IGBT驱动电路设计

IGBT驱动电路设计（共8篇）

IGBT驱动电路设计 篇1

摘要：根据脉冲渗碳电源要求,设计一种具有高可靠性、信号传输无延迟、驱动能力强等特点的IGBT强驱动电路,详细分析了工作原理,并对电路测试中出现的电流尖峰进行了抑制。在此基础上得出几个主要影响驱动电路的因素。实际用于大功率IGBT桥电路驱动,工作稳定可靠。结果表明,所设计的电路结构简单,驱动能力强,可靠性高,且对用变压器驱动大功率全桥电路有通用性。

关键词：变压器隔离,驱动电路,IGBT桥,尖峰抑制

在脉冲电源中,驱动电路的好坏直接关系到逆变器能否正常工作[1]。好的驱动电路首先要保证开关管安全,其次还要使开关管具有较小的损耗。这两者之间又是矛盾的。因为由功率开关元件引起的损耗主要是开关损耗(开通损耗和关断损耗)[2]。开关损耗与驱动脉冲信号的上升沿陡度和下降沿陡度有很大关系。下降沿和上升沿越陡,相应的开关损耗就越小,即电压和电流重迭的时间越短[3]。但是较陡的上升沿和下降沿又会产生过大冲击电流和电压尖峰,威胁开关管的安全工作。因此要实现电源安全且高效率的工作,就要抑制或吸收这些电流和电压尖峰。这里给出了一种变压器驱动的大功率IGBT模块电路,它既具有较强的驱动能力,又能很好地吸收电压和电流尖峰。

1 驱动电路的分析及此种驱动电路存在问题

在中频脉冲渗碳电源中,能快速进行过流保护是至关重要的,而驱动脉冲无延迟地传输,对实时过流保护起至关重要作用;同时为了减少开关损耗,还要求很陡的驱动脉冲上升沿和下降沿[4];一些特殊场合要求紧凑而简洁、不附加驱动电源等。综合考虑以上要求,采用变压器隔离全桥驱动电路,其电路如图1所示。

图1中两个桥臂各选用一个N-MOSFET和一个P-MOSFET。两路PWM控制信号1或2为高电平时,即1为高电平,2为低电平,Q1和Q4关断,Q2和Q3导通,Q5开通。此时,Q2,Q3和T1的原边绕组就形成通路,脉冲电压加在T1的原边,相应的次边会得到驱动脉冲信号。1,2都为低电平时,Q1,Q2会同时导通,T1原边被短路,则次边无脉冲输出[5]。MOSFET具有开通电阻小,响应快,能提供很大的瞬时开启IGBT所需的电流,可以保证驱动脉冲有较陡的上升沿和下降沿[6]。需要说明的是,此渗碳脉冲电源的输出脉冲控制芯片采用UC3825,属于峰值电流控制型芯片,自身具有防偏磁的能力[7],无需加隔直电容来防止偏磁;相反,当加隔直电容时,出现两路PWM控制信号不能同时关闭的问题,在去掉此隔直电容后,问题消失。因此,在使用隔直电容防偏磁时,要注意所用芯片的控制模式。

上面给出的驱动电路虽然解决了驱动信号无延时传输和提供了有较陡上升沿和下降沿的驱动脉冲,但又出现了驱动脉冲的上升沿有过冲和下降沿有很大的关断尖峰。上升沿的过冲主要是由漏感产生的,具体分析及消除此过冲的方法已有详尽讨论。下降沿的关断尖峰主要是励磁电感产生的。一般减小这两种尖峰都是通过增加Rg (门极电阻)来实现,但是增大Rg会减缓驱动脉冲上升沿和下降沿的陡度,而增大开关损耗[8]。

此电路具体工作过程分析如下:图2是一个脉冲周期,当正脉冲上升沿(t0～t3)到来时(这里只考虑正脉冲),电容C相当于短路,通过二极管D和电容C可以给IGBT提供很大的瞬间电流,把驱动脉冲的上升时间缩短。图2中正脉冲就是IGBT的驱动信号,这个负脉冲的上升沿又是由另外一路驱动脉冲感应过来的,所以所要讨论的就是另一路驱动脉冲的下降沿尖峰,这四路输出脉冲是一样的,所以只要讨论一路。但是为了直观、完整,这里就把它看作是本路负脉冲的上升沿来讨论(下面提到的负脉冲都是这种情况)。当然稳压管这条支路也有电流流过,但是与加速电容C这条支路相比就很小。若不加电阻R,这个电容会经过几个脉冲周期充满电荷,而失去加速作用,所以要求电容C的电荷在每个周期上升沿到来时,电容上无存储电荷。因此在电容上并联一小阻值的电阻,给电容提供放电回路。在脉冲平顶期(t3～t4)时,IGBT的输入门极电容已经充满,门极保持高电平,此时IGBT的G-E之间相当于断开,变压器次边保持高电平。当脉冲下降沿(t4～t9)到来时,IGBT的输入电容在这段时间反向放电,需缓关,如果放电速度太快会引起极大的关断尖峰,因此需阻断通过加速电容加速放电,故在加速电容前面串联一个快恢复二极管,使其只通过稳压管放电。稳压管可以很好地吸收其尖峰,并可以控制其下降沿的陡度。

改进电路部分所加器件可以看成一个可变电阻:这个电阻在脉冲上升沿开始到IGBT弥勒平台时(t0～t2),电阻值是很小的,主要是充电电流从加速电容这条支路流过,从而不断加快对IGBT门极电容的充电。IGBT的弥勒平台这段时间内,随着电容上电压升高,其充电电流速率在逐渐减小,到弥勒平台结束时,其充电电流速率为零,充电电流达到最大。这个可以从门极电阻上电压波形得到证实。在上升沿结束(t3)时,充电电流减小到几乎为零,从而不会出现过冲尖峰。在加速电容前加一个反向二极管阻断其快速放电通道。图3是原始的驱动波形图;图4为附加电路驱动波形;图5为满负载时驱动波形图。

2 驱动电路改进方法分析

图1中用框标出的电路就是对原有驱动电路的改进。通过在门极增加稳压管、二极管、电容和电阻,可以较好地吸收上升沿、下降沿和尖峰。

由图3和图4比较可以看出,在较小延时的情况下,应把尖峰减到最小。从图3可以看出,要减小的尖峰主要是负脉冲后沿的过冲尖峰,因为这个尖峰极有可能达到IGBT的开启电压(Vth),这样就会造成同一桥臂的两个IGBT直通;同时由图5可以看出,在满负载(600 V/30 A)状态下,驱动波形具有很好的稳定性,而且没有大的尖峰,这就保证了IGBT稳定、安全的工作。

驱动等效电路如图6所示。其中,Lm为变压器次边的励磁电感;Z1为稳压管(其反向相当于一个二极管,所以图中就用一个二极管来代替);Rg为驱动电阻,Cgs为IGBT的栅极和源极之间电容;R1为线路等效电阻。由等效电路可知:

$V{}_{\text{g}\text{s}}=V{}_{\text{a}\text{b}}+V{}_{\text{Ζ}{}_1}+V{}_{R{}_{\text{g}}}+V{}_{R{}_1}(1)$

R1实际值很小,可以忽略。稳压二极管并联在D1,C1两端,它的电压是D1和C1两端电压之和。稳压二极管是随电流大小自动调整的“可变”电阻。通过改变电阻来控制上升沿和下降沿的速率,从而达到控制过冲尖峰的大小。实测Rg与驱动变压器次边反向波形如图7所示。Rg上电压波形即为励磁电感上流过的电流波形。正脉冲下降沿的过冲尖峰由励磁电感造成的:

$u=L{}_{\text{m}}\text{d}i/\text{d}t(2)$

由式(2)可以看出,在相同电流变化率情况下,励磁电感越小,励磁电感上的电压尖峰也越小,相应的IGBT G-S之间电压尖峰也越小;同时减小励磁电感还可以减小漏感,但是励磁电感减小会造成脉冲平顶的斜率加大[6],所以要综合考虑各种情况。

3 结 语

通过对上面改进电路的详细分析知道,威胁开关管安全的驱动脉冲过冲尖峰主要是由励磁电感决定的,因此尽可能减小励磁电感是减小过冲尖峰的最直接方法,同时还与稳压管的性能有很大关系。脉冲前沿上升率主要由加速电容决定,电容过小,会出现驱动脉冲前沿过缓,过大会有尖峰,所以要取合适的加速电容。电容的大小一般通过多次实验来确定。这个电容大小的选择既要考虑使脉冲上升沿较陡,又不出现尖峰。

此驱动电路已在中频脉冲渗碳电源中应用,配合器件过流过压保护电路,能较好地满足200 A/1 200 V IGBT模块的驱动要求。同时对驱动大功率的MOSFET等场驱动开关管都有很好的借鉴作用。

参考文献

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IGBT驱动电路设计 篇2

关键词：2ED300；驱动模块；过流保护；绝缘栅双极性晶体管

功率开关管的安全可靠驱动是功率变换器必须解决的问题。IGBT常用驱动模块有TLP250、M57962以及EXB841/840等，而应用在大功率或超大功率(75kW～1MW)场合下的IGBT由于其特殊性(瞬时驱动电流大，可靠性要求高)，传统的驱动电路已经不能满足其使用要求，因此2SD300驱动模块作为大功率IGBT专用驱动电路应运而生。

1 2ED300模块简介

2ED300驱动模块是德国Eupec公司在2004年生产的驱动和保护大功率IGBT的专用集成驱动模块。它在最近两年才进入中国，因其集成度高、外围电路设计简单、功能齐全等优势，很快在大功率功率电源领域得到广泛的应用。

该模块采用脉冲变压器隔离方式，能同时驱动两个IGBT模块，可提供±16V的驱动电压和±30A的峰值电流，具有准确可靠的驱动功能与灵活可调的过流保护功能，同时可对电源电压进行欠压检测，并具有动态电压上升控制功能(“DVRC”功能)，电气隔离可达到5000VAC。

1.1 外形及管脚功能

图1所示为2ED300模块外形图，该模块共有45个管脚，具体功能如下：

1，2，3脚(VDD)：信号电源；

4，10脚(Fault)：故障信号输出；

5脚(Reset)：通道A、B逻辑复位；

6，8脚(CA，CB)：半桥模式下死区时间设定；

7，11脚(INB，INA)：PWM输入；

9脚(Modus)：模式选择；

12，13脚(GND)：信号地；

14~18脚(GND)：驱动电源地；

19~23脚(VDC)：驱动电源；

24，36脚(E.B，E.A)：外部故障状态输入；

25，37脚(Vce set B，Vce set A)：IGBT饱和压降输入；

26，38脚(RC B，RC A)：RC参考电位网络；

27，39脚(Sense B，Sense A)：DVRC信号输入；

28，29脚(Vb-，Vb+)：B通道±16V缓冲电容；

30，31脚(COMB)：B通道±16V参考点；

32，33脚(Gate B)：B通道驱动栅极；

40，41脚(Va-，Va+)：A通道±16V缓冲电容；

42，43脚(COMA)：A通道±16V参考点；

44，45脚(Gate A)：A通道驱动栅极。

1.2 主要参数

2ED300主要参数如下：

◇ 供电电压VDD和VDC：14~16V(推荐15V)；

◇ 逻辑信号输入电平：VDD；

◇ 门极峰值电流Iout：±30A；

◇ 内部开关电源输出功率：8W；

◇ 输入输出隔离电压：5000VAC；

◇ 工作温度：-25~85℃；

◇ 半桥模式最小死区时间tTD：1μs；

◇ 脉冲信号传输时间tpd(on)：650ns；

◇ 最小输入脉冲宽度tmd：400ns；

◇ Vce set电压范围：2~9V；

◇ INA/B无PWM输入复位时间：50ms；

◇ 最大电压上升率：50kV/μs；

◇ 最高工作频率：60kHz。

2 内部结构及性能特点

2.1 内部结构

图2为2ED300的内部功能模块框图。它主要由DC/DC转换电路、输入信号处理电路、输出驱动电路及逻辑保护电路组成。

(1)DC/DC转换电路

模块内部集成了专门的DC/DC变换器，用以提供驱动所需的电压。变换器输入为DC14~16V，输出为±16V，中间有变压器隔离，功率为8瓦，瞬态输出电流最大值为30A。

(2)输入信号处理电路

主要实现工作模式选择、模块复位、PWM脉冲的处理、死区时间设置及故障信号输出等功能。

(3)输出驱动电路

主要实现驱动脉冲的整定、故障信号存储、功率放大及软关断参数的设置等功能。

(4)逻辑保护电路

主要实现IGBT饱和压降的检测、输出欠压的监测、外部故障信号监测的设置等功能。

2.2 性能特点

功率开关管的驱动模块种类繁多，与其他驱动模块相比，2ED300具有以下显著特点：

(1)带载能力强，可驱动多只并联的大功率IGBT；

(2)可灵活定义逻辑电平，选择不同工作模式；

(3)具有欠压监测、短路和过流保护功能；

(4)死区时间可以任意设定；

(5)模块的复位与重启功能；

(6)IGBT关断电压上升率(dv/dt)的监测，可以实现软关断(SSD)功能。

(7)可以实现过热等外部故障信号的保护功能。

3 2ED300在实际中的应用

3.1 应用实例

笔者曾参与研制了170kW的大功率Boost DC/DC变换器，主功率开关器件选用的是Eupec公司生产的800A/1200V IGBT-FF800R12KF4，两只并联，下面以此为例对2ED300的应用问题展开分析和讨论，应用电路如图3所示。

(1)模块输入端参数选择

①工作模式选择

IGBT工作于直接模式下，9脚(Modus)接地；死区设置脚6，8(CA，CB)通过电容C2、C3接地。

②保护信号、复位信号的处理

故障信号输出脚4，10(Fault)通过上拉电阻R1送控制回路；复位5脚(Reset)直接送控制回路，如果不需要该功能，接地即可。

③驱动输入电源的处理

19~23脚(VDC)和14~18脚(GND)之间应接≥220μF电解电容，推荐值为470μF，并尽量靠近模块。

(2)模块输出端参数设计

①IGBT的连接

主要问题是栅极电阻(R3、R7)的计算，以及漏极阻断二极管(D1~D4)的选择，另外需要注意，栅源极之间应接稳压二极管和放电电阻，尽量靠近IGBT。

②IGBT过流饱和压降检测电路参数计算

该参数的设置非常重要，包括参考電位Vref和监测电位VCE的设置，主要通过37，38脚的RC参考电位网络来设置，对应IGBT过流时间和饱和压降的大小，应根据所驱动IGBT的型号确定参数值，图4是正确的设置曲线。

③软关断参数设置

对应图中的Sense X引脚，两路分别由R4、R8来设置，和IGBT的输入电容Cies有很大关系，IGBT越大，该值越小，FF800R12KF4对应的电阻值为7.5K。

④输出电源的处理

需要特别指出的是28，29脚(Vb-，Vb+)和30，31脚(COMB)之间需要并联缓冲电容，否则将严重影响驱动波形，更严重的后果将造成IGBT的损坏。

3.2 实验结果

图5是示波器采集到的所设计电源的IGBT驱动波形。

从上图可以看到，IGBT驱动波形上升下降速度适中，平台幅值为±16V。但是高低电平的平台有一定斜度，主要原因是2ED300模块引脚Vb±和COMX之间未加缓冲电容(E2～E5)或取值太小，Ex最好使用钽电容，推荐值为220μF。

3.3 设计中需要注意的问题

(1)模块2ED300外围参数的设置取决于应用模式和驱动IGBT的型号

首先要确定工作于直接模式还是半桥模式，然后根据所选择IGBT的型号查产品手册确定该型号IGBT的Cies值进行计算，并且还要通过实验对参数进行整定，得出较适合的参数才能确保模块安全可靠工作。

(2)2ED300与IGBT之间的布线需要特别的注意

栅极驱动布线对防止潜在的振荡、减慢门极电压的上升、减少噪声损耗、降低门极电源电压或减少门极保护电路的动作次数有很大的影响。因此，必须将模块的输出级和IGBT之间的寄生电感减至最低，即尽量减小二者之间的距离，并且用绞线传递驱动信号。

4 结束语

2ED300模块具有很强的动态驱动能力，包含有完善的短路过流保护和电源监控功能，外围电路简单可靠，使用方便灵活，应用场合广泛，是一款性能优良的驱动模块。设计时充分考虑其特点，通过合理设置外围参数，保证安全可靠的驱动大功率开关管IGBT工作，可以在工程中推广应用。

作者简介

张昱(1980－)，女，讲师，硕士研究生毕业，研究方向为计算机控制技术。

汪殿龙(1978－)，男，博士生。

收稿日期：2011-06-03

大功率IGBT驱动电路的设计 篇3

近年来,随着大功率半导体开关器件发展和生产工艺的日益成熟,特别是20世纪80年代IGBT(绝缘栅双极晶体管)的出现,逐步实现了采用IGBT做开关管的全固态大功率调制器和高压开关电源。IGBT是MOS与BJT的复合型功率器件,这种器件属于场控功率管,有着开关速度快、耐压高、开关功率大、管压降小等特点。

采用IGBT作为开关器件的调制器和高压电源,不但具有效率高、体积小、重量轻、可靠性高、易模块化设计等优点,而且没有电子管的寿命问题,使用和维护费用也随之下降。IGBT的驱动电路要求驱动能力强、保护迅速有效。

目前,正在进行大功率全固态调制器课题研究。调制器采用3.3 kV/1.2 kA的IGBT作为开关管,单个模块要求:输出脉冲电压2 kV,脉冲电流2 kA,脉冲上升时间≤1 μs,脉冲下降时间≤2 μs,平顶宽度≥2 μs,脉冲重复频率为50 Hz。

根据要求,为解决IGBT的驱动和保护问题,我们对此进行了研究,并设计了3.3 kV/1.2 kA IGBT的驱动和保护电路。

1设计依据与要求

该IGBT是一种大功率固态开关管。图1和图2分别是所使用的FZ1200R33KF2型IGBT典型情况下的输出特性。

图3是FZ1200R33KF2型IGBT典型情况下的转移特性,图4是FZ1200R33KF2型IGBT典型情况下的开关损耗。

为满足系统要求,IGBT 驱动电路的设计应充分考虑以下7个方面:

a)能向IGBT提供适当的正向栅压,具有栅压限幅电路,保护栅极不被击穿。综合考虑,选择栅极驱动电压为20 V。同时,在靠近IGBT的GE之间加双20 V稳压二极管,以钳位dv/dt引起的耦合到栅极的电压尖峰。

b)保证一定的驱动电流及功率。由于IGBT具有MOS门极构造,在开关时必须对门极进行充放电使其产生门极电流。驱动电流峰值IGP可近似计算如下:

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式中:+VGE为正偏电压;-VGE为反偏电压;RG为外接驱动电阻;Rg为IGBT内部电阻。

驱动功率计算如下:

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式中:f为开关频率;Qg为门极电压充至+VGE时的电荷量;Cies为门极输入电容。

c)选择合适的栅极驱动电阻RG。RG对IGBT的动态性能有较大的影响,RG越小,栅极电容放电越快,开关时间较快,开关损耗就比较低。但发生短路时,施加在集电极-栅极电容上的di/dt和dv/dt可引起栅极电路有电流流过,若电流足够大,则在栅极电阻上产生电压,严重的后果是引起IGBT误导通,或在栅极驱动电路产生振荡。此外,RG比较小时,使得IGBT开通di/dt变大,从而引起较高的dv/dt。相反,RG较大时降低了IGBT的开关速度,增加了开关损耗。因此,选择RG时需要综合考虑。

d)为适应多个IGBT模块串联,需考虑触发信号同步问题。设计采用互感器触发形式,信号采用电流耦合传输,主触发来自于同一触发电路,有效地解决了触发信号同步问题。

e)驱动电路可靠,具备自我保护能力,有足够的输入输出电隔离能力。IGBT 损坏时,集电极上的高电压往往会通过已被破坏的栅极窜入驱动电路,从而破坏其中的某些元件。设计的驱动电路采用互感器等分立器件,具有电隔离能力可以保证设备的正常工作,同时有利于调试、维修人员的人身安全。

f)当IGBT处于负载短路或过流状态时,能在IGBT 允许时间内关断高压,实现IGBT 的可靠保护。

g)电路简单,成本低。

2IGBT驱动电路

图5为采用互感器等分立元件构成的 IGBT 驱动电路原理图。

该电路的特点是采用晶体三极管组成复合管放大电路,特点是输出电阻低,可有效减小负载变化对电压增益的影响;具备较大的电流增益,以满足 IGBT 门极驱动功率的要求。

由于要求多个模块串联叠加,采用互感器驱动方式,既解决了同步问题,同时也避免了光耦驱动方式易产生的误触发问题。驱动电路输出正向电压20 V,D1用来钳制栅极与发射极之间的电压,确保IGBT安全可靠的工作;D2由6个稳压管组成,用以过压保护;R2为5.1 kΩ电阻,用来泄放IGBT结电容的电压。采用互感器检测负载电流,利用光耦传输到驱动电路前级,超过比较值后过流保护即动作。该驱动电路较简洁,具有过流检测、保护功能,抗干扰性能强,可靠性高。

图6为实际测量的驱动电路输出电压和电流波形, CH1为驱动电压波形,每格5 V,CH2为电流波形,每格5 A。

3IGBT过流保护

为了测试驱动电路的过流保护功能,利用放电管进行了负载短路实验。由Eupec公司的说明手册上可知,在VGE为15 V时,该IGBT在10 μs内可承受6 kA的短路电流。实验表明,负载短路后,保护电路在3 μs内关断IGBT触发器,并切断高压,待故障解除后,触发复位信号,经过设定时间后,模块重启工作。

图7为短路时的电流波形。CH1为UCE波形,每格500 V,CH2为短路时输出电流波形,每格500 A。从图中可以看到,最高短路电流不超过3 kA,宽度小于2.5 μs,没有超过IGBT在10 μs内承受6 kA短路电流的极限。

需要注意的是,由于采用快速关断方式,保护电路动作后,在IGBT的CE两端可能产生较高的电压尖峰,因此需要较为可靠的尖峰电压吸收电路。一般是在IGBT的CE两端采用电阻和电容串联来吸收尖峰。电阻应选无感电阻,电容应选择高频特性较好的电容。

电阻产生的损耗可由下式计算:

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式中:C为电容容量;F为开关频率;V为IGBT的CE两端脉冲电压。

电阻阻值和电容容量可根据分布电感的大小确定。实验表明,合适的尖峰吸收电路可有效降低电压尖峰。

4结束语

文本介绍的用于FZ1200R33KF2型IGBT模块的驱动和保护电路在大功率全固态调制器课题中得到了验证,工作稳定可靠,对提高全固态调制器可靠性起了重要作用,可广泛应用于全固态调制器及高压开关电源。

摘要：大功率IGBT(绝缘栅双极晶体管)在现代雷达发射机,特别是全固态调制器、高压开关电源中得到广泛应用。其驱动电路要求驱动能力强、保护迅速有效。介绍了互感器触发方式的大功率IGBT驱动电路的设计。该电路具有输出电阻低、电流增益高等优点,并具备快速过流检测和保护功能,解决了IGBT高低电位隔离以及多个IGBT同步驱动问题。实验表明,该驱动电路不仅满足设计要求,而且工作稳定可靠,通用性强,可广泛应用于全固态调制器和高压开关电源。

关键词：全固态调制器,IGBT,驱动电路,过流保护

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IGBT驱动电路设计 篇4

三相IGBT全桥6个IGBT共需要6路驱动,每路IGBT驱动电源的地与该IGBT的发射极E连在一起。而三相IGBT全桥处于下桥臂的3个IGBT是共射极连接的,所以三相IGBT全桥下桥臂的3个IGBT驱动电源是共地的,即三相IGBT全桥6路驱动仅需要4路相互隔离的电源。每路IGBT驱动一般需要正负电压的双电源供电,所以每路隔离电源必须能够提供正负电压输出。目前市场上已存在提供4路隔离输出的DC/DC电源,但每路均提供正负电压输出的4路隔离输出电源还不存在。

本文针对10 kW三相IGBT全桥变换器设计了一种隔离驱动电源,提供4路相互隔离的输出,每路输出均提供+15 V/-9 V电源。电源功率较小,考虑成本和效率,采用单端反激式结构[1,2,3,4]。电源内部反馈网络采用电压和电流反馈双闭环串极结构,分别从电压输出端和电流采样电阻上得到电压电流反馈信号,经反馈网络输入到PWM控制器,PWM控制器根据反馈信号大小调节其输出开关脉冲的占空比,以此来保持输出电压的稳定。

1 三相IGBT全桥隔离驱动电源设计

三相IGBT全桥隔离驱动电源采用电流型PWM控制器UC3845,输出4路相互隔离的+15 V/-9 V,如图1所示[5]。其中,一路额定输出电流为0.2 A,用于三相全桥下桥臂共射极连接的3个IGBT的驱动供电,另外3路额定输出电流为0.1 A,分别用于上桥臂的3个IGBT的驱动供电。

1.1 电路工作原理

1.1.1 开关脉冲的产生[6]

开关管导通时,变压器的初级电流逐渐增大,采样电阻RS上的压降增加,通过RC滤波电路反馈到芯片UC3845的3脚,与电流取样比较器的另一端进行比较,当这个压降达到UC3845的1管脚建立的门限电平时,锁存器复位,开关管截止。UC3845作为电流模式控制器工作,输出开关的导通由UC3845内部振荡器开始,到变压器初级电流到达管脚1建立的门限电平时为止。

1.1.2 占空比的调节[7,8]

变压器+15 V,-9 V/0.2 A一路输出电压通过TL431a和光耦PC817反馈到UC3845的1脚,UC3845的2脚接地,UC3845内部误差比较放大器的输入误差总是固定的,将PC817的光电晶体管视为可变电阻,1脚的反馈信号改变的是误差比较放大器的增益,其等效电路如图2所示。

当+15 V、-9 V/0.2 A一路输出电压过高时,TL431参考端电压升高,阴极电压降低,光耦PC817二极管的电流增大,晶体管电流也相应增大,UC3845的1脚电压降低,流过开关管的峰值电流减小,占空比减小,使得输出电压降低。当输出电压偏低时与上述情况正好相反。

1.1.3 +15 V/-9 V电压的产生

图1所示的隔离电源的变压器次级4路实际输出+24 V的电压,为得到+15 V/-9 V的电压,采用15 V稳压二极管和电阻串联的形式。也可以采用变压器次级引出中间抽头的方式,但这种方式占用变压器管脚太多,变压器骨架管脚数目会不足。

1.2 反激式变压器设计[9,10]

单端反激式变压器可工作在电流连续模式(CCM)或断续模式(DCM),但在CCM模式下变压器磁芯易饱和发热,通常设计为DCM下工作。

确定已知参数:直流输入电压的最大值Uinmax和最小值Uinmin;输出电压UO、功率PO;开关频率f、工作效率η、开关导通压降UDS。在反激变压器中,次级反激电压VOR与输入电压之和不能高于开关管的耐压USmax,则确定反激电压为:VOR=USmax-Uinmax。最大占空比:Dmax=VOR/(VOR+Uinmin-UDS)。

确定初级电流平均值IAVG,峰值IP,有效值IRMS:${\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{Ο}}}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{Ρ}}=\frac{2{\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}}{D{}_{\max }}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{\frac{D{}_{\max }}{3}}\text{A}$。

确定初级导线直径:

$D{}_{\text{Ρ}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J为电流密度,J取4～10 A/mm2。

确定原次级匝比:

$n=\frac{D{}_{\max }}{1-D{}_{\max }}\cdot \frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}-U{}_{\text{D}\text{S}}(\text{Ο}\text{Ν})}{U{}_{\text{Ο}}+U{}_{\text{F}1}}$

式中:UF1为次级整流二极管压降(单位:V)。

确定次级电流峰值ISP,有效值ISRMS:

ISP=n×IP;${\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{(1-D{}_{\max })/3}$

确定次级导线直径:

$D{}_{\text{S}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J取电流密度4～10 A/mm2。

确定初级电感:

LP=UinminDmax/(fIP) mH

式中:f为开关频率(单位:kHz)。

采用AP法选择磁芯:

$\text{A}\text{Ρ}=(\frac{0.1L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{B{}_{\text{w}}{\rm K}{}_{0}J}){}^{1.14}\text{c}\text{m}{}^4$

式中:Bw为磁芯工作感应强度(单位:T);K0为窗口有效利用系数,一般为0.2～0.4。

确定初、次级匝数:

${\rm N}{}_{\text{Ρ}}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}D{}_{\max }}{fA{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}}$;${\rm N}{}_{\text{S}}=\frac{{\rm N}{}_{\text{Ρ}}}{n}$

式中:Ae为磁芯截面面积(单位:mm2);f为开关频率(单位:kHz);Bm为最大磁通密度(单位:T)。

确定气隙宽度:$l{}_{\text{g}}=\frac{0.4\text{π}L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{A{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}^2}$mm。

1.3 电压电流反馈回路参数设计[7]

TL431a是美国德州仪器(TI)生产的2.5～36 V可调式精密并联稳压器。它的参考端输入电流值为2 μA,为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响,通常取流过电阻Rlow的电流为参考输入端电流的100倍以上,所以得Rlow的取值范围:$R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}\le \frac{2.5\text{V}}{200\text{μ}\text{A}}=12.5\text{k}\text{Ω}。$在该范围内给Rlow取值。根据Rup,Rlow,UO,Uref的关系,得到$R{}_{\text{u}\text{p}}=(U{}_{\text{Ο}}-U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}})\frac{R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}}{U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}}$。

TL431a的阴极电压Uka在2.5 V～36 V变化时,阴极电流Ika范围是1～150 mA,当PC817的正向电流If为0时,必须保证Ika至少为1 mA,所以Ibias至少为1 mA,此时PC817的正向压降Uf即Ubias小于1.2 V,所以Rbias的范围:$R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}\le \frac{U{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}}{{\rm I}{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{i}\text{n}}}=\frac{1.2}{1}=1.2\text{k}\text{Ω}$。

UC3845的1脚正常电压为0.8 V～6.2 V,由PC817的技术资料得:当PC817二极管正向电流If为3 mA左右时,晶体管集射电流Ic在4 mA左右变化,集射电压Uce在很宽的范围内线性变化,符合UC3845的控制要求,所以取PC817二极管正向电流If为3 mA,取TL431a阴极电流Ika为不大于150 mA的确定值(例如20 mA)。由此根据${\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}={\rm I}{}_{\text{f}}+\frac{1.2\text{V}}{R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}}$,可得Rbias的值;又由TL431a阴极工作电位为2.5～36 V得到Rf的取值范围:

$\frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-36\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}\le R{}_{\text{f}}\le \frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-2.5\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}$

2 实验结果

对设计的电路进行实验,得出了实验数据和波形。表1为隔离电源在空载和带载(+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载240 Ω,另外3路输出各带载120 Ω)下的4路输出电压值及相应的负载调整率。图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载时的电压波形。

图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路带载输出电压:深色CH1为+15 V输出,浅色CH2为-9 V输出。

3 结 语

本文设计制作了基于电流型PWM控制器UC3845的三相IGBT全桥隔离驱动电源,采用单端反激式结构,结构简单,成本较低。实验表明,该隔离驱动电源的输出电压稳定,负载调整率高,具有很高的应用价值,同时填补了当前市场没有三相IGBT全桥隔离驱动电源的空白。

IGBT驱动电路设计 篇5

Citation:HU Tao, TANG Yongqi, HUANG Linsen, et al..MOSFET and IGBT driver circuit research and design[J].The Journal of New Industrialization, 2015, 5 (3) :11‒19.

0引言

随着功率半导体技术的发展, 功率MOSFET技术取得了重大的突破, 大大地促进了电子工业的发展, 甚至引发了开关电源工业的革命。到20世纪80年代中期, 由易驱动的MOSFET管和低导通损耗的双极型晶体管组成的IGBT开始用于大电流和高压开关电源设备。尽管IGBT (insulated gate bipolar transistor) 有电流拖尾的缺点, 但其复合了功率场效应管和电力晶体管的优点, 具有输入阻抗高、开关频率高、热稳定性好、易触发和能承受高压强电流等特点, 所以在大容量变流装置中得到广泛应用[1]。如今功率MOSFET和IGBT在中小功率电力电子设备中具有主导地位其中IGBT随着制造工艺的提升, IGBT的运用范围也逐渐向高压大容量领域延伸。因此对于MOSFET和IGBT的驱动电路的研究, 也成为了电力电子技术研究的热点之一。目前IGBT和MOSFET的常用的驱动方式主要有, 自举驱动如IR公司驱动芯片IR2110、IR2133, 光电耦合器隔离驱动如东芝开发的IGBT和MOSFET的驱动光耦TPL250, 专用驱动芯片驱动如日本富士公司开发的EXB841, 无磁变压器驱动如Eupec Gmb H开发的无磁芯变压器驱动芯片2ED020I12-F, 以及脉冲变压器驱动。其中专业芯片和光耦驱动通常需要为其提供独立电源。

1MOSFET与IGBT工作原理

电力MOSFET是多元集成结构, 一个器件由许多个小MOSFET组成。目前MOSFET大都采用了垂直导电结构, 来提高器件的耐压和耐电流能力。图1为N沟道增强型垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET。当漏极接电源正端, 源极接电源负端, 栅极和源极间电压为零时, P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏, 漏源极之间无电流通过。如果在栅源极之间加正电压, 由于栅极是绝缘的, 所以并不会有栅极电流流过。但栅极的正电压却可以将其下面P区中的空穴推开, 而将P区中的电子 (少子) 吸引到栅极下面的P区表面, 当Ugs大于某一电压值Uge (th) 时, 栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度, 从而使P型半导体反型而成为N型半导体, 形成反型层, 该反型层形成N沟道使得PN结J1消失, 漏极和源极导电。UT称为阀值电压, 当Ugs超过UT越多, 导电性越强漏极电流越大。

图2为N沟道IGBT内部结构示意图, IGBT可以看出是是由双极性晶体管与MOSFET组成的达林顿结构, 相当于一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。IGBT的驱动和原理与电力MOSFET基本相同是一种场控器件。当Uge为正且大于开启电压Uge (th) 时, MOSFET内形成沟道, 并为晶体管提供基极电流从而使IGBT导通。由此从控制原理上, IGBT导通和关断的的控制, 可以等效为对IGBT内部MOSFET的控制。

MOSFET场效应管 (以及IGBT绝缘栅双极性大功率管等器件) 的源-栅之间是绝缘的二氧化硅结构, 直流电不能通过, 因而低频的动态驱动功率接近于零。但是栅一源之间构成了一个栅极电容Cgs, 因而在高频率的交替开通和关断时需要一定的动态驱动功率。小功率MOSFET管的Cgs一般在10~100p F之内, 对于大功率的绝缘栅功率器件, 由于栅极电容Cgs较大, 一般在1~100n F之间, 因而需要较大的动态驱动功率[2]。更由于漏极到栅极的米勒电容Cdg, 使栅极驱动功率往往是不可忽视的。因IGBT具有电流拖尾效应, 在关断时要求更好的抗干扰性, 需要负压驱动。MOSFET速度比较快, 关断时可以没有负压, 但在干扰较重时, 负压关断对于提高可靠性很有好处, 对于IGBT负偏压对于防止擎住效应尤为重要。

图3和图4分别为电力MOSFET以及IGBT开关过程的相关波形。Up为理想触发脉冲, Ugs为电力MOSFET的GS两端的电压波形, Id为漏极电流。Uge为IGBT的GE两端的电压波形, Ic为集电极的电流波形, Ug为在Up驱动时, MOSFET工作在非饱和区的临界电压和IGBT工作在饱和区时栅极的临界电压。

通过图3和图4的对比, 发现电力MOSFET和IGBT的开通和关断过程基本相似, 其中有一处明显的区别是, IGBT的关断会有电流拖尾的现象。当IGBT关断时, IGBT集电极电流下降到一定时, 其下降得速率明显降低, 这将导致IGBT的关断时间变长。在关断过程, 可以通过把驱动电压降到阀值电压之下来快速截断电子流, 同电力MOSFET关断原理一样。不过IGBT的空穴会存留在漂移区, 只有通过电压使之漂移并与电子复合掉。这样在关断后直到所有空穴被清除或复合掉的时间内, IGBT会存在拖尾电流。在使用IGBT作为开关管时, 电流拖尾现象限制了驱动脉冲的最大占空比和频率, 要留有足够的时间以确保IGBT关断。

MOSFET管的直流输入阻抗特别高。当VGS为10V时, 删极只流过纳安数量级别的电流。因此一旦栅极电压建立起来后, 栅极的驱动电流可以忽略。但事实上, 当开关管在导通阀值电压的驱动下, 栅极的输入阻抗变得很小, 在开关的驱动波形中, 这一暂态电压就是那个电压平台。然后由于在栅源间有一个不能忽略的的电容。为了快速导通或关断漏极电流, 需要较大的电流驱动栅极电压上升和下降。但开关管的内部结构限制了栅极的最大驱动电流, 米勒效应就是引起MOSFET导通延迟的主要原因, 这在高压应用场合表现更为明显。高压IGBT的寄生栅极寄生电容很小, 所以它受弥勒效应的影响也小[3]。

IGBT和MOSFET的驱动电路具有如下要求:IGBT的栅极射极之间和电力MOSFET的栅极和源极之间都存在着数千皮法的极间电容, 因此要求驱动电路的内阻较小, 才能使IGBT的栅极射极之间和电力MOSFET的栅极和源极之间快速建立驱动电压。开通时以低电阻为栅极电容充电, 关断时为栅极提供低电阻放电回路。由于栅源间和栅射间的的氧化层很薄, 容易被击穿导致器件被损坏, 因此驱动电压不能过高, 通常最高驱动电压要小于20V, 但要高于阀值电压[4]。在关断时为增加可靠性和抗干扰, 需要施加一定的反压。在桥式拓扑中, 需要在同一时间导通或关断开关管。但是不同的PWM传输回路的阻抗可能不同, 以及驱动模块的不一致带来的上升和下降时间的不同, 使得桥式拓扑的无法精确控制, 严重可能导致上下桥臂直通造成短路。为了提高PWM信号传输的准确性, 要求触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度。还要求各路驱动电路传输回路的阻抗尽量一致。在开关管工作在较高的开关频率时, 还要求驱动电路能提供足够的驱动功率。IGBT和MOSFET的门极输入阻抗高, 因此容易受到干扰信号的影响, 在PCB布线时要合理的布局, 尽量抑制干扰信号的传播, 必要时要采取合理的屏蔽措施[5]。

2隔离驱动电路总体设计

隔离驱动模块的设计结构如图5所示, 隔离驱动模块主要包括两部分:分别为隔离DC/DC模块和光耦驱动模块。隔离DC/DC电源为光耦驱动模块提供相互隔离电源[6]。隔离DC/DC提供独立电源的组数可以根据不同的的要求而改变, 设计主要针对三相全桥而设计的独立电源。该隔离DC/DC共提供四组独立电源, 分别为3个上桥臂供电, 3个下桥臂共用一组电源。PWM的输入信号和输出信号的电气隔离由光耦完成。隔离驱动电路由两个输入分别为电源VCC和驱动信号输入。

3隔离DC/DC驱动电源的设计

3.1栅极充放电平均电流计算

假设当驱动脉冲信号加到栅极和源极前, 栅极和源极之间的电压为零。驱动信号的幅值为U, 栅源极电压由零上升到U时间为Tc则, 该电压上升过程可以看成, 由驱动脉冲对Cgs和Cgd两个结电容充电[7]。因此充电电流计算可以分为两部分。

第一部分为驱动脉冲对Cgs充电, 电压由零上升到U, 该平均电流为:

第二部分为驱动脉冲对Cgd充电, 设漏源极电压为Vds, 忽略漏源极的导通压降。则Cgd电压Ugd又从负的Vds上升到到U, 电压共变化U+Vds, 该平均电流为:

因此充电平均电流Ic:

同样假设栅源极电压由U下降到0的时间为Tf则可以得到放电的平均电流为If:

在实际设计时, 可以根据开关管的实际参数估算出充电与放电回路所需的灌电流和拉电流, 从而设计出合适的驱动电路。从平均电路的计算公式可以看出, 增大平均电流可以减小充放电的时间, 但是由于开关管的内部结构限制了最大的充电电流, 因此设计时还应该参看所需驱动的开关管的参数。

3.2驱动电路驱动功率估算

隔离驱动所需的隔离DC/DC电源, 需要考虑每个桥臂的驱动功率, 但每个桥臂的驱动功率又很难精确计算, 通常采用简化模型进行估算, 然后留有足够的裕量, 以简化模型为基础估算驱动电路的功率[8]。

假定驱动功率包括消耗在栅极电阻Rg上的功率, 驱动脉冲的频率为f, 周期为T, 电压为Uq。在一个周期内所需要的能量为给Cgs和Cgd两个结电容充电Rg上消耗的能量Wr, 和Cgs和Cgd两个结电容电压为Uq时两个电容上储存的能量Wcg:

由一阶电路的零状态响应可知Wr等于Wcg所以有:

因此单个开关管的驱动功率P为:

实际在设计电路时还应考虑到线路等其他损耗, 并根据开关管的个数估算出驱动电路所需的功率, 并取一定的裕量来设计驱动电路的功率。设计按大功率MOS管来计算, 为了满足具有足够的裕量, 栅极输入电容值按200n F, 来计算驱动功率, 栅极电压按照最大20V计算, 可得驱动功率, 为了保证设计的驱动功率足够大、留足裕量, 驱动功率为5W来进行设计。

为了实现IGBT和MOS管的隔离驱动, 按照图5隔离驱动模块的设计结构选取合适的拓扑, 设计满足驱动要求的隔离电源。由于驱动电源需要为电力电子设备开关管的驱动提供电源, 因此要求驱动电源具有稳定的的性能和高的可靠性。在常用的隔离型DC/DC直流变换器, 为了考虑成本和体积等因素, 选择推挽拓扑为主电路结构设计带有4路独立电源输出的隔离DC/DC。该隔离DC/DC的特点为相对于正激和反激拓扑具有变压器磁芯利用率高、便于使用、体积较小等优点, 相对于半桥电路节省了两个分压电容, 相对于全桥又有少用两个功率管的特点[9]。电路控制采用了电流模式控制, 有效的克服了该拓扑存在变压器磁芯饱和的问题。在低压场合上述优势更为明显, 因此设计选用该拓扑为主电路。具体电路如图6所示。

3.3隔离DC/DC驱动电源的关键器件参数的选定

3.3.1整体设计要求

根据上述的分析, 对DC/DC隔离电源具有如右表的一些要求。

开关管的选型

设计选用的拓扑为推挽拓扑, 选用MOSFET功率管为开关管具有防止偏磁的作用, 而且电路采用了电流控制模式使得设计的可靠性提高。且在该设计中由于开关管所需的耐压值较低, 因此选择导通电阻较小的MOS管, 从而提高系统的工作效率。

在忽略变压器漏感的情况下, 开关管所承受的最大电压为两倍的输入电压的值, 但由于变压器在实际运用中还存在着漏感, 这将使得开关管承受的电压应力比2Vdc还要大。设计惯例在考虑漏感的情况下一般选取开关管的电压应力为Vp=1.3 (2Vdc) 。

工作频率设定:

RT和CT选择依据:

选取CT的值为0.015u F, 根据上公式可求得RT为3.3k。

输出电压分析:

电感电流断续时输出电压大于连续时的输出电压, 当为空载时输出电压为:

电流峰值设置:

推挽一次侧电流检测采用无感功率电阻检测电流, 电阻Rcy采用0.1R/5W, 电流峰值Ip设定为5A, 则当电流为5A时该电阻两端的电压为0.5V。根据数据手册中电流设定公式:

可以求得1管脚设定电压为1V, 为满足系统系统在16脚关断信号消失后系统能够自动恢复, 在给1脚设定电压时, 要确保流入1脚的电流小于0.8m A, 设计利用芯片参考电压端2脚, 利用20K串联5K从2脚分得1V到1脚。

电压外环设置:

为了实现输入输出的电气隔离, 电压反馈采用了以TL431为基准电压和线性PIC817线性光耦来实现电压信号的隔离反馈。

滤波电感计算:

当输出电流处于CCM和DCM临界时有, 电感电流的峰值为两倍的平均电流:

其中每个开关管的驱动功率按5W计算, 电压按10V计算, 可以得到Imax=1A

最终可以求得单个开关管驱动电源滤波电感的值为:

设计变压器通常使V2, 在占空比为0.4时, 输出为Vo, 所以有:

滤波电容计算:

输出电容按照电感电流临界时, 电流峰峰值为1A, 假定输出电压纹波峰峰值Vpp为1V, 铝电解电容其纹波主要由等效ESR决定, 在很大的范围内铝电解电容, ESR的值R和电容C的乘积在和之间, 取RC乘积为计算有:

在驱动时为了能提供较大的瞬时电流, 滤波电容选择100u F, 下桥臂驱动回路驱动电容选择300 u F, 同时为了滤除高频干扰, 在同时并上一个103的瓷片电容。

高频变压器匝数:

式中 (Ae单位为cm2, Bmax单位为G, Vi单位为V) 取整数, 初级绕组为7匝。次级绕组按照输入为12V, 输出考虑整流二极管压降, 假定为1V, 占空比为40%, 输出电压16V计算有:

取整后, 取二次侧绕组为13匝。

4光耦驱动模块设计

为了实现驱动信号的隔离, 通常的做法有运用隔离变压器, 这种利用隔离变压器隔离驱动信号的设计比较复杂, 当驱动信号占空比过大时可能出现无法工作的情况。还有一种常用的做法为利用光耦隔离, 光耦隔离具有电路简单, 可靠的特点, 在开关频率不大于50K的场合得到了广泛的运用。因此选用光耦隔离来实现驱动信号的隔离。

设计选用东芝TLP352型号的IGBT/MOSFET栅极驱动光耦, 它有一个图腾输出结构, 可以实现拉电流和灌电流[7]。TLP352是理想的功率MOSFET和IGBT的栅极驱动器。在使用中, 由隔离DC/DC获得的隔离电源为TLP352供电, 下桥臂共用一组电源。

通常数字驱动信号由MCU或者DSP产生, 由于这些IC的管脚能够输出的电流较小, 通常不能够直接驱动光耦。例如TLP352的驱动电流最小为6.5m A, 对驱动电流要求相对较大, 普通MCU或者DSP无法直接驱动。为了确保光耦的可靠导通, 以及防止损坏MCU和DSP, 通常在MCU和DSP的输出和光耦之间加上一个放大电路。设计采用了74HC245在供电电压为5V的条件下, 74HC245端口的驱动电路都大于50m A满足光耦的驱动要求。设计用7805为74HC245供电, 其电路图如7所示。

5实验

根据图7的原理图, 制作了隔离DC/DC实验机, 样机如图8所示。分别对对实验样机的四路隔离输出进行稳压性能的测试, 图9和图10分别给出12V和16V输入时, 其中一组输出电压波形和推挽电路的驱动波形。从测试结果可以看出该隔离DC/DC输入从12V升到16V时, 输出在负载为2K的情况下输出电压从15.1V升到15.8V, 稳压能力较好, 满足驱动电路的要求。

6结语

设计采用隔离DC/DC电源为光耦驱动电路供电, 实现了上下桥臂的独立驱动。克服了自举驱动由于各桥臂使用同一组电源而相互之间存在干扰, 以及下桥臂长时间不工作的情况下自举电容无法充电造成上桥臂无法工作的缺点。同时由于上桥采用了独立电源供电, 提高了驱动电路的可靠性。

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IGBT驱动电路设计 篇6

绝缘栅双极性晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor-IG-BT)问世,它综合了功率MOSFET和双极晶体管(BJT)的优点:输入阻抗高、开关速度快、安全工作区宽、饱和压降低(甚至接近GTR的饱和压降)、耐压高、电流大[1]。在通态压降和开关时间这两个衡量功率半导体器件性能的重要参数方面有了明显的改善。

目前IGBT已在中小功率及以上的电力电子变流系统(如变频器、UPS电源、高频焊机等)中取代了MOSFET及电力晶体管,从而成为功率开关器件市场中的重要一员。然而,IGBT和其它电力电子器件一样,其应用还是依赖于电路条件和开关环境。因此,如何有效地驱动并保护IGBT则是电路设计的难点和重点,是整个装置运行的关键环节[2,3]。特别是IGBT的可靠运行很大程度上依赖于其栅极驱动电路,所以,决定IGBT功率转换性能的重要因素之一就是栅极驱动电路。

1 IGBT内部构造及特性分析

IGBT的基本结构如图1所示。其纵向结构为PNPN型结构,类似于MOS晶闸管,也相当于一个VDMOS与PN结二极管串联;横向结构与VDMOS结构没有区别,电流也是垂直方向流动的。IGBT的等效电路如图2所示,这是一个双极性晶体管与MOSFET模型结构,图1中的电阻R是基区内的调制电阻,图示器件为N沟道IGBT,MOSFET为N沟道型,双极性晶体管为PNP型。IGBT是一种电压型控制器件,其开通和关断是由栅极电压来控制的。当给IGBT的栅极加正向电压并且大于开启电压时,其内部结构中的MOSFET内形成导电沟道,且给PNP晶体管提供基极电流,使PNP晶体管导通,从而使IGBT导通。由于电导调制效应,使得电阻R减小,这样高耐压的IGBT也具有很小的通态压降;反之,加反向栅极电压时消除导电沟道,流过反向基极电流,MOS管夹断,即PNP管基极开路,使IGBT关断[4]。

IGBT可工作在线性放大区、饱和区和截止区,其主要作为开关器件应用。

2 IGBT的栅极驱动电路

图2的IGBT的等效电路是没有考虑栅极电阻及极间电容的。针对栅极驱动电路就应该考虑这些因素,其等效电路如图3所示。

图3中,Rg是栅极电阻,Vg是栅极电压,Ig是栅极电流,Cgs是IGBT中MOSFET部分门极和源极之间的电容,Cgd是IGBT中MOSFET部分门极和漏极之间的电容,Cds是IG-BT中MOS-FET部分漏极和源极之间的电容。

图3 IGBT的等效电路(带有栅极电阻及极间电容)

驱动使其正常工作就是IGBT驱动电路的作用,它同时还有保护IGBT的作用。对于整个系统来说,IGBT驱动器是至关重要的,系统可靠与否主要是看驱动器选择的好坏,若选择的IGBT驱动器功率不足或选择错误可能会直接导致IG-BT器件和驱动器损坏。IGBT的特性、工作环境及条件都影响着IGBT栅极驱动。IGBT所需要的驱动电流与驱动功率非常小,可直接与模拟或数字功能模块相接而不须加任何附加接口电路。在IGBT驱动电路中主要研究IGBT的饱和导通和截止两个状态,使其开通上升沿和关断下降沿都比较陡峭。影响IGBT导通和截止两个状态的主要因素有栅极电阻、栅极电压(包括开通电压和关断电压)及栅极电容等[5]。

2.1 栅极电阻RG

IGBT的栅极电阻对IGBT的开关时间、开关损耗、dv/dt(电压变化率)、di/dt(电流变化率)、RBSOA(反偏安全区)、SCSOA(短路安全区)、EMI(电磁干扰)、继流二极管的开关特性等等都有影响。栅极电阻RG由可以通过限制导通与关断期间栅极电流脉冲的幅值需要多长时间来决定。对于栅极电阻的估算可以通过以下式子进行。

栅极峰值电流:

最小栅极电阻:

其中RG是栅极电阻,VG(on)是导通栅极电阻,VG(off)是关断栅极电阻,RG(int)是IGBT模块内部栅极电阻。

一般情况下,对于额定电流大的IGBT应选择较小的栅极电阻。反之,应选择较大的栅极电阻。当然,在实际应用中,应该尽量避免栅极电阻可能由于电阻的峰值功率能力不够而发生过热或烧毁现象。

2.2 栅极电压VGE

IGBT正栅射极电压越大,则IGBT导通电阻越低,IGBT损耗越小。如果VGE太小,那么IGBT的工作点在线性放大区内,IGBT会因过热而损坏。如果VGE太大,则IGBT会出现过电流,这样往往会使IGBT失效损坏。因此,IGBT驱动电压范围一般为12 V.

IGBT关断时,由于IGBT会承受很大的dv/dt且其在关断浪涌电流的冲击下它的栅极可能会引发误开通。考虑到这一点,通常会采用负栅射极电压VGE,这样就会提高IGBT关断时的抗干扰能力。负栅射极电压VGE一般为-10 V。

由于IGBT的栅极与射极之间是通过一层氧化膜来进行电气隔离的,而且此氧化膜很薄,所以其击穿电压比较低,一般只能达20~30 V。栅极击穿一般就会导致IBGT失效,因此在实际应用中,应尽量保证IGBT的栅极驱动电压不超过栅极最大额定电压。

2.3 栅极电容CGS

IGBT的栅极和源极之间为绝缘的二氧化硅结构,直流电不能通过。因此低频静态驱动功率接近于零。IGBT栅源极之间其实构成了一个栅极电容CGS。因此,在高频率开通与关断时需要一定的动态驱动功率,所以设计驱动电路时,需要有一条低阻抗的放电回路。

在设计IGBT栅极驱动电路的过程中还应充分考虑负载短路能力、开通特性、dv/dt可能引起的误触发等,所以设计的IGBT的栅极驱动电路最好能自身带有对IGBT器件的保护功能,来增强抗干扰能力;栅极连线尽可能使用绞线来传送信号,这样就会减小寄生电感;若在高压电力电子设备中,IGBT驱动电路与设备控制电路在点位上要严格进行隔离。

在使用时,因IGBT属于高速开关,当其关断时,会出现急剧变化的电流,在其感生电感上产生高压;存在的电极电容,也会引发高电压;还有应用电路的异常仍会引发高电压;FWD反向恢复时也会产生高电压等,这些过电压现象都要进行抑制,通常采用的动态栅极控制、有源钳位、无源缓冲电路等方法进行过电压抑制。

2.4 驱动功率、栅极电流的估算

IGBT驱动器的驱动功率为:

其中,Fsw是开关频率,QG是栅极充电电量。

如图4所示,平均栅极电流IG=IGC+IGC=QGfSW

同时,注意IGBT驱动器提供的栅极电流与驱动器功率应该比估算的最大平均输出电流要大,才能够满足实际应用。并且还要考虑实际中的峰值问题。

3 实用的栅极驱动电路

IGBT的驱动与晶体管的驱动是完全不一样的:晶体管是电流控制器件,需要合适的电流信号来驱动;而IGBT是电压控制器件,需要一定的电压信号来驱动。IGBT驱动电路可以分为驱动信号与功率器件不需要电气隔离的直接驱动,以及驱动器输入端与输出端需要电气隔离的隔离驱动。隔离驱动可以分为光耦合器隔离驱动与变压器隔离驱动两种[6]。对于应用在高压场合的大功率IGBT电路来说,这就要求控制电路和IGBT主电路保持隔离。光耦隔离方式由于隔离电压相当低,而且还存在传输延迟、老化和可靠性等方面的问题。而采用脉冲变压器隔离方式可以得到相对较高的隔离电压,而且变压器的可靠性高,传输延迟小,可以实现较高开关频率,因此在高压大功率IGBT驱动器中多采用脉冲变压器隔离的栅极驱动电路。

图5是IGBT的脉冲变压器隔离栅极驱动电路。脉冲源V将脉冲信号经晶体管V1放大后送到脉冲变压器TX1原边,由脉冲变压器耦合,并经D3、D4后来驱动IGBT.当脉冲源信号为高电平开通信号时,V1导通,变压器原边持续传输15 V开通信号;当脉冲源信号为低电平关断信号时,V1关断,变压器原边感应出反向电压,并通过D1短暂继流后,变压器原边电压保持0 V。其中R3用于限制栅极驱动电流;D1继流二极管,用于防止V1中可能出现的过电压;D2作为加速二极管,来提高开关速度;D3、D4起到稳压限幅作用。

实际应用中,瑞士CONCEPT公司的2/6SD系列、美国Unitrode公司UC3726/3727芯片对和德国SEMIKRON公司的SKHI2系列等都属于变压器隔离式驱动器。下面以美国Unitrode公司UC3726/3727芯片对为例,来讨论变压器隔离驱动的实际应用。图6所示UC3726/3727驱动IGBT典型应用电路。

UC3726/3727两芯片可组合使用,UC3726可以很方便地和数字电路接口;UC3727可单独使用,其有单独使用的使能端,同时UC3727还具有高电流、速度快、可设定的软启动、欠压封锁及过流、过热保护等功能,它的外围电路简单,特别适合高压的高端驱动,所以说是一种经济实用的IGBT驱动。

4 结束语

文中所述的IGBT栅极驱动电路的影响因素在实践中很有应用价值,使用时可根据器件容量或功能要求来确定其影响因素的具体值。高压场合的大功率IGBT电路采用的脉冲变压器隔离驱动可以得到相对较高的隔离电压,而且变压器的可靠性高,传输延迟小,可以实现较高开关频率,其相应的UC3726/3727是一种经济实用的IGBT驱动。

摘要：在大功率IGBT应用系统中,脉冲变压器隔离的栅极驱动电路由于能得到相对较高的隔离电压,可实现较高开关频率等优点,被广泛应用。在高压大电流IGBT特性分析的基础上,从实践出发对IGBT驱动电路的影响因素做了深入的研究,并探讨了IGBT栅极驱动电路设计注意的几个问题。对很有实际应用价值的脉冲变压器隔离的IGBT栅极驱动电路及其相应芯片进行了分析研究。由此可以更深刻地理解IGBT的驱动电路及其影响因素,这对正确使用IGBT器件及其驱动电路的设计有一定的实用价值。

IGBT驱动电路设计 篇7

目前, 国内IGBT驱动集成技术相对落后, 这种现象造成了大量的IGBT用户把自己的精力都浪费在研究驱动器的技术上, 导致企业的生产投入增加, 延长了产品研发时间, 浪费了大量的人力物力。

1 功率IGBT的驱动保护及其应用中存在的问题

(1) 功率IGBT的驱动保护电路设计不合理

不同的驱动电路构成了功率IGBT的栅极驱动电压, 驱动保护系统能否可靠运行的关键是栅极驱动电路是否有着良好合理的设计。如果IGBT栅极电压值良好, 必然会利于饱和压降的产生, 减少这个过程中的损失, 同时也会限制电路压力, 减少短路电流对功率IGBT驱动电路的损害, 所以必须要对IGBT驱动保护电路进行完善合理的设计。

(2) 功率IGBT驱动保护电路性能不稳定

由于功率IGBT驱动保护电路性能不稳定, 工作人员在维护其驱动程序时产生了很多麻烦。因此必须提高IGBT器件IGBT的耐压和抗干扰能力。

(3) 功率IGBT驱动器件功率损耗比较大

IGBT对信号传输反应延迟的时间要求很短, 所以当驱动电气输出输入信号时, 网格电阻必须要适合栅极电路的对应要求, IGBT开关损耗越多说明开关的过程越长, 这是严重阻碍网格电阻不能合理设计的原因。所以要想全面保护IGBT驱动电路必须要合理解决短路或过流故障。

2 功率IGBT的驱动保护及其应用中应采取的措施

2.1 合理设计功率IGBT驱动保护电路

在实际应用中, 为了保护功率IGBT驱动程序快速高效运行, 必须要设计合理的功率IGBT驱动保护程序。为了防止IGBT门源发生过电压, 应在IGBT门和源电极间加几千欧的电阻, 电阻应靠近门和源, 还应该在门和源间加一组反向二极管、稳压管系列的器件用来限制驱动电压。在此过程中, 我们要严格隔离驱动控制电路, 尤其是当IGBT电力电子装置面临高强度压力时, 简单实用的IGBT驱动保护电路, 其保护功能特别需要具备特别强的抵抗周围干扰的能力。

分立元件驱动电路已经过时, 并不适合当前的情况, 这是因为它的内部系统结构过于复杂, 集成程度相对较低, 这会非常容易失败。目前广泛应用的是IGBT驱动电路, 它由光电耦合器组成, 具有稳定可靠、性能良好的特点, 这是IGBT驱动保护电路的优势。

驱动IGBT模块主要采用的是东芝TLP250、TLP251两个型号的驱动光耦, 光电耦合器延迟时间长, 虽然反应慢但是体积小, 隔离的电源可以辅助光电耦合器的输出阶段。

为了能够有效提高IGBT的可靠性和一致性, 布线设计要采用厚膜驱动电路, 这样可以保密技术, 这种集成电路应用越来越广泛。

2.2 加强功率IGBT驱动保护电路的稳定性

为了让工作人员能够全面维护IGBT驱动保护程序, 必须要加强IGBT驱动保护电路的稳定性。

IGBT过压保护电路会应用到两种情况。

第一个是漏极电压飙升太高时, IGBT的安全不能得到有效保证, 其一个重要原因是非常快的开关速度会产生特别巨大的冲击波对安全造成威胁。解决措施是合理分布电感电路。

第二个是在运行过程中流失电流电压过高, 其对应的解决措施是降额设计IGBT驱动保护程序, 选择电压稳定的IGBT驱动电路, 侦测电压的运行情况, 为了能有效减少IGBT电极损失, 必须要对驱动保护电路进行缓冲, 降低高电压高电流分布主电路的电路感应, 它会让电流自动关闭, 为了减少电压过程开关次数, 必须要有效结合IGBT电压轨道, 实时对保护电路添加缓冲。

要降低电流变化率必须要控制放电回路电感, 切断电压输入。有两种IGBT过保护电路:低比过载保护和高倍数短路保护。过载保护不需要快速反应, 可以采用集中保护。为了保证IGBT驱动电路保护不受短路电流的危害, 必须要增加压降的饱和程度, 短路电流之所以能够对IGBT驱动保护电路形成危害是因为它持续的时间过长, 如果电流信号输出快, 栅极电压高, 断开IGBT控制装置输入, 就能够有效保护IGBT。

2.3 减小功率IGBT驱动保护电路的器件损耗

为了能够合理高效地利用能源资源, 必须要在实际应用中减小IGBT驱动保护电路的器件损耗。加强光电耦合器的输入信号能力, 它能有效地实现对驱动部分的实时隔离控制, 在功率IGBT使用过程中, 我们既可以保证驱动保护电路的安全, 也可以大大提高IGBT驱动保护电路的电路驱动能力。

在驱动保护电路原始供电过程中, 我们需要提供IGBT负面和正面的偏见, 因此我们需要一个30V的单电源。它的工作原理是通过一个5V稳定电压管道, 将20V电源电压逐步分割为5V电压。网格级别驱动电压提升20%, 这是由于驱动信号电平高。当驱动信号电平低时, 栅极驱动电路电压会自动下降到0V以下, 这就是网格的电位差造成的。

这些驱动测功器驱动IGBT的共同缺点是能力有限, 通常可以驱动IGBT最大的容量在200A/200V, 函数调用和糟糕的保护, 由于降低了栅极电压相位漏极电流减少, 所以软关闭当不短路电流下降率和更高的过电压。使用软门电压降和软关闭门驱动程序保护, 便可以有效限制故障电流振幅幅度和过程递减率, 从而保证在低电压、低电流时, IGBT轨迹可以安全运行。

我们应用单管IGBT半桥模块IGBT专门用来驱动保护电路, 当应用程序可以直接进入主电路的整体时, 感应加热系统为我们带来了方便。

3 结论

随着电力电子产品的功能越来越特殊, 其产生的作用不可忽视, 其典型就是IGBT驱动保护电路电子产品。功率IGBT驱动保护程序在交通领域、能源领域、工业领域的作用越来越被重视, 表明驱动保护电路正在朝智能化方向发展, 明显提高了电力电子器件技术。

参考文献

[1]卢红等.IGBT驱动保护与应用技术[J].电力电子技术, 2014 (33) .

IGBT驱动电路设计 篇8

1 IR2110的内部结构和特点

IR2110内部功能框图见图1,它由三个部分组成:逻辑输入、电平平移及输出保护。逻辑输入电路与TTL/CMOS电平兼容;逻辑电源地和功率地之间允许有±5 V的偏移量;工作频率高,可达500 k Hz;开通、关断延迟小,分别为120 ns和94 ns;输出峰值电流可达2 A,上桥臂通道可以承受500 V的电压。自举悬浮驱动电源可同时驱动同一桥臂的上下两个开关器件,大大简化了驱动电源设计。

2 IR2110驱动IGBT电路中Vs脚瞬间负偏压

在IR2110驱动IGBT应用电路中,有时会发生上下一对功率管烧毁的现象,经查阅相关手册及测试,发现当上管关断时IR2110的Vs脚上有负过冲电压,其负过冲电压引起驱动芯片锁定,锁定会使两路输出为高,造成IGBT桥臂直通,从而损坏IGBT,甚至IR2110。所以有必要对驱动电路中瞬态问题作具体分析,找出简单有效的处理方案。

2.1 Vs脚上的瞬间负偏压产生原因及锁定机理

图2是一个带有杂散电感的典型半桥电路。临界杂散电感位于会影响电路工作的高端电流通路上。LD1和LS2位于直流通路上,是由IGBT和退耦电容之间的导线电感引起的;LS1和LD2位于交流通路上,是由IGBT之间的导线电感引起的。直流通路上的杂散电感可用一个电容抵消,而交流通路上的杂散电感不能够被补偿。

当Q1关断时,Q2的体二极管继续流过电流,此二极管上的电压毛刺大约为10 V,其原因是二极管正向恢复和内部封装电感所致。然而,相应的在IR2110的5脚的负冲击电压是50 V。这是由在交流通路上的杂散电感LD2和LS2的di/dt所引起的,因为这些电感使5脚与体二极管隔离。以10 A,20 ns开关,并有50 n H的杂散电感时就要考虑一个严重的问题,则会产生25 V的冲击。

如图3所示是IR2110部分寄生二极管示意图。对于任何CMOS器件,使这些二极管正向导通或反向击穿都会引起寄生的可控晶闸管(SCR)锁定,锁定的最终后果难以预料,有可能暂时错误地工作到完全损坏器件。若在“理想的自举”电路(图3a))中,Vcc由一个零阻抗电源供电,并通过一个理想的二极管给Vb供电。负过冲电压将引起自举电容过充电。例如,如果Vcc=15 V,Vs脚负过冲电压超过10 V时,将使悬浮电源达到25 V以上,可能会击穿二极管D1,并进一步引起锁定。而若在“理想悬浮电源”电路(图3b))中,如果Vs脚负过冲电压超过Vbs,即Vb低于COM,可能会因为二极管D2导通而出现锁定危险。实际电路可能会出现在这两种极端情况之间,从而Vbs有一些增加,且有时Vb降到Vcc以下。

2.2 解决措施

通过合理布线、降低器件安装高度等减小寄生参数,采用增加自举电容、给自举二极管串接一个电阻等方式改善局部退耦,可以减小Vs脚瞬间负偏压。在这些电感被减小到最低限度以后,也可通过栅极电阻的方式降低开关速度以减小di/dt。如图4所示是负冲击幅值和关断时间相对于串联栅极电阻值的曲线。随着栅极电阻值的增加,负冲击的幅值迅速减小,而关断时间是串联栅极电阻的线性函数。建议在串联栅极电阻上并联一个阳极朝向栅极的二极管,此二极管在整个关断期间导通并使栅极很快关闭,降低导通速度可减小反向恢复时的冲击。

然而,在噪声非常大的环境中,采用上述措施,Vs脚负过冲电压仍然超过,就需要进一步提高驱动IC的容错能力。推荐采用以下两种不同方法来改善负过冲免疫力。

方法A:在Vs脚到桥电路中点串联电阻Rs,如图5所示,限制当负过冲时流入Vs脚的电流。当电阻为5Ω或更低时是可以的。既然自举电容充电经过此电阻,如果电阻值过大,可能在启动时引起直通发生。如果有栅极电阻,栅极电阻应减小,以保证高端和低端栅极电阻相等。

方法B:在COM和低端器件源极或发射极加入一个电阻,如图6所示,而自举电容充电不经过此电阻,这种方法较灵活,可选择较大的电阻并提供很好的保护。这个电阻可限制流入二极管D2的电流,见图3,同样,驱动的对称性要求高低端栅极电阻相等,所以低端栅极电阻应适当减小以满足要求。

3 其他保护电路

IR2110不能产生负偏压,如果用于驱动桥式电路,在电感负载电路下运行,处于关断状态下的IGBT,由于其反并联二极管的恢复过程,将承受C-E极电压的急剧上升。此静态的dv/dt通常比IGBT关断时的上升率高。由于密勒效应,此dv/dt在集电极栅极间电容内产生电流,流向栅极驱动电路,该电流使得VGE增加,可能达到阈值电压,使IGBT被开通,导致桥臂短路。可采用栅极电平箝位电路[1],即在关断期间将栅极驱动电平箝位到零电平,防止桥臂直通。也可以在IGBT关断期间在栅极上施加负电压[2],一般为-5 V。其作用也是为了增强IGBT关断的可靠性,防止由于密勒效应而造成误导通。

另外,上电时控制电路供电电压不稳定也会引起IGBT误导通,导致桥臂短路。文中提出了全桥电路的直流母线输入端加继电器电路,其中控制电路低压电源由开关电源电路产生。先给控制电路供电,等控制信号稳定后再给功率器件IGBT供电,继电器电路如图7所示。图中300 V-1和300 V-2为直流母线电源开关的两个触点,P 3.6为单片机的一个输出口,用于控制继电器通断。

4 结语

与IR2110类似的驱动芯片还有IR2130、IR2102,由于其驱动电路简单,得到了广泛的应用。IR2110驱动电路为了提高栅极抗干扰,要合理布板减小寄生参数,合理选择自举电容和栅极电阻,可采用串联限流电阻以提升负过冲免疫力,电路简单且有一定效果,另外直流母线加继电器方法,能有效的解决上电冲击引起的IGBT误导通损坏。而栅极电平箝位电路和简单负偏压产生电路,增加了电路的复杂性,且拉大了控制芯片与功率器件之间的距离,无形中增加了杂散参数,实际应用中很少被采纳。

参考文献

[1]陶海敏,何湘宁.IR2110驱动IGBT模块中的栅极抗干扰技术[EB/0L].(2002-08-29)[2007-08-22].http://www.lodestar.com.cn.