动态驱动电路

动态驱动电路（精选10篇）

动态驱动电路 篇1

0 引 言

偏振控制器是一种重要的光器件, 在光纤通信和传感领域都有着广泛的应用。在光纤通信系统中, 准确地控制光纤中的偏振态, 关系着系统的稳定性和数据传输的误码率[1]。然而在消偏型光纤陀螺中, 准确测量光的偏振度也是保证光纤陀螺精度的有效措施。因此, 偏振控制器 (PC) 作为一种改变输入光偏振态的光器件是不可缺少的一种偏振控制器件, 在PMD动态补偿、偏振度 (DOP) 测试等方面发挥着重要的作用。

但是在实际运用中, 偏振控制器的半波电压与厂家给出的标称值并不完全一致, 导致了使用的不便。因此在使用时需要有与之配套的驱动电路[2]。但是, 许多厂家并不提供配套的驱动电路, 即使提供, 价格也昂贵, 在实际工程开发中不能达到最佳性价比。因此, 自主研制DPC的驱动电路是很有必要的。

本文以光纤挤压型偏振控制器为研究对象, 运用邦加球图示法分析了其工作原理, 并介绍基于DDS技术和FPGA的动态偏振控制器驱动电路的工作原理、系统结构及软、硬件设计。测试结果表明, 设计实现了驱动电路的预定功能, 生成了4路频率幅值均可调的正弦驱动信号。

1 DPC的工作原理

这里研究的光纤挤压型偏振控制器, 其内部结构如图1所示。它由4个压电陶瓷光纤挤压器 (称为挤压器F1, F2, F3, F4) 组成, 其方位角分别为0°, 45°, 0°, 45°, 各挤压器对应的驱动电压为V1, V2, V3, V4。分别在4个挤压器上加电压信号驱动, 产生相应的压力挤压光纤, 形成线性双折射, 改变入射光波的相位差, 从而实现任意偏振态转换[2]。

由文献[3,4,5]和上述偏振控制器内部结构, 可将挤压器中的四段光纤 (分别称为d1, d2, d3, d4) 看成不同方位角的相位延迟器。

(1) d1, d3可看成方位角为零的相位延迟器, 只改变输入光的相位延迟而不改变其偏振方向[5], 在邦加球上表现为输入偏振态绕S1轴的旋转。

(2) d2, d4可看成方位角为45°的相位延迟器[5], 也即旋光器和相位角为零的相位延迟器的合成, 不仅改变输入光的相位延迟, 也改变其偏振方向, 其偏振态变换在邦加球上表现为绕S2的旋转。

图2为d1, d2, d3, d4对偏振态变换在邦加球上的显示。如图2所示, 在邦加球上, 随所加电压的变化, d1或d3的输出光起始偏振态S绕S1轴顺时针旋转。d2, d4的输出光偏振态S′随所加电压变化在邦加球上绕S2轴逆时针旋转。

由此可知, 只要输入光的偏振态与F1和F2的方向都不垂直, 则输入光的偏振态都可以通过操作至少2个挤压器改变到任意一个偏振态。

2 DPC的驱动电路设计

DPC驱动电路的设计基于DDS技术[6], 系统主要由Xilinx Spartan-3系列FPGA、数/模转换器LTC1668及宽带放大器LT1812组成。

2.1 DDS的基本原理

DDS的基本原理是基于采样定理。将相位累加器输出的相位码通过查表法映射成波形幅度码, 经模/数转换和低通滤波后产生波形[7], 其框图如图3所示。它主要由参考时钟fref、相位累加器、相位寄存器、波形存储器、数模转换器及低通滤波器等部分构成。

DDS工作时, 它将在时钟脉冲的控制下, 对频率控制字F用累加器进行处理, 以得到相应的相位码;然后由相位码寻址波形存储器进行相位码——幅度编码变换后输出不同的幅度编码;再经过数模转换器和低通滤波器处理, 即可得到由频率控制字决定的连续变化的输出波形[8]。

2.2 硬件组成

DPC的驱动电路是基于偏振度测试系统平台 (见图4) 研制的。DPC用于将输入光扰偏后输出, 再经检偏器和探测器将光强信息转化为数字量送入FPGA, FPGA对数据进行处理后再对DPC的驱动电压做出调整并输出, 以达到完全扰偏的目的。

要实现完全扰偏, 也即是让输入偏振态在一定时间内遍历各个偏振态[9]。根据DPC的工作原理及实验尝试, 测试系统使用4路正弦信号同时驱动4个光纤挤压器。根据DPC自身性质[10], 所需提供电压最大值应小于2 V, 正弦波频率应小于2 000 Hz。因此, 驱动电路需要提供4路大于零的正弦波驱动信号, 其峰值应小于2 V, 且正弦波频率各不相等, 均小于2 000 Hz。

驱动电路的硬件结构如图5所示, 4路电压驱动设计均相同。采用16位高精度数/模转换器LTC1668, 将FPGA输出的数据转换为模拟电流, 再经运放LT1812将电流转换为电压。

LTC1668工作在±5 V双极性电压供电情况下, 其参考电压由内部提供, 输出采用单端电流输出模式。宽带放大器LT1812完成电流-电压转换, 最终输出符合要求的正弦信号。

2.3 软件设计

FPGA是驱动电路的控制核心。FPGA接收ADC转换的光强信息数据, 并传送给DSP;再根据DSP计算所得的数据 (即正弦驱动信号的频率f) 判断是否符合要求, 若符合要求则进入DDS子模块, 得到幅度码并发送给LTC1668, 以输出需要的正弦波。FPGA主模块流程图如图6 (a) 所示。

进入DDS子模块后, 由DDS基本原理, 可计算出相位步进n:

$n=f{}_{\text{o}}\times 2{}^{16}/f{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}$

式中:fo是输出频率;fref为DDS参考时钟频率, 由FPGA将晶振输入时钟经内部锁相环分频后产生。

由相位步进累加可得到相位码, 再寻址波形存储器即可完成相位——幅度转换, 得到相应的幅度码, 输出给主模块。由于驱动信号为正弦波, 波形存储器直接调用FPGA内部模块sin_cos_lookup_table, 输入与输出数据位宽均为16位。DDS子模块流程图如图6 (b) 所示。

2.4 实验测试结果

实验时设定4路正弦驱动信号V1, V2, V3, V4的频率分别为f1=2 000 Hz, f2=1 000 Hz, f3=1 800 Hz, f4=1 500 Hz。

示波器上观测的波形如图7所示。

波形使用双通道示波器观测, 2通道探头设置为10档。从图7中可以看出, 输出波形较为稳定。如果在FPGA程序内增大sin_cos_lookup_table模块的输入数据位宽, 也即增大采样点数, 可以得到精度更高的输出波形。

3 结 语

动态偏振控制器目前广泛应用于光纤通信和传感领域, 是一种重要的偏振控制器件。分析动态偏振控制器的工作原理, 并以光纤挤压型偏振控制器为研究对象, 设计了基于DDS技术和FPGA的调制电路, 该设计以偏振度测试系统为实验平台。实验测试结果表明, 所设计的调制电路能够输出4路频率可调的正弦信号, 输出信号稳定, 控制灵活, 工作性能可靠。该方法思路简单, 采用Verilog语言设计并调用FPGA内部模块, 设计灵活透明, 且外围电路较为简易, 具有良好的实用性和性价比。

摘要：偏振控制器广泛应用于光纤通信和传感领域, 研制具有高性价比的偏振控制器配套驱动电路是必要的。运用邦加球图示法, 分析光纤挤压型动态偏振控制器 (DPC) 的工作原理。以某种偏振度 (DOP) 测试系统的硬件为实验平台, 介绍基于直接数字频率合成 (DDS) 技术和FPGA的动态偏振控制器驱动电路的工作原理、系统结构及软、硬件设计。实验测试结果表明, 该设计实现了驱动电路的预期目标, 产生了4路具有频率可调, 相位噪声低等优点的正弦驱动信号。该驱动电路与传统实现方式相比, 具有输出信号稳定, 控制灵活, 实用性和性价比高等优点。

关键词：偏振控制器,DDS技术,FPGA,驱动电路

参考文献

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[5]张岚.电控晶体偏振控制器分析与研究[J].光子技术, 2006 (3) :144-149.

[6]杨威, 左月明, 刘洋, 等.利用FPGA实现DDS信号发生器的研究[J].山西农业大学学报, 2007, 27 (3) :329-332.

[7]施羽暇, 吕威, 李一晨.基于DDS技术的正弦信号发生器设计[J].信息技术, 2007 (1) :14-16.

[8]陈永泰, 潘志浪.基于FPGA的DDS信号源设计[J].电子元器件与应用, 2007, 9 (9) :45-47.

[9]阴亚芳, 方强, 刘毓.偏振度测试方法的研究[J].光通信研究, 2005 (4) :68-70.

[10]General Photonics Corporation.Integrated PolaRITETMⅡ/ⅢPolarization Controller Operation Manual[Z].2006.

动态驱动电路 篇2

HOWO驱动板内部电路工作原理

HOWO重型载货汽车目前在国内市场有相当大的保有量.其全车配有先进的车辆总线电器控制系统,使全车电器线路大大简化.该系统控制精度高,并且有完善的负载检测电路,使常见电器故障和系统工作状态方便地显示在车辆仪表信息屏上.

作 者：田胜 TIAN Sheng  作者单位：鞍山金和矿业有限公司,辽宁,鞍山,114048 刊 名：汽车电器 英文刊名：AUTO ELECTRIC PARTS 年，卷(期)： “”(1) 分类号：U463.61 关键词： 

IGBT驱动及短路保护电路研究 篇3

关键词：短路保护 驱动电路 IGBT

ICBT是一种具有良好的综合性能的功率开关器件，因此被广泛的应用在了各种变流装置中。由于以往的设计者往往只是对缓冲电路和主回路的设计比较关注，而将其短路保护电路以及IGBT驱动忽视了，这样就导致整机的可靠性在很大程度上受到了这些问题的影响。为了能够有效的解决上述的问题，本文论述了如何对短路保护电路和IGBT驱动进行选择和设计，笔者在此IGBT的驱动电路进行了分析，并对其短路保护功能进行了优化。

1 IGBT在保护和驱动电路方面的要求

1.1 IGBT及其dν/dt保护和短路保护分析

①IGBT的dν/dt保护主要指的是在如果具有过高的集射极间电压变化率，也就是具有较高的dν/dt，就有可能会导致出现IGBT发生动态锁定效应，在严重的情况下还会将IGBT击穿。不仅如此，因为级间等效电容的存在，如果dν/dt过大还会对IGBT造成进一步的影响，致使器件误导通的现象出现。针对这种情况可以使用缓慢降低栅极电压的方式以及对关断缓冲电路进行合理的设计，就能够使dν/dt得到有效降低[1]。②当短路发生时，在IGBT的还没有出现实质性损坏时就对其进行保护关断，就是所谓的IGBT的短路保护。同时在IGBT的短路安全工作区内对I一V在保护关断时的运行轨迹和短路电流进行限制。除了会导致产生热失效之外，器件的锁定效应和电压击穿等现象也与短路电流有着密切的关系。其主要原因在于IGBT的内部存在寄生晶闸管结构，当大于擎住电流的短路电流出现时，IGBT就会出现锁定效应，并丧失了栅控关断能力。采用对短路电流的幅值进行限制的方式就能够对锁定效应的发生起到有效的预防作用。

1.2 IGBT对驱动电路的基本要求分析

IGBT属于一种功率开关器件，因此整机的性能在很大程度上受到了IGBT的工作状态的影响。因此对合理的驱动电路进行选择或者设计就具有十分重要的作用，一般来说，理想的驱动电路必须要保证具备以下几项功能[2]。

①驱动电路必须要将正反向栅极电压VGE提供给IGBT。器件VCES会随着正向VGE的增高而逐渐的降低，这样对器件的通态损耗就会越为有利。然而为了能够对短路电流的幅值起到有效的限制作用，一般需要在20V的范围内对VGE进行控制[3]。②驱动电路必须能够有效的隔离输出和输入信号，而且对驱动电路内部的信号传输的延时进行控制，最好能够达到无延时[4]。③理想的驱动电路在出现过流故障或者短路故障的时候必须要具备短路保护的功能。

2 IGBT驱动和电路保护的措施

笔者以电路保护方案和IGBT驱动为基础，设计了IGBT驱动电路，其具有比较齐全的短路保护功能，具体情况见图1。

图1 IGBT驱动及短路保护电路方案

对输出和输入信号进行隔离的任务可以由其高速光藕6N137来完成，只有75ns的信号传输延时，因此在高频应用场合特别适用。动脉冲功率放大环节主要由V2、V3、V4共同构成。短路信号检测环节主要由D2、R6、Vl、R4等共同构成，快恢复二极管被应用在了其中的D2中，延时缓降栅压功能以及短路信号门限电压比较功能主要是Al、A2、V5等共同实现的，延时封锁输入信号功能主要是由CD4081、V7、LMC555以及V6等实现的[5]。

2.1 分析正常的工作状态

当高电平脉冲信号通过控制电路送来时，V3和光耦6N137可以对其导通，V2、V1进行截止，驱动电路将+l5V的栅极驱动信号提供给IGBT。如果控制电路将低电平脉冲信号送过来，光耦6N137关断，V2、V1进行导通，V4导通，驱动电路将-5V的栅极驱动信号提供给IGBT。

2.2 短路故障状态分析

当短路电流高于设定值时，就可以翻转A1，输出高电平。V5经过2.5μs的延时能够获得导通，从而缓慢的降低B点的位置。此时会有不断下降的栅极驱动电压出现在IGBT中，从而有效的延长了IGBT对短路电流的耐受时间，而延时缓降栅压功能就在这部分电路中实现了。

在成功的导通了V5之后，就可以截止V6，此时如果能够将短路信号进行7μs的维持，则可以翻转LMC555翻转，并输出高电平，从而成功的导通V7。在进行输出信号封锁时可以使用门4081，从而使IGBT的保护关断。如果LMC555在双稳定的工作状态下被翻转，就会将高电平输出，从而就会始终封锁输入信号，并使使用者感到强迫作用，并及时关机，采取有效的措施来排除短路故障。如果在翻转LMC555之前短路故障就已经解除了，则B点电位就会朝着+15V实现自动恢复。在关断IGBT的情况下Vl会导通，这样就使得IGBT导通状态与短路保护电路之间实现了同步。选择恢复二极管为D2主要是为了防止对IGBT进行关断时集电极上的高电压窜入驱动回路中。

高速电压比较器LM319在Al、A2中得到了应用，这样就能够使保护电路的反应速度得以提升；对VZl的稳压值进行调整能够对短路电流門限值进行调节；R9和C4是决定降栅压动作的延迟时间的主要参数；VZ5和C5是决定输入信号的封锁时间的主要参数；对缓降栅压斜率进行控制的电容器是C3，通过对C3参数的调整能够使栅极电压下降斜率得到有效改善。

目前在新开发的等离子喷涂电源中已经成功的运用了该电路，其在恶劣的环境下也具有良好的运行状态。

3 结语

①该驱动电路具有可靠和简单的特点，而且具有较小的输入输出信号传输延时，其选择了-5V以及+15V这两种方案。②其优点在于能够实现延时缓降栅压功能和输入信号的封锁功能，以及短路信号检测功能等，与此同时，其还可以调整封锁输入信号延迟时间、缓降栅压动作延迟时间以及引起保护电路动作的短路电流门限值。IGBT如果在大电流的情况下就可以配合使用LEM电流传感器以及短路保护电路。③该驱动电路需要配备较多的直流电源。

参考文献：

[1]姚文海，程善美，孙得金.大功率IGBT模块软关断短路保护策略[J].电气传动，2014（09）.

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[4]尹华，刘锐.PWM型DC/DC变换器过流/短路保护电路的设计[J].微电子学，2008（01）.

[5]余琳，黄康，王海军，王剑平，盖玲.绝缘栅双极晶体管串联关键技术[J].强激光与粒子束，2013（05）.

动态驱动电路 篇4

对于控制系统的主电源来说,本系统采用的是直流供电,在实际应用中的电动汽车使用的也是直流供电。本系统的直流电源为300V,可以串联蓄电池获得,也可以经过交流电进行整流获得。系统主电路如图1所示。

1、功率器件的选取

由于无刷直流电机PWM调速时要求较高的开关频率,因此,对开关元件的驱动电路提出了如下要求:改善开关元件的开关特性,减少开关时间;减少驱动功率,提高驱动效率;对开关元件的过流提供快速、可靠的保护。

随着电力电子器件的发展,快速关断器件如门极可关断晶体管GTO、功率双极型晶体管GTR、金属氧化硅晶体管MOSFET和绝缘栅双极晶体管IGBT等相继开发成功。其中IGBT是集MOSEFT和GTR优点于一身。即具有少子器件GTR的通态压降低、耐压高、可承受大电流等优点。又兼有多子器件MOSFET的开关速度快、热稳定好、无二次击穿、输入阻抗高、驱动微功耗的长处。因此倍受青睐。尤其是在电机控制、中频和开关电源以及要求快速、低损耗的领域发展迅速。在大功率全桥变换中。IGBT作为功率开关元器件是非常适合的。

IGBT是一压控器件。它所需的驱动电流与驱动功率非常小,可直接与模拟或数字功能块相接,不需加任何附加接口电路而且转换功率也大大提高。IGBT的导通与关断是由栅极电压UGE来控制的。当UGE大于开启电压UGE时。IGBT导通。当栅极和发射极间施加反向或不加信号时,使得IGBT关断。

本研究选用FS400R12KF4为驱动器件,FS400R12KF4基本参数:400A/1200V/6U。图2为功率器件。

2、IGBT驱动电路工作原理

本系统采用了EXB系列中的EXB841驱动模块。图3为驱动模块的外形图。EXB841是日本富士公司提供的300A/1200V高速型IGBT专用驱动模块。其最高工作频率为40kHz:单20V电源供电,内部自己产生-5V的反偏电压:具有过流保护和软关断功能。

从图4和图5看出,EXB841主要由放大、过流保护、5V基准电压和输出等部分组成。其中放大部分由TLP550、V2、V4、V5和R1、C1、R2,、R9组成,TLP550起信号输入和隔离作用,V2是中间级,V4和V5组成推挽输出;短路过流保护部分由V1、V3、V6、VZ1和C2、R3、R4、R5、R6、C3、R7、R8、C4等组成,实现过流检测和延时保护功能。EXB841的6脚通过快速恢复二极管接至IGBT的C极,检测IGBT的集射之间的通态电压降的高低来判断IGBT的过流情况加以保护;5V电压基准部分由R10、VZ2、C5组成,为IGBT驱动提供-5V反偏压。表1为EXB841的各端子。

(1)正常开通过程

当控制电路使EXB841输入端14和15脚有10mA的电流流过时,光耦TLP550导通,A点电位迅速下降至0V,使V1、V2截止;V2截止使D点电位上升至20V,V4导通V5截止,EXB841通过V4及栅极电阻R,向IGBT提供电流使之迅速导通,IGBT的VCE下降至3V,与此同时,EXB841的V1截止使+20V电源通过R3向电容C2充电,使B点电位上升,它们由零上升到13V的时间为2.54μs,由于IGBT约1μs后已导通,VCE下降至3V左右,从而使EXB841的6脚电位特制在8V左右,因此B点和C点电位不会充至13V,而是充至8V,稳压管VZ1的稳压值为13V,IGBT正常开通时不会被击穿,V3不通,E点电位仍为20V,二极管VD6截止,不影响V4,V5的正常工作。

(2)正常关断过程

控制电路使EXB841输入端14,15脚无电流流过,光耦TLP550不通,A点电位上升使V1,V2导通;V2导通使V4截止,V5导通,IGBT栅极电荷通过V5迅速放电,使EXB841的1脚电位迅速下降至0V,使IGBT可靠关断,VCE迅速上升,使EXB841的6脚“悬空”。与此同时V1导通,C2通过V1更快放电,将B点和C点电位箱制在0V,使VZ1仍不通,后续电路不会动作,IGBT正常关断。

(3)过流保护

设IGBT正常导通,则EXB841中V1和V2截止,V4导通,V5截止,B点和C点电位稳定在8V左右,VZ1不被击穿,V3不通,E点电位保持在20V,二极管VD6截止。若此时发生短路,IGBT承受大电流而退饱和,VCE上升很多,二极管VD7截止,EXB841的6脚“悬空”,B点和C点电位由8V上升,当上升至13V时,VZ1被击穿,V3导通,C4通过R7和V3放电,E点电位逐渐下降,二极管VD6导通使D点电位也逐渐下降,从而使EXB841的3脚电位也逐步下降,慢慢关断IGBT。

3、驱动电路驱动板的设计

3.1 驱动板的电源电路

驱动模块使用的供电电压为20伏,而驱动板的供电为24伏,内部需要加设电源电路,以此来稳定驱动模块的供电电压。首先,由接口提供24伏的直流电压,经过电容滤波,再使用芯片7818将电压降至18伏,因为三个二极管D29、D30、D31和电容的作用,电压被稳定为20.1伏左右。以此为驱动板内的各驱动模块供电。图6所示。

3.2 驱动模块的驱动电路

驱动电路的设计如图7。

驱动电路的内部原理前面已经叙述过了,在这里就不再重复,需要说明的有以下几点:

①驱动板内共有驱动这样的驱动应用电路6个,分别用来驱动功率器件内的6个IGBT;

②驱动信号来自处理器芯片的PWM引脚或I/O引脚;

③本电路中IGBT栅极进行了保护设计,D11和D12两个反向连接的稳压管可以保证VGE在-5V—+15V之间;

④驱动芯片EXB841的6脚(集电极电压监测端)输出串接一个稳压管和二极管接到IGBT集电极。集电极电压监测端的主要作用是进行前面我们所讲的过电流保护的。

参考文献

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[5]杨兴瑶.电动机调速的原理及系统[M].北京:水利电力出版社,1995:52-78.

《动态电路分析》专题教案 周静 篇5

周 静

《动态电路分析专题》教学设计

教学三维目标：（1）知识与技能

1.让学生熟练利用欧姆定律的基础上掌握动态电路的分析。

2.滑动变阻器在电路中的应用及电流表和电压表在电路中的动态作用。（2）过程与方法

1.通过比赛活动加深学生对动态电路分析过程的理解 2.培养学生的物理思维模式和方法（3）情感、态度和价值观

1.让学生在学习过程中体味克服困难、解决问题的成功喜悦。2.培养团队合作意识，增强学生的自信心。教学重难点：电路过程的分析

教学过程：

开场白：介绍本次“一战到底”的主题、比赛项目、评比要求等内容。一：基础知识大比拼

本环节主要以《欧姆定律》一章基础知识为主，限时作答考查学生掌握情况。以选择题的方式出现，只有A、B两个选项。分为两个梯队答题：1—5组第一梯队，6—10组第二梯队。

比赛规则：

每组出一名同学进行答题，题目出现时已开始计时，选手需在10秒内快速举牌出示答案。每题1分，超时或答错均不得分！（提示音之后答题即为超时）

注意：1.小组长对本组参赛选手做好分数统计。

2.各小组之间要加强相互监督。

二：攻墙我最棒

本环节主要考查学生学生对动态电路的认识、理解和分析能力。通过游戏环节加强小组团队合作学习的意识，促进学生积极参与课堂活动，提课堂效率。

1、比赛规则：

本环节共设三堵墙，分别代表三类问题，各小组有2分钟的时间讨论攻墙大计。通过随机抽号的方式进行点名，每位同学都有代表本组答题的机会，回答正确可以得到相应的分数。

注意：答题时本组成员可以进行补充。

其他小组可提出质疑或纠错！也可得到相应的分数。

2、总结动态电路分析方法：

（1）确定电路的联接方式：电压表相当于断开的电路，电流表相当于导线。（2）确定各表测量对象：电压表只抱一个，电流表和谁串联。

（3）电阻的变化情况：变阻器滑片的移动以及断开（或闭合）电键，注意局部短路的情况。（4）各表的变化情况：根据欧姆定律结合串并联电路特点综合分析。

三、开心砸金蛋

本环节通过趣味游戏砸金蛋，锻炼学生应用知识解决实际问题能力，让学生在轻松愉悦的氛围中，感受学习的快乐！

IGBT强驱动电路的设计 篇6

关键词：变压器隔离,驱动电路,IGBT桥,尖峰抑制

在脉冲电源中,驱动电路的好坏直接关系到逆变器能否正常工作[1]。好的驱动电路首先要保证开关管安全,其次还要使开关管具有较小的损耗。这两者之间又是矛盾的。因为由功率开关元件引起的损耗主要是开关损耗(开通损耗和关断损耗)[2]。开关损耗与驱动脉冲信号的上升沿陡度和下降沿陡度有很大关系。下降沿和上升沿越陡,相应的开关损耗就越小,即电压和电流重迭的时间越短[3]。但是较陡的上升沿和下降沿又会产生过大冲击电流和电压尖峰,威胁开关管的安全工作。因此要实现电源安全且高效率的工作,就要抑制或吸收这些电流和电压尖峰。这里给出了一种变压器驱动的大功率IGBT模块电路,它既具有较强的驱动能力,又能很好地吸收电压和电流尖峰。

1 驱动电路的分析及此种驱动电路存在问题

在中频脉冲渗碳电源中,能快速进行过流保护是至关重要的,而驱动脉冲无延迟地传输,对实时过流保护起至关重要作用;同时为了减少开关损耗,还要求很陡的驱动脉冲上升沿和下降沿[4];一些特殊场合要求紧凑而简洁、不附加驱动电源等。综合考虑以上要求,采用变压器隔离全桥驱动电路,其电路如图1所示。

图1中两个桥臂各选用一个N-MOSFET和一个P-MOSFET。两路PWM控制信号1或2为高电平时,即1为高电平,2为低电平,Q1和Q4关断,Q2和Q3导通,Q5开通。此时,Q2,Q3和T1的原边绕组就形成通路,脉冲电压加在T1的原边,相应的次边会得到驱动脉冲信号。1,2都为低电平时,Q1,Q2会同时导通,T1原边被短路,则次边无脉冲输出[5]。MOSFET具有开通电阻小,响应快,能提供很大的瞬时开启IGBT所需的电流,可以保证驱动脉冲有较陡的上升沿和下降沿[6]。需要说明的是,此渗碳脉冲电源的输出脉冲控制芯片采用UC3825,属于峰值电流控制型芯片,自身具有防偏磁的能力[7],无需加隔直电容来防止偏磁;相反,当加隔直电容时,出现两路PWM控制信号不能同时关闭的问题,在去掉此隔直电容后,问题消失。因此,在使用隔直电容防偏磁时,要注意所用芯片的控制模式。

上面给出的驱动电路虽然解决了驱动信号无延时传输和提供了有较陡上升沿和下降沿的驱动脉冲,但又出现了驱动脉冲的上升沿有过冲和下降沿有很大的关断尖峰。上升沿的过冲主要是由漏感产生的,具体分析及消除此过冲的方法已有详尽讨论。下降沿的关断尖峰主要是励磁电感产生的。一般减小这两种尖峰都是通过增加Rg (门极电阻)来实现,但是增大Rg会减缓驱动脉冲上升沿和下降沿的陡度,而增大开关损耗[8]。

此电路具体工作过程分析如下:图2是一个脉冲周期,当正脉冲上升沿(t0～t3)到来时(这里只考虑正脉冲),电容C相当于短路,通过二极管D和电容C可以给IGBT提供很大的瞬间电流,把驱动脉冲的上升时间缩短。图2中正脉冲就是IGBT的驱动信号,这个负脉冲的上升沿又是由另外一路驱动脉冲感应过来的,所以所要讨论的就是另一路驱动脉冲的下降沿尖峰,这四路输出脉冲是一样的,所以只要讨论一路。但是为了直观、完整,这里就把它看作是本路负脉冲的上升沿来讨论(下面提到的负脉冲都是这种情况)。当然稳压管这条支路也有电流流过,但是与加速电容C这条支路相比就很小。若不加电阻R,这个电容会经过几个脉冲周期充满电荷,而失去加速作用,所以要求电容C的电荷在每个周期上升沿到来时,电容上无存储电荷。因此在电容上并联一小阻值的电阻,给电容提供放电回路。在脉冲平顶期(t3～t4)时,IGBT的输入门极电容已经充满,门极保持高电平,此时IGBT的G-E之间相当于断开,变压器次边保持高电平。当脉冲下降沿(t4～t9)到来时,IGBT的输入电容在这段时间反向放电,需缓关,如果放电速度太快会引起极大的关断尖峰,因此需阻断通过加速电容加速放电,故在加速电容前面串联一个快恢复二极管,使其只通过稳压管放电。稳压管可以很好地吸收其尖峰,并可以控制其下降沿的陡度。

改进电路部分所加器件可以看成一个可变电阻:这个电阻在脉冲上升沿开始到IGBT弥勒平台时(t0～t2),电阻值是很小的,主要是充电电流从加速电容这条支路流过,从而不断加快对IGBT门极电容的充电。IGBT的弥勒平台这段时间内,随着电容上电压升高,其充电电流速率在逐渐减小,到弥勒平台结束时,其充电电流速率为零,充电电流达到最大。这个可以从门极电阻上电压波形得到证实。在上升沿结束(t3)时,充电电流减小到几乎为零,从而不会出现过冲尖峰。在加速电容前加一个反向二极管阻断其快速放电通道。图3是原始的驱动波形图;图4为附加电路驱动波形;图5为满负载时驱动波形图。

2 驱动电路改进方法分析

图1中用框标出的电路就是对原有驱动电路的改进。通过在门极增加稳压管、二极管、电容和电阻,可以较好地吸收上升沿、下降沿和尖峰。

由图3和图4比较可以看出,在较小延时的情况下,应把尖峰减到最小。从图3可以看出,要减小的尖峰主要是负脉冲后沿的过冲尖峰,因为这个尖峰极有可能达到IGBT的开启电压(Vth),这样就会造成同一桥臂的两个IGBT直通;同时由图5可以看出,在满负载(600 V/30 A)状态下,驱动波形具有很好的稳定性,而且没有大的尖峰,这就保证了IGBT稳定、安全的工作。

驱动等效电路如图6所示。其中,Lm为变压器次边的励磁电感;Z1为稳压管(其反向相当于一个二极管,所以图中就用一个二极管来代替);Rg为驱动电阻,Cgs为IGBT的栅极和源极之间电容;R1为线路等效电阻。由等效电路可知:

$V{}_{\text{g}\text{s}}=V{}_{\text{a}\text{b}}+V{}_{\text{Ζ}{}_1}+V{}_{R{}_{\text{g}}}+V{}_{R{}_1}(1)$

R1实际值很小,可以忽略。稳压二极管并联在D1,C1两端,它的电压是D1和C1两端电压之和。稳压二极管是随电流大小自动调整的“可变”电阻。通过改变电阻来控制上升沿和下降沿的速率,从而达到控制过冲尖峰的大小。实测Rg与驱动变压器次边反向波形如图7所示。Rg上电压波形即为励磁电感上流过的电流波形。正脉冲下降沿的过冲尖峰由励磁电感造成的:

$u=L{}_{\text{m}}\text{d}i/\text{d}t(2)$

由式(2)可以看出,在相同电流变化率情况下,励磁电感越小,励磁电感上的电压尖峰也越小,相应的IGBT G-S之间电压尖峰也越小;同时减小励磁电感还可以减小漏感,但是励磁电感减小会造成脉冲平顶的斜率加大[6],所以要综合考虑各种情况。

3 结 语

通过对上面改进电路的详细分析知道,威胁开关管安全的驱动脉冲过冲尖峰主要是由励磁电感决定的,因此尽可能减小励磁电感是减小过冲尖峰的最直接方法,同时还与稳压管的性能有很大关系。脉冲前沿上升率主要由加速电容决定,电容过小,会出现驱动脉冲前沿过缓,过大会有尖峰,所以要取合适的加速电容。电容的大小一般通过多次实验来确定。这个电容大小的选择既要考虑使脉冲上升沿较陡,又不出现尖峰。

此驱动电路已在中频脉冲渗碳电源中应用,配合器件过流过压保护电路,能较好地满足200 A/1 200 V IGBT模块的驱动要求。同时对驱动大功率的MOSFET等场驱动开关管都有很好的借鉴作用。

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一种新型外驱动同步整流电路 篇7

关键词：同步整流,自驱动,外驱动,正激变换器

0 引言

目前,电力系统二次设备中测控、保护类装置数字化接口的增多,导致装置的功耗越来越大,装置电源的输出电流达到十几安培甚至更大,使得降低装置电源的固有损耗、提高其效率显得尤为重要。因此,设计这类电源时一般要采用同步整流技术[1,2,3]。同步整流技术可以分为外驱动技术和自驱动技术:外驱动技术常采用专门的同步整流驱动控制芯片和隔离芯片,能够提供较好的控制时序,但电路复杂,成本高;自驱动技术是正激变换器中比较常用的技术,简单自驱动方法简单,成本低,但驱动波形不理想,会存在一段驱动死区,降低了变换器的效率[4,5]。栅极电荷自维持驱动电路是比较好的自驱动技术[6,7],可以解决驱动死区问题,但存在较大的共态导通问题。改进的栅极电荷自维持驱动电路[8,9,10]可以进一步改善共态导通问题。文献[8]提到了控制延时方法消除共态导通,但未给出具体的实施方法;副边电流驱动[7]是自驱动技术的另一种形式,但驱动电压波形仍不够理想。另外,在自驱动技术中,同步整流金属氧化物半导体(MOS)管的驱动电压均来自于变压器绕组电压,工作在较宽的输入电压范围[11]时,驱动电压的幅值变化范围较大,给同步整流管的驱动设计带来困难。

本文提出了一种新型外驱动同步整流驱动电路,结合了外驱动和自驱动技术的特点,无需专门的驱动芯片,利用驱动变压器实现驱动隔离,可以解决驱动死区和共态导通问题。同时,驱动电压波形不是取自变压器绕组,幅值比较稳定,驱动波形不再受主变压器影响,抗干扰能力强,可以在较宽的输入电压范围下可靠工作。

1 新型外驱动同步整流电路

以变压器辅助绕组磁复位正激变换器为例,采用同步整流技术时,需要解决3个问题:(1)驱动死区,是指续流MOS管不能在续流期间完全导通,续流电流流过二极管,损耗大;(2)共态导通,是指变换器工作整流开始阶段,续流MOS管不能及时关断,变换器会出现副边短时短路,其会带来MOS管损耗增加,电压、电流尖峰大,电磁兼容恶劣的问题;(3)驱动电压波形,正激变换器工作在宽输入电压时,同步整流MOS管的栅极存在耐压的安全隐患。本文提出的新型外驱动同步整流驱动电路能很好地解决上述3个问题。图1是新型外驱动同步整流驱动电路。同步整流MOS管的驱动信号取自控制芯片(如UC3844)驱动脉冲,驱动信号一路通过延时送到原边MOS管,同时通过隔离变压器传递到副边,并通过增强、转换后送到2个同步整流MOS管。

图中:C1为MOS管Q1的栅极寄生电容;Cb为驱动变压器T2的隔直电容;Q2和Q4为同步整流MOS管;Q3为给Q4门极电荷快速放电的MOS管;LO为耦合滤波电感,匝数比关系为NO1/NO2=NS1/NS2=VO/VCC;Lr为变压器漏感(含变压器副边折合到原边的漏感)。变压器T1输入电压为Vin,匝数比n=NP1/NS1=NP2/NS1;变压器T2匝数比为1∶1,占空比为D(最大0.5),原边驱动脉冲udr的幅值为VC1,则变压器T2副边电压为(1-D)VC1。

图2为新型外驱动同步整流电路的主要工作波形。

分析前,作如下假设。(1)Q1开通的门槛电压为VT1;耦合滤波电感LO足够大,认为电感电流即为负载电流IO;隔直电容Cb足够大。(2)副边驱动电压源VCC的电压是恒定的;当(1-D)VC1≥VCC时,u2的幅值为VCC;当(1-D)VC1<VCC时,u2的正向幅值为(1-D)VC1,负向幅值为DVC1;变压器T1副边电压uS1幅值大于VCC;u3的幅值为VCC。(3)忽略驱动变压器T2信号的传递延时,忽略Q5和Q6的开通延时,并且驱动能力足够,忽略Q2的开通延时,所有二极管均是理想器件。

下面对新型外驱动同步整流电路的工作过程进行分析,一个开关周期可以分为7个工作阶段,工作过程描述如下。

1)阶段1,[t0,t1]:在t0时刻,驱动脉冲udr由低电平变为高电平,由于驱动电阻R1和MOS管栅极寄生电容C1的存在,栅极电压u1近似线性上升,驱动信号可以认为无延时地通过变压器T2传递到副边,Q5开通,MOS管Q2和Q3的门极电压u2迅速上升,Q3开始导通,Q4栅极电荷开始放电。这段时间内变压器T1磁复位已经完成,变压器原、副边电压为0,Q6处于关断状态,负载电流全部流过Q4,副边处于续流状态。

2)阶段2,[t1,t2]:在t1时刻,MOS管Q4的门极电压u3降到0,Q4作为MOS管部分关断,续流电流iD继续通过体二极管流过,tdd=t1-t0为规避时间,常规栅极电荷自维持驱动电路在该时间段会出现共态导通。这段时间内变压器T1的原、副边电压仍为0,副边处于续流状态。

3)阶段3,[t2,t3]:在时刻t2,u1线性上升到VT1,MOS管Q1开通,由于漏感Lr的存在,输入电压Vin加在漏感上,变压器T1原、副边电流近似线性上升,变压器副边电压仍为0。

4)阶段4,[t3,t4]:在t3时刻,变压器T1副边电流iS上升到负载电流IO,变压器原、副边电压迅速上升,Q4完全关断,其作用只相当于一个二极管。tss=t3-t0为安全时间,只要tss>tdd,就不会出现共态导通过程。在t3时刻,Q2已经处于完全开通状态,变压器T1副边进入整流状态,原边向副边传递能量。

5)阶段5,[t4,t5]:在t4时刻,驱动脉冲udr由高电平变为低电平,MOS管Q1关断,变压器T1原、副边电流谐振减小(近似线性下降),MOS管Q2的栅极驱动关闭,副边电流iS流过Q2的体二极管并近似线性减小,续流MOS管Q4的体二极管首先开始导通,续流电流iD近似线性上升,变压器T1原、副边电压为0。

6)阶段6,[t5,t6]:在t5时刻,变压器副边电流iS降到0,MOS管Q2完全关断,续流电流iD上升到负载电流IO,变压器复位绕组NP2开始进行磁复位,变压器T1副边电压开始迅速负方向上升,三极管Q6导通,续流MOS管Q4的栅极电压u3迅速上升,MOS管Q4开通,续流电流由体二极管转到MOS管上。图中的二极管D3可对Q4的栅极电压u3进行钳位,也可以依靠三极管Q6本身的PN极对u3进行钳位。

7)阶段7,[t6,t7]:在t6时刻,变压器T1磁复位完毕,变压器原、副边电压变为0。tdead=t7-t6为常规自驱动的死区时间,续流MOS管Q4驱动电压会降为0,从而造成续流电流iD流过二极管。而图1给出的驱动电路不存在这个问题,续流MOS管Q4的栅极电荷没有放电回路,会处于自维持状态,续流电流iD仍然通过MOS管Q4流过。

t7时刻,驱动脉冲udr再次由低电平变为高电平,变换器进入下一个工作周期。在阶段2和阶段5过程中,副边电流和续流电流会短时地流过二极管,但由于时间很短,其损耗几乎可以忽略。

需要指出,对于占空比大于0.5的正激变换器,采用该驱动电路时,变压器T2的匝数比需要适当调整,防止MOS管Q2和Q3的驱动能力不足。同样地,在设计宽输入电压工作时,要注意变压器T1副边在最低输入电压时能保证通过Q6到MOS管Q4的栅极电压不会太低。

2 安全时间的计算

新型外驱动同步整流电路有2个时间很重要:一个是规避时间tdd,另一个是安全时间tss。tss>tdd是防止出现共态导通的条件。但是,tss并不是真正的安全时间,真正的安全时间tsafe=tss-tdd,即绝对安全时间。下面分别对它们进行计算。

规避时间tdd是指驱动脉冲udr从低电平变为高电平开始,到续流MOS管Q4关断的时间。设三极管的放大倍数为hEF,MOS管Q2和Q3的栅极电容为Cissa,Q3的门槛电压为VTa,Q3的内阻为Rsa,MOS管Q4的栅极电容为Cissb,门槛电压为VTb。

Q3的开通时间ta为:

从Q3开通到Q4关断的时间tb为:

规避时间tdd为:

安全时间tss也分为2个部分:一个是MOS管Q1的开通时间ts1,即栅极电压上升到VT1的时间;另一个是漏感电流上升时间ts2,即变压器T1副边电流iS由0上升到负载电流IO的时间。则安全时间tss为:

当tsafe=tss-tdd≥0,就不会出现共态导通。

3 实验波形和效率曲线

实验参数如下:输入的直流电压为100~300V;输出的直流电压为5V;输出的负载电流最大为16A;原边开关管型号为FQP8N90C;同步整流MOS管型号为IRF1405;变压器漏感Lr为3μH;开关频率为60kHz。

MOS管Q1和Q4的驱动电压(u1和u3)波形如图3所示。图3(b)是图3(a)在开通瞬间(t0时刻)的展开图,从图中可以看出,规避时间tdd大约为100ns。

变压器副边电压uS1的波形和MOS管Q4的驱动电压波形如图4所示。图4(b)是图4(a)在关断瞬间(t1时刻)的展开图,从图中可以看出绝对安全时间tsafe大约为130ns。

采用新型外驱动同步整流电路的正激变换器在不同输入电压和不同负载下的效率曲线见图5。

需要指出的,试验采用的正激电源是一个完整的电源,含输入电磁兼容抑制和输出保护电路等。从效率曲线可以看出,输入电压低时效率较高,在半载(8A)时最高效率为88%,如果只考虑变换器本体部分的转换效率,其效率要比实测的还要高。同时,由图5可见在输入电压高、输出电流小时效率较低。实际工程应用时,变换器通常是在比较固定的输入电压(如220V左右)和输出负载(如12A左右)条件下工作的,高输入电压和轻载只在一些极端情况和调试时会出现,并不会降低其工程实用性。

4 结语

新型外驱动同步整流电路能够使正激变换器工作在宽输入电压场合,解决了自驱动技术存在的驱动死区和共态导通问题,抗干扰能力强,在电力系统中具有很好的工程实用价值。

该同步整流驱动电路除了适用于变压器绕组磁复位的正激变换器,还适用于多种脉宽调制型正激变换器,如双管正激变换器等。

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基于EMCCD的驱动电路设计 篇8

(1)直接数字电路驱动法。

这种方法原理简单,容易实现。但是逻辑设计较复杂,调试非常困难,而且在实际电路中因使用芯片较多,为整个系统带来不可靠性。

(2)MCU驱动法。

该方法是通过编程MCU的I/O端口来获得CCD驱动脉冲信号的。这种方法的灵活性好,精度也可以很高,对不同的CCD器件只需要修改程序即可。由于CCD的驱动频率为MHz级,使得选用MCU器件的工作频率必须很高(提高了硬件成本),同时因频繁的中断和任务调度使MCU效率很低。

(3)EPROM驱动法。

这种驱动电路一般由晶体震荡器、计数电路和EPROM存储器构成。这种驱动时序产生方法,结构简单、明确,调试容易,缺点是结构尺寸太大,对于实现复杂的驱动时序有较大困难。

(4)专用IC驱动方法。

这种方法就是利用专用IC来产生时序,集成度高,功能强,使用方便。对摄像机等视频领域应用的CCD或三元彩色CCD,这种驱动方法是首选。一般由相应的CCD厂家提供。

另一种更有效的方法就是使用CPLD,FPGA等大规模可编程逻辑器件实现。通过对该逻辑器件的编程,能实现任意复杂的时序逻辑,且调试方便,只使用一片集成电路以及少数外围器件,故可靠性高。本文即采用这种方法,实现了CCD97所需的12路驱动时序。

1 CCD97简介

CCD97是E2V公司的背照式低照度CCD图像传感器,有效像素512×512,像素大小16μm×16μm,它是帧转移型CCD,芯片采用反向输出模式抑制暗电流,其灵敏度高,噪声控制方面精益求精,由于采用新的输出放大电路,使它能在11 MHz的像素读出速率下,以低于1电子/像素的超低噪声工作,其量子效率高达92.5%。它获取图像速度快,具有正常CCD和EMCCD双读出模式。在微光成像系统中更具有优越性,能实现真正意义上的24 h实时监控。

2 驱动电路的设计

2.1 CCD97驱动电路的要求

成像区向存储区的转移波形如图1所示。

信号电荷在增益寄存器中的转移波形如图2所示。图2为信号电荷在增益寄存器中的转移波形,转移脉冲RФ2HV的高电平必须先于RФ1和RФ2到达,同时RФ1和RФ2需要交替变化。

帧转移时序如下:

IФ与SФ为帧转移脉冲,RФ1,2,3为行转移脉冲。IФ与SФ的典型工作频率为1 MHz,RФ的工作频率为11 MHz。

在IΥ1,2和IΥ3,4反向时序下,将成像区图像信号逐行转移至存储区。需要转移的行数为518+8+8=528。

行转移时序图:

与帧转移结束,在转移时序RΦ1,2,3以及RΦHV的时序作用下,存储区的图像以行为单位进行转移,逐像素通过移位寄存器组,然后从读出放大器读出(EMCCD读出模式),其操作时序如图3所示。

CCD97所需的电压和波形如表1所示。

由CPLD,FPGA等可编程器件发生的时序逻辑冒充为TTL型,要想它能驱动CCD97工作,必须按照表1进行电平转换。

2.2 驱动电路的设计

该系统选用的FPGA芯片为Altera公司Cyclone系列的FPGAEP1C3T100,其有100个管脚封装,I/O的电源为3.3 V,内核电压为1.5 V,有1个锁相环(PLL),2个专用全局时钟输入管脚CLK0、CLK1,5个双重用途时钟管脚DPCLK。EP1C3T100是SRAM型的可编程逻辑器件,本身并不能固化程序,因此需要通过一片FLASH结构的配置芯片来存储逻辑配置信息。从Altera公司提供的数据手册,可知Cyclone系列的FPGA仅支持EPCS1,EPCS4以及EPCS16。而选用的EP1C3T100中,其原始二进制文件大小为627 376 b,使用EPCS1(1 048 576 b)的配置芯片。使用EPCS配置芯片在主动串行模式(AS)下(MSEL[0..1]置地),即可实现上电后,将存储器件中的数据传送到EP1C3T100中。系统通过ARM加载驱动程序实现对FPGA的配置,驱动FPGA产生CCD的工作时序。本系统选用Atmel公司的AT91RM9200的处理器。它是基于ARM920T内核,主频为180 MHz,运行性能可达200 MIPS,拥有独立的16 KB指令和数据Cache,并配备有16 KB的SRAM以及128 KB的ROM。

EP1C3T100芯片内含1个PLL,外接40 MHz有源晶振为PLL提供时钟。时钟模块通过QuartusⅡ的megafunctions下的altpll配置生成。采用非补偿模式,输入/输出时钟比为5∶1,输出的2路时钟c0,c1均为200 MHz。其中c0为clk_gen模块提供基础时钟。同时c1产生相位需要调整的RФ2HV,用以满足CCD97增益寄存器转移过程中的严格时序要求。

在FPGA时序发生设计中,依照CCD97工作的流程,进行逆序设计。从最高频率的像素移位读出时钟到行转移时钟最后到帧转移这样的流程进行设计。框图如图4所示。

2.2.1 IФ,SФ,RФ驱动设计

在设计IФ,SФ以及RФ驱动电路时,统一采用Elantec半导体公司的EL7457。它是高速四通道CMOS驱动器,能工作在40 MHz,并提供2 A的峰值驱动能力,以及超低的等效阻抗(3Ψ),它具有3态输出,并通过OE控制,这对于CCD的驱动来说,容易实现灵活的电源管理。为了简化设计,固定RФ2HV的电压幅值为典型值。在组成IФ和SФ的驱动电路时必须考虑CCD97驱动端的等效电容和电阻,如表2所示。

电路的时间常数:

又因为上升时间与时间常数的关系为:

为了满足最佳上升时间(200 ns)的要求,必须在EL7457驱动输出端串上一个小电阻,原理如图6所示。

图6中,FPGA_CLKI1,FPGA_CLKI2,FPGA _CLKI3,FPGA_CLKI4为FPGA产生的TTL时序。ARM_IOE为ARM核产生的门控信号,用来控制驱动脉冲IФ1,2,3,4的开关。由于理论与实际计算的误差,输出串接电阻R9,R10,R13,R14将通过硬件调试过程确定,以产生驱动CC97工作的最佳波形。同理,FPGA_CLKS1,FPGA_CLKS2,FPGA _CLKS3,FPGA_CLKS4为FPGA产生的TTL时序。ARM_SOE为ARM产生的门控信号,输出串接电阻待定。

在RФ1,2,3产生电路中,因为其电压摆幅要求为0~12 V,故给它加以12 V的电源(见图7)。

它的驱动频率为11 MHz,输出的上升时间不需要串接电阻调节,可达10 ns。同理,FPGA_CLKR1,FP-GA_CLKR2,FPGA CLKR3为FPGA产生的10 MHz的驱动时序,ARM_ROE为ARM产生的门控信号。这里还产生了一路控制行数据丢弃DG(Dump Gate)门控信号。该信号的摆幅同RФ1,2,3。以上电路的连接均通过Multisim仿真,仿真波形如图8、图9所示。

2.2.2 RФ2HV高压倍增驱动设计

RФ2HV的幅值决定着倍增倍数,是EMCCD的一项重要可调参数,必须在指定范围内可调以满足不同场合的应用。在设计RФ2HV时,由于其驱动电压摆幅高,现有的专用驱动芯片不能满足其高压驱动要求,必须采用特殊方法实现。根据E2V的文档,RФ2HV的波形即可以是正弦波,也可以是方波。如果为方波,则其高电平要先于RФ1变高,如果为正弦波,则要求其波峰要在RФ1下降时到达。

如果采用方波脉冲,因为RФ2HV为11 MHz,根据计算,其系统值将达2 W,CCD97上的功耗也将达到1 W;如果采用正弦波形式,可使CCD97上的功耗降到100 mW。在此,采用正弦波方式产生RФ2HV。

周期矩形脉冲信号用傅里叶级数展开后,除了基波外,只有奇次谐波,在通过一个低通滤波器后,便能转化成正弦波。因为FPGA只能产生TTL时序,这里通过先将TTL的方波转化成正弦波,即可通过一个7阶的巴特沃斯滤波器,将20 MHz以后的高频分量衰减,保留基频。在得到10 MHz的正弦信号后,通过第一级放大,这里采用National Semiconductor公司生产的LM6172来构成。LM6172为双通道高速、低失真、低功耗的电压反馈型放大器。通过将LM6172的双放大器组合起来形成双端输入/双端输出以增加带负载能力。

在设计中,把基本的放大参数预设为使输入正弦信号放大到21 V,这样产生的双端信号经过一个初次级电阻,比为1∶4的高频变换器达到输出高电平为45 V、低电平为4 V的驱动脉冲,供电电源为正负18 V的供电电源。为了使CCD97的增益可通过软件控制调节,这里使用了MAXIN公司生产的数字电位计MAX5429,预设目标是电压在40~50 V可调节。通过计算,反馈电阻参数如图10所示。其中,MAX5429为10 KB,其有32个可编程节点,上电后自动设置为节点16。在硬件电路设计完毕时,可通过ARM RCS(片选信号),ARM RUD(节点控制信号)来调节输出电压,如图10所示。这样通过对ARM的对应I/O口编程就能实现对CCD97的增益调节。但是因为这里选用了并联法,故调节时增益是非线性变化的。图11为正弦信号输入(经滤波器输出)经LM6172以及高频变换器后输出的仿真波形。

2.2.3 CCD97外围电路

CCD97除了需要外部的各种高摆幅转移脉冲,还需要各种幅值的控制信号输入。

在该系统中,为了简化设计,固定ABD(抗曝光),ФRL、ФRH high(视频信号复位端),DG high(行丢弃控制信号),DD(电源),OD(输出放大器电源开光),RD(复位上电电源)的值为典型值,分别为18 V,0 V,10 V,18 V,24 V,28 V,17 V。ФRL,ФRH的典型脉冲宽度为10 ns,这里仍然采用EL7457来产生。信号OG为控制CCD97输出的门控信号,它同时控制两种模式的输出,而ODH,ODL分别为控制CCD模式和EMCCD模式放大器输出的电源开关。系统要求ODH和ODL可控,在需要时关闭,这样就要求通过模拟的开关来控制ODH,ODL的电压是+28 V还是接地。这里采用ADI公司的ADG453,它的VDD到GND端的输入电压可达32 V,模拟输入/输出值为VDD+2 V,达到这里控制ODH,ODL的通断要求(28 V)。其中CCD和EMCCD端口分别为该CCD的视频信号输出。其输出需要外接5 kΩ的负载。

3 结语

提出了一种新型的CCD驱动电路,不仅可以达到几十兆赫兹的驱动频率,而且编程方便,硬件电路简单,根据用户需求,只要更换晶振或适当修改程序就能实现特定目的,具有很强的灵活性。通过仿真及实验验证,该方法切实可行,性价比高,不仅适用于CCD驱动电路设计,对于其他需要多种逻辑信号的场合也同样适用。

摘要：提出了一种高速EMCCD图像传感器CCD97时序驱动电路的设计方法。采用FPGA进行时序逻辑设计,利用EL7457集成器件对标准时钟进行电平转换。分立电路对快速高压(电子增益)时钟进行电平转换,从而建立EMCCD工作环境。仿真与实验结果表明,该方法能提供多路驱动时序,驱动频率高,硬件电路简单,编程方便,具有较好的性价比及应用推广价值,已用于CCD图像采集系统的研制。

关键词：EMCCD,时序驱动电路,FPGA,电荷耦合器件

参考文献

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[3]韩露,熊平.EMCCD工作原理及性能分析[J].传感器世界,2009(5):24-28.

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[8]李佳.ARM系列处理器应用技术完全手册[M].北京:人民邮电出版社,2006.

[9]米本和也.CCD/CMOS图像传感器基础与应用[M].陈榕庭,彭美桂,译.北京:科学出版社,2006.

数字电路课程的任务驱动教学初探 篇9

关键词：数字电路课程教学,任务驱动教学,应用探索

数字电路是电子、通信、电气和计算机等专业学生的必修课,具有很强的实践性。根据数字电路学科特点,在课程教学中合理运用任务驱动教学有利于激发学生的学习兴趣,培养分析、解决问题的能力,提高其自主学习能力。

一、任务驱动教学的内涵

任务驱动是以“以任务为主线、教师为主导、学生为主体”的互动式教学模式,对学习者来说是一种学习方法,主要适用于实作类知识和技能的学习。所谓任务驱动就是教师的学和学生的习都是围绕任务展开的,着重培养学生自学能力、独立分析和解决实际问题的能力。这种教学法改变了以往“教师讲,学生听”的被动教学模式,真正实现了学生主动参与、自主协作、探索创新,将以传授知识为主的传统教学理念转变为以解决问题为主的互动式教学理念,在教学过程中突出了学生的主体地位,能够积极调动学习的积极性和创造性,达到锻炼实践动手能力、培养创新精神和创新意识的目的。

二、数字电路课程教学现状

目前的数字电路课程教学主要以理论知识的课堂讲授为主,辅以少量学时的实践教学环节。这种将理论教学与实践教学剥离开来的教学模式,直接导致了学生学习、消化了理论知识后,还要二度学习将理论知识应用到数字电路的分析、设计、制作等实作环节中,无形中增加了学习成本,降低了学习效率。

多数院校的实践教学环节以单纯的验证性实验为主,比如基本门电路的功能测试、各种集成器件的功能测试、触发器功能的测试等,更是制约了学生的创造性发挥。值得一提的是,现在许多院校购置了各类集成的实验箱。这些“先进”的教具使用起来十分方便,学生甚至不用做任何准备工作,只需对照书本接插几根导线就可以完成电路的搭建。但是学生从这样的实践教学中根本无法锻炼实践动手能力,更谈不上运用理论知识解决实际问题了。

由于数字电路的学科特点,引入任务驱动教学具有较强的可操作性,比较容易做到,效果比较明显。课程以综合任务为纲领,以目标任务引导理论教学,可取得很好的效果。

三、任务驱动教学法的应用探索

1. 精心设计任务

任务驱动是一种有效的学习方法,确立合适的任务是任务驱动教学法实施效果良好的关键。

首先,教师要将数字电路课程总体目标模块化,并把每一个学习模块的内容细化为一个个容易掌握的任务,通过这些任务体现总的学习目标。其次,根据数字电路的学科特点,将任务分为理论问题任务、实验任务及项目任务三种形式,确定每个任务的形式后,教师应根据专业、学生的情况,适时根据课程进度和课程内容,选择与当前学习主题相关的任务内容和相匹配的任务形式。最后,在设计任务时应因材施教,针对学生的实际水平确定任务的难易度,使其具有一定的容量和梯度,除要求所有学生都要完成的基础任务外,对学有余力的学生可提出更深层的任务。

2. 科学组织实施

(1)营造和谐教学环境。教学是师生互动的一个动态过程,积极主动的教学氛围和融洽和谐的师生关系有助于和谐教学环境的营造。在教学过程中,教师要努力营造民主和谐的学习氛围,构建平等的师生关系,使学生对课堂产生安全感和愉悦感,从而调动学习的主动性和积极性,敢于和善于在教师面前提出问题和发表看法,使师生、生生保持某种对话式的、互动式的、学生自主的学习环境,为“任务”的实施提供软环境。

(2)注重师生角色。从建构主义教学理论来看,任务驱动教学法最本质的特征就是在教师的指导下,学生寻找结果的途径,关注的重点在于学习的过程而并不是学习的结果。让学生带着明确的实际任务学习,学生拥有学习的主动权。教师既可以是任务的参与者,又可以是任务的监控者和指导者。所以,当学生在实施的过程中遇到实际困难时,不是由教师直接告诉学生应当如何去解决面临的问题,而是由教师向学生提供解决该问题的有关线索。教师要帮助学生学会如何通过查阅书籍、计算机网络、图书馆等途径收集信息,以及教会学生如何运用某些计算机软件对数据处理,通过什么途径寻找相关任务的解决方法,等等。

(3)培养团队精神。由于数字电路的学科特点,同一任务的提出往往会有多种解决方案。在任务驱动教学过程中,一些目标任务需要多人合作完成。因此,在教学过程中,视情况可建立若干个学习团队。在学习团队工作中,成员可以互相交流、彼此争论、互教互学、资源共享、共同提高。在团队中,每个人都可以发表自己的观点与思路,展示搜集的信息资料,提出思考的解决方案。当学生在一起讨论时,他们不仅可以获取更多的信息资料,获得更多的解决思路,还可以从更多的解决方案中优选,以获取最佳方案,学到的知识也会更多。当学生在融洽合作、和谐工作时,有利于培养良好的人际技能和团队精神。

(4)完善评价体系。评价是教学过程中不可或缺的基本环节,通过评价能够不断促进学生探究水平的持续发展和提高。从评价的内容看,任务驱动法的评价可包含两部分,一是对学生实施任务、解决方案的过程和结果作评价;二是对学生自主学习、团队协作评价。评价的重心应从结果转向过程,强调形成性评价,重视学习过程评价与非智力因素的评价。考核内容不仅仅是技能考核,还包括学生在实践过程中,表现出自我管理、沟通合作、解决问题和完成任务时的设计和创新等方面的能力等。从评价的形式看,应采用多元化评价,坚持将阶段性评价和终结性评价相结合、团队评价和个体评价相结合、自我评价和教师评价相结合的原则,全方位评价学生。

电路动态变化分析方法 篇10

由以上分析我们可得电路中除滑动变阻器以外各元件两端电压、电流的变化规律.

从表1容易发现,电压表、电阻R2两端电压以及流过两元件的电流的变化与滑动变阻器阻值变化规律相同,而电阻R1、电流表两端电压以及流过它们的电流变化规律刚好与滑动变阻器变化规律刚好相反.

从电学元件连接方式来看,不难发现电阻R2与滑动变阻器并联,若将电阻R1、R2、滑动变阻器等效为一个电阻,等效电阻与电压表也并联;电流表与滑动变阻器串联,同样将R2、滑动变阻器等效为一个电阻,等效电阻与R1也串联.

由上可见,在电路中当某部分阻值变化而引起电路动态变化时,与之并联或等效后与之并联部分电压、电流的变化与引起电路动态变化的阻值变化规律相同;串联或等效后与之串联部分电压、电流的变化与引起电路动态变化的阻值变化规律相反.

例1如图2所示电路中,E为电源电动势,r为电源内阻,R1和R3均为定值电阻,R2为滑动变阻器,当R2的滑动触点在左端时合上开关S,此时三表示数分别为I1、I2和U,现将R2的滑动触点向右移动,则三表示数的变化情况是().

(A)I1增大,I2不变,U增大

(B)I1减小,I2增大,U减小

(C)I1增大,I2减小,U增大

(D)I1减小,I2不变,U减小

解法1:当滑动变阻器触片向右滑动时,滑动变阻器接入电路中的阻值减小,则外电阻R减小,由得,回路电流增大,再由U外=E-Ir得,U外减小,因此电压表示数减小,由于干路电流增大,而R3为定值电阻,则R3两端电压增大,因此加在R1、R2并联部分两端电压减小,由于R1阻值不变,由欧姆定律可得,电流表A1示数减小,再由并联分流可得,A2示数增大,(B)选项正确.

解法2:对题示电路图分析可得,电流表A2与引起电路动态变化的滑动变阻器串联,电流表A1与之并联,若利用等效电路可得,电压表与之并联,因此电压表、电流表A1示数变化与滑动变阻器阻值变化规律相同,电流表A2示数变化与之相反,所以电压表、电流表A1示数减小,电流表A2示数增大,(B)选项正确.

例2如图3所示电路中,当滑动变阻器滑片向下移动,则()

(A) A灯变亮,B灯变亮,C灯变亮

(B) A灯变亮,B灯变亮,C灯变暗

(C)A灯变亮,B灯变暗,C灯变暗

(D)A灯变亮,B灯变暗,C灯变亮

解法1:当滑动变阻器触片向下滑动时,滑动变阻器接入电路中的阻值减小,则外电阻R减小,由得,回路电流增大,则A灯变亮,再由U外=E-Ir得,U外减小,而A灯两端电压增大,所以B、C并联部分电压减小,B灯变暗,由于回路电流增大,而流过B灯电流减小,所以流过C灯电流增大,则C灯变亮,(D)答案正确.