IGBT智能驱动

IGBT智能驱动（精选7篇）

IGBT智能驱动 篇1

目前,国内外IGBT驱动器技术在中小功率领域的应用较为成熟,主要采用模拟控制方式实现驱动,功能比较单一。这些非即插即用的通用产品在新能源,柔性输电等高可靠、大功率变频领域的应用,不仅存在技术障碍,而且对客户而言,他们还有大量个性化需求和设备网络化管理的信息交互等高级应用能力需求。显然,传统的IGBT难以满足个性化定制需求。为此,特设计了一种“IGBT智能驱动装置”,采用数字芯片对IGBT实施智能化驱动管理,以满足当前市场的迫切需求,具有正确的市场定位。目前,新能源、智能电网、节能减排等行业处于蓬勃发展期,所以,为该产品提供了良好的发展契机。

1系统总体设计方案

系统的设计流程如图1所示。选用Altera MAXII为主芯片的开发板,在设计硬件的同时进行软件设计,根据设定功能、性能、参数分配软件、硬件资源,设定各独立的功能模块。在具体工作中,分别采用电力电子和电力拖动控制系统MATLAB仿真,为每个模块电路建立仿真模型,设置模型的参数,进行模型仿真。在仿真结果与预想结果有出入时,可调整模型的相关参数;当得到了预想的仿真结果时,证明设计方案在理论上是可行的。然后再进一步进行电路原理设计和器件品牌、型号、规格、参数选型,完成原理设计后,进行实物的PCB绘制和PCB样品试制,并根据原理图完成PCB样品的焊接,焊接完成后的样品则根据测试手册和最初的功能、性能、参数进行调试、测试,进一步验证电路的原理和样品的性能。

2主电路设计

2.1 CPLD逻辑控制器原理

CPLD逻辑控制器包括滤波模块、软短路保护模块、硬短路保护模块和电源欠压保护模块。其中,滤波模块的作用是对输入的PWM信号进行滤波,消除不合理的窄脉宽;软短路保护模块的作用是根据退饱和过流保护反馈电路的输入信号,选择合理的门极电阻进行关断;硬短路保护模块的作用是根据di/dt检测信号或者最高级退饱和电路反馈信号,实时改变门极电阻,实现多重软关断;电源欠压保护模块的作用是电源掉电保护,锁存输出并报警。其系统接口电路如图2所示。

2.2驱动器主电路设计

2.2.1技术原理

为了实现IGBT智能驱动装置集控制、保护、监测、分析、通讯于一体的功能,其中主要包括以下几种技术。

2.2.1.1数字控制技术

现有驱动产品的控制技术主要为模拟控制方式,其结构方式采用核心板加转接板,而智能型大功率IGBT驱动则采用数字控制技术和数字滤波抗干扰技术,设计采用ALTERA MAXII系列芯片作为控制核,集控制、保护、监测、分析、通讯于一体,大大提高了驱动器的集成度,而且其简单、方便,能够实现驱动器即插即用的功能。数字滤波技术通过计算减少或削弱噪声的影响,其优势在于不需要硬件投入而且可靠性高、稳定性好,不存在阻抗匹配的问题。另外,还可以根据实际输入信号的不同,采用不同的滤波方式或滤波参数,具有灵活、方便、功能强等特性。

2.2.1.2软关断技术和di/dt技术

当某些故障发生时,流过IGBT的电流很大,如果正常关断,由于主回路寄生电感的存在,使得di/dt增大,导致关断时IGBT的关断电压尖峰很大,超过IGBT的耐压值,使得IGBT被损坏。因此,在关断时,可以通过程序的控制,利用有源钳位、di/dt控制和dv/dt反馈管理IGBT的开关特性,使IGBT缓慢关断。软件控制不仅可以降低驱动器的硬件成本,同时,由于系统复杂度的降低,还能使系统更稳定。

2.2.1.3其他技术

可变门极电阻驱动技术、半导体开通和关断损耗控制技术能够有效控制IGBT的开关时间、开关损耗、死区时间的设置和关断过压等参数,保证IGBT工作的可靠、稳定开通和关断,降低IGBT的相关损耗。在驱动方案中,调整驱动电路的参数,比如门极电阻值、门极电容值、功率放大电路等方式优化开关损耗。针对不同型号的IGBT开关特有的差异,采用数字控制方案能针对不同的IGBT调整控制方法。

2.2.2主电路模块设计

如图3所示,大功率数字化智能驱动装置包括DC/DC变换电路、CPLD逻辑控制块、有源嵌位反馈模块、退保护过流反馈模块和di/dt检测模块等。DC/DC变换电路用于控制输入的电压,其输出端连接有欠压保护模块。欠压保护模块用于电源掉电保护,其输出端与CPLD逻辑控制模块相连,CPLD逻辑控制模块的输入端连接PWM脉宽调制器和滤波模块,其作用是对输入的PWM信号进行滤波,消除不合理的窄脉宽。CPLD逻辑控制模块的输出端连接有可变门极电阻模块,其作用是根据退饱和过流保护反馈电路的输入信号和di/dt检测信号,选择合理的门极电阻进行关断。可变门极电阻模块的2个输出端分别连接有电阻R1和电阻R2,电阻R1和电阻R2分别连接IGBT的栅极G和发射极E。CPLD的输入端分别接有源嵌位反馈模块、退保护过流反馈模块、di/dt检测模块和过温保护模块,而有源嵌位反馈模块的作用是抑制浪涌电压,解决由于IGBT关断时发生短路而导致驱动器短路保护失效的问题。其输入端通过2个串联连接的二极管Dl和二极管D2分别连接到IGBT的集电极C和IGBT的栅极G。退保护过流反馈模块用于过电流保护,其输入端通过2个串联连接的二极管D3和二极管D4连接到IGBT的集电极C上。对于di/dt检测模块,di/dt反馈用于管理IGBT的开关特性,使得IGBT缓慢关断,其输出端连接到发射极E。过温保护模块则用于解决由于长时间结温过高而引起的模块损坏问题,其输入端与热敏电阻NTC连接。

3结束语

综上所述,驱动器相当于IGBT的大脑,智能型驱动器是IGBT与用户的友好接口,在保证其可靠运行的基础上,能够满足新能源、智能电网应用的个性化需求,值得推广使用。

参考文献

[1]伍小杰,曹兴,夏帅,等.IGBT驱动保护电路研究[J].电气传动,2010(10):13-17.

[2]孟志强,陈燕东,周华安.基于EXB841的IGBT驱动电路优化设计[J].湖南大学学报(自然科学版),2006(06):63-67.

[3]唐开毅.中高压大功率IGBT驱动保护电路及应用研究[D].长沙:湖南大学,2014.

[4]刘力涛.IGBT驱动电路研究[J].电焊机,2011(06):83-85.

[5]王永,沈颂华.一种简单的IGBT驱动和过流保护电路[J].电测与仪表,2004(04):25-27.

[6]彭智刚,金新民,童亦斌,等.IGBT驱动电路[J].电子产品世界,2007(02):122-123.

[7]何秀华,杨景红.大功率IGBT驱动电路的设计[J].电子工程师,2008(09):20-22.

IGBT强驱动电路的设计 篇2

关键词：变压器隔离,驱动电路,IGBT桥,尖峰抑制

在脉冲电源中,驱动电路的好坏直接关系到逆变器能否正常工作[1]。好的驱动电路首先要保证开关管安全,其次还要使开关管具有较小的损耗。这两者之间又是矛盾的。因为由功率开关元件引起的损耗主要是开关损耗(开通损耗和关断损耗)[2]。开关损耗与驱动脉冲信号的上升沿陡度和下降沿陡度有很大关系。下降沿和上升沿越陡,相应的开关损耗就越小,即电压和电流重迭的时间越短[3]。但是较陡的上升沿和下降沿又会产生过大冲击电流和电压尖峰,威胁开关管的安全工作。因此要实现电源安全且高效率的工作,就要抑制或吸收这些电流和电压尖峰。这里给出了一种变压器驱动的大功率IGBT模块电路,它既具有较强的驱动能力,又能很好地吸收电压和电流尖峰。

1 驱动电路的分析及此种驱动电路存在问题

在中频脉冲渗碳电源中,能快速进行过流保护是至关重要的,而驱动脉冲无延迟地传输,对实时过流保护起至关重要作用;同时为了减少开关损耗,还要求很陡的驱动脉冲上升沿和下降沿[4];一些特殊场合要求紧凑而简洁、不附加驱动电源等。综合考虑以上要求,采用变压器隔离全桥驱动电路,其电路如图1所示。

图1中两个桥臂各选用一个N-MOSFET和一个P-MOSFET。两路PWM控制信号1或2为高电平时,即1为高电平,2为低电平,Q1和Q4关断,Q2和Q3导通,Q5开通。此时,Q2,Q3和T1的原边绕组就形成通路,脉冲电压加在T1的原边,相应的次边会得到驱动脉冲信号。1,2都为低电平时,Q1,Q2会同时导通,T1原边被短路,则次边无脉冲输出[5]。MOSFET具有开通电阻小,响应快,能提供很大的瞬时开启IGBT所需的电流,可以保证驱动脉冲有较陡的上升沿和下降沿[6]。需要说明的是,此渗碳脉冲电源的输出脉冲控制芯片采用UC3825,属于峰值电流控制型芯片,自身具有防偏磁的能力[7],无需加隔直电容来防止偏磁;相反,当加隔直电容时,出现两路PWM控制信号不能同时关闭的问题,在去掉此隔直电容后,问题消失。因此,在使用隔直电容防偏磁时,要注意所用芯片的控制模式。

上面给出的驱动电路虽然解决了驱动信号无延时传输和提供了有较陡上升沿和下降沿的驱动脉冲,但又出现了驱动脉冲的上升沿有过冲和下降沿有很大的关断尖峰。上升沿的过冲主要是由漏感产生的,具体分析及消除此过冲的方法已有详尽讨论。下降沿的关断尖峰主要是励磁电感产生的。一般减小这两种尖峰都是通过增加Rg (门极电阻)来实现,但是增大Rg会减缓驱动脉冲上升沿和下降沿的陡度,而增大开关损耗[8]。

此电路具体工作过程分析如下:图2是一个脉冲周期,当正脉冲上升沿(t0～t3)到来时(这里只考虑正脉冲),电容C相当于短路,通过二极管D和电容C可以给IGBT提供很大的瞬间电流,把驱动脉冲的上升时间缩短。图2中正脉冲就是IGBT的驱动信号,这个负脉冲的上升沿又是由另外一路驱动脉冲感应过来的,所以所要讨论的就是另一路驱动脉冲的下降沿尖峰,这四路输出脉冲是一样的,所以只要讨论一路。但是为了直观、完整,这里就把它看作是本路负脉冲的上升沿来讨论(下面提到的负脉冲都是这种情况)。当然稳压管这条支路也有电流流过,但是与加速电容C这条支路相比就很小。若不加电阻R,这个电容会经过几个脉冲周期充满电荷,而失去加速作用,所以要求电容C的电荷在每个周期上升沿到来时,电容上无存储电荷。因此在电容上并联一小阻值的电阻,给电容提供放电回路。在脉冲平顶期(t3～t4)时,IGBT的输入门极电容已经充满,门极保持高电平,此时IGBT的G-E之间相当于断开,变压器次边保持高电平。当脉冲下降沿(t4～t9)到来时,IGBT的输入电容在这段时间反向放电,需缓关,如果放电速度太快会引起极大的关断尖峰,因此需阻断通过加速电容加速放电,故在加速电容前面串联一个快恢复二极管,使其只通过稳压管放电。稳压管可以很好地吸收其尖峰,并可以控制其下降沿的陡度。

改进电路部分所加器件可以看成一个可变电阻:这个电阻在脉冲上升沿开始到IGBT弥勒平台时(t0～t2),电阻值是很小的,主要是充电电流从加速电容这条支路流过,从而不断加快对IGBT门极电容的充电。IGBT的弥勒平台这段时间内,随着电容上电压升高,其充电电流速率在逐渐减小,到弥勒平台结束时,其充电电流速率为零,充电电流达到最大。这个可以从门极电阻上电压波形得到证实。在上升沿结束(t3)时,充电电流减小到几乎为零,从而不会出现过冲尖峰。在加速电容前加一个反向二极管阻断其快速放电通道。图3是原始的驱动波形图;图4为附加电路驱动波形;图5为满负载时驱动波形图。

2 驱动电路改进方法分析

图1中用框标出的电路就是对原有驱动电路的改进。通过在门极增加稳压管、二极管、电容和电阻,可以较好地吸收上升沿、下降沿和尖峰。

由图3和图4比较可以看出,在较小延时的情况下,应把尖峰减到最小。从图3可以看出,要减小的尖峰主要是负脉冲后沿的过冲尖峰,因为这个尖峰极有可能达到IGBT的开启电压(Vth),这样就会造成同一桥臂的两个IGBT直通;同时由图5可以看出,在满负载(600 V/30 A)状态下,驱动波形具有很好的稳定性,而且没有大的尖峰,这就保证了IGBT稳定、安全的工作。

驱动等效电路如图6所示。其中,Lm为变压器次边的励磁电感;Z1为稳压管(其反向相当于一个二极管,所以图中就用一个二极管来代替);Rg为驱动电阻,Cgs为IGBT的栅极和源极之间电容;R1为线路等效电阻。由等效电路可知:

$V{}_{\text{g}\text{s}}=V{}_{\text{a}\text{b}}+V{}_{\text{Ζ}{}_1}+V{}_{R{}_{\text{g}}}+V{}_{R{}_1}(1)$

R1实际值很小,可以忽略。稳压二极管并联在D1,C1两端,它的电压是D1和C1两端电压之和。稳压二极管是随电流大小自动调整的“可变”电阻。通过改变电阻来控制上升沿和下降沿的速率,从而达到控制过冲尖峰的大小。实测Rg与驱动变压器次边反向波形如图7所示。Rg上电压波形即为励磁电感上流过的电流波形。正脉冲下降沿的过冲尖峰由励磁电感造成的:

$u=L{}_{\text{m}}\text{d}i/\text{d}t(2)$

由式(2)可以看出,在相同电流变化率情况下,励磁电感越小,励磁电感上的电压尖峰也越小,相应的IGBT G-S之间电压尖峰也越小;同时减小励磁电感还可以减小漏感,但是励磁电感减小会造成脉冲平顶的斜率加大[6],所以要综合考虑各种情况。

3 结 语

通过对上面改进电路的详细分析知道,威胁开关管安全的驱动脉冲过冲尖峰主要是由励磁电感决定的,因此尽可能减小励磁电感是减小过冲尖峰的最直接方法,同时还与稳压管的性能有很大关系。脉冲前沿上升率主要由加速电容决定,电容过小,会出现驱动脉冲前沿过缓,过大会有尖峰,所以要取合适的加速电容。电容的大小一般通过多次实验来确定。这个电容大小的选择既要考虑使脉冲上升沿较陡,又不出现尖峰。

此驱动电路已在中频脉冲渗碳电源中应用,配合器件过流过压保护电路,能较好地满足200 A/1 200 V IGBT模块的驱动要求。同时对驱动大功率的MOSFET等场驱动开关管都有很好的借鉴作用。

参考文献

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[2]Jamie Dunn.MOSFET驱动器与MOSFET的匹配设计[EB/OL].[2008-06-23].http://www.microchip.com.

[3]赵云.浅析MOSFET高速驱动器电路设计[J].舰船电子对抗,2002,25(2):42-44.

[4]朱斌.IGBT驱动电路简介与分析[J].电子工程,2005(2):49-52.

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[6]鲁莉容,李小帆,蒋平.功率MOSFET高速驱动电路的研究[J].电力电子技术,2001,35(6):45-47.

[7]郭胜强,吴曙明.IGBT驱动脉冲变压器工作过程分析及参数选择[J].电焊机,2001,31(8):26-28.

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[9]钟静宏,张承宁.基于脉冲电源的MOSFET驱动电路研究及应用[J].航空精密制造技术,2006,42(3):70-72,75.

IGBT智能驱动 篇3

三相IGBT全桥6个IGBT共需要6路驱动,每路IGBT驱动电源的地与该IGBT的发射极E连在一起。而三相IGBT全桥处于下桥臂的3个IGBT是共射极连接的,所以三相IGBT全桥下桥臂的3个IGBT驱动电源是共地的,即三相IGBT全桥6路驱动仅需要4路相互隔离的电源。每路IGBT驱动一般需要正负电压的双电源供电,所以每路隔离电源必须能够提供正负电压输出。目前市场上已存在提供4路隔离输出的DC/DC电源,但每路均提供正负电压输出的4路隔离输出电源还不存在。

本文针对10 kW三相IGBT全桥变换器设计了一种隔离驱动电源,提供4路相互隔离的输出,每路输出均提供+15 V/-9 V电源。电源功率较小,考虑成本和效率,采用单端反激式结构[1,2,3,4]。电源内部反馈网络采用电压和电流反馈双闭环串极结构,分别从电压输出端和电流采样电阻上得到电压电流反馈信号,经反馈网络输入到PWM控制器,PWM控制器根据反馈信号大小调节其输出开关脉冲的占空比,以此来保持输出电压的稳定。

1 三相IGBT全桥隔离驱动电源设计

三相IGBT全桥隔离驱动电源采用电流型PWM控制器UC3845,输出4路相互隔离的+15 V/-9 V,如图1所示[5]。其中,一路额定输出电流为0.2 A,用于三相全桥下桥臂共射极连接的3个IGBT的驱动供电,另外3路额定输出电流为0.1 A,分别用于上桥臂的3个IGBT的驱动供电。

1.1 电路工作原理

1.1.1 开关脉冲的产生[6]

开关管导通时,变压器的初级电流逐渐增大,采样电阻RS上的压降增加,通过RC滤波电路反馈到芯片UC3845的3脚,与电流取样比较器的另一端进行比较,当这个压降达到UC3845的1管脚建立的门限电平时,锁存器复位,开关管截止。UC3845作为电流模式控制器工作,输出开关的导通由UC3845内部振荡器开始,到变压器初级电流到达管脚1建立的门限电平时为止。

1.1.2 占空比的调节[7,8]

变压器+15 V,-9 V/0.2 A一路输出电压通过TL431a和光耦PC817反馈到UC3845的1脚,UC3845的2脚接地,UC3845内部误差比较放大器的输入误差总是固定的,将PC817的光电晶体管视为可变电阻,1脚的反馈信号改变的是误差比较放大器的增益,其等效电路如图2所示。

当+15 V、-9 V/0.2 A一路输出电压过高时,TL431参考端电压升高,阴极电压降低,光耦PC817二极管的电流增大,晶体管电流也相应增大,UC3845的1脚电压降低,流过开关管的峰值电流减小,占空比减小,使得输出电压降低。当输出电压偏低时与上述情况正好相反。

1.1.3 +15 V/-9 V电压的产生

图1所示的隔离电源的变压器次级4路实际输出+24 V的电压,为得到+15 V/-9 V的电压,采用15 V稳压二极管和电阻串联的形式。也可以采用变压器次级引出中间抽头的方式,但这种方式占用变压器管脚太多,变压器骨架管脚数目会不足。

1.2 反激式变压器设计[9,10]

单端反激式变压器可工作在电流连续模式(CCM)或断续模式(DCM),但在CCM模式下变压器磁芯易饱和发热,通常设计为DCM下工作。

确定已知参数:直流输入电压的最大值Uinmax和最小值Uinmin;输出电压UO、功率PO;开关频率f、工作效率η、开关导通压降UDS。在反激变压器中,次级反激电压VOR与输入电压之和不能高于开关管的耐压USmax,则确定反激电压为:VOR=USmax-Uinmax。最大占空比:Dmax=VOR/(VOR+Uinmin-UDS)。

确定初级电流平均值IAVG,峰值IP,有效值IRMS:${\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{Ο}}}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{Ρ}}=\frac{2{\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}}{D{}_{\max }}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{\frac{D{}_{\max }}{3}}\text{A}$。

确定初级导线直径:

$D{}_{\text{Ρ}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J为电流密度,J取4～10 A/mm2。

确定原次级匝比:

$n=\frac{D{}_{\max }}{1-D{}_{\max }}\cdot \frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}-U{}_{\text{D}\text{S}}(\text{Ο}\text{Ν})}{U{}_{\text{Ο}}+U{}_{\text{F}1}}$

式中:UF1为次级整流二极管压降(单位:V)。

确定次级电流峰值ISP,有效值ISRMS:

ISP=n×IP;${\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{(1-D{}_{\max })/3}$

确定次级导线直径:

$D{}_{\text{S}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J取电流密度4～10 A/mm2。

确定初级电感:

LP=UinminDmax/(fIP) mH

式中:f为开关频率(单位:kHz)。

采用AP法选择磁芯:

$\text{A}\text{Ρ}=(\frac{0.1L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{B{}_{\text{w}}{\rm K}{}_{0}J}){}^{1.14}\text{c}\text{m}{}^4$

式中:Bw为磁芯工作感应强度(单位:T);K0为窗口有效利用系数,一般为0.2～0.4。

确定初、次级匝数:

${\rm N}{}_{\text{Ρ}}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}D{}_{\max }}{fA{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}}$;${\rm N}{}_{\text{S}}=\frac{{\rm N}{}_{\text{Ρ}}}{n}$

式中:Ae为磁芯截面面积(单位:mm2);f为开关频率(单位:kHz);Bm为最大磁通密度(单位:T)。

确定气隙宽度:$l{}_{\text{g}}=\frac{0.4\text{π}L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{A{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}^2}$mm。

1.3 电压电流反馈回路参数设计[7]

TL431a是美国德州仪器(TI)生产的2.5～36 V可调式精密并联稳压器。它的参考端输入电流值为2 μA,为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响,通常取流过电阻Rlow的电流为参考输入端电流的100倍以上,所以得Rlow的取值范围:$R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}\le \frac{2.5\text{V}}{200\text{μ}\text{A}}=12.5\text{k}\text{Ω}。$在该范围内给Rlow取值。根据Rup,Rlow,UO,Uref的关系,得到$R{}_{\text{u}\text{p}}=(U{}_{\text{Ο}}-U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}})\frac{R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}}{U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}}$。

TL431a的阴极电压Uka在2.5 V～36 V变化时,阴极电流Ika范围是1～150 mA,当PC817的正向电流If为0时,必须保证Ika至少为1 mA,所以Ibias至少为1 mA,此时PC817的正向压降Uf即Ubias小于1.2 V,所以Rbias的范围:$R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}\le \frac{U{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}}{{\rm I}{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{i}\text{n}}}=\frac{1.2}{1}=1.2\text{k}\text{Ω}$。

UC3845的1脚正常电压为0.8 V～6.2 V,由PC817的技术资料得:当PC817二极管正向电流If为3 mA左右时,晶体管集射电流Ic在4 mA左右变化,集射电压Uce在很宽的范围内线性变化,符合UC3845的控制要求,所以取PC817二极管正向电流If为3 mA,取TL431a阴极电流Ika为不大于150 mA的确定值(例如20 mA)。由此根据${\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}={\rm I}{}_{\text{f}}+\frac{1.2\text{V}}{R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}}$,可得Rbias的值;又由TL431a阴极工作电位为2.5～36 V得到Rf的取值范围:

$\frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-36\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}\le R{}_{\text{f}}\le \frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-2.5\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}$

2 实验结果

对设计的电路进行实验,得出了实验数据和波形。表1为隔离电源在空载和带载(+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载240 Ω,另外3路输出各带载120 Ω)下的4路输出电压值及相应的负载调整率。图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载时的电压波形。

图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路带载输出电压:深色CH1为+15 V输出,浅色CH2为-9 V输出。

3 结 语

本文设计制作了基于电流型PWM控制器UC3845的三相IGBT全桥隔离驱动电源,采用单端反激式结构,结构简单,成本较低。实验表明,该隔离驱动电源的输出电压稳定,负载调整率高,具有很高的应用价值,同时填补了当前市场没有三相IGBT全桥隔离驱动电源的空白。

IGBT智能驱动 篇4

目前, 国内IGBT驱动集成技术相对落后, 这种现象造成了大量的IGBT用户把自己的精力都浪费在研究驱动器的技术上, 导致企业的生产投入增加, 延长了产品研发时间, 浪费了大量的人力物力。

1 功率IGBT的驱动保护及其应用中存在的问题

(1) 功率IGBT的驱动保护电路设计不合理

不同的驱动电路构成了功率IGBT的栅极驱动电压, 驱动保护系统能否可靠运行的关键是栅极驱动电路是否有着良好合理的设计。如果IGBT栅极电压值良好, 必然会利于饱和压降的产生, 减少这个过程中的损失, 同时也会限制电路压力, 减少短路电流对功率IGBT驱动电路的损害, 所以必须要对IGBT驱动保护电路进行完善合理的设计。

(2) 功率IGBT驱动保护电路性能不稳定

由于功率IGBT驱动保护电路性能不稳定, 工作人员在维护其驱动程序时产生了很多麻烦。因此必须提高IGBT器件IGBT的耐压和抗干扰能力。

(3) 功率IGBT驱动器件功率损耗比较大

IGBT对信号传输反应延迟的时间要求很短, 所以当驱动电气输出输入信号时, 网格电阻必须要适合栅极电路的对应要求, IGBT开关损耗越多说明开关的过程越长, 这是严重阻碍网格电阻不能合理设计的原因。所以要想全面保护IGBT驱动电路必须要合理解决短路或过流故障。

2 功率IGBT的驱动保护及其应用中应采取的措施

2.1 合理设计功率IGBT驱动保护电路

在实际应用中, 为了保护功率IGBT驱动程序快速高效运行, 必须要设计合理的功率IGBT驱动保护程序。为了防止IGBT门源发生过电压, 应在IGBT门和源电极间加几千欧的电阻, 电阻应靠近门和源, 还应该在门和源间加一组反向二极管、稳压管系列的器件用来限制驱动电压。在此过程中, 我们要严格隔离驱动控制电路, 尤其是当IGBT电力电子装置面临高强度压力时, 简单实用的IGBT驱动保护电路, 其保护功能特别需要具备特别强的抵抗周围干扰的能力。

分立元件驱动电路已经过时, 并不适合当前的情况, 这是因为它的内部系统结构过于复杂, 集成程度相对较低, 这会非常容易失败。目前广泛应用的是IGBT驱动电路, 它由光电耦合器组成, 具有稳定可靠、性能良好的特点, 这是IGBT驱动保护电路的优势。

驱动IGBT模块主要采用的是东芝TLP250、TLP251两个型号的驱动光耦, 光电耦合器延迟时间长, 虽然反应慢但是体积小, 隔离的电源可以辅助光电耦合器的输出阶段。

为了能够有效提高IGBT的可靠性和一致性, 布线设计要采用厚膜驱动电路, 这样可以保密技术, 这种集成电路应用越来越广泛。

2.2 加强功率IGBT驱动保护电路的稳定性

为了让工作人员能够全面维护IGBT驱动保护程序, 必须要加强IGBT驱动保护电路的稳定性。

IGBT过压保护电路会应用到两种情况。

第一个是漏极电压飙升太高时, IGBT的安全不能得到有效保证, 其一个重要原因是非常快的开关速度会产生特别巨大的冲击波对安全造成威胁。解决措施是合理分布电感电路。

第二个是在运行过程中流失电流电压过高, 其对应的解决措施是降额设计IGBT驱动保护程序, 选择电压稳定的IGBT驱动电路, 侦测电压的运行情况, 为了能有效减少IGBT电极损失, 必须要对驱动保护电路进行缓冲, 降低高电压高电流分布主电路的电路感应, 它会让电流自动关闭, 为了减少电压过程开关次数, 必须要有效结合IGBT电压轨道, 实时对保护电路添加缓冲。

要降低电流变化率必须要控制放电回路电感, 切断电压输入。有两种IGBT过保护电路:低比过载保护和高倍数短路保护。过载保护不需要快速反应, 可以采用集中保护。为了保证IGBT驱动电路保护不受短路电流的危害, 必须要增加压降的饱和程度, 短路电流之所以能够对IGBT驱动保护电路形成危害是因为它持续的时间过长, 如果电流信号输出快, 栅极电压高, 断开IGBT控制装置输入, 就能够有效保护IGBT。

2.3 减小功率IGBT驱动保护电路的器件损耗

为了能够合理高效地利用能源资源, 必须要在实际应用中减小IGBT驱动保护电路的器件损耗。加强光电耦合器的输入信号能力, 它能有效地实现对驱动部分的实时隔离控制, 在功率IGBT使用过程中, 我们既可以保证驱动保护电路的安全, 也可以大大提高IGBT驱动保护电路的电路驱动能力。

在驱动保护电路原始供电过程中, 我们需要提供IGBT负面和正面的偏见, 因此我们需要一个30V的单电源。它的工作原理是通过一个5V稳定电压管道, 将20V电源电压逐步分割为5V电压。网格级别驱动电压提升20%, 这是由于驱动信号电平高。当驱动信号电平低时, 栅极驱动电路电压会自动下降到0V以下, 这就是网格的电位差造成的。

这些驱动测功器驱动IGBT的共同缺点是能力有限, 通常可以驱动IGBT最大的容量在200A/200V, 函数调用和糟糕的保护, 由于降低了栅极电压相位漏极电流减少, 所以软关闭当不短路电流下降率和更高的过电压。使用软门电压降和软关闭门驱动程序保护, 便可以有效限制故障电流振幅幅度和过程递减率, 从而保证在低电压、低电流时, IGBT轨迹可以安全运行。

我们应用单管IGBT半桥模块IGBT专门用来驱动保护电路, 当应用程序可以直接进入主电路的整体时, 感应加热系统为我们带来了方便。

3 结论

随着电力电子产品的功能越来越特殊, 其产生的作用不可忽视, 其典型就是IGBT驱动保护电路电子产品。功率IGBT驱动保护程序在交通领域、能源领域、工业领域的作用越来越被重视, 表明驱动保护电路正在朝智能化方向发展, 明显提高了电力电子器件技术。

参考文献

[1]卢红等.IGBT驱动保护与应用技术[J].电力电子技术, 2014 (33) .

IGBT智能驱动 篇5

一、IGBT驱动的实现

我们采用F2812的全比较单元产生PWM驱动波形, 由于上管和下管的导通时间延时为0.2uS左右, 关断时间延时为0.85uS左右, 理想的PWM波形会上下管同时导通, 这是很危险的。我们用了死区控制器DBTCONx, 使用前后的波形如图1、2。

驱动回路的系统图如图3。

XC95288XL软件上的保护如下:

assign PLD_O_PWM1 = ( (PwmProtect|igbtstatus) 0 : DSPPWM1) ;

其中PwmProtect信号是死区控制信号, 为1时不输出PWM驱动信号, Igbtstatus是IGBT状态反馈信号, 当IGBT有异常时反馈高电平, 同时不输出PWM驱动信号, 只有当PwmProtect和igbtstatus信号都正常时, DSP的驱动信号才输出到CPLD。输出到CONCEPT驱动板部分的电路如图4, 采用了光纤传输确保可靠性。

二、驱动保护的实现

我们不仅需要稳定可靠的驱动信号, 还需要实时监控IGBT的工作状态, 防止不确定的因素及干扰导致上下管同时导通的情况发生。在光纤板上, 6个功率单元IGBT的反馈信号采用或的关系, 即有一路IGBT故障, 就反馈故障信号 (高电平) 给DSP, DSP判断反馈信号后切断PWM输出。根据IGBT正常和出故障时的信号, 可以得出, 当IGBT_STATUS的第二次信号大于1us时, 认为IGBT发生故障。因此使用状态机来实现, 状态机如图5。该程序包含延时1us的程序及状态机翻转程序, 目的是根据IGBTx_STATUS (x为1～12) 来得到是否故障的信息。当IGBTx_STATUS高电平持续时间超过1us, flag信号变为高电平, IGBT的故障信号IGBT_fault也变为高电平传递给控制芯片将输出锁死。

三、结语

IGBT智能驱动 篇6

Citation:HU Tao, TANG Yongqi, HUANG Linsen, et al..MOSFET and IGBT driver circuit research and design[J].The Journal of New Industrialization, 2015, 5 (3) :11‒19.

0引言

随着功率半导体技术的发展, 功率MOSFET技术取得了重大的突破, 大大地促进了电子工业的发展, 甚至引发了开关电源工业的革命。到20世纪80年代中期, 由易驱动的MOSFET管和低导通损耗的双极型晶体管组成的IGBT开始用于大电流和高压开关电源设备。尽管IGBT (insulated gate bipolar transistor) 有电流拖尾的缺点, 但其复合了功率场效应管和电力晶体管的优点, 具有输入阻抗高、开关频率高、热稳定性好、易触发和能承受高压强电流等特点, 所以在大容量变流装置中得到广泛应用[1]。如今功率MOSFET和IGBT在中小功率电力电子设备中具有主导地位其中IGBT随着制造工艺的提升, IGBT的运用范围也逐渐向高压大容量领域延伸。因此对于MOSFET和IGBT的驱动电路的研究, 也成为了电力电子技术研究的热点之一。目前IGBT和MOSFET的常用的驱动方式主要有, 自举驱动如IR公司驱动芯片IR2110、IR2133, 光电耦合器隔离驱动如东芝开发的IGBT和MOSFET的驱动光耦TPL250, 专用驱动芯片驱动如日本富士公司开发的EXB841, 无磁变压器驱动如Eupec Gmb H开发的无磁芯变压器驱动芯片2ED020I12-F, 以及脉冲变压器驱动。其中专业芯片和光耦驱动通常需要为其提供独立电源。

1MOSFET与IGBT工作原理

电力MOSFET是多元集成结构, 一个器件由许多个小MOSFET组成。目前MOSFET大都采用了垂直导电结构, 来提高器件的耐压和耐电流能力。图1为N沟道增强型垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET。当漏极接电源正端, 源极接电源负端, 栅极和源极间电压为零时, P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏, 漏源极之间无电流通过。如果在栅源极之间加正电压, 由于栅极是绝缘的, 所以并不会有栅极电流流过。但栅极的正电压却可以将其下面P区中的空穴推开, 而将P区中的电子 (少子) 吸引到栅极下面的P区表面, 当Ugs大于某一电压值Uge (th) 时, 栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度, 从而使P型半导体反型而成为N型半导体, 形成反型层, 该反型层形成N沟道使得PN结J1消失, 漏极和源极导电。UT称为阀值电压, 当Ugs超过UT越多, 导电性越强漏极电流越大。

图2为N沟道IGBT内部结构示意图, IGBT可以看出是是由双极性晶体管与MOSFET组成的达林顿结构, 相当于一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。IGBT的驱动和原理与电力MOSFET基本相同是一种场控器件。当Uge为正且大于开启电压Uge (th) 时, MOSFET内形成沟道, 并为晶体管提供基极电流从而使IGBT导通。由此从控制原理上, IGBT导通和关断的的控制, 可以等效为对IGBT内部MOSFET的控制。

MOSFET场效应管 (以及IGBT绝缘栅双极性大功率管等器件) 的源-栅之间是绝缘的二氧化硅结构, 直流电不能通过, 因而低频的动态驱动功率接近于零。但是栅一源之间构成了一个栅极电容Cgs, 因而在高频率的交替开通和关断时需要一定的动态驱动功率。小功率MOSFET管的Cgs一般在10~100p F之内, 对于大功率的绝缘栅功率器件, 由于栅极电容Cgs较大, 一般在1~100n F之间, 因而需要较大的动态驱动功率[2]。更由于漏极到栅极的米勒电容Cdg, 使栅极驱动功率往往是不可忽视的。因IGBT具有电流拖尾效应, 在关断时要求更好的抗干扰性, 需要负压驱动。MOSFET速度比较快, 关断时可以没有负压, 但在干扰较重时, 负压关断对于提高可靠性很有好处, 对于IGBT负偏压对于防止擎住效应尤为重要。

图3和图4分别为电力MOSFET以及IGBT开关过程的相关波形。Up为理想触发脉冲, Ugs为电力MOSFET的GS两端的电压波形, Id为漏极电流。Uge为IGBT的GE两端的电压波形, Ic为集电极的电流波形, Ug为在Up驱动时, MOSFET工作在非饱和区的临界电压和IGBT工作在饱和区时栅极的临界电压。

通过图3和图4的对比, 发现电力MOSFET和IGBT的开通和关断过程基本相似, 其中有一处明显的区别是, IGBT的关断会有电流拖尾的现象。当IGBT关断时, IGBT集电极电流下降到一定时, 其下降得速率明显降低, 这将导致IGBT的关断时间变长。在关断过程, 可以通过把驱动电压降到阀值电压之下来快速截断电子流, 同电力MOSFET关断原理一样。不过IGBT的空穴会存留在漂移区, 只有通过电压使之漂移并与电子复合掉。这样在关断后直到所有空穴被清除或复合掉的时间内, IGBT会存在拖尾电流。在使用IGBT作为开关管时, 电流拖尾现象限制了驱动脉冲的最大占空比和频率, 要留有足够的时间以确保IGBT关断。

MOSFET管的直流输入阻抗特别高。当VGS为10V时, 删极只流过纳安数量级别的电流。因此一旦栅极电压建立起来后, 栅极的驱动电流可以忽略。但事实上, 当开关管在导通阀值电压的驱动下, 栅极的输入阻抗变得很小, 在开关的驱动波形中, 这一暂态电压就是那个电压平台。然后由于在栅源间有一个不能忽略的的电容。为了快速导通或关断漏极电流, 需要较大的电流驱动栅极电压上升和下降。但开关管的内部结构限制了栅极的最大驱动电流, 米勒效应就是引起MOSFET导通延迟的主要原因, 这在高压应用场合表现更为明显。高压IGBT的寄生栅极寄生电容很小, 所以它受弥勒效应的影响也小[3]。

IGBT和MOSFET的驱动电路具有如下要求:IGBT的栅极射极之间和电力MOSFET的栅极和源极之间都存在着数千皮法的极间电容, 因此要求驱动电路的内阻较小, 才能使IGBT的栅极射极之间和电力MOSFET的栅极和源极之间快速建立驱动电压。开通时以低电阻为栅极电容充电, 关断时为栅极提供低电阻放电回路。由于栅源间和栅射间的的氧化层很薄, 容易被击穿导致器件被损坏, 因此驱动电压不能过高, 通常最高驱动电压要小于20V, 但要高于阀值电压[4]。在关断时为增加可靠性和抗干扰, 需要施加一定的反压。在桥式拓扑中, 需要在同一时间导通或关断开关管。但是不同的PWM传输回路的阻抗可能不同, 以及驱动模块的不一致带来的上升和下降时间的不同, 使得桥式拓扑的无法精确控制, 严重可能导致上下桥臂直通造成短路。为了提高PWM信号传输的准确性, 要求触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度。还要求各路驱动电路传输回路的阻抗尽量一致。在开关管工作在较高的开关频率时, 还要求驱动电路能提供足够的驱动功率。IGBT和MOSFET的门极输入阻抗高, 因此容易受到干扰信号的影响, 在PCB布线时要合理的布局, 尽量抑制干扰信号的传播, 必要时要采取合理的屏蔽措施[5]。

2隔离驱动电路总体设计

隔离驱动模块的设计结构如图5所示, 隔离驱动模块主要包括两部分:分别为隔离DC/DC模块和光耦驱动模块。隔离DC/DC电源为光耦驱动模块提供相互隔离电源[6]。隔离DC/DC提供独立电源的组数可以根据不同的的要求而改变, 设计主要针对三相全桥而设计的独立电源。该隔离DC/DC共提供四组独立电源, 分别为3个上桥臂供电, 3个下桥臂共用一组电源。PWM的输入信号和输出信号的电气隔离由光耦完成。隔离驱动电路由两个输入分别为电源VCC和驱动信号输入。

3隔离DC/DC驱动电源的设计

3.1栅极充放电平均电流计算

假设当驱动脉冲信号加到栅极和源极前, 栅极和源极之间的电压为零。驱动信号的幅值为U, 栅源极电压由零上升到U时间为Tc则, 该电压上升过程可以看成, 由驱动脉冲对Cgs和Cgd两个结电容充电[7]。因此充电电流计算可以分为两部分。

第一部分为驱动脉冲对Cgs充电, 电压由零上升到U, 该平均电流为:

第二部分为驱动脉冲对Cgd充电, 设漏源极电压为Vds, 忽略漏源极的导通压降。则Cgd电压Ugd又从负的Vds上升到到U, 电压共变化U+Vds, 该平均电流为:

因此充电平均电流Ic:

同样假设栅源极电压由U下降到0的时间为Tf则可以得到放电的平均电流为If:

在实际设计时, 可以根据开关管的实际参数估算出充电与放电回路所需的灌电流和拉电流, 从而设计出合适的驱动电路。从平均电路的计算公式可以看出, 增大平均电流可以减小充放电的时间, 但是由于开关管的内部结构限制了最大的充电电流, 因此设计时还应该参看所需驱动的开关管的参数。

3.2驱动电路驱动功率估算

隔离驱动所需的隔离DC/DC电源, 需要考虑每个桥臂的驱动功率, 但每个桥臂的驱动功率又很难精确计算, 通常采用简化模型进行估算, 然后留有足够的裕量, 以简化模型为基础估算驱动电路的功率[8]。

假定驱动功率包括消耗在栅极电阻Rg上的功率, 驱动脉冲的频率为f, 周期为T, 电压为Uq。在一个周期内所需要的能量为给Cgs和Cgd两个结电容充电Rg上消耗的能量Wr, 和Cgs和Cgd两个结电容电压为Uq时两个电容上储存的能量Wcg:

由一阶电路的零状态响应可知Wr等于Wcg所以有:

因此单个开关管的驱动功率P为:

实际在设计电路时还应考虑到线路等其他损耗, 并根据开关管的个数估算出驱动电路所需的功率, 并取一定的裕量来设计驱动电路的功率。设计按大功率MOS管来计算, 为了满足具有足够的裕量, 栅极输入电容值按200n F, 来计算驱动功率, 栅极电压按照最大20V计算, 可得驱动功率, 为了保证设计的驱动功率足够大、留足裕量, 驱动功率为5W来进行设计。

为了实现IGBT和MOS管的隔离驱动, 按照图5隔离驱动模块的设计结构选取合适的拓扑, 设计满足驱动要求的隔离电源。由于驱动电源需要为电力电子设备开关管的驱动提供电源, 因此要求驱动电源具有稳定的的性能和高的可靠性。在常用的隔离型DC/DC直流变换器, 为了考虑成本和体积等因素, 选择推挽拓扑为主电路结构设计带有4路独立电源输出的隔离DC/DC。该隔离DC/DC的特点为相对于正激和反激拓扑具有变压器磁芯利用率高、便于使用、体积较小等优点, 相对于半桥电路节省了两个分压电容, 相对于全桥又有少用两个功率管的特点[9]。电路控制采用了电流模式控制, 有效的克服了该拓扑存在变压器磁芯饱和的问题。在低压场合上述优势更为明显, 因此设计选用该拓扑为主电路。具体电路如图6所示。

3.3隔离DC/DC驱动电源的关键器件参数的选定

3.3.1整体设计要求

根据上述的分析, 对DC/DC隔离电源具有如右表的一些要求。

开关管的选型

设计选用的拓扑为推挽拓扑, 选用MOSFET功率管为开关管具有防止偏磁的作用, 而且电路采用了电流控制模式使得设计的可靠性提高。且在该设计中由于开关管所需的耐压值较低, 因此选择导通电阻较小的MOS管, 从而提高系统的工作效率。

在忽略变压器漏感的情况下, 开关管所承受的最大电压为两倍的输入电压的值, 但由于变压器在实际运用中还存在着漏感, 这将使得开关管承受的电压应力比2Vdc还要大。设计惯例在考虑漏感的情况下一般选取开关管的电压应力为Vp=1.3 (2Vdc) 。

工作频率设定:

RT和CT选择依据:

选取CT的值为0.015u F, 根据上公式可求得RT为3.3k。

输出电压分析:

电感电流断续时输出电压大于连续时的输出电压, 当为空载时输出电压为:

电流峰值设置:

推挽一次侧电流检测采用无感功率电阻检测电流, 电阻Rcy采用0.1R/5W, 电流峰值Ip设定为5A, 则当电流为5A时该电阻两端的电压为0.5V。根据数据手册中电流设定公式:

可以求得1管脚设定电压为1V, 为满足系统系统在16脚关断信号消失后系统能够自动恢复, 在给1脚设定电压时, 要确保流入1脚的电流小于0.8m A, 设计利用芯片参考电压端2脚, 利用20K串联5K从2脚分得1V到1脚。

电压外环设置:

为了实现输入输出的电气隔离, 电压反馈采用了以TL431为基准电压和线性PIC817线性光耦来实现电压信号的隔离反馈。

滤波电感计算:

当输出电流处于CCM和DCM临界时有, 电感电流的峰值为两倍的平均电流:

其中每个开关管的驱动功率按5W计算, 电压按10V计算, 可以得到Imax=1A

最终可以求得单个开关管驱动电源滤波电感的值为:

设计变压器通常使V2, 在占空比为0.4时, 输出为Vo, 所以有:

滤波电容计算:

输出电容按照电感电流临界时, 电流峰峰值为1A, 假定输出电压纹波峰峰值Vpp为1V, 铝电解电容其纹波主要由等效ESR决定, 在很大的范围内铝电解电容, ESR的值R和电容C的乘积在和之间, 取RC乘积为计算有:

在驱动时为了能提供较大的瞬时电流, 滤波电容选择100u F, 下桥臂驱动回路驱动电容选择300 u F, 同时为了滤除高频干扰, 在同时并上一个103的瓷片电容。

高频变压器匝数:

式中 (Ae单位为cm2, Bmax单位为G, Vi单位为V) 取整数, 初级绕组为7匝。次级绕组按照输入为12V, 输出考虑整流二极管压降, 假定为1V, 占空比为40%, 输出电压16V计算有:

取整后, 取二次侧绕组为13匝。

4光耦驱动模块设计

为了实现驱动信号的隔离, 通常的做法有运用隔离变压器, 这种利用隔离变压器隔离驱动信号的设计比较复杂, 当驱动信号占空比过大时可能出现无法工作的情况。还有一种常用的做法为利用光耦隔离, 光耦隔离具有电路简单, 可靠的特点, 在开关频率不大于50K的场合得到了广泛的运用。因此选用光耦隔离来实现驱动信号的隔离。

设计选用东芝TLP352型号的IGBT/MOSFET栅极驱动光耦, 它有一个图腾输出结构, 可以实现拉电流和灌电流[7]。TLP352是理想的功率MOSFET和IGBT的栅极驱动器。在使用中, 由隔离DC/DC获得的隔离电源为TLP352供电, 下桥臂共用一组电源。

通常数字驱动信号由MCU或者DSP产生, 由于这些IC的管脚能够输出的电流较小, 通常不能够直接驱动光耦。例如TLP352的驱动电流最小为6.5m A, 对驱动电流要求相对较大, 普通MCU或者DSP无法直接驱动。为了确保光耦的可靠导通, 以及防止损坏MCU和DSP, 通常在MCU和DSP的输出和光耦之间加上一个放大电路。设计采用了74HC245在供电电压为5V的条件下, 74HC245端口的驱动电路都大于50m A满足光耦的驱动要求。设计用7805为74HC245供电, 其电路图如7所示。

5实验

根据图7的原理图, 制作了隔离DC/DC实验机, 样机如图8所示。分别对对实验样机的四路隔离输出进行稳压性能的测试, 图9和图10分别给出12V和16V输入时, 其中一组输出电压波形和推挽电路的驱动波形。从测试结果可以看出该隔离DC/DC输入从12V升到16V时, 输出在负载为2K的情况下输出电压从15.1V升到15.8V, 稳压能力较好, 满足驱动电路的要求。

6结语

设计采用隔离DC/DC电源为光耦驱动电路供电, 实现了上下桥臂的独立驱动。克服了自举驱动由于各桥臂使用同一组电源而相互之间存在干扰, 以及下桥臂长时间不工作的情况下自举电容无法充电造成上桥臂无法工作的缺点。同时由于上桥采用了独立电源供电, 提高了驱动电路的可靠性。

参考文献

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IGBT智能驱动 篇7

IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor),绝缘栅双极型晶体管,是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,它集合了MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点,在大电流桥、交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域有着十分广泛的应用[1]。

一般情况下,由主控制电路产生的弱电信号具有输出电流小,信号电压低(5V,3.3V)等特点,并不能直接驱动IGBT器件,产生较大电流的输出信号,因而,在主控电路和IGBT回路之间,一般需要加上功率驱动电路,功率驱动部分可以使用分离元件搭建而成,也可以使用专用集成器件。其中最常用的是日本富士公司生产的厚膜IGBT专用高速驱动器EXB841。为了保障IGBT器件和EXB841的可靠工作,有效的保护电路设计是非常必要的。

2 EXB841基本工作原理

2.1 结构组成

EXB841的内部结构如图1。它主要由输入光电耦合器、放大电路、过流保护、-5V偏压产生、输出部分组成。整个电路的延迟时间不超过1μs,最高工作频率达40一50k Hz,它只需外部提供一个+20V单电源,内部产生一个-5V反偏压,模块采用高速光藕隔离,射极输出。有短路保护和慢速关断功能[2]。

2.2 工作过程

(1)正常开通过程

如图2所示,当信号输入端(分别为EXB841的15脚和14脚,光耦TLP550的二极管两端)有10m A电流信号流过时,光耦导通,A点电位迅速降至0V,三极管V1和V2截止,V2截止使D点电位上升至EXB8 41的工作电压(20V),因此,互补推挽电路中V4导通,V5截止,导通的V4使电流从工作电源经过V4,流向栅极电阻Rg,给后面连接的IGBT器件供电,IGBT正常导通。

(2)关断过程

当信号输入端没有信号时,EXB841的光耦TLP550关闭,A点电位上升,使V1,V 2导通;V2导通使互补推挽电路中V4截止,V5导通,IGBT栅极电荷通过V5迅速放电,使EXB841的1脚电位迅速下降至OV,使IGBT可靠关断。UCE迅速上升,使EXB841的6脚“悬空”。与此同时V1导通,C2通过V1更快放电,将B点和C点电位箱制在0V,使VZl仍不通,后续电路不会动作,IGBT正常关断。

(3)保护动作过程

若IGBT发生短路,IGBT承受较大电流而退饱和,UCE上升很多,二极管V7截止,EXB841的6脚“悬空”,B点和C点电位由8V上升,当上升至1 3 V时,VZl被击穿,V3导通,C4通过R7和V3放电,E点电位逐渐下降,二极管V6导通,使D点电位和3脚电位也逐渐下降,慢速关断IGBT。

根据以上对EXB841的工作原理分析可知,EXB841的内部的短路保护仅是通过快速恢复二极管V7来检测I GB T的集射间的电压降UCE的变化,进而使得D点电位降低,慢速关断IGBT的,并没有从根本上在过流现象发生时,将EXB841的输入信号锁定,因而只能起到保护IG BT器件的作用,不能保证EX B8 41本身的安全。同时,快速恢复二极管V7直接与后面的IGBT的工作电源相连,该电源通常是一种高压信号,从而导致快速恢复二极管V7很容易被击穿而丧失内部保护能力。因此,要想从根本上解决过流对IGBT和EXB841本身造成的损害问题,还必须自行设计外部保护电路。

3 外部过流保护电路

由上述分析可知,EXB841内部短路保护功能是通过检测IGBT的集射电压UCE的大小来判断是否发生了过流现象,根据图2,可以得到EXB841的6脚电压U6和IGBT集射电压UCE之间存在以下关系:

式中,U6表示EXB841引脚6的电压,U7表示快速恢复二极管V7的导通压降,UCE表示IGBT导通时集射压降,UE表示IGBT的E极电压,由于E极与EXB841的-5V反偏压信号(1脚)相连,因此,UE=5 V。在发生过流现象时,U6=1 3 V,由上式可知:

即当I G B T集射电压UC E升高到7.5 V左右时,EXB8 41才认为发生了过流现象,通过VZ1的击穿使得D点电位下降,进而关断IGBT。

一般情况下,IGBT在正常导通时集射压降为3V,当UCE=7.5时,I GB T已经严重过流,即使此时关断IG BT,也极有可能使IGBT损坏。同时,由于此时EXB841内部没有锁定输入信号的功能,因此,过流还会进一步损坏EXB841。

3.1 降低保护阈值

为了保证IGBT在发生过流时EXB841的6脚能及时检测到过流信号,根据上述分析,可以降低UC E的阈值,通常的做法是在快速恢复二极管后面再串接相同规格的快恢复二极管,个数根据保护阈值而定,或者反相串接一个稳压管[6],保证在IGBT轻度过流时,能够有效的关断。具体连接电路如图3所示,在EXB841的6脚所接的二极管。这种做法不能从根本上起到保护EXB841的目的。

3.2 外加保护电路

在降低了保护阈值的情况下,在过流现象发生时,及时的锁定EXB841的输入信号,可以有效的保证EXB841自身和IGBT的安全。在图2中,当过流发生时,VZ1击穿,使得V3导通,EXB841的5脚输出低电平;而在正常导通情况下,由于V3截止,5脚保持高电平(近似为电源电压),5脚的电平间接地反映了过流与否,因此,可以充分利用这个条件,设计出可靠的外部保护电路。

如图3所示,用光耦U2将EXB841引脚5的过流信号转化为控制信号,决定输入信号锁定与否,其中光耦实现强弱电的隔离。在图中,DRIVER_IN为EXB841的外部输入信号,来自于主控板的弱电信号;三极管Q1的C极接EXB841的信号负输入端(14脚),信号正输入端经过限流电阻直接和电源相连,这样可以有效的提高EXB841输入光耦的导通电流,其中二极管D1用于指示输入信号。正常情况下,EXB841的5脚保持高电平,光耦U2截止,三极管Q1的E极为低电平,EXB841的输入信号正常进入内部,完成IGBT导通过程;当发生过流时,光耦U 2内部二极管导通,使得光耦内部三极管导通,三极管Q1的E极变为高电平,阻止了三极管Q1基极信号的输入,在EXB841内部没有信号流动,关断了IGBT,有效保护EXB841和IGBT的安全,图中二极管D2用于指示过流现象的发生。当过流现象消除后,EXB841的输入信号会被自动解锁,继续驱动IGBT器件工作。图中的Q2是用于实现大电流开关的IGBT器件。

3.3 其他保护方式

除此之外,还由一些其他的保护方式,例如,在图2中,可以看到,在EXB841内部9脚和2脚之间,串联了一个稳压管VZ2和限流电阻R1 0,1脚从稳压管和限流电阻之间引出,提供-5V反偏压信号。由于1脚和2脚相隔很近,在测试时,示波器等仪器的探头很容易造成二者短路,从而损坏稳压管VZ2,使E X B 8 4 1不能工作,所以通常在使用时,将1脚剪断不用,从外部在9脚和2脚之间串接一个稳压管D5和限流电阻R5[5],将IGBT的E极直接从外接稳压管和限流电阻之间引出,这样,即使稳压管发生故障,也比较容易更换,不仅使用安全方便,也降低了更换EXB841的成本。

4 结束语

(1)通过增加快速恢复二极管的个数,或者反向串联稳压管,降低了过流保护阈值,保障了IGBT器件的安全;

(2)通过外加保护电路,实现过流发生时,锁定输出信号,及时保护好EXB841和IGBT;

(3)通过改造EX B8 41内部结构,使用更方便、安全,降低了成本。

摘要：目前,大功率IGBT器件在电力电子、煤矿工程机械等领域都有着极其广泛的应用。本文着重介绍IGBT专用驱动器EXB841的基本工作原理及其保护电路设计,有效的防止过流现象发生,保证驱动器和IGBT的安全工作。

关键词：IGBT,EXB841,保护电路

参考文献

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[5]丁祖军等.基于EXB841的IGBT驱动电路设计及优化[J].电力自动化设备,2004,(6):37-38.