=(1门5～1／20.6)L2，大部分为(1／18)L2左右。
目前在国际上有减少主梁高跨比的趋势，已建成的挪威stolma
桥和Raftsundet桥，在跨中区段采用了轻质砼，减轻了自重，减小了主梁高跨比，其跨中ho=1/86·L2和1／85.1·L2，根部高度分别为h1=1／20.1·L2和1／20.6·L2。一般情况下，可采用2次抛物线的梁底变高曲线，但往往会在1／4·L2和1／8·L2处的底板砼应力紧张。且在该截面附近的主拉应力也较紧张，因而，可将2次抛物线变更为1.5—1.8次方的抛物线更合理。
2.3顶板厚度以往通常采用28cm，近年来已趋向于减小为25cm，这显然与箱宽和施工技术有关。
2.4底板厚度以往通常采用32cm(跨中)，逐渐向根部变厚，少数桥梁已开始采用28-25cm者，其厚跨比通常为(1／140～1／160)L2，也有用到1／200-L2者。
2.5腹板一般为40～50cm，但应特别注意主拉应力的控制，近年来在腹板上出现较多斜裂缝的病害甚多，应予谨慎。增加箱梁的挖空率，减轻截面的结构自重，采用高标号砼，采用较大吨位的预应力钢束，采用三向预应力体系等，无疑都是提高设计水平，获得良好经济效益的重要措施，但同时又必须合理地掌握好“度”，必须确保结构的安全度和耐久性。
2.6连续通长束不宜过长根据连续结构的受力特点，截面上既有正弯矩也有负弯矩，个别设计中将连续通长束顺应弯矩包络图仅作简单布置是欠合理的，尤其对于较小跨径的矮箱梁，其摩擦损失单项即可达40—60％ak之多。建议此时可采用两根交叉束布置，也可改用接长器接长，分成多次张拉等。但在具体设计时接长器也不宜集中在某一个断面上，以使截面的削弱过于集中，同时也会造成施工上困难。
2.7普通钢筋是预应力砼结构中必须配置的材料当混凝土立方体试块受压破坏时，可以清楚地看到混凝土立方体试块侧向受拉破坏的形态。也即预应力仅在某一个方向上施加了预压应力，而在其正交方向却会产生相应的侧向拉应力，这是预加应力的最基本概念，必须牢固掌握，灵活应用。
因而，在预应力混凝土结构中必须配置一定数量的非预应力钢筋，以保证预压应力的可靠建立。
2.8关于扁波纹管、扁锚的采用扁波纹管的采用，有利于减少构件的截面尺寸，但必须注意如下几点：①扁波纹管的尺寸高度不宜太小，不利于饱满灌浆。②扁波纹管的根数。在实际工程中常用的钢束根数为每管内4束或5束。其锚圈口的损失，5束应大于4束，远较圆锚时要大，其锚固效率系数也较难保证达到95％，同时在穿束过程中也极易绞缠在一起，因而建议，每管内3.0束合适，4.0束尚可，5.0束不妥。③扁锚用作横向预应力束合适：用作纵向受力主束欠妥，不应采用“扁锚竖置”作为纵向受力主束(弯起)，这将会使实际有效预应力严重不足，各股钢束在竖置弯起的扁波纹管内互相嵌挤，摩阻损失很大，对扁波纹管的横向扩张力也很大，各束受力很不均匀，延伸率无法控制，这种“扁锚竖置”方案已有多座实桥失败，应该禁止采用。
一种新型外驱动同步整流电路 篇10
关键词：同步整流,自驱动,外驱动,正激变换器
0 引言
目前,电力系统二次设备中测控、保护类装置数字化接口的增多,导致装置的功耗越来越大,装置电源的输出电流达到十几安培甚至更大,使得降低装置电源的固有损耗、提高其效率显得尤为重要。因此,设计这类电源时一般要采用同步整流技术[1,2,3]。同步整流技术可以分为外驱动技术和自驱动技术:外驱动技术常采用专门的同步整流驱动控制芯片和隔离芯片,能够提供较好的控制时序,但电路复杂,成本高;自驱动技术是正激变换器中比较常用的技术,简单自驱动方法简单,成本低,但驱动波形不理想,会存在一段驱动死区,降低了变换器的效率[4,5]。栅极电荷自维持驱动电路是比较好的自驱动技术[6,7],可以解决驱动死区问题,但存在较大的共态导通问题。改进的栅极电荷自维持驱动电路[8,9,10]可以进一步改善共态导通问题。文献[8]提到了控制延时方法消除共态导通,但未给出具体的实施方法;副边电流驱动[7]是自驱动技术的另一种形式,但驱动电压波形仍不够理想。另外,在自驱动技术中,同步整流金属氧化物半导体(MOS)管的驱动电压均来自于变压器绕组电压,工作在较宽的输入电压范围[11]时,驱动电压的幅值变化范围较大,给同步整流管的驱动设计带来困难。
本文提出了一种新型外驱动同步整流驱动电路,结合了外驱动和自驱动技术的特点,无需专门的驱动芯片,利用驱动变压器实现驱动隔离,可以解决驱动死区和共态导通问题。同时,驱动电压波形不是取自变压器绕组,幅值比较稳定,驱动波形不再受主变压器影响,抗干扰能力强,可以在较宽的输入电压范围下可靠工作。
1 新型外驱动同步整流电路
以变压器辅助绕组磁复位正激变换器为例,采用同步整流技术时,需要解决3个问题:(1)驱动死区,是指续流MOS管不能在续流期间完全导通,续流电流流过二极管,损耗大;(2)共态导通,是指变换器工作整流开始阶段,续流MOS管不能及时关断,变换器会出现副边短时短路,其会带来MOS管损耗增加,电压、电流尖峰大,电磁兼容恶劣的问题;(3)驱动电压波形,正激变换器工作在宽输入电压时,同步整流MOS管的栅极存在耐压的安全隐患。本文提出的新型外驱动同步整流驱动电路能很好地解决上述3个问题。图1是新型外驱动同步整流驱动电路。同步整流MOS管的驱动信号取自控制芯片(如UC3844)驱动脉冲,驱动信号一路通过延时送到原边MOS管,同时通过隔离变压器传递到副边,并通过增强、转换后送到2个同步整流MOS管。
图中:C1为MOS管Q1的栅极寄生电容;Cb为驱动变压器T2的隔直电容;Q2和Q4为同步整流MOS管;Q3为给Q4门极电荷快速放电的MOS管;LO为耦合滤波电感,匝数比关系为NO1/NO2=NS1/NS2=VO/VCC;Lr为变压器漏感(含变压器副边折合到原边的漏感)。变压器T1输入电压为Vin,匝数比n=NP1/NS1=NP2/NS1;变压器T2匝数比为1∶1,占空比为D(最大0.5),原边驱动脉冲udr的幅值为VC1,则变压器T2副边电压为(1-D)VC1。
图2为新型外驱动同步整流电路的主要工作波形。
分析前,作如下假设。(1)Q1开通的门槛电压为VT1;耦合滤波电感LO足够大,认为电感电流即为负载电流IO;隔直电容Cb足够大。(2)副边驱动电压源VCC的电压是恒定的;当(1-D)VC1≥VCC时,u2的幅值为VCC;当(1-D)VC1<VCC时,u2的正向幅值为(1-D)VC1,负向幅值为DVC1;变压器T1副边电压uS1幅值大于VCC;u3的幅值为VCC。(3)忽略驱动变压器T2信号的传递延时,忽略Q5和Q6的开通延时,并且驱动能力足够,忽略Q2的开通延时,所有二极管均是理想器件。
下面对新型外驱动同步整流电路的工作过程进行分析,一个开关周期可以分为7个工作阶段,工作过程描述如下。
1)阶段1,[t0,t1]:在t0时刻,驱动脉冲udr由低电平变为高电平,由于驱动电阻R1和MOS管栅极寄生电容C1的存在,栅极电压u1近似线性上升,驱动信号可以认为无延时地通过变压器T2传递到副边,Q5开通,MOS管Q2和Q3的门极电压u2迅速上升,Q3开始导通,Q4栅极电荷开始放电。这段时间内变压器T1磁复位已经完成,变压器原、副边电压为0,Q6处于关断状态,负载电流全部流过Q4,副边处于续流状态。
2)阶段2,[t1,t2]:在t1时刻,MOS管Q4的门极电压u3降到0,Q4作为MOS管部分关断,续流电流iD继续通过体二极管流过,tdd=t1-t0为规避时间,常规栅极电荷自维持驱动电路在该时间段会出现共态导通。这段时间内变压器T1的原、副边电压仍为0,副边处于续流状态。
3)阶段3,[t2,t3]:在时刻t2,u1线性上升到VT1,MOS管Q1开通,由于漏感Lr的存在,输入电压Vin加在漏感上,变压器T1原、副边电流近似线性上升,变压器副边电压仍为0。
4)阶段4,[t3,t4]:在t3时刻,变压器T1副边电流iS上升到负载电流IO,变压器原、副边电压迅速上升,Q4完全关断,其作用只相当于一个二极管。tss=t3-t0为安全时间,只要tss>tdd,就不会出现共态导通过程。在t3时刻,Q2已经处于完全开通状态,变压器T1副边进入整流状态,原边向副边传递能量。
5)阶段5,[t4,t5]:在t4时刻,驱动脉冲udr由高电平变为低电平,MOS管Q1关断,变压器T1原、副边电流谐振减小(近似线性下降),MOS管Q2的栅极驱动关闭,副边电流iS流过Q2的体二极管并近似线性减小,续流MOS管Q4的体二极管首先开始导通,续流电流iD近似线性上升,变压器T1原、副边电压为0。
6)阶段6,[t5,t6]:在t5时刻,变压器副边电流iS降到0,MOS管Q2完全关断,续流电流iD上升到负载电流IO,变压器复位绕组NP2开始进行磁复位,变压器T1副边电压开始迅速负方向上升,三极管Q6导通,续流MOS管Q4的栅极电压u3迅速上升,MOS管Q4开通,续流电流由体二极管转到MOS管上。图中的二极管D3可对Q4的栅极电压u3进行钳位,也可以依靠三极管Q6本身的PN极对u3进行钳位。
7)阶段7,[t6,t7]:在t6时刻,变压器T1磁复位完毕,变压器原、副边电压变为0。tdead=t7-t6为常规自驱动的死区时间,续流MOS管Q4驱动电压会降为0,从而造成续流电流iD流过二极管。而图1给出的驱动电路不存在这个问题,续流MOS管Q4的栅极电荷没有放电回路,会处于自维持状态,续流电流iD仍然通过MOS管Q4流过。
t7时刻,驱动脉冲udr再次由低电平变为高电平,变换器进入下一个工作周期。在阶段2和阶段5过程中,副边电流和续流电流会短时地流过二极管,但由于时间很短,其损耗几乎可以忽略。
需要指出,对于占空比大于0.5的正激变换器,采用该驱动电路时,变压器T2的匝数比需要适当调整,防止MOS管Q2和Q3的驱动能力不足。同样地,在设计宽输入电压工作时,要注意变压器T1副边在最低输入电压时能保证通过Q6到MOS管Q4的栅极电压不会太低。
2 安全时间的计算
新型外驱动同步整流电路有2个时间很重要:一个是规避时间tdd,另一个是安全时间tss。tss>tdd是防止出现共态导通的条件。但是,tss并不是真正的安全时间,真正的安全时间tsafe=tss-tdd,即绝对安全时间。下面分别对它们进行计算。
规避时间tdd是指驱动脉冲udr从低电平变为高电平开始,到续流MOS管Q4关断的时间。设三极管的放大倍数为hEF,MOS管Q2和Q3的栅极电容为Cissa,Q3的门槛电压为VTa,Q3的内阻为Rsa,MOS管Q4的栅极电容为Cissb,门槛电压为VTb。
Q3的开通时间ta为:
从Q3开通到Q4关断的时间tb为:
规避时间tdd为:
安全时间tss也分为2个部分:一个是MOS管Q1的开通时间ts1,即栅极电压上升到VT1的时间;另一个是漏感电流上升时间ts2,即变压器T1副边电流iS由0上升到负载电流IO的时间。则安全时间tss为:
当tsafe=tss-tdd≥0,就不会出现共态导通。
3 实验波形和效率曲线
实验参数如下:输入的直流电压为100~300V;输出的直流电压为5V;输出的负载电流最大为16A;原边开关管型号为FQP8N90C;同步整流MOS管型号为IRF1405;变压器漏感Lr为3μH;开关频率为60kHz。
MOS管Q1和Q4的驱动电压(u1和u3)波形如图3所示。图3(b)是图3(a)在开通瞬间(t0时刻)的展开图,从图中可以看出,规避时间tdd大约为100ns。
变压器副边电压uS1的波形和MOS管Q4的驱动电压波形如图4所示。图4(b)是图4(a)在关断瞬间(t1时刻)的展开图,从图中可以看出绝对安全时间tsafe大约为130ns。
采用新型外驱动同步整流电路的正激变换器在不同输入电压和不同负载下的效率曲线见图5。
需要指出的,试验采用的正激电源是一个完整的电源,含输入电磁兼容抑制和输出保护电路等。从效率曲线可以看出,输入电压低时效率较高,在半载(8A)时最高效率为88%,如果只考虑变换器本体部分的转换效率,其效率要比实测的还要高。同时,由图5可见在输入电压高、输出电流小时效率较低。实际工程应用时,变换器通常是在比较固定的输入电压(如220V左右)和输出负载(如12A左右)条件下工作的,高输入电压和轻载只在一些极端情况和调试时会出现,并不会降低其工程实用性。
4 结语
新型外驱动同步整流电路能够使正激变换器工作在宽输入电压场合,解决了自驱动技术存在的驱动死区和共态导通问题,抗干扰能力强,在电力系统中具有很好的工程实用价值。
该同步整流驱动电路除了适用于变压器绕组磁复位的正激变换器,还适用于多种脉宽调制型正激变换器,如双管正激变换器等。
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