声表面波检测器

2024-05-30

声表面波检测器（共7篇）

声表面波检测器篇1

气敏传感器在实际中有着广泛的应用,不仅仅表现在检测易燃、易爆、有毒、有害气体,在保健品卫生等领域,例如食品加工、酒类检测、烟草鉴别、化妆品生产及保健品卫生也有很高的前景。然而在上述气体中有很多是有毒、易燃、易爆气体,例如天然气、氢气(H2)、二氧化氮(NO2)、一氧化碳(CO)、氨气(NH3)[1]等。所以,在保护人类生存的自然环境的同时,还要防止不幸事故的发生,进而需要对在环境中存在的有害或者可燃性气体进行有效地监控。

目前对不同气体检测的方法主要有:电气法(利用半导体气敏器件检测);电化学法(电极和电解液对气体进行检测);光学法(利用气体对光的折射率或光的吸收等特性来检测)。在上述方法中,光的折射率方法灵敏度最高,但由于通常需要采用拉曼光谱等较昂贵的仪器来进行检测。其中产量最大、应用最广的是电化学法、电气法。电化学法是因为电路的干扰检测灵敏度较低,而电气法是由于采用半导体气敏器件灵敏度较高,但检测成本较低。

声表面波和磁弹性这两种气体传感器[2,3]都是采用半导体气敏元件对气体进行分析,两者均用共振器来进行信号检测。在灵敏度和检测方式上各有优势,国内外均有学者对这两种气体传感器进行了研究,本文从几个方面比较分析了这两种气体传感器。

1声表面波气体传感器检测原理

选择性气敏薄膜是声表面波气体传感器[2]中的关键。当传感器检测待测气体时淀积于接收IDT和发射IDT之间的气敏薄膜吸收或吸附待测气体,这会导致气敏薄膜的质量增加,随之粘弹性也发生了变化,这使得在选择性气敏薄膜上传播的声表面波性质发生变化,例如,为改变声表面波的传播速度在延迟线上涂上能与被测化学气体有相互作用的薄膜,使得频率的显著变化[4],这可以通过测量延迟线频率响应的变化得知。为检测待测气体的质量可以通过测量频率的变化。检测原理如下:

原理公式如下:

$Δ f = Κ \cdot (k_{1} + k_{2}) f^{2} \cdot \frac{Δ m}{A} (1)$

式中:f中心频率,k1和k2是归一化表面粒子速度;Δm是气敏薄膜质量的变化;A代表气敏薄膜的面积;K代表气敏薄膜长度、输入输出IDT中心间距之比。

2磁弹性气体传感器检测原理

磁弹性气体传感器的气敏膜是修饰在传感器表面的一层化学物质,将被检测物通过传感器时,待检测气体和气敏膜发生吸附形成化学键[3],从而使磁弹性传感器的质量增加。由于磁弹性传感器通常是由磁致伸缩材料加工而成的,置于由通电螺线管产生的磁场中的磁弹性传感器会产生一定频率的振荡,磁弹性传感器的振荡频率会随着检测气体前后磁弹性传感器的质量发生变化而变化。所以通过磁弹性传感器吸附气体前后的频率变化可得到被检测气体的质量[5],具体原理如下公式:

$Δ f = f_{l o a d} - f_{0} = \frac{Δ m}{2 Μ} (2)$

其中,Δm是气敏薄膜质量的变化。M是磁弹性传感器的原始质量。f0 、fload分别是磁弹性传感器吸附待测气体前、后发生振荡的频率。

3原理及响应结果分析对比检测方法的比较

3.1检测原理比较分析

通过声表面波和磁弹性两种气体传感器的检测原理分析可知,二者均是由于吸附待检测气体来改变气敏膜的质量,从而改变传感器的频率响应,以检测被测气体的质量;并且因为检测原理简单,这两种传感器都对光、电、力、热、声、化学及生物等[6]多种因素表现出很高敏感性。为达到声表面波传感器重量轻、体积小、携带方便的优势,并实现集成化、智能化,所以采用集成电路中的平面工艺制作方法。

正是由于声表面波气体传感器有以下优点:抗干扰能力强,灵敏度高,检测范围线性度好,测量重复性好,使得声表面波气体传感器适合远距离传输和实现遥测遥控,更适合远距离传输[7]。而磁弹性气体传感器由于通常靠无线磁场来传输信号,因此只适合近距离传输。此外声表面波气体传感器还有以下优点:受温度影响少,稳定性好、灵敏度高,设计结构灵活,对采用SAW技术其输出信号为振荡器频率的变化,无需经过A/D转换等,便于与计算机进行接口。

3.2响应结果比较分析

形成光化学烟雾的主要因素之一是NO2,它也是酸雨的来源之一,因此能较快检测出NO2是有重要的安全意义的。为了比较两种传感器对NO2的比较分析,我们对两种传感器检测NO2都进行了初步实验。为了消除不同成分的气敏膜对NO2的吸附效果的影响,实验中声表面波传感器和磁弹性传感器均涂敷酞普铜薄膜以作为气敏膜[8]。在声表面波气体传感器中,气敏膜的电导率由于气敏膜与NO2气体相互作用而降低[9]。实验中在常温下通入NO2气体,原气体浓度为3%,测试环境浓度小于0.5%,两种传感器对待测气体的频率偏移响应如图3所示:

图3是NO2气体通过表面波气体传感器的频率响应,当通入NO2气体后,声表面波传感器的中心频率向右发生偏移,多次实验结果均表明,频率偏移明显。

图4所示是磁弹性气体传感器对NO2气体的频率响应,多次实验结果均表明,当通入待测气体后,磁弹性传感器的频率发生明显偏移。同时,由于磁弹性传感器通常采用金属玻璃制成,该种敏感材料兼备金属和玻璃的特性,因此磁弹性气体传感器对通入的NO2气体的幅值响应也有明显变化。

4结论

传播媒质的质量密度、粘滞特性、刚度系数、介电常数和电导率会受到声表面波气体传感器抗干扰能力强的扰动而变化,此外还有外界温度的变化、压强的变化也会直接影响传播特性的改变,这些变化都会影响声表面波速度的变化,进而导致振荡器振荡频率的变化,所以想要获得外界微小扰动的信息,可以通过对频率信号的检测来实现。而磁弹性气体传感器敏感材料是磁致伸缩材料,目前较多采用Metglas2826加工而成,测试环境中带电体、磁性物质等会对测试产生明显的影响。

实验中采用安捷伦矢量网络分析仪作为检测传感器振荡频率的检测器。如图4所示,通入相同浓度的NO2气体前后,在对NO2气体的幅度和频率响应方面,磁弹性气体传感器相比声表面波气体传感器效果更明显。

摘要：随着社会的工业化进程加快,机动车、电厂废气等人为因素产生的NO2日益增多。NO2虽然对臭氧的形成有重要作用,同时也会导致酸雨的形成,所以检测NO2的浓度在很多领域有着重要意义。本文以NO2为检测对象,对其不同频率响应采用两种传感器进行初步实验并进行比较分析,声表面波传感器是利用沿着物体表面传播的弹性波来感测信号的,而磁弹性传感器是由外加磁场对磁弹性材料的作用来感测信号的,两种传感器的响应信号都是频率偏移,在实验中,传感器的频率响应采用网络分析仪测试。实验结果表明,磁弹性传感器相对于声表面传感器对NO2的吸附前后频率响应更明显,对相关领域的研究更具实际意义。

关键词：声表面波,磁弹性,气体传感器,灵敏度,微电子

参考文献

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[9]余道建,沈瑞琪.NO2气体敏感材料[J].传感器技术,2001,20(4):1-5.

声表面波RFID接收机的设计篇2

1 SAW RFID的组成及原理

SAW RFID系统的组成如图1所示,主要包含有标签、读卡器(发射机和接收机)、PC机三大部分。其中声表面波标签是无源标签,由SAW天线、叉指换能器(IDT)、压电基片、反射栅等组成。

SAW RFID系统的工作原理:发射机通过天线发射一个射频查询脉冲信号,在查询范围内的标签经SAW天线接收查询信号,传送到与天线相连的叉指换能器,把电磁波转换成声波在标签基体表面上传播。在声波传播的过程中,遇到一系列紧密排列编码的反射栅后,部分能量得以反射回叉指换能器。该能量再通过基体逆压电效应转变成电磁波,并由SAW天线发射回来。这一系列编码的射频回波信号,由接收机接收并进行信号处理后即可辨识出不同编码的目标,同时还可以把相关数据通过网络或者串口传到PC机上。由其工作原理可知,射频接收机处于回波信号处理的最前端,其性能直接限制后续电路性能的发挥,进而影响到整个系统的性能[2]。

2 接收机的设计

本文设计的SAW RFID系统其工作频率为915 MHz,超高频SAW RFID阅读器包括发射机和接收机两大部分。发射机的工作主要是发射查询脉冲,采用的是一个集成射频芯片,故在本文中不详述,而主要介绍接收机的设计。接收机常用的技术有零中频和超外差两种。零中频接收机虽然电路简单,但是在零中频电路中本振和射频信号有相同的频率,当来自振荡器的泄漏与本地振荡器的信号相混频时,射频信号直接下变频成基带信号,会使混频器的输出产生严重的直流偏差(即直流电平失调)。严重的直流电平失调会破坏信号,甚至会使其后续级电路处于饱和状态,从而影响到后端的信息提取[3]。无源超高频RFID采用无向散射技术,但SAW天线返回的电磁波已经很微弱了,所以本设计采用如图2所示的灵敏度高、增益大、信噪比和选择性都好且适应性广的超外差接收机。

3 接收机的硬件设计

接收机的硬件部分可以分为射频部分和数字中频部分。其中射频部分主要有带通滤波器(BPF)、低噪声放大器(LNA)、频率综合器(PLL)及混频器(Mixer)。

3.1 射频部分的设计

3.1.1 带通滤波器和低噪声放大器

从天线接收到的是915 MHz的射频信号,本设计中带通滤波器选择的是输出功率大、插入损耗低的高品质芯片CSBP-A940+;低噪声放大器选用的是低噪声、高增益、动态范围广的ADL5523芯片。这两个芯片的外围电路简单,易调试。

3.1.2 频率综合器

本设计中选择了ADI公司的ADF4360-7作为频率综合器的主芯片。该芯片是ADF4360系列PLL(锁相环)芯片中的一款,在芯片内部集成了VCO(压控振荡器)[4],具有350 MHz~1 800 MHz超宽的输出频率范围,其输出中心频率F0与L1、L2管脚外接电感值有关,VCO输出端提供二分频,其二分频后的输出射频信号频率为175 MHz~900 MHz。芯片内部所有寄存器的配置采用一个简单的3线(SCLK、CSn、DATA)串行接口,由DSP的SPI控制,其芯片工作电压为3.0 V~3.6 V。当外部电感值为2.2 n H时,第4、5引脚输出两路本振信号(如图3所示,fLO=1 103 MHz)用来提供给混频器。

3.1.3 混频器[5]

本设计采用ADL5367混频器,它输入的射频信号fRF范围为500 MHz~1 700 MHz,输出的中频信号fIF范围为30MHz~450 MHz。ADL5367单通道无源混频器可提供7 d B的最低变频损耗,同时提供业界领先的31 d Bm输入的IP3和7.1 d B低噪声系数。其中芯片的本振信号由外部频率综合器提供。该混频器输出中频fIF=(N×fRF)-(M×fLO)。其中,N的取值范围是0~15,M的取值范围是0~14。

3.2 中频部分的设计[6]

中频部分由时钟源、中频差分放大、ADC采样(AD9245)、数字下变频(HSP50214B)以及DSP组成,如图4所示。

时钟源由晶振电路提供,为了得到高质量、低噪声的时钟信号,需要增加一个低压差分芯片来提供两路差分时钟信号给ADC采样。本设计中选择的中频放大器是ADI公司高性能、高速的AD8138,它具有较宽的模拟带宽(320 MHz,-3 d B,增益为1)。由于混频器输出的微弱中频信号要先经过中频差分放大得到I、Q两路信号提供给ADC,因此,ADC转换芯片选用的是一种具有14bit精度、最高采样率为80 MS/s、200 MHz输入带宽的AD9245,其音无杂散动态范围(SFDR)达到86 d B,典型的SNR为73 d B,功率耗散为550 m W,输出14路并行的数字信号。考虑到噪声问题,不能直接将并行信号送到数据总线。因为总线上负载较大,会产生过冲和高频噪声,并耦合到模拟输入端产生与输出码关联的干扰,从而产生多次谐波,因此,并行信号需要在ADC与数字下变频间添加一个锁存器进行锁定。锁存器选用满足高速度、低电压要求的芯片74VHC541,并且在锁存器的每个输入、输出端放置22Ω的电阻限流。为了AD9245与HSP50214B能同步工作,使HSP50214B的输入时钟CLKIN和AD9245的时钟频率保持一致,需加一个反相器74LVC04进行整形和驱动。数字下变频HSP50214B的输出时钟PROCLK由DSP提供。HSP50214B输出方式有串行和并行两种,由于HSP50214B并行输出32路I、Q信号,而考虑到DSP的处理速度和有限的接口,所以HSP50214B采用串行数据传输模式,DSP的GPIO口用来设置HSP50214B的工作模式和初始化。此外,因AD9245芯片数字输出端工作电压为3.3 V、HSP50214B的工作电压为5 V和TMS320DM6437的工作电压为3.3 V,所以在芯片之间必须增加电平转换芯片。这样,在中频平台上通过解调就可以得到SAW标签上的信息(ID信息和温度信息)、通过算法利用回波的频偏、相位以及幅度等信息得出物体的温度值。

4 镜像干扰及抑制方法

4.1 镜像干扰[7]

镜像频率干扰是超外差接收机特有的现象,在镜像频率上有一个干扰信号fM,在RF信号输入混频器时,镜像信号也跟着输入到混频器,并分别与LO信号混频输出一个频率相同的中频信号。由RF信号获得的中频信号是本设计所需要的有用信号,而由镜像信号获得的中频信号称为镜像干扰信号,系统很难分辨,且会对有用信号造成很大影响。设信号频率为fRF,振荡频率为fLO,则有用中频fIF=(N×fRF)-(M×fLO),镜像中频fId=(N×fm)-(M×fLO),其中N、M均为正整数。在比fRF高出2个中频处就有一个频率fm,它像是以fLO为镜子、站在fRF处看到的镜像,所以称fm为像频。镜像干扰如图5所示。

如图5(a)所示,射频信号和镜像干扰信号同时经过混频器,射频信号与LO信号混频后产生有用中频信号fIF、镜像干扰信号与LO信号混频后产生镜像中频信号fId,如图5(b)所示,当fLOfRF时,N≠M,fIF≠fId。镜像干扰信号的功率比射频信号功率大时,其对应的镜像中频信号将会严重地干扰有用中频信号,从而影响后端的接收与处理。

4.2 镜像干扰抑制方法

镜像干扰的抑制方法是尽量避免镜像干扰进入混频器,在混频器的RF输入端加一个如图6所示的高Q值的窄带LC带通滤波器,并在中频输出端再加一个窄带LC带通滤波器,即可有效滤除中频镜像干扰,以保证输出能得到有用的中频信号。为了防止混频器中的信号回流到大功率的频率综合器,影响其正常工作,需要在混频器和中频输出端之间增加一个隔离放大器。计算公式为:

其中,C单位为F,L单位为H;f1、f2为上下截止频率,fm为频带中心频率(单位为Hz);Zo为输出阻抗。根据计算公式设计一个带宽为20 MHz的窄带LC带通滤波器,中心频率为915 MHz,带内衰减控制在10 d B以内,阻带截至频率的衰减达到40 d B以上,输出阻抗为50Ω。用ADS软件仿真该滤波器的幅频响应如图7所示。图7(a)是指各频率点的衰减,其中m1衰减最小。图7(b)是各个频率点的幅度值,其中m3指在915 MHz处幅度值最大[8]。

基于SAW无源标签和RFID读卡器为无向散射的工作方式,提出一种超外差接收机设计方案,该设计可以应用于金属物体、高温、强电磁干扰等恶劣环境中。本文对SAW RFID接收机的电路进行分析和设计,在芯片选型上做了充分的论证,并讨论了镜像干扰以及镜像干扰抑制方法,通过ADS仿真软件证实了该方法的有效性。

摘要：设计了一款基于超外差技术的声表面波SAW RFID读卡器,其工作频率在915 MHz。该读卡器不仅可以在金属物体、高温、强磁场干扰等恶劣环境中正常工作,而且在不增加任何传感器的情况下可以反映出物体的温度值。详细阐述了整个接收机的设计方案,给出了硬件模块的电路设计,并对镜像干扰及其抑制方法进行了研究。

关键词：声表面波,RFID,超外差技术,915MHz,镜像干扰

参考文献

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声表面波检测器篇3

关键词：mcu+dsp组合,电磁防护,电压分配计算

一、前言

随着社会经济的发展, 对电力电网安全可靠运行的要求越来越高, 建设坚强智能电网的目的也在于此。国内外的实践表明, 对设备进行状态检修及故障诊断是提高设备可靠性的经济、有效手段, 而对设备的各种物理参量进行在线监测是状态检修的基础。

开关柜内的高压开关触头、母排进出线接头等部位由于是接触连接实现导电, 在长期运行中, 会由于老化、螺栓松动等原因导致接触电阻变大而发热, 致使连接处温度升高。触点或连接点处温度升高, 会使其接触电阻进一步变大, 从而产生更多的热量、接触电阻进一步变大, 形成恶性循环, 最终导致火灾事故, 引起故障。对这些连接位置进行在线温度监测可实现及时预警、及时检修, 从而避免事故, 提高供电可靠性。

开关柜在高压变电站内应用广泛, 其触头测温是安全生产中很重要的一环, 但是因为高压设备的特殊性, 普通方法难以测量, 本文中使用的无源测温方案, 高压侧的传感器无需电源即可工作 (利用了声表面波原理) , 正是适合开关柜触头测温。

二、测温新技术讨论

(一) 无线无源测温新技术简介

声表面波是沿物体表面传播的一种弹性波, 其工作原理是, 基片上换能器 (输入换能器) 通过逆压电效应将输入的射频转变成声信号, 此声信号沿基片表面传播, 最终由基片左边的发射器 (输出换能器) 将声信号转变成射频应答信号输出。如下图所示。

同时, 射频信号与温度存在如图2所示的线性关系:

根据上图温度与频率的线性关系, 利用信号收发设备收到的频率信号即可获知温度, 如上所示, 传感器工作的频率在433MHz附近, 而测量温度的精度为0.1度。

此测温技术的无线方式有效的隔离了高压与低压区域;同时, 由于传感器工作不需要电源, 在安装检修不便的开关柜内正好有了用武之地。本文讨论了此测温方式的读写设备硬件设计, 讨论了以下几个关键的设计要点:

(二) 主处理芯片的使用方式

一次简单的温度请求, 实际上是一系列的工作:

1. 发送温度请求命令;

2. 分析本次请求是针对哪个传感器、哪个天线, 查表确定发送频率;

3. 控制RF芯片进行射频信号发送, 接收反射回来的射频信号, 分析反射回来的射频信号的频率;

4. 以上一个步骤循环20次;

5. 得到反射信号的频率均值, 同时得到的, 还有反射回来的信号强度;

6. 设备计算反射信号与校准温度的信号值间的差值, 从而得到传感器的温度;

7. 将得到的温度数据返回。

整个读写器的逻辑功能包括:请求传感器温度、频率、信号强度, 配置读写器运行参数和传感器参数, 校正传感器温度, 自动轮询温度, 应用modbus协议通讯。之前主流的方式是使用一个DSP完成这所有的任务, 但是, DSP不擅长逻辑控制。使用DSP进行任务处理和数据分析, 对设备的工作效率有很大的影响, 同时, 这种方式也会增加程序的复杂性。

本文设计将DSP和MCU分开, 同时使用两个主芯片完成工作内容, 将是革命性的变化:

MCU使用状态机机制, 专门处理各种请求以及保证系统的正常运行状态, 避免因为处理数据量过大而导致系统死机。

MCU的功能:负责外部接口通讯、处理外部请求、系统的运行、与DSP通讯、温度数据的校正、传感器配置定义等。MCU负责所有的逻辑控制和任务管理, 包括数据传输的协议实现等等, 而不再涉及计算、推演和滤波处理, 仅仅缓存处理完成后的数据, 实现各种方面的需求。

DSP功能:控制射频芯片进行射频发送与接收、对接收与发送的RF数据进行处理、数据滤波。使用DSP专门处理射频数据, 收集及分析, 全权负责数据的接收和接下来的高速运算、滤波、校正过程。

明确的分工, 大大的提高了工作效率, 也降低了系统的复杂性, 运行出现故障的几率大大降低。

(三) 浪涌群脉冲等电磁测试防护

本节讨论电气保护措施。为了保证设备在高压开关柜内安全运行, 必须满足《Q/GDW 540.1-2010变电设备在线监测装置检验规范第1部分:通用检验规范》中的所有要求, 其中, 关于电磁方面比较难以达到的要求有:

电快速瞬变脉冲群抗扰度测试:按照“GB/T 17626.4电磁兼容、试验和测量技术、电快速瞬变脉冲群抗扰度试验”中规定, 装置应能承受GB/T 17626.4规定的严酷等级为4级的电快速瞬变脉冲群干扰, 试验电压:电源端口4kV, 数据端口2kV;

浪涌 (冲击) 抗扰度测试:按照“GB/T 17626.5电磁兼容试验和测量技术浪涌 (冲击) 抗扰度试验”中规定, 装置应能承受GB/T 17626.5规定的严酷等级为4级的浪涌 (冲击) 干扰, 试验电压:4kV;

这样的要求, 对于电子设备来说, 非常严格, 对于硬件的电气设计要求很高, 对于端口的电压冲击, 我们设计了以下的应对措施:

首先讨论18-36V电源输入的防护:如图4所示, 气体放电管, 选型GQF3R075NRM。因为平时电源是18-36V, 会低于它的50V的放电截止电压, 所以不会发生续流现象, 不需要串联MOV。

浪涌的上升沿是dV/dT, 本测试要求是冲击脉冲为4kV/1.5us, 所以电压上升率2.667kV/us, 气体放电管GQF3R075NRM在应对此等级冲击脉冲时, 会在电压上升到750V之前动作。达到此电压需要时间大概是0.28us, 加上0.1us的反应时间, 我们使用0.4us作为峰值时刻, 在此之后, 气体放电管开始作用, 开始保护电路。但是在保护时刻0.4us之前, 瞬间电流会比较大, 保险丝可能会断开, 就需要额外的保护了。增加一个电感, 100uH:

在气体放电管的峰值电压时刻0.4us时, 通过电感的电流i=2.2A, 电流限制效果明显, 保险丝此时不会断开。

同时电源芯片还有第二级保护:TVS管。如图5所示。气体放电管和TVS管组合, 可以完美的保护电路, 气体放电管主要针对瞬间比较大的电流, 可以用于防止信号回路中随机出现的高压冲击。TVS瞬态电压抑制器主要用于ESD静电放电防护, 电流相对较小, 持续时间很短, 但是响应速度极快。

很重要的, 如图5, 在各个端口之间加上10nF/2kV的电容, 有利于通过瞬变的电流, 大大提高设备的安全性。

对于485数据接口, 处理方法又有不同:

如图5所示, 大电流大电压的保护依靠TBU-CA085-300-WH和压敏电阻+气体放电管组合:TBU-CA085-300-WH在电流大于300mA时, 会瞬时限制电流至极低 (50Vdc下为0.5mA) , 但是本器件耐压为瞬时脉冲电压850V。所以需要辅助限压器件:压敏电阻+气体放电管组合, 它们可以将电压限制在800V之下;

瞬变电压不大没有启动一级保护的情况下, 二级保护P40-G240-WH和TISP4015L1B到作用:P40-G240-WH同样起到限制电流的作用, 但是最大承受电压为40V;TISP4015L1BJ可以在电压大于40V的时刻短路, 瞬间拉低电压至0, 起到限制电压的作用。

可以看到, 对485接口的保护比电源接口的保护要细致的多, 因为电源芯片的抗干扰, 抗冲击能力强于485芯片, 同时电源端有大容量的电容作为储能保护器件。

(四) 串联读写器设备的电源电压分配计算

所有读写器设备通过总线形式安装, 共用一个电源总线, 这样, 就需要对实际安装时候的电源电压进行计算, 确保每一台设备的电压足够, 不至于因为长布线影响设备运行。

设备的电压计算公式用推导法得出:

其中:

为下一个读写器的电压值;

为下一个读写器与本读写器之间的电源总线的电流值;

ρ、L、S为导线的电阻率、两个读写器间的电源导线长度 (正极线和负极线之和) 、横截面积;

P为读写器的功率。

按照读写器一共20台, 功率为3W, ρ、L、S为别为1.75×10-8Ωm、15m、1.5 (mm) 2来计算, 可以得到, 当最后一个读写器的电压为20V的时候, 第一个读写器的电压为24.80V, 总线最大电流为2.78A。读写器本身设计输入电压是18～36V, 总线方式安装后, 电压降幅为4.8V, 电流小于此规格电线的额定电流, 经过实际安装检验, 可以满足需求

三、结论

以上讨论了SAW测温读写器的硬件设计要点, MCU+DSP组合保证了系统的稳定运行, 高等级的电气防护措施保证了设备的稳定运行, 周密的计算保证了实际的合理安装。为了满足稳定运行, 设备设计上从硬件到软件全面考量, 务求设备安全稳定, 高性能的设备保证了测温设备在开关柜中的稳定运行, 为电力安全生产提供了强有力的保障。

参考文献

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声表面波叉指换能器的研究与设计篇4

1 叉指换能器各个参数设计

图1为叉指换能器示意图,互相交叉的金属指条称为叉指电极,或简称为指。W代表相邻2个指互相重叠的部分的长度,称为指长,声表面波只能在这个长度范围内产生。所以指长决定了发射声表面波波束的宽度,有时候也称为声孔径。a为指宽,b代表指间。2条指和2个间隔组成一对指。这是叉指换能器的最小单元,称为单指换能器。它的宽度正好是声表面波的一个波长Λ,即

一般情况,指宽和指间是相同的,所以

研究发现,影响叉指换能器工作指标的主要参数包括叉指换能器的中心频率f0、叉指对数N、声孔径(重叠长度)w和叉指形状。这几个参数影响叉指换能器的工作带宽、声表面波强度和相互作用,叉指换能器的频率特性如下:

(1)叉指换能器的输出是频率的函数,并且呈sin(x)/x的规律变化

(2)第一对零点之间的频率间隔为。式(3)表明叉指换能器所具有的周期数N越大,它的第一对零点之间的频率间隔越小,所以它的频响的带宽也越窄。

(3)叉指换能器激发的表面弹性波的强度与它包含的叉指电极周期数N成正比,N越大激发越强。

(4)叉指换能器激发波的相位随频率呈线性。

叉指换能器的基本特性与它的结构参数有关:工作频率取决于其叉指电极排列周期L。L越小工作频率越高;工作带宽取决于其含有的叉指电极对数目,指条数越多频带越窄。叉指换能器的主要参数有:

(1)叉指对数N(即周期数)

各个叉指对激发的声波相互干涉,整个叉指产生的声波是以叉指的几何中心线为对称轴,向2个方向累积增长,叉指对数越多声波就越强;然而,叉指对数过多,会使换能器的频带宽度过窄。换能器相对带宽与叉指数关系可以近似表示为

图2给出中心波长λ0=1 523 nm,换能器叉指对数与滤波器波长调谐范围之间的关系。可以看出,当N取8~12对时,波长调谐范围在130~190 nm左右,相对于其他类型的可调谐滤波器来说具有明显的优势。因此综合考虑一般选择叉指对数N=8。

(2)换能器孔径w(即叉指重叠长度)

声孔径即叉指重叠长度w决定了激发的表面声波的波束宽度,因而w的值应等于或略大于声波导的宽度,选择w=120μm,这样各指对之间相互干涉,因此叉指对数越多声表面波越强烈。

(3)指条宽带a和指条间隔b

根据E.Strake等人的方法可以计算出nTE-nTM的值为0.073,选用的光波长为1 554.9 nm,代入式,得到位相匹配时的声波长的值为λa=21.3μm,这是叉指换能器的周期Λ的值,把叉指的指宽a和指宽间隔b做成相等,则a=b=λa 4=5.325μm。

(4)叉指换能器的周期T

(5)X切Y传Ti

Li Nb O3中声表面波的速度为Va=3 681.8 m/s,由声波长λa=21.3μm可以得出,叉指换能器的中心频率f0=173 MHz。图3是按照上面设计的参数所画的叉指换能器结构图。

2 叉指换能器的射频驱动电路和匹配电路的设计

2.1 射频驱动电路设计

目前光通信的波长通常是1 550 nm左右,因此针对以该波长为中心波长的波分复用光网络,设计了一个射频控制电路[39],其中心波长为1 550 nm,在1 500~1 600 nm之间以步长Δλ=1 nm进行调谐。通过公式λ=Λ|nTE-nTM|=Λ⋅Δn,可以计算出射频电路的调谐范围为159~169 MHz。考虑到频率分辨率与相位噪声和频率带宽的关系,射频电路的频率范围定在140~170 MHz。

根据理论分析的结果,确定了对于叉指换能器的射频控制电路的要求:

(1)射频控制电路的中心频率为168 MHz,频率调谐范围为20 MHz;

(2)射频控制电路输出功率可调,最大为400 m W;

(3)射频控制电路的输出阻抗为50Ω;

(4)射频控制电路具有窄带阻抗调谐匹配能力。

锁相环频率合成法是利用锁相环路来实现频率的四则运算,可以获得高精度、高稳定度的频率源,而且器件价格低廉,应用广泛,文中采用了此种技术。图4中给出了AOTF的射频控制电路的整体模型图。

2.2 锁相频率合成电路

图5中的鉴相器晶振经过参考分频器产生的标准输入信号fR与输出信号fv的若干次分频信号进行相位比较,输出一个与其相位差成正比的误差电压,误差电压经低通滤波器滤除其中高频成分和噪声,作为压控振荡器(VCO)的控制信号。VCO受控制电压影响,其输出频率向参考频率靠近,也使差拍频率越来越低,最终消除频率差而锁定。当相位锁定时,输出频率为fv=N fR。在文中所设计的控制电路中选用了MC145170作为锁相集成芯片,它的内部集成了鉴相,分频的功能。其鉴相输出后经过低通滤波器LF351滤出高频和干扰成分,然后送入压控振荡电路(VCO)。VCO由单片集成射极耦合振荡器芯片MC1648外接电感和变容二极管构成。低通滤波电路同时起到了隔绝VCO对PLL反馈信号的作用。VCO由于低通送入的控制电压的改变而改变其变容二极管的电容值,使得振荡频率发生变换,振荡信号经过两极射极跟随器的放大送入PLL的fin端,与参考频率进行鉴相。

2.3 单片机控制

控制系统以单片机AT89C52为主控制器。AT89C52有4个I/O端口,分别为P0~P3,现在以P3端口作数据线,P2端口作12个按键的输入和扫描,P0端口为输出端口,控制液晶的显示。单片机通过按键接收频率值,并由液晶显示信息,通过P2端口把控制代码送到MC145170中,从而调节频率合成器的输出频率。单片机AT89C52采用8位总线方式。MC145170的4个控制字通过8位数据线由AT89C52传送。

3 结果与讨论

在频率合成模块设计中最大的难点是压控振荡器(VCO)的设计。VCO芯片需要外接振荡槽路,需要高Q值的电感电容及变容二极管等元件。根据锁相环的用途,要求压控振荡器能满足相位及频率的准确并且长期稳定。只有输出频率准确,才能保证AOTF正常工作。另外如果长期稳定度不好,其频率就会随外界环境如温度等的变化而变化,如果其频率漂移太大,以至跳出环路的锁定范围,就会造成环路失锁,不能正常工作。另一方面也要求频谱纯度好,杂散与谐波尽可能小。但是在实际情况中,这些要求往往是互相矛盾的,例如提高频率稳定度必然要缩小线性频率控制范围和降低控制灵敏度,因此在设计中就需要进行综合考虑。

一般来说,一个锁相环频率合成器的输出频率的准确度和长期稳定度是由所给的基准源所决定的,但其瞬时频率稳定度却不完全由基准源所决定,它很大程度上与VCO的开环相位噪声有关。所谓VCO的开环相位噪声,是指在VCO未接入环路而在它的控制端用一个纯直流电压去控制时,其输出信号的相位噪声。因此在调试过程中,首先分析开环VCO,尽量降低VCO的开环相位噪声,从而来提高频率合成器的相位噪声指标。

偏离载波fm处的VCO相位噪声(phase noise)可表示为

其中,f0是振荡器中心频率;F是有源器件的噪声系数;Q是振荡电路的有载Q值;k=1.380 6×10-23J K(波耳兹曼常数);T是绝对温度;P是载波功率。

从式(6)中可以看出,VCO的相位噪声与回路的Q值和有源器件的噪声系数有直接关系,所以在设计VCO时,要选择高Q值的LC元件和低噪声系数的有源器件。在设计中,电容采用了多层陶瓷表面贴片电容,它有接近理想的频率特性,电感原本拟采用高Q值的高频电感,但是目前市场上的这类电感所能实现的频率太低,大约在100 MHz左右,不能满足要求,因此就采用了手绕的线圈电感,相对来讲它的Q值比较低,但符合要求。为了减小变容二极管对振荡电路Q值的影响,不直接把变容二极管接入振荡电路中,而是把它并在一个固定电容的两端接入振荡回路中,这样变容二极管对于振荡电路就有一个接入系数(接入系数小于1),也就减小了变容二极管的接入对回路Q值的影响。

从整个环路设计的角度出发,为了达到系统对频率稳定度和准确度的要求,采用了基于高稳定度恒温晶体振荡器的频率综合器方案。在确定环路参数时,按照下面的原则:尽可能提高鉴相器频率fr,减小可变程序分频器的分频比N,从而降低低通噪声,并在此基础上适当增加环路带宽,直到可以忽略VCO的开环噪声的影响为宜。当把环路带宽放得足够宽时,在环路带宽内测得的结果就是低通型噪声的相对功率谱,此时绝大部分高通型噪声已被环路所滤除。但是带宽和频率分辨率是有很大关系的,如果要求频率分辨率高,就需要窄的带宽,这就需要通过合理确定环路带宽,达到既能增加环路对噪声的抑制又能有较高的频率分辨率。文中设计的频率合成器能实现频率从140~170 MHz的合成,工作带宽为30 MHz。图7为频率为158 MHz时频谱仪上的测试结果。

摘要：声光可调谐滤波器的设计,关键是它的各个模块,包括光波导、模分离器、声波导和叉指换能器的参数设计。设计了叉指换能器各个参数,并对其射频驱动电路和匹配电路给出了设计思路,其中电路控制系统以单片机AT89C52为主控制器,在频率为158 MHz频谱仪上得出了频率合成器的测试结果。

关键词：叉指换能器,驱动电路,匹配电路,设计

参考文献

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[2]王景山.声表面波器件模拟与仿真及其应用[M],武汉:国防工业出版社,2002.

[3]池永江,朱广信,王潇潇,等.声光可调谐滤波器(AOTF)的射频控制电路的实现[J].中国有线电视,2005(23):2305-2308.

声表面波检测器篇5

1 SAW RFID系统组成

SAW RFID具有无线无源、识别距离远、识别速度快、批量生产成本低、对液体和金属不敏感的优点,可以用来测量压力、应力、扭曲、加速度以及温度等参数的变化,应用广泛。

一个完整的声表面射频识别系统[2]至少包括收发机、SAW标签以及天线三部分,如图1所示。其中,SAW标签由叉指换能器(IDT)和刻在标签上的反射栅组成。识别时,读卡器的天线周期性地发送高频询问脉冲在电子标签天线的接收范围内,并在晶体表面传播。根据声表面波的物理特性,接收到的信号经过压电效应和逆压电效应进行声电以及电声的转化,实现标签信号的发送和接收,收发机通过天线传输电信号。

2 零中频SAW RFID收发机设计

零中频(Zero-IF)[3]又称为直接下变频(Direct-Conversion)解,其方法是将信号从载波直接变频到基带。这时中频为零,镜频和自身信号重叠在一起,要采用I/Q正交的结构抑制镜像频率干扰。由于零中频接收机不需要片外高Q值带通滤波器,所以可以实现单片集成而受到广泛的重视。

零中频接收机最大的优势是:下变频过程中不需经过中频,且镜像频率(即射频信号本身)不存在镜像频率干扰,原超外差结构中的镜像抑制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件,有利于系统的单片集成,降低了成本;另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少,降低了接收机所需的功耗,并减少了射频信号受外部干扰的机会。

零中频结构的优点是:(1)零中频方案利用直接解调方案,不存在中频频率,因此没有镜像干扰。(2)接收机的射频部分只包含了射频放大器以及混频器,易于满足线性动态范围的要求。(3)电路设计简单,容易集成,成本较低,PCB布板覆盖面积小。

2.1 发射机电路设计

本文设计的发射电路[4]如图2所示。其中,混频器采用LT5519的上变频混频器,其RF输出频率带宽为0.7 GHz～1.4 GHz,IF输入频率带宽为1 MHz～400 MHz;本振采用ADF4360-7频率综合器,输出频率为350 MHz～1 800 MHz;π型衰减器由3个滑动变阻器组成,R1=17.6Ω,R2=R3=292.4Ω,其衰减为3 dB;带通滤波器采用B3588的声表面滤波器,其中心频率为915 MHz,带宽为26 MHz,插入衰减为2.9 dB;功率放大器采用MA02014,其输出功率为30.8 dBm,功率增益为30.8 dB。

2.2 接收机电路设计

本系统的接收机采用零中频的结构进行设计。零中频接收机由于没有中频带通滤波器的影响,在应用中也比超外差收发信机更灵活。不过零中频结构存在直流偏置、本振泄漏、偶次失真和闪烁噪声[3]等问题。针对这些问题,本文的解决方案如下。

(1)直流偏置是零中频方案特有的一种干扰,本文采用交流耦合以及谐波混频来解决,具体设计如图3所示。

(2)本振泄露是指混频器中泄露到输出口或输入口的本振信号。本文按照GB7236选择高隔离度的混频器以及采用本振泄漏消除电路对本振泄漏预校正参数进行修正。

(3)在电路设计中,可以采用提高混频器和锁相环的隔离度或在低噪声放大器和混频器中间使用全差分结构来抑制偶次谐波,进而消除偶次失真。

(4)将零中频结构中的混频器设计成有一定增益,并且尽量减小混频器的噪声来降低闪烁噪声。

此外,由于器件的性能和品质都直接影响接收机接收信号的质量,所以在电路设计过程中,选取高性能、低损耗的器件,以减少干扰噪声。

根据以上解决方法,本文给出如图3所示的零中频接收机的设计方案。图3中前端包括带通滤波器(BPF)和低噪声放大器(LNA),其中带通滤波器在常温下射频输出功率最大可达到12.6 W,插入损耗比较低(为1.2 dB),并且损耗变化幅度为±0.25 dB,性能良好。低噪声放大器具有低噪声、高增益、广泛的动态范围等优点,在900 MHz频段其增益可达到17 dB、低噪声系数不超过1.0 dB。

此外,该接收机采用I、Q零中频正交解调结构[5],来自于天线的标签反射信号经功分器分成两路,分别送入相应的混频器与相差90°相位的两路本振信号混频得到I、Q两路基带信号。该微弱信号随后经过低噪声放大器和低通滤波器放大滤波后,经A/D采样送入基带处理器进行解码处理。设计中同时利用了自动增益控制(AGC)平衡和匹配的作用来防止直流漂移受增益变化的影响而产生干扰,以增加系统的可靠性。

2.3 控制单元设计

控制单元的硬件系统由前端模块、DSP处理模块、显示模块、系统功能模块和电源模块组成,如图4所示。

DSP是整个系统的核心模块,其采用的是TI公司的TMS320DM6437芯片[6],主要作用是实现数据的实时处理。其数据的传输通过前端模块实现,主要是通过收发机进行实时采集。功能模块是实现用户需求的模块,其主要功能包括语音输入/输出、SD卡的读写、USB的传输以及温度的测量等。电源模块主要用于保障整个系统电源的稳定。

3 测试结果与性能分析

为了验证所设计的接收机传输性能的质量,本文通过频谱分析仪分别对发送信号和接收信号进行了测量,并给出测试结果分析。

如图5所示,以915 MHz脉冲信号为例,利用Agilent E4407B频谱分析仪[7]对发送信号进行频谱分析,可以得到高质量的915 MHz的脉冲信号,信号强度高达13.36 dBm,而干扰噪声近似为0。

利用信号源产生915 MHz信号,该信号经过零中频接收机,经射频前端处理、正交解调、放大滤波之后送给A/D芯片进行采样。如图6所示,采样频率为40 MHz,采样输入信号为20 kHz,此时信噪比可以达到70 dB以上,满足接收机要求。

本文采用了I、Q零中频正交解调技术,结合SAW的物理特性,针对零中频结构中的直流偏置、偶次失真等问题,设计了一种SAW RFID收发机,并以SAW RFID系统结构为基础,分别给出了发射机和接收机的设计框图,同时描述了各射频模块的输出功率、损耗、增益等参数性能,减少收发机的误码率和噪声干扰。研究表明,该系统体积小、成本低、电路简单,发射915 MHz信号时功率高达13.36 dBm,同时接收机信噪比可以达到70 dB,干扰小,达到了系统设计要求。

参考文献

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[6]Texas Instruments Incorporated.TMS320DM6437 video/imag-ing fixedpoint digital signal processor[R].2010.

声表面波检测器篇6

自动识别系统的研究起始于20世纪70年代,最早是采用光学与红外技术,由于其环境适应性较差,并且最大识别速度仅为70km/h,现在已经逐渐被淘汰。RFID(射频无线标签)是取代目前广泛使用的条型码的唯一技术,但是其作用距离一般只在1m以内,这极大地限制了RFID技术优势的充分发挥。SAW(声表面波)技术是一种新兴的识别技术,它具有标签无源、抗干扰能力强、体积小等优点,它的有效识别距离可达数米,并且可以识别高速运动的物体。SAW技术实现的RFID具有无可比拟的技术优势所以将来会有极好的前景。

1系统组成及工作原理

SAW传感器构成的识别系统由一个SAW传感器标签、一个带主动式天线的阅读器和一个信号后处理单元组成。SAW标签由传感器天线、压电模式、指换能器和经传感器体外编码的反射区组成。传感器天线接收由远处阅读器发送来的访问电磁脉冲信号,通过叉指换能器转化为声表面波,遇到反射条后形成回波,回波通过叉指换能器重新转化为电磁波并再次通过天线发射出去。这些回波信号形成了由晶体表面的反射条的数目和位置决定的脉冲序列,它类似于条形码图案,每个脉冲的时间延迟取决于SAW传播速度。信号后处理单元对脉冲延迟变进行估计,实时解调出识别码。天线接收到询问信号后,由IDT将电信号转换为声波信号,声波信号撞击反射区。反射区位置不同,个数不同,会产生不同的振幅和不同的相位变化。

2 信号处理

在传统的超外差式调频信号接收机中,信号解调主要是在中频频率范围内进行,信道滤波基本上采用高Q值的中频声表面波滤波器或晶体滤波器来实现。随着数字信号处理技术以及超大规模集成电路技术的飞速发展,传统的模拟设备逐渐被数字设备所代替。声表面波标签返回的电磁波信号微弱并且发生相移,因此信号处理采用数字正交调制和解调的方法来进行,正交解调可以有效地减小噪声的干扰并且通过解调算法直接抵消所产生的相移。

2.1 信号的正交调制原理

由随机信号处理可知,当已调信号的带宽远小于调制载波频率时,对于任意已调信号来说,可以用式(1) 表示:

$\begin{array}{l} S (t) = A (t) \cos [ω_{c} t + \int m (t) d t] = \\ A (t) \cos [\int m (t) d t] \cos (ω_{c} t) - \\ A (t) \sin [\int m (t) d t] \sin (ω_{c} t), \\ Ι (t) = A (t) \cos [\int m (t) d t], \\ Q (t) = A (t) \sin [\int m (t) d t], \\ S (t) = Ι (t) \cos (ω_{c} t) - Q (t) \sin (ω_{c} t), \\ A (t) = \sqrt{Ι^{2} (t) + Q^{2} (t)}, \\ φ (t) = \arctan [Q (t) / Ι (t)] (1) \end{array}$

调制过程:模拟基带信号m(t)经A/D转换送入计算机,数据流在计算机中经过积分处理再求得余弦和正弦, 分别得到I(t)项和Q(t)项,由DDS完成正交上变频,实现频率调制过程,输出FM信号。

2.2 信号的正交解调原理

令调频(FM)信号表达式为

$S (t) = A (t) \sin [ω_{c} t + \int m (t) d t] (2)$

(2)式中,A(t)表示受到信道噪声和其他干扰影响后随时间变化的调频信号幅度,m(t)为调制信号,ωc为信号载波。将式(2)所示的调频信号与本地产生的正交载波相乘可得:

$\begin{array}{l} S_{Ι} (t) = S (t) \cos (ω_{c} t) = A (t) \times 1 / 2 \times \\ {\sin [2 ω_{c} t + \int m (t) d t] + \sin [\int m (t) d t]} ‚ \\ S_{Q} (t) = S (t) \sin (ω_{c} t) = - A (t) \times 1 / 2 \times \\ {\cos [2 ω_{c} t + \int m (t) d t] - \cos [\int m (t) d t]} 。 \end{array}$

对SI(t)和SQ(t)分别进行低通滤波后可得:

$\begin{array}{l} Ι (t) = A (t) \sin [\int m (t) d t] (3) \\ Q (t) = A (t) \cos [\int m (t) d t] (4) \end{array}$

对I(t)与Q(t)分别求导数可得:

$\begin{array}{l} Ι' (t) = A' (t) \sin [\int m (t) d t] + \\ A (t) m (t) \cos [\int m (t) d t] (5) \\ Q' (t) = A' (t) \cos [\int m (t) d t] - \\ A (t) m (t) \sin [\int m (t) d t] (6) \end{array}$

将式(2)与式(5)、式(3)与式(4)分别相乘可得:

$\begin{array}{l} Ι (t) Q' (t) = A (t) A' (t) \sin [\int m (t) d t] \times \\ \cos [\int m (t) d t] - m (t) A^{2} (t) \sin^{2} [\int m (t) d t] (7) \\ Ι' (t) Q (t) = A (t) A' (t) \sin [\int m (t) d t] \times \\ \cos [\int m (t) d t] - m (t) A^{2} (t) \cos^{2} [\int m (t) d t] (8) \end{array}$

观察式(2)、式(3)、式(7)、式(8),可按如下方法得到:

$m (t) = Ι (t) Q' (t) - Ι' (t) Q (t) / Ι^{2} (t) + Q^{2} (t) 。$

调幅(AM) $A (t) = \sqrt{Ι^{2} (t) + Q^{2} (t)}$ ,

调相(PM) φ(t)=arctg[Q(t)/I(t)]。

3 MATLAB仿真验证

利用Matlab仿真正交解调算法,验证在正交解调的过程中无论θ和A(t)取何值时对m(t)结果均不产生任何的影响,仿真图4如下:

( $S (t) = A (t) \sin [ω_{c} t + \int \begin{matrix} m (t) \end{matrix} d t + θ]$ )。

经过Matlab仿真验证结果可知,A(t)取五组函数带入,解调结果均无发生改变。将θ与A(t)同时进行改变,解调出的m(t)函数与输入的调制信号仅存在较小的误差。由此可以得出结论正交解调算法可以有效地解决SAW系统在传输过程中出现的回波信号微弱以及发生相移的问题。

4 结束语

随着高速DSP的发展,数字正交调制解调将趋于简单化、理想化,中频和基带之间的数字下变频器将可能完全由DSP软件实现。SAW技术与数字正交调制解调技术的综合运用使得声表面波系统在高速列车识别上的实现成为可能。声表面波技术研究的不断深入以及在目标识别系统中可靠性的提高,应用声表面波技术设计的运动目标识别和定位系统必将具有广阔的发展前景。

摘要：基于声表面波的无线识别技术可以实现在高速运动状态下的精确的数据传输,它具有有线系统无法比拟的优势。主要讨论声表面波无线识别系统的结构原理,以及阅读器在信号处理中的调制解调算法,并进行了Matlab仿真。

关键词：声表面波标签,声表面波阅读器,调制与解调

参考文献

[1]张泽,吴嗣亮.列控系统多音调频信号的全数字解调方法.军民两用技术与产品,2004;1:

[2]Pohl A,A reviewof wireless SAW sensors.IEEETrans.on Ultrason-ics,Ferroelectrics,and FrequencyControl,March2000;47(2):317—332

声表面波检测器篇7

声表面波(SAW)气体传感器的基本原理是通过SAW器件表面所覆盖敏感膜对待测气体的吸附,引起SAW传播速度的变化,从而引起SAW振荡器的振荡频率变化,以实现对气体的监控和测量[1]。与其他气体传感器相比,SAW气体传感器具有以下优点如精度高、分辨率高,抗干扰能力强,适合于远距离传输;输出信号为振荡器频率的变化,易于与计算机接口。采用集成电路中的平面工艺制作,体积小,易集成化、智能化、低成本和大批量生产[2]。SAW气体传感器的主要性能指标取决于以下两方面:一是敏感膜,是传感器的化学方面。二是SAW振荡器,是传感器的物理方面。从SAW气体传感器的物理方面,其关键技术之一是直接影响传感器灵敏度和检测下限的核心构件—SAW振荡器的频率稳定度[3]。针对这点需要进行频率稳定度实验。该实验由三个模块组成:频率计采集振荡器输出,频率计与微机通信传输数据,后期数据处理画图。通常频率计自带软件完成与微机的通信的工作,并有专门的通信规约,口令,采集结束后的原始数据保存在软件相对应的目录下。而画图通常使用EXCEL或其他软件,需要手工从相应的目录中调出数据作图,在大批量实验时有步骤繁多,操作麻烦的困扰。本文中,先介绍SAW振荡器频率稳定度实验系统,运用MATLAB图形化界面编程工具,编写了控制系统数据发生,采集及后期处理的软件。通过该程序,后台的控制命令得到简化,整个系统被整合,具有操作简单、提高工作效率的优点,极大地方便了工程化的应用。

2实验系统介绍

实验系统的硬件部分由TTi TF830 1.3GHz频率计,YIZHAN PYI—1502 稳压电源,自研制声表面波延迟线,自研制振荡电路盒,微机,串口连接线等组成。系统构成如下:由12V稳压电源供电,声表面波(SAW)延迟线(Delay Line)和相移网络连接混频后输出差频信号,频率计接收信号并通过LCD实时显示数值。频率计和微机之间使用串口通信。频率计自带DOS软件采集数据到微机硬盘上。

软件部分需要实现声表面波振荡器输出频率数据的采集、传输、保存、画图等功能。现成的系统控制很繁琐,采集数据前先要在DOS界面下进入串口通信软件对应路径,打开控制文件,定义数据存储文件名、频率计采样周期、采样间隔,在DOS界面输入控制命令开始采集频率数据。采集结束后,还要打开对应路径文本(txt)文件,把数据拷贝到EXCEL文件中,去掉e+3Hz等数量级信息,画图,手动添加横纵坐标轴,文件名等信息。

本文中,运用MATLAB图形化界面编程工具,编写了控制系统数据发生、采集及后期数据处理的软件,极大地方便了系统的控制及后期数据处理。并以此为例说明MATLAB中GUI的使用。

3MATLAB图形化编程工具简介

MATLAB是一个为科学和工程计算而专门设计的高级交互式软件包。MATLAB环境集成了图示与精确的数值计算,是一个可以完成各种计算和数据处理可视化的、易于使用和理解的工具。在该软件环境中,问题和问题的解答都以人们熟悉的数学形式表示出来,其典型应用包括:

数学和计算; 算法开发; 建模和仿真; 数值分析,检测和可视化; 应用程序开发(包括图形用户界面,Graphic User Interface)[4]。本文中主要针对最后一个方向结合具体项目应用进行说明。

MATLAB的二维和三维图工具是面向对象的,这使得进行高质量的图形和图像创作成为可能。GUIDE,作为MATLAB图形用户界面开发环境,不仅可以通过版面布置编辑GUI控件,如按钮,面板,输入框,滑条,菜单等,而且同时自动生成控制这些控件的m文件。m文件里包含初始化GUI,以及所有GUI控件的回调函数-即在用户点击控件时执行的函数命令[5]。

通过MATLAB7.0 GUIDE编写软件实现的功能:

①在MATLAB中编译数据采集控制,采集间隔时间控制,采集周期控制,采集数据文件名修改等;②在MATLAB中一键调出DOS命令,开始数据采集;③采集过程结束后,一键画出图形,并附上时间-频率坐标,文件名;④最大化打印。

与先前的方法相比,利用MATLAB的方法所有工作集中在程序中完成,无需切换到DOS环境,同时省去了数据导入EXCEL画图,手动添加坐标信息等麻烦。

4MATLAB软件控制实例

使用GUIDE编程时,在生成新的figure文件的同时会产生对应的m文件,这两个文件时互相关联的,figure包含程序最终界面上所有控件的属性设置,m负责figure初始化以及各个控件响应鼠标点击的回调函数(Callback Function)。本例中利用MATLAB GUIDE中带有菜单和坐标轴的模板,根据需要,保留了axes控件和menu控件,并在menu已有的三个控件(Open,Print,Close)基础上添加两个新的下拉菜单(EditTxt,StartCollecting)。在GUI 版面布置编辑器(Layout Editor)中通过Object Browser查看当前所有控件,并对每个控件的属性通过Property Inspector进行修改,Object Browser和Property Inspecter如图2所示。

每个控件都有自己独立的标签(Label),初始化的名字为控件名加数字,比如uimenu1,最好将其命名为和它实现功能相关、方便记忆的名字。本软件中整个图形(figure)和坐标轴(axes)的属性修改比较重要。具体设置如下:实现最大化打印的功能,图形最大化,将对应的Property Inspector里面Resize设为on,考虑到打印机的尺寸,PaperType设为A4,PaperOrientation设为Landscape,这样整个图形位于纸张的中央,边缘留出0.25英寸的距离。坐标轴属性的设置,主要是有四个注意点:XY坐标的字体大小(FontSize),设为16.0;图形中出现网格,属性XGrid和YGrid设为on,XY轴的比例尺(XScale,YScale)均设为linear,XY轴坐标的位置(XAxisLocation,YAxisLocation)都取默认的bottom和left。在Property Inspector设置完毕后保存figure文件,MATLAB自动跳出m文件[6]。

此时m文件已经自动生成初始化命令行,我们需要编写各个控件具体的回调函数(Callback Function),实现需要的功能即可。M文件编写如下:

在EditTxt菜单的回调函数中,需要打开txt文档编辑数据存储的文件名。在对应的位置键入:

cd(‘directory’); %路径改到文档所在目录

open texttitle.txt; %打开在editor里面以m文件格式打开txt文档

在StartCollecting菜单回调函数中,需要在MATLAB中调用DOS程序,键入:

cd('directory'); %路径改到文档所在目录

dos('arc-talk 1 9600 texttitle.txt&');%MATLAB后台调用DOS命令,波特率9600,

%串口号为1其中&符号可以将DOS

%窗口调出到前台,方便监测。

最后一步是uimenu打开文件open的回调函数编写。实现的功能是打开需要载入画图的数据txt文件,选中后,数据载入,显示在时间—频率坐标轴。

file = uigetfile('*.txt'); %选择文件

if ～isequal(file, 0)