设计驱动电源

设计驱动电源（精选11篇）

设计驱动电源 篇1

随着LED技术的不断完善,LED光源逐渐深入到人们生活的方方面面。LED的发光强度及通过电流都在很大程度上受到LED驱动电源的影响,LED驱动电源可以通过提供恒定电压,提升LED的使用寿命,改善LED灯的转换效率。LED驱动电源设计效果及设计质量已经成为生产商们关注的焦点。

1 LED驱动电源结构

LED驱动电源可以对电压进行调整, 确保LED灯内为直流低电压。LED驱动电源能够满足当前的电气需求,可以确保LED灯达到最理想的发光效果,降低可能出现的电网污染及电网影响,提升光源的质量。

1.1 LED驱动电源的结构选取

LED驱动电源主要包括交流供电方式与直流供电方式两种。直流供电LED驱动电源主要是电池、电瓶等,该电源在设计的过程中主要是依照直流电源特征选取的拓扑及控制结构为恒流电源。交流供电LED驱动电源主要是将交流电源转换成LED需要的直流电源,具有非常高的稳定性、安全性,可以明显提升电源的使用效率及使用质量。

1.2 PFC电路拓扑及控制方式

PFC指功率因数校正。该电路拓扑结构在使用的过程中要对储能元件进行合理应用, 通过对其自身的大电容及电感进行合理设置,加强对谐波的抑制效果。该种方法在使用的过程中要对有源开关及AC/DC整流电路正弦波状况进行控制,减少谐波成分。PFC电路拓扑在使用的过程中主要是输出稳定的直流电压,提升了变换器之后的变换效率。PFC装置在使用的过程中具有非常小的体积,控制精度较高。但是该种方法在使用的过程中无法适用于大功率场合。当前PFC电路拓扑主要包括以下几种变换器结构。

2开关电源原理

2.1 DC-DC转换电路拓扑结构及原理

当前DC-DC转换电路拓扑结构主要包括升压、降压及升降压三种变换器形式,可以依照电路要求及实际应用完成调节控制。

降压变换器又被成为三端开关型降压稳压器,主要通过串联方式进行开关电路控制,由晶体管与直流电源串联形成的稳定电源。升压型变换器又被成为三端开关型升压稳压器,主要是通过并联方式进行开关电路控制,由晶体管及电源之间并联形成的稳定电源。该变压器升降压型变换器是由升压型变压器与降压型变压器联合简化形成,可以有效改善当前电压电源稳定状况。该变换器在使用的过程中需要对二极管连接方式进行正反向转变,因此又被称为反号变换器。

2.2变换器工作原理

降压变换器在使用的过程中主要依照开关对控制模块、振荡器信号进行控制,完成开关导通及闭合控制。当基准电容电压达到规定值时,开关触发振荡器电路,完成导通操作。当电流达到峰值是完成触发动作,保持晶体开关管处于断开状态,完成降压变换操作。升压变换器在使用的过程中与降压变换器主体一致,也是依照上述原理完成控制操作。但是在该控制的过程中当电流达到峰值是要启动比较器电路,保证晶体管开关处于闭合状态。

升降压变换器控制模块可以明显加强导通控制。上述控制过程中,触发振荡器可以明显将电路启动进行合理控制,完成开关管导通信号传输。当达到峰值定值时,升降压变换器可以触发比较器电路, 完成晶体管的闭合控制,达到对脉宽调制控制功能。

3电路结构设计

3.1主电路结构

3.1.1开关电源

开关电源设计要对开关二极管、有源开关、电感、电容器进行合理使用。主电路电源设计时要合理应用半桥式转换器、单端正激式变换器等装置,依照设计要求选取主要原器件,通过脉冲宽度频率调制、 脉冲频率调制或脉冲宽度调制完成脉冲频率的调制及控制。

3.1.2反激电路

反激电路在设计的过程中要对电网中的输入电流进行控制,要对直流电压及电路保护形式进行全面分析。当前反激式电路主要包括幵关频率振荡电路、脉宽调制电路、驱动电路、比较放大电路、过压保护电路几部分。主要通过降低输出电压、 导通时间、高输出端口电压等控制因素或操作,完成储能补偿。

3.2电感、电容的计算值

在对电感、电容进行计算处理的过程中要对核心电路进行明确,依照电感线圈及电容状况,对电流比率及平滑直流回路电流状况进行明确。计算数据中显示但电感值越大,控制效果越好。

当电流在持续状态下为电感临界值时,设电网电压经过整流电路后电压在270~340V范围内,当输出电压最低为270V时,电感为7.59m H,电容为6.2u F。

4控制电路设计

电流反馈、电压反馈、PMN反馈及输出电压组成是当前控制电路的主要组成部分。上述内容在应用的过程中主要是通过对脉宽调节控制实现电压调节。其主要控制结构见图2

控制电路在设计的过程中要对以下几方面功能进行完善。第一,对控制电路进行设计,提升电压可控制输出效果。电路工作过程中要调节两个晶体管驱动脉冲宽度一致,保证正向与反向磁通量相同,防止产生偏离现象。要对限制脉冲宽度即软起动周期变化进行控制,降低直通。第二,要对输入信号及输出信号进行隔离,确保电压稳定性,完成各项电路的主体控制效果。

5总结

LED驱动电源系统在设计的过程中要对各项控制电路及电路元件进行明确, 对各项照明过程中的能量转换效益及能量转换操作进行设置,确保从根本上提升LED的主体控制效果。在上述驱动电源设计的过程中要对总体布局、布线进行确定,完成分析及测定操作,提升LED应用质量。

设计驱动电源 篇2

2. 清水出芙蓉，三鼎无止境。

3. 三足之鼎，光明你前进的道路!

4. 辉煌的世界，源于三鼎的点亮。

5. 三鼎，天堂一般的温暖!

6. 创新绿色鼎上，追求光明巅峰。

7. 三鼎灯饰，照亮梦想，引领未来，成就人生。

8. 三鼎，照亮人生路。

9. 三鼎一出，谁与争锋。

10. 三鼎LED驱动电源，科技的助力，你我的优选。

11. 有光的地方，三鼎的努力。

12. 三鼎之光，点亮梦想!

13. 三鼎电源，全球照明电源领航者。

14. 鼎尖科技，照亮世界!

设计驱动电源 篇3

1、公司在国内大功率LED路灯市场份额占50％以上；

2、净利润年复合增长率43.07%；

3、大功率LED驱动电源未来有望保持50%以上的高增速。

茂硕电源（002660）是国内LED 驱动电源领军企业。公司主要以消费电子类电源和大功率LED驱动电源为主营业务，是国内领先的高可靠、智能化、高效能节能开关电源制造及解决方案提供商。公司在国内大功率LED路灯、隧道灯驱动电源市场份额占50%以上。业内人士认为，公司大功率LED驱动电源未来几年仍有望保持50%以上的高增速。

领先的开关电源企业

公司主要产品为消费电子类电源和大功率LED驱动电源。其中消费电子类包括AV视听、IT通信设备用电源；大功率LED驱动电源以路灯及隧道灯为主。目前消费电子类电源为主要收入来源，占公司2011年营收73%，LED驱动电源营收占比约23％。毛利率较高的大功率LED驱动电源为公司未来重点发展业务。

公司是我国最早介入大功率LED驱动电源领域的公司之一，凭借在这一领域的技术优势和先发优势获取了较高的市场占有率，公司在国内大功率LED路灯、隧道灯驱动电源市场份额占50%以上。驱动电源为LED性能不良的主要瓶颈，目前公司产品各项性能优良：适应-60至70℃的工作温度，具备耐极寒性能，以此成为俄罗斯OPTOGANINN供应商，成功打开海外市场。此外，公司产品电源内部温度不超过70℃，相比同类电源80-90℃的内部温度更有利于延长电容器寿命。

通过多年的经营发展，并凭借优质的产品、完善的服务、诚信的经营理念，“茂硕”品牌已获得众多国内外知名企业的认可，公司已经与勤上光电、富士康、比亚迪等企业建立长期合作关系，公司大功率LED驱动电源产品已成功应用于上海世博会、广州亚运会等室外及场馆照明，并取得了良好的效果。

公司2011年较2008年营业收入年复合增长率为34.13%，利润总额复合增长率47.34%，净利润年复合增长率43.07%，公司经营规模和盈利水平整体呈现较高的成长性。

募投项目大幅增加产能

2010年全球开关电源市场超过120亿美元，通用开关电源（主要为消费类开关电源）占据33%左右份额，市场约39.6亿美元，公司2011年消费电子类电源销售收入仅4亿元，占全球市场份额仅1%左右，公司该业务仍处于起步阶段，未来的潜力仍很大。随着国内在开关电源技术水平不断提升、国际及台湾地区主流厂商向中国大陆进行产业转移，公司大客户战略和快速响应优势等因素的影响，公司在IT通信和AV视听领域还将保持稳定增长。

此外，LED路灯作为一个政府主导的新兴产业，未来两年增速将超过100%，其驱动电源也将随之高速增长。公司是国内较早从事LED路灯驱动电源开发的公司之一，具有较大的先发优势和技术优势。公司大功率LED驱动电源增长较快，营业收入由2009年的0.32亿元上升到2011年的1.49亿元，未来几年仍有望保持50%以上的高增速。

本次登陆中小板，公司拟发行2428万股A股，募集资金投向惠州茂硕能源科技有限公司电源驱动生产项目、惠州茂硕能源科技有限公司研发中心建设项目和惠州茂硕能源科技有限公司信息化系统建设项目，总投资达2.73亿元。募投项目主要用于扩大公司现有产能，新增年产200万只LED驱动电源和年产3000万只消费电子类开关电源的生产能力。

低功耗LED驱动电源设计 篇4

随着技术的进步和发展, LED工厂制造成本在不断地降低, 而不断地提升LED发光效率, LED已经加快替代传统照明。今后我国LED照明市场将会继续以更快的速度增长。随着电子产业发展、芯片集成化, 那么要求驱动电源功耗更加低, 因此LED产品研发企业对各种元器件提出了低功耗要求。目前, 随着单颗LED芯片功率与亮度等不断提升, 在散热技术不断优化的前提下, 半导体照明产品供应商都在积极开发更具优势的低功耗LED产品, 低功耗已成为市场卖点, LED则要使用相应的拓扑结构来进行配合。一般来说, 决定使用哪个LED拓扑结构的, 通常是输入电压、输出电压和隔离需求等因素。在输出输入电压不稳定的情况下, 使用降压或着升压的方法来应对是正确的选择。但是当输入输出电压处于较为稳定的情况下时, 选择机会变得比较困难, 所以希望通过本篇, 能够帮助大家积累这方面的知识, 同时本论文详细介绍低功耗LED驱动器的设计方法。

1 拓扑结构选择

LED照明电路的设计并不算难, 但是拓扑电路的选择往往会成为一个比较让人头疼的问题。在LED驱动电路当中, 经常会有变压的交流转换成直流电源, 其中包含了flyback converter、forward converter及half-bridge等拓扑结构。 其中凡是功率不超过30W, 我们都选flyback converter, 而超过30W则选用half-bridge。如果变压器采用隔离的话, 具体的大小是和它的频率f有关系, 一般是隔离型的LED电源, 我们基本上采用高频开关变压器。

图1是设计当中比较常见的一些直流驱动方式。这种方式和其他的方法来比较, 设计更加容易、成本更加低, 并且最大的特点是不受到EMC的干扰, 但也有不足, 就是需要稳定的电压、可靠的LED灯珠, 并且要求能效也很低。采用直流-直流的电源驱动, 在LED照明市场中, LED驱动方法有3种: (1) 有电阻型; (2) 线性稳压器; (3) 开关稳压器等, 在第一种驱动方式中, 改变与LED串联的电流检测电阻大小, 即可改变LED的正向电流, 第二种方式同样易于设计并且不会产生EMC问题, 还使电流稳定及过流时可以保护功能, 且可以设置外部电流点, 缺点在功耗大, 及输入电压要一定高于正向的电压, 且能效非常低。第三种方式是通过脉宽调制模块, 可以控制开关 (FET) 的开和关, 进而改变电流的大小。目前的LED驱动方式有下列5种拓扑类型:1) buck-mode;2) boost-mode;3) buck-boostmode;4) SEPIC和5) flyback-mode拓扑。

在图2 当中给出了三种比较常见的拓扑结构, 前两个为降压型, 最后一个为升压型。最前面的示意图所显示的buck稳压器要求:输出电压总体不超过输入电压的条件。在图中, buck稳压器会通过改变开关管的开启时间来改变电流大小。检测电流可通过检测电阻器两端的电压得到, 其中电阻器和LED是串联在一起。对于这种方式, 如何驱动开关是一个大的难题。如果使用需要浮动栅极驱动的N通道MOSFET, 那性价比会高很多, 不过需要一个驱动电源或浮动驱动模块。

但是这种方法实现会有一些缺点, 电流会比较高。如, 输入电压正好等于输入电压, 电感和电源高频开关产生的电流是两倍的输出电流。这是对效率和功耗非常不利。通常情况下, 图3 中的“buck或boost”拓扑将避免出现类似这些问题。在该电路中, buck功率级之后是一个boost。如果输入电压>输出电压, 则在升压级刚好有电流时, 降压级会控制电压。如果输入电压<输出电压, 则升压级会进行控制而降压级则通电。一般情况下, 我们让升压和降压存在一些重合区, 因此静电就不会产生 (从一个模型变成另一模型) 。

这种电路的优势, 就是当输入等于输出的电压时, 开关和电感器高频开关产生的电流也等于输出电流。电感纹波电流也很小。即使这种电路中有四个电源开关, 一般驱动效率也会大幅提高, 在LED应用中这一点非常重要。图3 中还显示了SEPIC拓扑, 此类拓扑对于场效应管要求较低, 但需要无源器件很多。它的优势在于场效应管接地简单。另外, 可将双电感合并成为一个耦合电感中, 用来大幅节省空间和成本。但是buck-boost拓扑一样, 它具有比“buck或boost”和PMW输出电流很高的开关电流, 这样导致RMS电流流过电容器电流很大。

在考虑降低功耗的基础上, 所有的提升效率就都是把安全排第一, 通常来说都会将输入和输出进行隔离。在LED照明市场中, 最具优势的解决方案是flyback-mode。它需要隔离拓扑的组件数非常少。变压器匝比可设计为buck、boost或buck-boost, 这样就使设计更加灵活。 但其缺点是要定制电源变压器。此外, 存在很大的应力在场效应管以及输入和输出电容器之间。在LED照明市场中, 为了实现功率因数校正功能, 可以使用较慢的反馈控制环路。通过改变平均LED电流大小, 来使输入电压同相的输入电流大小相等, 便可得PF值较大。

2 IC驱动芯片

当选反激式拓扑结构时, 我们可以选择SSL2101 芯片, 因为它元器件集成度较高, 外部的元件数量较少, 占电路板空间较小, 性价比较高, 为照明系统设计师设计高能效系统提供了关键硬件, 适合做反激式拓扑结构。下面我们举例SSL2101, 芯片SSL2101 实际上是一款低功耗的转换器和多芯片组件 (MCM:Multi - Chip Module) 切换式电源 (SMPS: Switching Mode Power Supply) 控制器。

SSL2101 应用LED驱动电源中的优点:

1内部集成了MOS, 降低了成本;2优化了MOS关闭时间, 降低损耗;3分压MOS和比较器使外部元件数量和尺寸减小;4MOS的智能分压作用降低功耗, 提升效率;5导热好, 降低功耗, 延长了使用时间。

3 关键元器件设计与计算

从图5 中可以看到, 这种拓扑结构为常用的反激电路, 它包含1滤波电路, 2RC震荡器电路, 3整流电路, 4VCC电源电路, 5检测电路, 6 调光电路, 7 母线电路8输出电路。下面介绍:

3.1 滤波电路:滤波电路的作用是提供过流和过压保护功能, 为电网总线进行整流。保护通过保险丝断开来实现, 只要熔丝或电流超过额定值。采用熔丝应该选熔断电流值较大, 并且能够承受浪涌。根据经验, 通常选用1~1.5A熔断电流。如熔阻器的阻值可以计算, 可按下式:

本论文以总电流为20A, 总电压为220 V (50Hz) ±20%, VAC ( max) =264V计算, 得R1=14.5, 取最接近标称值15。R1的功耗必须连续, 才能按下计算:

式中Ccrestfactor时计算系数, 为电流的均方根值除以平均值。本论文以总线电压220 V, Ptot=14W, R1=15 , Ccrestfactor=3.5 计, 得PR1=290m W。加入C1=390p F, L1=1.9m H用来增加滤波, 并且可以防止输入电压尖峰的保护功能。通过4 个整流二极管D1-D4 的PK电流可按下式计算:

本例总线电压以220 V (50Hz) ±20%, R12=300 , R1=15, R4=1 计, 得PK电流为2A。

3.2 RC震荡器电路:变压器输入功率是可以控制的, 其大小通过转换器和RC最高频率来计算得到。输出和辅助电路的功耗及变压器功耗总的加起来就等于变压器输入功率。按下式可以将变压器的初级电感计算出来:

Lp=变压器初级电感;Ip (peak) =初级电流峰值;Pin (trans) =变压器输入功率;fconv (nom) =变换器标称频率。

Lp=变压器初级绕组电感;Cp=变压器初级电容。

另外, 变压器的主边电容不仅由主绕组, 还由场效应管的漏极、缓冲二极管和整流二极管除, 由变压器原边和副边的线圈匝比来控制:

因此在最低电压下出现副边关闭后:

转换期的额定频率的周期则为 (δT+δ2T) =9Us, 在检测最低电压时, 通常时间为9.5μs, 从而可以看出转换期的频率应该为101k Hz。

转换期的振荡频率是由电阻R9 和电容C7 并联构成。当给电容一直上电至VRC ( max) =2.1V, 放电到VRC ( min) =68m V。电容上电时间非常快, 约1μs;放电时间非常长, 通常放电时间我们按照tdischarge=3.5×rc时间常数计算。它的值可以通过这个公式计算:

按照这个方法我们可以出R9 于C7 的值。因为场效应管的漏极电压会对RC振荡器又比较大影响, 谐振电容C7选择最好是>300p F;如果要提升效率的话, C7 尽量选<1n F。

本论文是采用额定频率为101k Hz来算, 并规定RC时间常数为1.88μs, 另外需要接R9=2.7k和C7=470p F通过以上计算可到满足要求。

减小RC谐振频率可以实现dimming。R8 与R9 的比值控制频率变化的范围。考虑到控制定时容差, R8 最好是<150k。如果dimming从1%~95%, RC谐振频率需要从101k Hz降至5k Hz, 对应的R8 则为95k, 典型的电阻值是100k。

3.3 整流电路:它是有阻尼D5 和D4 整流二极管组成, 我们可以通过以下计算得到:

Vzener=VDRAIN (max) -Vbuff (max) -25;Vzener=SSL2101 内部集成功率MOS管的击穿电压;VDRAIN ( max) =最高漏极电压, 约600V;Vzener=600-384-25=191V。因此这个D二极管可以选200V。

3.4 VCC电源电路:它是由c6, D7、电阻R5 和齐纳保护二极管D8 构成, 从而从集成电源vcc供电, 它的大小由主边和副边线圈匝边来决定, 同时也会受最低频率影响:

m=次级与辅助绕组匝比;Na=辅助绕组匝数;Ns=次级绕组匝数;Vaux=辅助绕组两端产生的电压;VD6=次级绕组两端产生的电压;Vled=LED灯链两端的电压。

本论文d8 选用80v二极管, VAux=30V。因此得到Vled=5×5=25V, VD6=0.7V, 则m=30/ (25+0.7) = 0.9, 由此可以知道, 如果副边匝数NS=47 时, 辅助绕组NAUX=0.9×47=45。通过以下公式计算得到R5 的值:

限流二极管D7 选择正向电流和反向电压比较大的, 开关速度可以根据工作频率来选择, 变压器主边和副边匝数比、缓冲电路中最高电压决定选择不同的反向电压值:

论文IVCC=3m A, 如果纹波电压 ΔVCC=150m V, fmin=5k Hz, 则C6=0.003/ (0.15×5000) =4μF。

3.5 检测电路:检测电路是用来调光电流大小和改变调光倍率用的。比较低的负载需要比较高的分压值。对于此芯片来讲, 当强分压的引脚电压<52Vin ( Sbleeder) 时, 就会打开开关。对于LED使用了调光器来说, 通常会选强分压电阻R10 为2。维持电流一般是弱分压。只要电流下降到250m V的Vin ( low) Isence以下时, 就会关闭分压开关;当电流通过时, 电压一直升到Vin ( High) Isence以上时, 就会重新打开开关。

3.6 调光电路:母线总电压和平均电容决定了调光大小。当电压降到输入与芯片PWM限定管脚的电压时。两个端电压会出现平衡, 因为芯片PWM限定管脚电压, 经过变压器的PK电流值会变小, 因此可以去掉一些噪音。

3.7 母线电路:母线电路保护1 个电感和2 个电容, 有两个作用:1为了保证电流的连续性, 有储藏能量功能;2减小纹波电压。但是必须满足缓冲电路电压最小值:

缓冲电路中电压从max值一直降到最小, 电容的放电时间可以从以下公式计算出来:

fnet=电网总线频率;

母线电压为220V (50Hz) , 缓冲电路电压最小值190V, 计算得电容放电时间为6.8ms。缓冲电路总电容可以根据以下公式计算出来:

论文中fconv=101k Hz, C3=C4=1.5μF, 从而L2=150μH。

3.8输出电路设计:转换器中的能量都存在电感和电容的谐振回路中。变压器主边两端加有钳位以防止芯片内置场效应管在关断瞬间, 漏极出现高电压, 大电流。LED输出电流大小和输出路数决定输出的元器件数量。可以通过调节缓冲电路中的C5来调节输出电流:

Iled=流经LED灯链的电流;ΔI=LED灯链电流的变化;fconv ( nom) =功率变换器标称频率;R=LED灯链的串联电阻。

如果输出电路里有20 个正向电压VF=3V的LED, 输出300m A电流, 可以承受20%纹波, 当额定频率为50k H时, 输出电压电压为20×3=60V。根据LM80 报告可以得到, 每个LED在300m A的微分电阻为0.5, 这样可以计算出总的电流为20 ×0.5 =10, 从而得到电容C5 =20 ×1/ (100000×5) =40μF。

为了减小变压器原边和副边的寄生电容, 同时可以消除原边, 副边分别和地之间的寄生电容, 我们接入C9, 它的大小远远高于这些寄生电容。根据以前实践的结果, 寄生电容值通常为50-150Pf, C9 最好取1Nf。

至此, 全部电路元件和相关电参数设计均已计算。

4结论

通过以上计算和设计, 可以使LED设计更加简单, 通过准确计算可以让工程师选择元器件参数更加方便, 避免研发工程师去摸索拓扑结构, 选择不同的芯片方案, 花很长时间调试, 从而缩短研发周期, 提高研发效率, 另外由于集成度高, 成本也可以降低。由于在撰写本设计论文的准备和时间上的仓促, 本次只能在设计低功耗LED原理和关键器件上做了论述, 未考虑设计中的风险评估和测试认证做详细的阐述。本论文的设计思想和方法都是现有的, 可行性和可靠性在量产中得到验证, 是一款成熟低功耗调光LED产品。

参考文献

[1]李金伴, 李捷辉, 李捷明.开关电源技术[M].北京:化学工业出版社, 2006.

[2]张培忠, 李雄杰.实用电源分析设计与制作[M].北京:电子工业出版社, 2015.

设计驱动电源 篇5

电流变柔性微致动器驱动电源的研究

针对电流变柔性微致动器所用的驱动电源,在理论上探讨了采用交流或直流供电方式的特点,并以此为基础设计了驱动电源的电路结构,然后针对驱动电源的`关键技术做了分析,提出了稳定性补偿方案并进行了试验研究.试验结果表明电流变微致动器的分布电容对驱动电源的动态响应有很大影响.

作 者：吴忠 苑伟政 彭炎午 WU Zhong YUAN Wei-zheng PENG Yan-wu 作者单位：西北工业大学,宇航制造工程系,陕西,西安,710072刊 名：航空学报 ISTIC EI PKU英文刊名：ACTA AERONAUTICA ET ASTRONAUTICA SINICA年，卷(期)：200021(1)分类号：V242.2关键词：电流变柔性微致动器 驱动电源 微机械 电流变液

设计驱动电源 篇6

关键词：任务驱动教学法；开关电源；应用与维护

开关电源的应用与维护课是应用电子技术专业职业能力的必修课，也是电气自动化技术的专业技能课。主要讲解开关电源技术基础、自激式开关电源的应用与维修、他激式开关电源的应用与维修、单片开关电源的应用与维修、家电产品中的开关电源与维修、办公设备中的开关电源与维修、功率因数校正器的应用与维修以及新型开关电源的应用与维修。通过对这些实用技术的教学，可提高学生对开关电源应用与维修的实践技能，培养学生的综合职业能力。

一、任务驱动教学法

任务驱动教学模式是指教师将教学内容设计成一个或多个具体的任务，力求以任务驱动，以某个实例为先导，进而提出问题，引导学生思考，让学生通过学习和实践掌握教学内容，达到教学目标，培养学生分析问题和解决问题的能力。

二、任务驱动教学法在开关电源的应用与维护教学中的作用

1.改变了课堂教学的形式，使理论和实践相结合。我国现阶段高职院校的教学形式还停留在“教师传授，学生接受”为主的教学模式，教学效果并不理想，也不能满足社会对人才的需求。把任务驱动教学法引入具体的课程中，能有效改变教师讲、学生听的教学形式，让学生成为课上的主体，教师只进行指导，实现教与学的有机统一、理论与实践的结合。

2.改变学生的学习方式，激发学习兴趣，丰富学习形式。教师要结合教学的内容和重点，设计不同的教学任务，让学生主动参与到任务的完成中，使学生由原来的“要我学”变成“我要学”。

3.改变了教学的目标，提高了教学法的实效性。传统的教育理念强调知识目标的实现，而任务驱动教学法则将知识目标、能力目标和素质目标有机结合，让学生在掌握知識的同时，培养了能力，以适应未来就业岗位的需求。

三、任务驱动教学法在开关电源的应用与维护课中的具体做法

任务驱动教学法中的任务需要精心设计和考量，应以知识目标为指导，选择具有典型性、易实施的任务，而不是教材中的每一节内容都适合采用任务驱动的方式，更不能脱离教材而随意选择内容。本课程划分为四大模块：开关元件与驱动电路、变换器与软开关技术、控制电路和开关电源电路分析。现以模块4“开关电源电路分析”为例，介绍任务驱动法在开关电源的应用与维护课程教学中的应用。该模块设计三个任务：电源电路图分析、电路中元件确定和电路析焊接并测试，其具体实施如下：

1.设计情境。小李是设计部的一名新来员工，恰巧公司正在研发新产品，由于小李没有经验，所以工作开展中遇到很多困难。大家一起看看，他都遇到了哪些困难，能不能帮助他解决？

2.引出任务。课件显示一件电源电路图，教师引出任务：小李拿到了一张电源电路图，但他怎么也不明白其工作原理。大家根据所学的知识，看看能不能帮小李分析？教师给一定自由思考时间，让学生讨论并分析电路图，然后提问个别学生回答。教师根据学生的回答情况进行总结，并正确分析电路图。

3.独立探索。第一个任务完成后，教师再次引出任务，并培养学生独立探索的能力。教师：“同学们，电路图分析完了，谁知道这张电路图都需要哪些元件，元件的参数件又都是多少？”教师提供相关的学习资源供学生查阅，让学生独立完成。这样可以调动其学习兴趣及参与积极性，不放弃任何一个学生。查完后，学生代表发言，其他学生对照自己的结果，进行对比分析，发现问题并及时解决。最后，教师讲解所需的元件及每个元件的参数。

4.确定任务并告知。教师告知训练任务，即电路板焊接并调试。教师讲解焊接过程中的注意事项及安全问题，让学生整理电路图。

5.学生分组协作学习。5～6名学生为一组，每组选派一名组长。分组讨论完成本次任务的步骤，确定所需的设备、工具及材料等，由组长分工，合作完成焊接任务。这样学生不仅学到了知识，也培养了团结合作的精神。在学生焊接的过程中，教师要巡视每组完成的情况，并加以指导。

6.验收成果并评价。每组对完成的电路板自行进行测试，分析出错的原因，并加以改正。最终，每组先对任务的完成情况进行自评，再小组之间派代表进行互相评价。教师根据巡视情况及各组发言情况进行总结，并给出评分标准。

参考文献：

戴士弘.职教院校整体教改[M].北京：清华大学出版社，2012.

电动汽车电驱动系统辅助电源设计 篇7

从20世纪70年代开始, 多路输出开关变换器广泛应用于工业及军事设备的电子系统中, 特别是在需要电池供电的设备中, 通过采用多路电源供电可减少能耗。最初人们通过把几个独立的DC/DC变换器组装在一起获得多路输出电源, 但这种方式造成了电源成本及体积的增加, 并且引入了拍频干扰。此后, 多路输出技术引起了研究人员的广泛关注。以往的众多研究表明:由单电感实现的多路输出及PWM—PD (脉宽调制—脉冲延迟) 实现的多路输出都无法实现各路输出隔离, 且后者只能使变换器工作在不连续导通模态。此后, 单绕组实现多路输出技术利用同一个绕组实现多路输出变换器将磁性元件的数量减到最小, 但由于同步整流技术的应用, 使得其驱动电路设计变得较为严格。多绕组实现多路输出技术同样能实现各路隔离输出, 其中变压器耦合调节式多绕组由于其电路设计简单、成本低, 能实现主路输出的精确稳压, 适合辅路输出要求不高的场合, 虽然耦合电感调节式多绕组缓解了各路输出之间的交叉调节误差, 但是由于耦合电感的存在使得变换器存在结构比较复杂且成本上升的不足。加权电压调节式多绕组虽然在变换器整体的稳压精度有所提高, 但只是将误差在各支路上重新分配, 没有从根本上消除误差, 并且无法实现各路的相互隔离输出。其他各类后置调节式多绕组实现多路输出技术大多通过增加控制变量得到精确调节的各路电压, 但结构相对复杂, 成本较高, 并且部分元器件或部分电路的设计比较困难, 有些甚至还对输入电压的范围有一定要求[1,2,3]。

鉴于电动汽车电驱动系统对其辅助电源设计需求是主路输出±15 V, 要求精确稳压, 而其它路输出电压的纹波要求不高, 为此, 本研究采用结构简单的反激拓扑结构, 通过变压器耦合调节式多绕组实现多路输出的设计方案, 旨在满足设计需求的同时兼顾成本;变压器在绕制+15 V与-15 V两绕组时采用双股并绕方式实现两路输出电压的精确稳压, 同时使用Y电容对高频共模噪声进行抑制, 以满足噪声纹波的要求。

1 系统原理及PWM控制芯片简介

1.1 单端反激式变换器基本原理

单端反激式变换器基本原理图如图1所示。

其基本原理如下:

在开关管Q导通期间Ton=αTS (式中:α—开关管占空比, TS—开关管开关周期) , 电源电压Uin加到一次绕组N1上, 其电流直线上升, 磁通增加, 电感L1储能增加, 二次绕组N2的感应电动势eBF<0, 二极管D截止, 负载由电容C提供能量, C放电;在开关管Q关断期间Toff= (1-α) TS, N1绕组的电流转移到绕组N2上, 电源停止对变压器供电, 二次绕组N2电流和磁通从最大值减小, 感应电动势eBF>0, 使得二极管D导通, 将二次绕组N2中电流所代表的变压器磁能变为电能向负载R供电, 并使电容C充电[4,5]。

1.2 电流型PWM控制原理

电流型PWM控制系统框图如图2所示, 该系统采用电流内环电压外环的双闭环串级控制结构。

其控制原理如下:

输出电压Uo经反馈电路得到的反馈输出Ur与给定指令电压U1进行比较, 电压误差经电压调节器的输出Uc作为电流调节器的电压参考指令信号, 该信号与通过电阻采样并反映电流变化的信号Us进行比较, 输出占空比可调节的PWM脉冲信号, 使得输出电压Uo保持恒定[6]。

1.3 电流型PWM控制芯片TL2844B简介

TL2844B是工业级 (-40℃～85℃) 电流型PWM控制芯片, 它主要由:高频振荡、误差比较、电流取样比较、脉宽调制锁存、欠压锁定、过压保护等功能电路组成。

其内部结构框图和引脚图如图3所示。

引脚1 (COMP) —误差放大器补偿端;引脚2 (VFB) —接电压反馈信号;引脚3 (ISENSE) —接电流检测信号;引脚4 (RT/CT) —外接电阻RT及电容CT用来设置振荡器的频率;引脚5 (GND) —接地端;引脚6 (OUT-PUT) —推挽PWM输出端, 可提供大电流图腾柱输出;引脚7 (VCC) —接芯片工作电压;引脚8 (VREF) —提供5 V的基准电压

2 辅助电源主电路设计

2.1 辅助电源设计原理图

该辅助电源设计原理图如图4所示。

图4中, 高压直流电取自电动汽车动力电池组的输出, 经过单端反激变换器转换为15 V、±15 V、24 V输出, 分别为TL2844B芯片、运放、风扇与继电器供电, 还有4路输出为IGBT驱动供电, ±15 V输出是最重要且纹波要求较高的一路, 所以本研究对该路输出进行电压反馈。考虑到辅助电源的负载相对比较固定, 其他各路输出电压的质量要求不高, 所以从节约成本的角度出发, 本研究没有采用类似7815的二次稳压模块和附加的LC滤波器。

该辅助电源主要技术指标如表1所示。

2.2 高频变压器设计

根据变压器原副边电流情况, 单端反激变换器可以处于断续工作模式 (DCM) , 临界工作模式 (BCM) , 连续工作模式 (CCM) 。由于输入电压及负载的变化, 变换器可能在不同工作模式切换。考虑当变换器输入电压最小值为220 V且带满载的1/3时处于临界工作模式, 对其变压器主要参数确定如下:

根据系统相关的设定参数可以求得原边电感LP (单位为mH) , 如下式所示:

式中:Uin min—最低输入电压, V;Dmax—输出最大占空比;η—系统效率;Po max—最大输出功率, W;fS—开关频率, kHz。

变压器磁芯面积乘积AP计算值 (单位为mm4) 可由下式求得:

式中:Ae—磁芯的有效截面积, mm2;Aw—磁芯的窗口面积, mm2;ko—窗口的铜填充系数, 一般取0.4;kc—磁芯填充系数, 对铁氧体磁芯取1;Bm—变压器工作磁密T, 且Bm0.5Bsat, Bsat—磁芯的饱和磁密T。

对于这种8路输出的高频变压器, 由于绕组比较多, 在选择磁芯时一般AP比计算值大很多, 这样方便变压器绕制, 同时变压器的散热比较好, 温升问题也较小。

原边匝数NP可由下式求得:

计算气隙l1 (单位:mm) 可由下式求得:

值得注意的是计算气隙l1表示近似值, 需要进一步计算得修正气隙l2 (单位:mm) , 如下式所示:

式中:le—选择磁芯数据里的实效磁路长度;μ—磁芯材质表里查到的初始磁导率, 但要考虑修正气隙的合理性, 既不能太小, 小于0.2 mm就很难实现, 也不能太大, 太大就会使漏感问题很严重, 一般会控制这个气隙在0.8 mm以内。

主反馈输出绕组的匝数NS可由下式求得:

式中:n—NP与NS的比值, 它的计算取值与系统采用的功率器件最大耐压值及系统最大输入电压相关, 此处就不详细阐述。但由于考虑到原边与副边导线尺寸相差太大会造成变压器线圈绕制工艺问题, 一般n最大为10∶1, 最小为1∶10。

其他输出绕组匝数NK均可由输出电压比得到, 如下式所示:

式中:UK, NK—所求输出绕组的电压和匝数。

2.3 漏感吸收电路

在反激变换器中, 高频变压器由于防止磁芯饱和的气隙存在, 必然会引起漏感, 在开关管关断时, 变压器漏感与开关管及变压器的寄生电容之间的谐振会在开关管两端产生很大的尖峰电压, 容易击穿开关管。在不计成本追求效率的情况下, 采用有源无损的瞬态电压抑制器TVS保护开关管抑制漏感尖峰电压, 笔者建议采用低成本的RCD无源有损箝位电路保护开关管[7,8,9]。

RCD箝位电路参数的选取很重要, 系统负载发生变化时箝位电压会随之变化, 若R、C参数选择合适, 不仅能抑制开关管的关断尖峰电压, 而且箝位电阻R的损耗较低;若R、C参数选择不合适, 不仅关断时尖峰电压较大易击穿开关管, 而且箝位电阻R会消耗变压器励磁电感能量, 从而降低整个电源系统的效率。箝位电路的参数确定如下:

RCD电路箝位电压Vclamp可由下式确定:

式中:VDSS—MOS管的最大反向耐压, Vin max—最大输入电压。

箝位电阻R19可由下式确定:

式中:VOR—反射电压;LS—高频变压器的原边漏感, mH;IPK—原边绕组或开关管的最大电流。

箝位电容C17 (单位:μF) 由式 (10) 确定:

3 控制电路设计

3.1 控制芯片TL2844B的启动及正常工作

TL2844B第7脚Vcc为其工作电源, 其启动电压是16 V, 关闭阈值为10 V。

电池的直流高压分为两路:一路经变压器初级绕组直接加至MOS管的漏极;另一路经启动电阻降压给TL2844B第7脚Vcc并联的电容C18充电, 当Vcc>16 V时芯片立即启动工作, 此时芯片需要的启动电流<0.5 mA (启动电阻应选择合适值) , 同时变压器次级馈电绕组可能由于系统逐渐稳定在10 ms后才感应输出到Vcc供给TL2844B, 以保持芯片的正常工作, 所以当启动电阻确定后, C18电容值需要合适选择。本研究在TL2844B内部的第7脚输入端设有34 V的稳压二极管, 用于保证其内部电路绝对工作在34 V以下, 防止高压可能带来的损害[10]。

此外, TL2844B内第7脚Vcc具有欠压锁定保护的作用, 当电路由于某种原因导致电压下降时, 次级馈电绕组感应输出到第7脚Vcc也会下降, 当低至10 V以下时, 芯片将停止工作。在系统过载或输出短路时, 两个并联电阻R14、R15能滤除负载绕组漏感引起的初始尖峰电压 (因为起始的尖峰部分整流就足够给7脚供电的电压) , 使得Vcc电压掉落到欠压保护点达到打嗝保护目的 (此外, C18电容值的选择对打嗝保护也会有影响) 。

3.2 电压反馈电路设计

电压反馈电路通过电阻R1、R2对+15 V的输出电压进行分压, 将R2得到的采样电压与TL431的参考端2.5 V进行比较。若采样电压小于2.5 V (或相等) , 则TL431未工作, 阴极电流很小 (小于1 mA) , 此时流过PS2501光耦 (非线性光耦、高速开关) 二极管的电流很小, 光敏晶体管不导通, TL2844B的第1脚COMP为高电位, 约为5.8 V (经过两个二极管压降再通过电阻分压得到的电压约为1.8 V, 但由于TL2844B芯片内部有1 V稳压管, 电流感应比较器反相输入端为1 V, 其输出R为低电平) 。或门输出保持原有状态 (当S为高电平时, 无论R是何状态, MOS管此时关断, 即R对或门的输出无影响, 当S转为低电平, RS触发器保持原有状态) , 从而输出以最大占空比D进行输出。

当输出电压因某种原因偏高, 则采样电压大于2.5 V, 流过TL431的阴极电流增大, 流过光耦二极管的电流增加, 光耦二极管导通发光, 光敏晶体管导通, 其输出R为高电平。在开关周期内, S为高电平表示开关管关断, 输出R对或门输出无影响, 若S为低电平, RS触发器输出高电平, 表示无论开关管在什么状态, 或门输出为高电平, 开关管关断, 输出占空比D下降, 导致输出电压降低。

3.3 电流反馈电路设计

在电流控制型DC/DC变换器中, 由于内环采用了直接峰值电流控制技术, 可以及时准确地检测出变压器以及开关管中的瞬态电流, 从而形成了逐个电流脉冲检测电路。只要研究者给定限制参考电流, 就可以准确地限制流过开关管和变压器中的最大电流, 从而在输出过载或短路时保护开关管和变压器, 同时有效克服因输入电压的浪涌产生很大的尖峰电流而损害功率开关管。

开关管导通时, 其流过的电流逐渐增大, 并在由R17、R18并联组成的电流检测电阻Rc上产生压降, 该电压与电流比较器的另一端进行比较, 当这电压达到一定值时, 锁存器复位, 开关管截止;正常运行时, 检测电阻上的峰值电压由误差放大器控制。

原边检测电流I由下式确定:

式中:Ue—电压误差放大器的输出电压。

TL2844B的内部电流感应比较器反向输入端钳位为lV, 因此最大峰值电流限制为I=1 Rc。本研究设计了由R7、C20组成的滤波电路, 是为了滤除开关管导通时锯齿波的前端小尖峰。为了防止误控, C20电容值不能大, 否则让正常的锯齿波衰减导致电流峰值失控爆管, 其时间常数通常近似等于电流尖峰持续时间, 约为几百纳秒。此处的R7、C20分别是1 kΩ和1 nF。

3.4 振荡频率的设定

电源的工作频率可由TL2844B的数据手册中查到, 该芯片PWM输出的开关频率fS是振荡器频率fC的一半。

若时间电阻R5小于等于5 kΩ时, 振荡频率fC由下式确定:

若时间电阻R5大于5 kΩ时, 振荡频率fC由下式确定:

式中:C21—充电电容。

而开关频率fS=0.5fC, 开关频率直接影响高频变压器体积的大小, 但太大又会增大开关损耗, 一般取50 kHz左右。为此, 开关频率设定为:fS=0.5fC=43 k Hz, R5和C21的取值为:R5=20 kΩ, C21=1 nF。

4 输出整流电路及高频噪声抑制方法

4.1 输出整流电路

在每一路输出都是由快恢复整流二极管和滤波电容 (大容值电解电容滤低频和小贴片电容滤高频) 构成。在满足系统负载供电性能需求度前提下, 从节约成本角度考虑, 本研究方法中的各路输出没附加LC滤波器。

4.2 高频噪声抑制方法

引起输出高频噪声的原因较多, 所以降低高频噪声的方法各异, 主要采用的方法为: (1) 在布板方面, 尽可能缩小高频环路面积, 尽可能减小布板时因走线不合理所引起的分布参数对高频噪声的影响; (2) 关键元器件选择时需要关注的一些参数, 如电解电容的ESR、ESL, 开关MOSFET管的门极电荷、反向恢复电荷, 整流二极管的寄生电容、反向恢复时间等; (3) 变压器绕制方式对变压器分布参数有不同的影响, 低压输入时可以只需考虑漏感的影响, 但高压输入时必须考虑分布电容的影响[11]。

当然, 除了前面从源头减小高频噪声的方法外, 还可以采用外加的高频噪声抑制手段, 即: (1) 在MOS管漏源极和整流二极管两端加合理的RC吸收电路; (2) 在整流二极管上串磁珠; (3) 增大MOS管的驱动电阻; (4) 在输入侧加X电容减小差模噪声; (5) 在一、二次侧间加Y电容, 并尝试改变Y电容的位置及参数值以达到较好地减少共模噪声。

相比于差模干扰, 共模干扰的幅度大、频率高, 可以通过电源线形成辐射, 所以干扰较大。该设计在一、二次侧间加合适的Y电容CY1和CY2, 抑制高频噪声, 减少高频振荡和降低噪声峰峰值。

设计的辅助电源系统在整个输入电压范围内带满载时, +15 V输出的最大噪声峰峰值如图5所示 (左图是无Y电容方案, 右图是有Y电容方案) 。

-15 V输出的最大噪声峰峰值如图6所示 (左图是无Y电容方案, 右图是有Y电容方案) 。

5 结束语

在满足电动汽车电驱动系统辅助电源设计需求的同时, 兼顾系统成本, 本研究采用了单端反激多路输出的辅助电源设计方案达到了最初的设计目的, 并给出详细的设计过程。

经系统实验性能测试, 结果表明, 本研究所设计的辅助电源具有结构简单、性能良好的技术优势, 实现了在输入电压宽范围变化时系统多路电压的稳定输出;所采用的RCD电路既能保护开关管又能保证系统的效率, 同时, 还通过一、二次侧间加合适的Y电容抑制了共模噪声。目前, 该方案可以直接应用于电动汽车的电驱动系统。

参考文献

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[10]夏亮.电动汽车驱动器用开关电源的设计研究[D].上海:同济大学电子与信息工程学院, 2008.

设计驱动电源 篇8

系统休眠是嵌入式系统除关机外最省电的一种状态。休眠(Suspend,STR(Suspend To RAM)),又称为挂起或者挂起到内存,会将目前的运行状态数据存放在内存,并关闭硬盘、外设等设备,进入等待状态,此时除了内存仍然需要电力维持其数据,整机其余部分耗电很少。恢复时处理器从内存读出数据,回到挂起前的状态,恢复速度较快。一般在电池无故障且充满电的情况下可以维持这种状态数天之久。

1 SEP0611和电源管理单元硬件设计

SEP0611是东南大学自主研发的一款基于

UniCore32内核的32位高性能、低功耗RISC微处理器,是定位于手持播放设备、卫星导航产品的高性能处理器。主要分为五个部分:系统与时钟控制、外设接口、多媒体系统、GPS系统和存储系统。系统与时钟控制部分包含了电源管理单元(Power Management Unit,PMU)的设计。

PMU包括时钟控制和功耗控制两部分。功耗控制主要负责在各个工作模式下的切换,进入低功耗模式后的唤醒,以及系统的复位控制。系统工作模式主要分为三种:正常工作模式、挂起模式、休眠模式。

2 Linux APM技术

图1 Linux APM技术架构图(参见右栏)

图1是APM技术在Linux中的架构图。用户通过用户态的APM接口或策略向BIOS申请休眠请求,BIOS设备接收到用户层的休眠请求后会调用内核低功耗层的接口函数,从而实现系统进入休眠的一系列操作;在接收到唤醒信号后内核低功耗层会执行唤醒操作,与此同时低功耗层也会调用外设驱动的电源管理接口让设备跟随系统

实现唤醒。SEP0611无BIOS,系统唤醒后会回到bootloader执行。

3 系统休眠的内核层分析与驱动设计

Linux系统休眠内核层是整个休眠部分的核心。它将接受上层休眠命令,并通过驱动层使外围设备进入相应的suspend状态等,在得到唤醒信号后将恢复状态继续运行。它包括了体系结构无关的部分:当前进程的冻结/释放,管理外围驱动;也包括了体系结构相关的部分:让处理器进入/退出休眠,DDR进入自刷新指令序列,系统状态保存/恢复等。本小节由休眠准备,休眠进入和休眠退出,完成唤醒三部分组成。

3.1 休眠准备

在本文中,将suspend_prepare函数、suspend_devices_and_enter函数中的大部分内容划分为休眠准备部分。

suspend_prepare函数的主要作用如下:

(1)用一个全局变量保存好控制台。

(2)执行pm_notifier_call_chain函数,该函数调用notifier_call_chain函数来通知事件(将休眠)的到达。

(3)冻结进程,这通过freeze_processses函数实现。

在suspend_devices_and_enter函数中执行剩余的休眠准备工作:

(1)调用suspend_ops->begin。

(2)调用suspend_console函数获取控制台信号量以休眠控制台。

(3)调用dpm_suspend_start函数,该函数分为两步。首先调用device_prepare,该设备准备函数通常无操作;然后调用device_suspend函数,使设备驱动进入休眠模式。在该函数中,系统会遍历dpm_active链表,为该链表上的每个驱动调用suspend函数(该函数负责挂起设备驱动),正常返回后会将其移至dpm_off链表队列。至此,已完成休眠准备部分的工作。下面以音频驱动为例展示设备驱动suspend函数的填写(函数头略):

这段代码主要实现:保存音频设备硬件寄存器;禁止音频设备时钟。

3.2 休眠进入和休眠退出

完成了进入休眠的准备工作,接下来就是进入休眠。suspend_enter是休眠进入函数,该函数将调用suspend_ops->enter(state),调用该函数即是调用SEP0611驱动接口函数sep_pm_enter;该接口函数在sep_pm.c中实现。该文件将保存在CPU寄存器,将休眠代码搬运到sram中,然后系统在sram中执行休眠代码,先让DDR进入自刷新状态,而后处理器进入sleep模式。当系统处于休眠模式时,一旦接收到唤醒事件的中断,如内部的RTC ALARM中断或者外部的Wakeup按键信号才能够让系统退出休眠,即唤醒系统。综上,进入/退出休眠的代码流程图如图4所示。

在图2中的休眠进入部分,保存CPU各模式状态之后,跳转到sram执行DDR2的自刷新和休眠的进入,而这段代码(DDR2的自刷新和休眠的进入)此前已由copy_func_to_sram函数搬运至sram中;而跳转通过将sram的物理地址静态映射到linux内核(在对应架构的mm.c中)实现。此后,系统处于休眠(sleep)模式,直至唤醒信号的到来。SEP0611中可用的唤醒信号有:电源键、RTC的ALARM中断、外部GPIO(AO)口。一旦唤醒信号到来,即是该执行休眠退出部分了。PMU硬件部分将让系统重新上电,而软件则回到bootloader部分执行,在bootloader中有一段分支代码,该部分代码判断是一次正常启动还是一次从休眠的唤醒,若是后者,则恢复CPU各模式状态,此后回到linux操作系统。需要说明的是,在进入休眠部分的保存CPU各模式状态之前,PC值(用于返回的地址,实际保存的是PC值加上0x10(合4条指令))已经被保存到一个硬件寄存器中;因此,在退出休眠部分的恢复CPU各模式状态之后,将PC值从硬件寄存器取出,通过其使程序回到linux操作系统执行。

3.3 完成唤醒

上面讲到了程序回到linux系统执行后,休眠内核层将通过suspend_devices_and_enter函数中位于调用suspend_enter之后的部分和suspend_finish函数完成与休眠准备相逆的操作。

首先在suspend_devices_and_enter函数中执行以下完成唤醒的工作:

(1)调用dpm_suspend_end函数,该函数分为两步。首先调用设备唤醒函数device_resume,该函数会遍历dpm_off链表队列,依次调用该队列上设备驱动的resume函数,让驱动恢复正常工作模式,并将其从dpm_off队列恢复至dpm_active队列。然后调用device_complete函数,该函数通常无操作。下面仍以音频驱动为例展示设备驱动resume函数的填写(函数头略):

这段代码主要实现:

(1)使能音频设备时钟;初始化音频相关的GPIO口;恢复音频设备硬件寄存器。

(2)调用resume_console函数释放控制台信号量以唤醒控制台。

(3)调用suspend_ops->end。

其次suspend_finish函数完成与suspend_prepare函数相逆的操作:

(1)唤醒进程,通过thaw_processses函数实现。

(2)执行pm_notifier_call_chain函数,该函数调用notifier_call_chain函数来通知事件(完成唤醒)的到达。

(3)从全局变量恢复控制台。

至此,系统完成唤醒,且系统中所有的设备驱动能正常工作。

4 驱动验证

4.1 验证环境和方法

驱动验证在江苏东大集成电路有限公司生产的功耗测试板上进行,该测试板编号为:SEUIC东集PCB602_DEMO0611,生产日期为2011.05.13。测试时:CPU运行在800MHz,AHB总线运行在180MHz,DDR运行在400MHz;测试板采用4路LDO供电,4路分别为core、arm、ddr_phy、cpu_io。测试方法为:1)用万用表的毫安档测试电流,每测一路,要将该路的0Ω电阻吹掉,将万用表串入电路,同时保证其他路的0Ω电阻连接。2)通过操作linux操作系统中sysfs文件系统提供的接口让测试板进入休眠,即是在终端输入命令:echo mem>sys power/state。3)通过电源键(或RTC定时中断)唤醒系统,唤醒后验证设备驱动功能。

4.2 验证结果

测试的0Ω电阻上的电流值如表1所示。b-s(mA)列代表系统休眠之前某电阻上的电流值;i-s(mA)列代表系统休眠之时某电阻上的电流值;a-s(mA)列代表系统完成唤醒时某电阻上的电流值;最后一列除了包含了上面提到了4路外,还包含DDR颗粒(ddr_mem)和外设(io)这两路。在休眠之前和完成唤醒后,系统都处于空闲模式。

由表1可见,系统进入休眠状态,core、arm、ddr_phy、cpu_io这四路的电流下降为0,因为这4路电压都为0,而此时DDR颗粒和外设上分别有14mA和17mA的电流。在测量各路电流的同时,还采用稳压源供电,测试了板级总电流:系统休眠之前的板级总电流为287mA,休眠之时为23mA,完成唤醒时为284mA。

在系统完成唤醒后,测试了系统中所有设备驱动的工作情况:系统中的包括TIMER、CPU这样的系统设备工作正常;系统中的外设驱动包括UART、LCDC、I2C、I2S、SDIO、NAND、USB等都能正常工作。

5 结论

由于在系统休眠时4路LDO的掉电和除常开区外各路时钟的切断,系统休眠的电流降到了23mA。这个数值为系统运行时的8%,大大降低了系统的功耗。目前的休眠电流主要消耗在DDR颗粒和外部io上,这都有改进的空间,例如:可以通过配置DDR控制器优化DDR时序、打开DDR的低功耗模式;采用具有更低功耗的DDR3颗粒;可以检查整板电路,是否在测试板休眠时有回路导致电流泄漏;可以检查io电路,等等。总体来说,本设计实现了SEP0611处理器板级的休眠和唤醒、所有设备驱动的休眠和唤醒;完成了电源管理驱动的设计;并在功耗测试板上验证了驱动的正确性。这对以后管理、降低SEP0611平台的整板功耗有重要意义,对其他平台下的电源管理驱动也有一定的借鉴意义。

参考文献

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设计驱动电源 篇9

三相IGBT全桥6个IGBT共需要6路驱动,每路IGBT驱动电源的地与该IGBT的发射极E连在一起。而三相IGBT全桥处于下桥臂的3个IGBT是共射极连接的,所以三相IGBT全桥下桥臂的3个IGBT驱动电源是共地的,即三相IGBT全桥6路驱动仅需要4路相互隔离的电源。每路IGBT驱动一般需要正负电压的双电源供电,所以每路隔离电源必须能够提供正负电压输出。目前市场上已存在提供4路隔离输出的DC/DC电源,但每路均提供正负电压输出的4路隔离输出电源还不存在。

本文针对10 kW三相IGBT全桥变换器设计了一种隔离驱动电源,提供4路相互隔离的输出,每路输出均提供+15 V/-9 V电源。电源功率较小,考虑成本和效率,采用单端反激式结构[1,2,3,4]。电源内部反馈网络采用电压和电流反馈双闭环串极结构,分别从电压输出端和电流采样电阻上得到电压电流反馈信号,经反馈网络输入到PWM控制器,PWM控制器根据反馈信号大小调节其输出开关脉冲的占空比,以此来保持输出电压的稳定。

1 三相IGBT全桥隔离驱动电源设计

三相IGBT全桥隔离驱动电源采用电流型PWM控制器UC3845,输出4路相互隔离的+15 V/-9 V,如图1所示[5]。其中,一路额定输出电流为0.2 A,用于三相全桥下桥臂共射极连接的3个IGBT的驱动供电,另外3路额定输出电流为0.1 A,分别用于上桥臂的3个IGBT的驱动供电。

1.1 电路工作原理

1.1.1 开关脉冲的产生[6]

开关管导通时,变压器的初级电流逐渐增大,采样电阻RS上的压降增加,通过RC滤波电路反馈到芯片UC3845的3脚,与电流取样比较器的另一端进行比较,当这个压降达到UC3845的1管脚建立的门限电平时,锁存器复位,开关管截止。UC3845作为电流模式控制器工作,输出开关的导通由UC3845内部振荡器开始,到变压器初级电流到达管脚1建立的门限电平时为止。

1.1.2 占空比的调节[7,8]

变压器+15 V,-9 V/0.2 A一路输出电压通过TL431a和光耦PC817反馈到UC3845的1脚,UC3845的2脚接地,UC3845内部误差比较放大器的输入误差总是固定的,将PC817的光电晶体管视为可变电阻,1脚的反馈信号改变的是误差比较放大器的增益,其等效电路如图2所示。

当+15 V、-9 V/0.2 A一路输出电压过高时,TL431参考端电压升高,阴极电压降低,光耦PC817二极管的电流增大,晶体管电流也相应增大,UC3845的1脚电压降低,流过开关管的峰值电流减小,占空比减小,使得输出电压降低。当输出电压偏低时与上述情况正好相反。

1.1.3 +15 V/-9 V电压的产生

图1所示的隔离电源的变压器次级4路实际输出+24 V的电压,为得到+15 V/-9 V的电压,采用15 V稳压二极管和电阻串联的形式。也可以采用变压器次级引出中间抽头的方式,但这种方式占用变压器管脚太多,变压器骨架管脚数目会不足。

1.2 反激式变压器设计[9,10]

单端反激式变压器可工作在电流连续模式(CCM)或断续模式(DCM),但在CCM模式下变压器磁芯易饱和发热,通常设计为DCM下工作。

确定已知参数:直流输入电压的最大值Uinmax和最小值Uinmin;输出电压UO、功率PO;开关频率f、工作效率η、开关导通压降UDS。在反激变压器中,次级反激电压VOR与输入电压之和不能高于开关管的耐压USmax,则确定反激电压为:VOR=USmax-Uinmax。最大占空比:Dmax=VOR/(VOR+Uinmin-UDS)。

确定初级电流平均值IAVG,峰值IP,有效值IRMS:${\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{Ο}}}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{Ρ}}=\frac{2{\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}}{D{}_{\max }}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{\frac{D{}_{\max }}{3}}\text{A}$。

确定初级导线直径:

$D{}_{\text{Ρ}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J为电流密度,J取4～10 A/mm2。

确定原次级匝比:

$n=\frac{D{}_{\max }}{1-D{}_{\max }}\cdot \frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}-U{}_{\text{D}\text{S}}(\text{Ο}\text{Ν})}{U{}_{\text{Ο}}+U{}_{\text{F}1}}$

式中:UF1为次级整流二极管压降(单位:V)。

确定次级电流峰值ISP,有效值ISRMS:

ISP=n×IP;${\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{(1-D{}_{\max })/3}$

确定次级导线直径:

$D{}_{\text{S}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J取电流密度4～10 A/mm2。

确定初级电感:

LP=UinminDmax/(fIP) mH

式中:f为开关频率(单位:kHz)。

采用AP法选择磁芯:

$\text{A}\text{Ρ}=(\frac{0.1L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{B{}_{\text{w}}{\rm K}{}_{0}J}){}^{1.14}\text{c}\text{m}{}^4$

式中:Bw为磁芯工作感应强度(单位:T);K0为窗口有效利用系数,一般为0.2～0.4。

确定初、次级匝数:

${\rm N}{}_{\text{Ρ}}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}D{}_{\max }}{fA{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}}$;${\rm N}{}_{\text{S}}=\frac{{\rm N}{}_{\text{Ρ}}}{n}$

式中:Ae为磁芯截面面积(单位:mm2);f为开关频率(单位:kHz);Bm为最大磁通密度(单位:T)。

确定气隙宽度:$l{}_{\text{g}}=\frac{0.4\text{π}L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{A{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}^2}$mm。

1.3 电压电流反馈回路参数设计[7]

TL431a是美国德州仪器(TI)生产的2.5～36 V可调式精密并联稳压器。它的参考端输入电流值为2 μA,为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响,通常取流过电阻Rlow的电流为参考输入端电流的100倍以上,所以得Rlow的取值范围:$R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}\le \frac{2.5\text{V}}{200\text{μ}\text{A}}=12.5\text{k}\text{Ω}。$在该范围内给Rlow取值。根据Rup,Rlow,UO,Uref的关系,得到$R{}_{\text{u}\text{p}}=(U{}_{\text{Ο}}-U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}})\frac{R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}}{U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}}$。

TL431a的阴极电压Uka在2.5 V～36 V变化时,阴极电流Ika范围是1～150 mA,当PC817的正向电流If为0时,必须保证Ika至少为1 mA,所以Ibias至少为1 mA,此时PC817的正向压降Uf即Ubias小于1.2 V,所以Rbias的范围:$R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}\le \frac{U{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}}{{\rm I}{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{i}\text{n}}}=\frac{1.2}{1}=1.2\text{k}\text{Ω}$。

UC3845的1脚正常电压为0.8 V～6.2 V,由PC817的技术资料得:当PC817二极管正向电流If为3 mA左右时,晶体管集射电流Ic在4 mA左右变化,集射电压Uce在很宽的范围内线性变化,符合UC3845的控制要求,所以取PC817二极管正向电流If为3 mA,取TL431a阴极电流Ika为不大于150 mA的确定值(例如20 mA)。由此根据${\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}={\rm I}{}_{\text{f}}+\frac{1.2\text{V}}{R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}}$,可得Rbias的值;又由TL431a阴极工作电位为2.5～36 V得到Rf的取值范围:

$\frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-36\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}\le R{}_{\text{f}}\le \frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-2.5\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}$

2 实验结果

对设计的电路进行实验,得出了实验数据和波形。表1为隔离电源在空载和带载(+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载240 Ω,另外3路输出各带载120 Ω)下的4路输出电压值及相应的负载调整率。图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载时的电压波形。

图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路带载输出电压:深色CH1为+15 V输出,浅色CH2为-9 V输出。

3 结 语

本文设计制作了基于电流型PWM控制器UC3845的三相IGBT全桥隔离驱动电源,采用单端反激式结构,结构简单,成本较低。实验表明,该隔离驱动电源的输出电压稳定,负载调整率高,具有很高的应用价值,同时填补了当前市场没有三相IGBT全桥隔离驱动电源的空白。

一种新型LD驱动电源的设计 篇10

关键词：半导体激光器,驱动电源,恒流,DC/DC

1 引言

半导体激光器(LD)具有波段范围广、转换效率高、使用寿命长、具有直接调制能力、体积小、重量轻、价格便宜等优点。目前,LD已在通信、照明、医学等领域被广泛应用[1]。

由于LD是依靠载流子直接注入而工作的,注入电流的稳定性对激光器的输出有直接的、明显的影响。因此,要求LD的电源是一个恒流源,并且应当具有很高的电流稳定度。随着LD输出功率及其性能的不断提高,对LD驱动电源的要求也越来越高,光纤通信系统中大量使用的LD的工作电流范围为十几到几十毫安,照明领域应用的LD的工作电流在几十毫安到几安,对作为光泵浦源的大功率LD,它的工作电流可达数十安以上[2]。

目前被广泛应用的LD驱动电源主要有三种:基于晶体管的驱动电源、场效应管驱动电源和专用芯片驱动电源,前两种驱动电源具有精度高,起始电流小,成本低的优点,但是由于三极管及场效应管在大电流工作下产生大量的热使其工作效率迅速降低且电流不稳定,因此这类驱动电源只被广泛应用于小电流的LD驱动。基于专用芯片的驱动电源采用降压—升压(buck—boost)和降压(buck)拓扑控制电流的大小,具有恒流范围大、调谐精度高、工作效率高等优点,广泛应用于大功率LD。本文系统地对三种驱动电源进行了分析与比较,并设计出一种基于DC/DC转换芯片的可调式激光器驱动电源。

2 恒流源的组成和工作原理

LD的电源一般由以下几部分组成:精密基准电压源、电流电压转换器和电流放大器。如图1所示。

基准电压源提供基准电压,由电位器对基准电压进行取样,并将取样值送入电流电压转换器,将取样电压转换成取样电流,取样电流与采样电流通过比较器进行比较,用比较结果调整输出电流,通过对输出电流的反复采样并与取样电流的比较,使输出电流形成稳定恒流。由于电流电压转换器所产生的稳定电流值很小,故需要用电流放大器对其进行放大,已达到使用要求[2]。

恒流源是输出电流保持不变的电源,理想的恒流源具有以下特点:

(1)输出电流不因负载变化而变化;

(2)输出电流不因环境温度变化而变化;

(3)内阻为无限大。

3 晶体管驱动电源

晶体管驱动电源以晶体三极管为主要器件组成,利用晶体三极管集电极电压变化对电流影响小,并在电路中采用电流负反馈来提高输出电流的恒定性。通常,还需采用一定的温度补偿和稳压措施[3]。晶体管驱动电源的基本型电路[4]如图2所示。

图中R 1、R 2分压稳定B点电压,R e形成电流负反馈,输出电流。且其输入阻抗为:

式中rce为晶体管T集射极间电阻,一般为几十千欧以上;rbe为晶体管T输入电阻,一般为几千欧左右;。若设R e=5kΩ,Rb=10kΩ,晶体管参数r ce=100kΩ,。可得到内阻。

可见,对于一个工作电压为伏数量级的电源,采用一个晶体管,其等效内阻是非常巨大的。由于基于晶体管的驱动电源电路简单,成本较低,所以在小电流驱动电源中被广泛使用。

4 场效应管驱动电源

由场效应晶体管作为主要组成器件的恒流电路[4]如图3所示。

可解得:

对于场效应管恒流源的等效内阻,不难导出:

式中为场效应管漏源极间电阻,S为其跨导。若设,则。可见,其等效内阻也是非常巨大的。

另外,从(1)式和(6)式还可以看到,随着电阻R e或R S增大,晶体管恒流源内阻则趋于最大值,而场效应管恒流源内阻会趋于无穷大。由此,采用较大负反馈电阻,场效应管恒流源会取得更好的等效内阻指标。若将场效应管与晶体管配合使用,其等效内阻与基于晶体管的驱动电源相比将进一步增大。把两种晶体管结合起来并辅之以温度补偿和稳压措施,则恒流效果会更好。

5 专用芯片驱动电源

目前开关式DC/DC变换器驱动电路是LD驱动电源比较常采用的驱动电路。专用芯片驱动电源具有功耗低、驱动电流较大、发热量小等优点。开关稳压器利用无源磁性元件和电容元件的能量储存特性,从输入电压源中获取分离的能量,暂时把能量以磁场形式存储在电感中,或以电场形式存储在电容中,然后将能量转换到负载上,实现DC/DC变换[5]。这类转换器主要分为三类:升压型DC/DC转换器(BOOST)、降压型DC/DC转换器(BUCK)以及升降压型DC/DC转换器(BUCK-BOOST)。

6 BUCK拓扑模型

BUCK电路的功能是把直流输入电压Ui转换成直流输出电压Uo,从而实现降压目的,通常由三极管,二极管,电感,电容和负载构成主回路,控制回路采用PWM芯片通过调整占空比来控制晶体管的通断。其简化模型见图4,工作原理如下:

(1)K闭合后,D关断,电流流经L,L是储能滤波电感,它的作用是在K接通Ton期间限制大电流通过,防止输入电压Ui直接加到负载R上,对R造成电压冲击,同时把电感电流i L转化成磁能进行能量存储;与R并联的C是储能滤波电容,如此R两端的电压在Ton期间是稳定的直流电压。

(2)在K关断期间Toff,L将产生反电动势,流过电流i L由反电动势e L的正极流出,通过负载R,再经过续流二极管D,最后回到反电动势的负极。由于C的储能稳压,Toff阶段的输出电压Uo也是稳定的直流电压,由于K闭合时,L两端有压降,意味着Uo

7 基于DC/DC转换的恒流源电路设计

采用一种DC/DC转换芯片,设计了一个LD驱动电源。该芯片是降压型电源管理单片集成电路,最大输出电流3A,同时具有很好的线性和负载调节特性。固定输出版本有3.3V、5V、12V,可调版本可以输出小于37V的各种电压。

该器件内部集成了频率补偿和固定频率发生器,开关频率为150KHz,与低频开关调节器相比较,可以使用更小规格的滤波元件。该器件还有其他一些特点:在特定的输入电压和输出负载的条件下,输出电压的误差可以保证在±4%的范围内,振荡频率误差在±15%的范围内;可以用仅80μA的待机电流,实现外部断电;具有自我保护电路(一个两级降频限流保护和一个在异常情况下断电的过温完全保护电路),其内部框图如图5所示。

如图6所示,在此芯片的4脚与地端连接一采样电阻,芯片内部集成了1.235V的参考电压,采样电压与参考电压通过放大及比较电路进行比较,若有偏差,则可用放大器控制振荡器的输出占空比,并使占空比发生变化。外部电流的变化会改变4脚处采样电压的变换,此时电路即可转化成恒流源电路。为形成连续可调的恒流,本设计在4脚处添加了积分电路。

当输入信号是阶跃直流电压时,电容将以近似恒流的方式被充电,输出电压与时间成线性关系[6],即:

添加积分电路通过改变R c阻值可以扩大4脚处的电压可调范围,从而扩大恒流范围。本设计的驱动电源调节范围可在0~4A。

8 电路稳定性测试

选取1Ω10W的电阻作为负载,驱动电源在恒流状态下工作2小时30分钟,检测驱动电流,每30分钟记录一次,采集数据如图7所示。

上电后将输出电流值调为2.8A,除上电时有一次较大的冲击外,整个测试时间内驱动电流变化很小,稳定度很高。

驱动电源输出电流波形如图8所示。

从图中可知恒流频率为10KHz,每周期电流波纹如图9所示。

电流经过20ns到达第一个波峰,然后逐渐减小,400ns后达到稳定值,可见本恒流源的响应速度是很快的。产生波形衰减的原因主要有两个:一是由于BUCK回路开关的闭合瞬间会产生能量损耗使电流峰值产生衰减;二是负载上会不断有能量损耗并且芯片由于发热使转换效率降低,导致波形峰值不断衰减。

通过计算输出功率与输入功率的比值可以得出该电源的转换效率接近90%,随着输出电流的不断增加,转换效率会逐渐降低。不同输出电流对应的转换效率如图10所示。

经过调试和检测,本电源达到了以下各项性能技术指标:

(1)电源输入电压:7-35V;

(2)电源输出的直流电流:0-4A;

(3)电流稳定度接近100%;

(4)转换效率为90%;

(5)具有低频TTL调制功能,可接入0-1KHz的TTL调制信号。

9 结论

本文介绍了半导体激光器驱动电源的工作原理及分类,其中基于晶体管和场效应管的驱动电源驱动电流范围相对较低,而基于专用芯片的驱动电源驱动电流范围较大,且功耗低,可靠性好。设计了一款基于DC/DC转换芯片的驱动电源,其电流调节范围为0~4A,效率高,具有TTL信号调制功能,可以为大功率半导体激光器提供稳定驱动电流,满足激光照明的需要。

参考文献

[1]贾宏志,李玉林.半导体激光器驱动电源的设计,APPLIED LASER,181-182.

[2]黄德修,刘雪峰.半导体激光器及其应用,国防工业出版社,2000.255.

[3]于复生.大功率半导体激光器驱动电源设计.应用激光,2000.020(006)257-260.

[4]何燕飞.恒流源综述.益阳师专学报,2002.24-25.

[5]周志敏,周纪海等.LED驱动电路设计与应用.人民邮电出版社,2006.115.

设计驱动电源 篇11

MCU即微控制单元, 又称单片微型计算机或单片机。其中AT89系列单片机我国也得到极其广泛的应用, 最大特点是片内含Flash, 可电擦除与写入的一种闪存存储器, 从而使系统开发中调试更加便捷。

FPGA即现场可编程门阵列, 它作为专用集成电路领域中的一种半定制电路而出现, 具有功能强大、资源丰富、编程灵活、便于并行控制, 开发工具智能化等特点, 尤其是随着电子工艺的不断完善, 低成本的FPGA器件推陈出新, 所有这些都促使FPGA成为当今硬件设计的首选方式之一。

美国Spectra喷头是一种以压电式为主流的喷头。它采用压电喷墨技术, 将许多小的压电陶瓷放置在喷头喷孔附近, 利用压电陶瓷在脉冲电压下形变的原理, 在其上按需加电压, 使之伸缩, 把墨滴从喷孔压出, 喷到承印物上。因此, 压电陶瓷的驱动电源设计和实现成为控制Spectra喷头按需喷墨的最关键技术之一。

2系统总体设计

系统总体框图如图1所示, 主要包括MCU模块、FPGA模块、DAC模块。MCU模块负责单板任务的调度和数据流向的控制, 实现调试和外部数据通讯的功能;FPGA模块主要负责地址空间的分配、逻辑组合、数据预处理等。DAC模块主要负责数模转换, 将驱动电源参数的数字量转化为模拟量, 输出预期的驱动电源波形。

2.1 MCU模块

MCU模块主要包括单片机AT89S52、RS485通讯电路、I2C通讯电路。

RS485通讯电路如图2所示, 控制它的芯片是差分总线收发器75176B。

U5的D、DE管脚为低电平情况下, 当ENABLE_RE为高电平时, R管脚为高阻, 此时通过单片机自身R_OUTPUT信号变化从而产生驱动电源触发信号;当ENABLE_RE为低电平时, 此时单片机接收外部的触发信号。

U6的DE、RE管脚连接单片机的ENABLE信号, 当ENABLE为低电平, 此时通过单片机的RS485口来接收外部传送过来的FPGA配置数据、驱动电源参数等;当ENABLE为高电平, 此时通过单片机的RS485口返回相应数据与指令等。

控制I2C通讯电路的芯片是EEPROM24C256, 它主要用于存储1KB的驱动电源参数和15KB的FPGA配置数据, 24C256是具有I2C接口的512x64存储器, 在数据的存储过程中除了遵循I2C协议必须的逻辑以外, 一个最容易忽视并且最容易导致出错的问题就是存储地址问题。具体编程时, 将wbyte (addr) 修改为wbyte (addr/256) 和wbyte (addr%256) , 成功解决了存储地址出错问题。

2.2 FPGA模块

FPGA模块主要包括FPGA、SRAM存储电路。

FPGA选择了Altera FLEX 10K系列的EPF10K10TC144-3, 作为基于SRAM LUT结构的FLEX 10K器件, 其逻辑功能和互连关系是由存储在SRAM中的配置数据决定的。采用了被动串行 (PS) 配置方式对FLEX 10K进行配置, 它的工作原理可参考文献[4]和[5]。

采用C语言编写控制逻辑实现MCU配置FPGA, 采用Verilog HDL语言编写时序逻辑实现读写SRAM和DAC的数据预处理。

控制SRAM存储电路的芯片是IS61C256AL-12TLI, 它是一款采用高性能CMOS计数、高速、低功耗的32KB静态存取存储器。主要用于缓存脉冲波形数据, 并高效地传送驱动电源参数数据至DAC模块。

2.3 DAC模块

DAC模块主要包括DAC0800、运放电路、推挽功率放大电路。

D/A芯片的电流建立时间将直接影响到输出的最高频率, DAC0800的电流建立时间为100ns, 一个周期要输出256个点, 因此能达到的最大输出频率约为39KHz;驱动电源每个通道的波形参数用256个字节来存储, 可以存储31us的波形数据 (采样频率为8.25MHz) 。故输出波形最大频率为1/31k Hz<39KHz, 符合系统设计的要求。

控制运放电路的芯片是AD8056, AD8056 (双路) 电压反馈型放大器不仅能提供电流反馈型放大器通常具有的带宽和压摆率, 而且易于使用、成本低廉;它主要提供转换速度1400V/us。

推挽功率放大电路如图3所示, 它主要由2SA1407、2SC3601和2SC5242、2SA1962两对对管组成, 选择这样两对对管的主要是防止非线性失真。

3结束语

本文针对美国压电式Spectra喷头在脉冲电压作用下喷墨的原理, 设计了一种基于MCU和FPGA的驱动电源。本设计中采用了MCU配置FPGA方法, 可以减少硬件成本, 并实现在线升级和现场可编程。通过FPGA控制DAC0800进行数模转换, 经过运放AD8056电路放大电压, 经过推挽功率放大电路放大电流, 从而实现0至32KHz频率范围内可调的驱动电源波形 (例如图4、5所示) 输出, 并成功应用于我公司的IJDAS20、IJDAS100、IJDAS300和上海交通大学的定制喷墨打印机设备中。

参考文献

[1]董亚男等.基于单片机的智能信号发生器设计与仿真[J].电子测量技术, 2014, 37 (1) :62-65.

[2]董建晶等.基于FPGA与AD9854的宽带扫频信号源设计[J].国外电子测量技术, 2013, 32 (11) :65-69.

[3]于旭东, 龙兴武.机抖激光陀螺压电陶瓷驱动器参数设计[J].仪器仪表学报, 2013, 34 (6) :1428-1433.

[4]任良超.Altera Flex 10K的配置及实现[J].仪器仪表学报, 2005, 26 (8) :262-264.