模式切换（精选12篇）
模式切换 篇1
0 引言
微网能够将不同种类的分布式电源和负荷纳入一个小电力系统中,实现统一的智能分配和管理,被认为是解决大规模新能源发电接入电网的有效途径,是近些年来分布式发电领域的研究热点[1,2,3]。
微网系统从结构上可以分为主从结构和对等结构两种[4,5]。在对等结构微网系统中,电压和频率由多台具有电压源特性的逆变器共同建立,这些逆变器一般采用下垂控制,来实现系统内变动负荷的均分。相比于主从结构,对等结构具有更好的冗余性和可扩展性,但是由于微网逆变器在孤岛模式下采用下垂控制等有差控制,系统的电压频率会随着系统负荷的增加而有所跌落,因此需要对电压频率进行恢复控制[6,7]。
微网可以工作在孤岛运行模式和联网运行模式,为了保障供电质量,需要微网系统具有在两种运行模式间平滑切换的能力。现有文献主要是针对微网逆变器的运行模式平滑切换进行研究[8,9,10,11],而微网系统平滑切换控制的研究相对较少。文献[12-13]给出了主从结构的微网系统预同步控制方法和并离网平滑切换方法。文献[14]给出了一种基于分散式控制的频率电压恢复控制和预同步控制方法,此方法中众多逆变器各自调节,可能会造成调节过程中功率分配不均以及系统低频振荡等问题。文献[15-16]采用背靠背的双向变换器作为微网与大电网之间的并网接口,但是这种接口不利于系统扩容,并且对并网接口逆变器的容量要求较高。文献[17]利用微网中逆变器的锁相环技术,实现微网相位向大电网同步,但是此方法较适用于分布范围较小的微网。综合来看,在对等控制的微网系统中,模式切换的难点是并网时需要协调多台逆变器调节系统的电压和频率向大电网同步,非计划孤岛发生时,需要考虑如何保证微网中的逆变器顺利过渡到孤岛运行模式,减小切换过程中的电压和电流波动。
本文所研究的微网采用对等控制结构,针对系统的运行模式平滑切换进行研究。微网中储能逆变器并离网均采用下垂控制,孤岛发生时逆变器无需切换控制算法,减小微网由联网运行切换到孤岛运行模式过程中的暂态响应。同时,提出基于分层控制和电压频率恢复控制的微网预同步控制方法,实现微网系统由孤岛运行向联网运行的平滑切换。从两个控制层次分别对逆变器的控制和微网的二次调频及预同步控制做了详细理论分析,并通过实验验证了本文方法的可行性与有效性。
1 对等结构微网系统的构建
对等结构微网系统一般采用分层控制,通常采用三层控制结构,第一层是微源控制层,第二层是微网控制层,第三层是能量管理层[18,19]。微源控制层是微网系统内各类微源的控制,包含建立系统电压频率的可调度微源控制和光伏发电、风电等不可调度微源的控制;微网控制层是对微网系统进行协调控制,用于电压频率恢复,保证微网的供电质量,同时利用预同步控制实现微网在孤岛模式和联网模式之间的平滑切换;能量管理层是从经济性角度,对微网的运行进行优化调度,保障微网长时期稳定经济运行。本文所研究的对等结构微网系统涉及其中的第一层控制和第二层控制,其结构如附录A图A1所示。
附录A图A1中微网系统由逆变器、中央控制器(MGCC)和智能断路器等主要设备组成。微网逆变器用于建立和支撑微网的电压频率,其直流侧连接各种微源,交流侧通过LC滤波器并联到微网交流母线。微网MGCC用于系统的数据采集处理以及实现系统二次电压频率控制、系统预同步控制和能量管理控制等。智能断路器安装在微网和大电网之间的公共连接点(PCC)处,用于对微网和大电网的电压、电流、频率、相位以及功率进行实时的采样分析,同时也可安装在微网系统的关键节点,辅助MGCC实现系统的协调控制。
2 微网逆变器控制策略
微网中包含多种微源,这里讨论建立微网电压频率的储能逆变器控制。与传统并网逆变器不同,储能逆变器既可以工作在并联模式,也可以在孤岛情况下工作于并联组网模式。本文储能逆变器主电路采用三相半桥结构,交流侧采用LC滤波器和△/Y型隔离变压器输出。为实现多微网逆变器共同建立微网系统电压频率的同时,还能够对微网系统中的负荷进行均分,微网逆变器的控制采用下垂外环,电压、电流内环的三环控制结构,控制结构框图如附录A图A2所示。电压、电流内环均采用dq坐标下的解耦控制结构,使输出电压无差跟踪下垂环节输出的电压参考值,同时还能够实现对逆变器输出阻抗的自由调节。另外考虑到低压配电网线路呈现阻感性,采用虚拟阻抗技术,以提高有功和无功功率的解耦度。
附录A图A2中逆变器瞬时有功和无功功率的计算公式为:
式中:Vod,Voq,Iod,Ioq分别为逆变器输出电压、电流的d,q轴分量。
计算得到的输出功率通过一阶低通滤波器滤波后作为逆变器下垂控制的反馈功率,滤波器表达式为:
式中:ωP为一阶低通滤波器的截止频率。
逆变器在微网孤岛和联网两种运行模式下都采用下垂控制。在微网孤岛运行情况下,要求并联的储能逆变器能对系统内的负荷进行按比例分配,共同支撑微网交流母线的电压和频率;在微网联网运行模式下,要求各台逆变器能够实现有功和无功功率的无差控制,所以下垂环节的设计需要兼顾到微网不同运行模式对储能逆变器控制的不同要求。下垂控制环节设计如附录A图A3所示。其中下垂控制表达式为:
式中:P0和Q0分别为下垂控制有功功率和无功功率参考值,逆变器中P0和Q0默认设置为0,在微网系统组网运行时,参考值也可以由MGCC根据二次调频或能量管理算法的计算结果下发给各台逆变器;ω0和E0分别为下垂环节的频率和电压参考值,一般按照系统的额定参数设置;ω 为系统运行频率;E为逆变器内电势;SM为微网运行模式标志位,此处用于控制无功下垂环节中积分项的投切,微网孤岛运行时SM为0,此时无功下垂环节积分项被切除,并联逆变器按照下垂系数担负无功负荷,联网运行时SM为1,无功下垂环节中引入积分项,使储能逆变器在并网运行情况下实现无功功率的无差控制;m为有功频率下垂系数;n为无功电压下垂系数;KQI为积分系数。
为实现有功功率的按比例分配,微网中逆变器(1,2,…,x)的有功下垂系数和功率参考需满足m1P01=m2P02=…=mxP0x,n1Q01=n2Q02=…=nxQ0x。
下垂环节的输出是电压内环的参考值,由于逆变器使用的旋转坐标系按照电压矢量定向,因此下垂环节输出的电压幅值E也就是电压内环的d轴电压参考值。另外有功下垂环节的输出是频率,对频率进行积分可得到输出电压的相位参考值。电压指令生成公式为:
式中:θ,Vdroopd,Vdroopq分别为下垂环节输出相位及电压指令的d,q轴分量。
附录A图A2中虚拟阻抗压降采用电感电流反馈值计算,如式(5)所示,虚拟阻抗取值方法在文献[20]中已做详细分析,本文不再赘述。
式中:Rv和Lv分别为虚拟电阻和电感;vvd和vvq分别为虚拟阻抗环节输出电压的d,q轴分量;id和iq分别为逆变器输出侧电感电流的d,q轴分量。
下垂环节输出电压参考值和虚拟阻抗压降之差即为电压内环给定值,如式(6)所示。
3 微网系统控制策略
3.1 电压频率恢复控制
下垂控制是一种有差控制方式,系统内有负荷的情况下,逆变器输出电压的频率和幅值就会沿着逆变器的下垂曲线自然下垂。因而为提高微网系统的供电质量,需要采用电压频率恢复控制。
本文的微网二次调频控制采用集中控制的方式,首先MGCC从各台逆变器或者关键节点处的智能断路器读取电压频率信号,计算出电压频率和幅值的反馈量,反馈量与电压频率幅值参考值之间的差通过二次调频控制算法计算后得到总调节功率,再按照各台逆变器的分配系数分配后分别下发给系统中各台调频逆变器,参与调频的逆变器按照MGCC下发的功率调节量调节下垂曲线,从而实现系统电压频率和幅值的恢复控制。MGCC中二次电压频率恢复控制结构框图如附录A图A4所示。
附录A图A4中,二次调频环节的控制函数如式(7)和式(8)所示。
式中:ΔPT和 ΔQT分别为二次调频调压控制环节输出的总调度有功和无功功率;αωi和αEi分别为二次调频、调压控制的功率分配系数,分配系数由逆变器下垂系数或优化算法结果决定;mj和nj为从逆变器读取的逆变器下垂系数;mopti和nopti为优化调度算法给出的调度分配系数;KsωP,KsωI,KsEP,KsEI分别为有功和无功环节比例—积分(PI)调节器的比例和积分系数;Δωpcc和 ΔEpcc分别为系统频率和电压幅值参考值与当前值的差值;ΔPi和 ΔQi分别为分配给逆变器i的有功和无功功率。
MGCC计算出各台逆变器的调度功率后,下发给逆变器,供逆变器对下垂曲线进行调节,下面将以第i台逆变器为例,分析其调节过程。
参与二次电压频率调整的第i台逆变器的调整过程如附录A图A5所示,附录A图A5(a)是二次频率调整过程示意图,实线是无二次调频时逆变器的下垂特性曲线,在微网孤岛运行带载时,逆变器i工作在运行点A处,分担的有功功率为Pi,输出频率为ωi,此时微网系统中所有逆变器的输出频率均下跌 Δω。在系统启动二次调频控制后,MGCC根据二次调频控制算法计算出第i台逆变器的调整功率 ΔP0i,调整过程中,逆变器的下垂控制表达式如式(11)所示。
通过调整下垂曲线的参考功率,使得各台逆变器的下垂曲线1向上平移,使系统的频率恢复到额定频率ω0处,下垂曲线移动到新的曲线2处,逆变器i工作在新的运行点B。由于系统内负荷的有功频率特性,在系统频率上升时,负载消耗的总功率也随之有所上升,所以系统最终工作在新的平衡点时,逆变器i输出功率Pi′略大于二次频率调整前的输出功率Pi,电压幅值恢复的过程与频率恢复过程相同,调整过程中,系统中第i台逆变器的无功下垂控制表达式为:
通过调整参与调压控制的各台逆变器的无功功率参考值,来实现对系统电压的调整,调节过程和上述的调频过程类似。
综上,一个完整的二次控制,需要MGCC和系统内的调频逆变器以及智能网关断路器等相互配合,电压频率信号采样工作由逆变器或者智能网关断路器完成,二次电压频率控制算法由MGCC运行,计算出的功率调度结果通过通信系统下发给参与二次调频调压控制的各台逆变器,逆变器按照这个调度功率来调节自己的下垂曲线,从而调节逆变器的输出功率,提高系统的电压和频率,最终可以使系统的电压频率恢复到设定值。
3.2 预同步控制
本文所使用的微网预同步控制以系统的二次电压频率控制为基础,通过调节二次电压频率控制环节的给定,来调节微网系统交流母线的电压幅值和相位,从而使系统的电压幅值、频率、相位向大电网的电压幅值、频率和相位同步,控制框图如图1 所示。
图1中,通过PCC的智能断路器对电网侧和微网侧两个端口的电压进行采样和锁相,计算出两个端口的电压相位差 ΔθMg和幅值差 ΔEMg,表达式为:
式中:EGrid,EMg,θGrid,θMg分别为电网和微网的当前电压幅值和相位。
MGCC从智能网关断路器读取 ΔθMg和 ΔEMg后,作为预同步控制的反馈信号,通过预同步控制环节的PI调节器,计算出预同步控制期间需要调整的系统幅值调节量 ΔEsyn和系统频率调节量 Δωsyn,如式(14)所示。
式中:KsynθP,KsynθI,KsynEP,KsynEI分别为预同步相位和电压幅值调节的比例和积分系数。
图1中,预同步控制器输出的 Δωsyn和 ΔEsyn与二次电压频率控制环节的电压频率参考值ωref和幅值参考值Eref之和作为二次电压频率控制的参考值,调整微网系统的电压幅值跟随大电网的电压幅值,同时通过调整微网系统频率的方式间接调整微网系统的相位,实现微网系统对大电网相位的跟踪,为保证微网系统的供电质量,预同步过程中对逆变器输出电压和频率的调整范围应约束在附录A图A5所示的两条点虚线之间的范围内。
当微网的幅值差 ΔEMg和相位差 ΔθMg在连续的一段时间中持续小于设定的阈值,MGCC即可判断微网预同步成功,并向微网逆变器和智能网关断路器发送并网指令,PCC的智能网关断路器合闸,微网完成预同步控制,实现孤岛运行模式向联网运行模式的平滑切换。幅值差和相位差的阈值需要满足IEEE Std 1547—2003标准的要求,同时考虑到并网瞬间要求电压闪变小于5%[21],根据文献[22]的推导,相位偏差应该小于2.86°,本文将并网条件设置为相位差小于2°,幅值差小于3V。
4 试验验证
为验证本文所提的微网系统预同步控制算法和微网系统运行模式的平滑切换能力,搭建了包含两台逆变器、一套MGCC、两台智能断路器和一组三相负载的微网实验系统。 逆变器按照额定容量100kVA设计,直流电压为600V,额定输出电压/频率为380V/50Hz,采用LC滤波器输出,滤波电感为0.35mH,滤波器电容为50μF,逆变器的详细参数见附录B表B1。逆变器控制器采用TI公司的TMS320F28335芯片,载波频率为6kHz,实验过程中逆变器1和2的有功下垂系数分别为4×10-6和8×10-6,无功下垂系数分别为0.000 4和0.000 8,三相负荷参数为36kW。
实验平台按照附录A图A1所示结构连接,两台逆变器经过模拟线路阻抗并联于PCC,系统中MGCC与逆变器之间通过以太网通信,通信周期设置为40ms。下面分别通过实验对本文分析的二次电压频率控制和并离网切换控制进行验证。实验过程中,系统的电压频率、幅值、相位等数据均由MGCC记录并存储于数据库中,根据记录数据,可以绘制频率、幅值、相位差和幅值差等波形。
二次电压频率控制实验:实验过程中,首先将两台逆变器设置为远程控制模式,由MGCC依次启动两台逆变器,然后启动MGCC中的二次电压频率恢复控制算法,待逆变器启动完成后,在相对时间9s时刻,MGCC控制智能断路器将36kW的三相负载接入微网交流母线,实验结果如图2 和图3 所示。实验结果表明,在加载瞬间,PCC电压的频率和幅值均有一定跌落,但因为拥有电压频率恢复控制,经过数秒后,PCC电压的频率和相电压幅值均恢复到设定值50Hz和220V处。
并离网切换控制实验:预同步并网条件设置为相位差小于2°,幅值差小于3V。实验过程中,首先使用MGCC控制两台逆变器启动,然后启动MGCC中二次调频算法,并在相对时刻大约8s时,控制负荷接入,在相对时刻大约24s时启动MGCC中的预同步控制程序。在微网预同步联网成功并实现并网功率可控后,直接手动断开PCC的并网开关,验证微网由联网运行向非计划孤岛切换的能力。实验结果如图4、图5和图6所示。
图4是预同步实验过程中的微网系统PCC电压的频率波形,图5和图6分别是预同步实验过程中大电网和微网PCC电压的相位差和幅值差波形。由实验结果可以看出,在启动MGCC中的预同步控制程序后,经过13s的预同步调节,微网和大电网之间的电压相位差和幅值差满足并网要求,在持续2s满足要求后,在相对时间39s时MGCC向PCC智能断路器发送合闸指令,智能断路器合闸,微网由孤岛运行切换到联网运行,实验结果表明了预同步控制算法的有效性。
在微网系统并离网切换控制实验过程中,采用录波仪记录实验波形,4个通道由上到下分别是电网电压波形、微网PCC电压波形、两台逆变器输出电流之和波形、微网并网电流波形,实验结果见附录B图B1和图B2。实验过程中两台逆变器输出功率波形见附录B图B3和图B4。附录B图B1是微网系统预同步并网瞬间的电压、电流波形。预同步并网过程中,为减小并网瞬间的电流冲击,在PCC并网开关合闸后,微网并网功率控制为零功率,10个控制周期后,切换为按照设定功率并网。由附录B图B1的实验波形可以看出,切换瞬间微网电压平稳,并网电流超调较小,实现了孤岛模式向联网模式的平滑切换。
由于本文所研究的微网中,微网逆变器孤岛和联网运行模式下均采用下垂控制,因此微网非计划孤岛发生时逆变器无需切换控制算法,减小了两种运行模式切换过程中的暂态响应。附录B图B2是微网非计划孤岛切换时的电压、电流波形,从图中可以看出,切换瞬间微网PCC电压稳定,逆变器输出电流基本无波动,微网系统顺利切换到独立带载的运行模式。
5 结语
微网可以工作在孤岛运行模式和联网运行模式,微网系统的并离网平滑切换控制是保证微网稳定运行和提高微网系统的供电质量的关键技术。
1)本文提出了逆变器并离网模式下均采用电压源特性的下垂控制策略,无需随着微网运行模式的切换而改变,减小了微网由联网运行切换到孤岛运行模式过程中的冲击。
2)从微网系统控制的角度,本文研究了基于分层控制的微网系统二次调频调压控制,在此基础上提出基于二次调频调压控制的微网系统预同步控制策略,减小了并网瞬间PCC的电流冲击,实现了微网系统由孤岛运行模式向联网运行模式的平滑切换。
通过实验验证了本文所提方法的有效性,未来将进一步研究微网系统控制参数的优化方法,以提高微网系统的性能。
本文在完成的过程中,受到台达基金电力电子科教发展计划重大项目(DREM2015002)和校博士专项科研资助基金(JZ2015HGBZ0487)资助,在此表示衷心感谢。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：针对对等结构的微网系统,提出了一种在联网运行模式和孤岛运行模式下平滑切换的控制策略。首先,微网中储能逆变器在两种运行模式下均采用下垂控制方法,孤岛发生时逆变器无需切换控制算法,减小了两种运行模式切换过程中的暂态响应。其次,提出基于分层控制和电压频率恢复控制的微网预同步控制方法,实现了微网系统由孤岛运行模式向联网运行模式的平滑切换。给出了微网逆变器、微网系统二次电压频率恢复控制和预同步控制算法的详细理论分析,最后通过实验验证了所提方法的可行性和有效性。
关键词：微网(微电网),下垂控制,分层控制,预同步,平滑切换
模式切换 篇2
新学期就要来了，相信很多同学还处于懒散放松的“假期模式”，为了防止在开学初期出现情绪低落、注意力不集中等假期综合症，丁博士还请家长们能适时引导孩子将状态切换到“学习模式”!检查作业不再安排频繁出游计划
不少学生都有开学前几天通宵赶作业的坏习惯。丁博士指出，通宵赶作业不仅降低了作业质量，到最后几天才意识到还有一大堆作业没有做完，不少学生也会丧失完成作业的信心。家长应该从现在开始就检查孩子作业的进度，该做的作业完成了多少，该看的书有没有完成，合理安排剩下的两周时间。“做暑假作业其实也是对上学期知识要点的一个复习和巩固过程，利用最后这段时间，也是为新学期学习做准备。”丁博士如是说。
丁博士还建议：家长们在开学前几天，尽量少安排或不安排孩子走亲访友或娱乐活动，让孩子的心沉静下来。家长应该适当地把握一下，陪孩子去书店看一看，感受一下浓浓的书香味，买点对孩子有益的书读读。或者，让孩子的书架换一个面貌，更新一下陈旧的知识血液，为孩子营造一片新的知识海洋，这应该都是非常美妙的事吧。
调整好作息生物钟 整理暑假见闻
丁博士表示，要让孩子“收心”，最重要的是让孩子制定一个Schedule(计划表)。“我个人觉得学生到了这个时间，应该开始完成作业了。建议学生制定一个计划，例如每天早上做作业，下午去锻炼一下身体，晚上可以陪父母去外面散散步。终其一点，就是要调整好生物钟。”学生可以将一天的时间安排得有计划性，但也不用像学校里那么紧凑，“可以按照5~10天为一个周期来执行计划，然后休息一天。”不少学生在长达两个月的暑假中都养成了睡懒觉的习惯，要想恢复过来需要家长的帮助。丁博士认为，学生每天应该在9点左右起床，然后通过朗读的方式让自己进入学习状态。“高三学生因为学习的压力在自我管理方面要强一些，高一和高二的学生是最容易在暑假把心玩‘散’的。”学生在制定计划时可以制定两个15天，即放假前15天和假期结束前15天，然后留中间的时间去玩。丁博士表示，应要求学生在家时安排一个每天10节课(40分钟/课)的时间表，然后一节课后休息10分钟，最终让学生拥有和在校时一样的作息习惯。“当孩子们做完这些时，我还会要求他们给自己一个评价，然后让他的朋友或者父母也给他一个评价，这样他能够有较强的自我成就感。当然，当他返校后我也会根据他完成的情况给他一个评价。”有的学生暑假期间有可能外出参加实践活动，玩耍与学习比较脱节或经常很晚睡觉，所以最后这两周，有必要调整好自己的生物钟，按平日上学的时间起床、睡觉、学习、活动。尤其注意多参加户外体育锻炼，保持充沛的体力，适应学期初紧张的学习生活。
不少学生暑假都安排了出去旅游，最后两周同学们要学会整理暑期见闻。除了大多数同学常用的写作文方式以外，丁博士还建议，可以分成不同的主题和素材进行整理。“把你在旅游时拍摄的照片冲洗出来，贴在一个硬纸壳上做成漂亮的照片集，上学时与老师和同学分享，也是一个不错的主意哦!”适当的联系同学和老师 培养阅读习惯
一个多月没见了，你们的校园还是那么美丽吧?你们的老师同学会有什么变化呢?现在开始，可以这样鼓励孩子联系一下同学和老师了。如果孩子们能互相讲讲自己的暑假见闻，关心关心他人的情况，表达表达自己的想念和对新学期的期待，多令人欣慰呀!
在开学前几天，尽量少安排或不安排走亲访友或娱乐活动，让孩子的心沉静下来，家长应该适当地把握一下，陪孩子去书店看一看，感受一下浓浓的书香味，买点对孩子有益的书读读，那该多好呀!
模式切换 篇3
最近技嘉又推出了一款全新的附加工具软件——Disk Mode Switch。这是一款不到500KB的软件，却能给用户带来很大的便利。它能够在Windows状态下，自如切换硬盘的工作模式。大家都知道，目前绝大多数主板产品BIOS中默认都是将硬盘的工作模式设置为IDE，如果大家忘了切换成ACHI模式的话，那么硬盘的性能将会大幅下降。而装好了操作系统的硬盘要想换做ACHI工作模式的话是非常麻烦的，甚至还需要重新安装操作系统。
不过，有了Disk Mode Switch后，这种麻烦能轻松解决了。用户直接安装好Disk Mode Switch，然后运行，就会弹出非常简单的操作界面，它不仅能准确显示当前的硬盘工作模式，而且只需直接选择需要切换的硬盘工作模式，然后按照提示重新启动电脑，Disk Mode Switch就会自动把模式选项写入CMOS，完全不必进入BIOS中做那些复杂的设置。开机后，硬盘会被系统重新识别，而后换做新的工作模式正常工作，是不是很方便呢？目前，这款工具已经能够正常支持技嘉旗下采用H61、H67、P67、Z68芯片组的全部主板产品。
虽然这只是一款小软件，但却为用户带来了极大的便利，未来将是应用为王的时代，所以即便是一款容量不到500KB的软件，也有改变用户应用体验的巨大价值。
模式切换 篇4
并网和孤岛双模式运行能力是微网实现其技术、经济性优势的关键。当微网根据情况需要独立运行或主网发生故障时,应迅速断开与主网的连接,转入孤岛运行模式;当主网供电恢复正常时,或根据情况需要微网并网运行时,将处于孤岛运行模式的微网重新联入公共电网。平滑切换是保证微网在两种运行模式间平稳过渡的关键技术。在模式转换过程中,需要采用相应的运行控制策略,以保证切换过程的平稳性。
微电源的控制策略不仅决定了微网在两种模式下的运行状况,也直接关系到运行模式的切换过程[1,2]。文献[3-4]提出双模式逆变器,并网运行采用PQ电流控制、独立运行采用V-f控制,符合微网运行需要,但电压控制与电流控制之间切换难度大,有切换失败的风险。文献[5-6]采用下垂控制,孤岛和并网两种模式下微电源控制策略不变,符合即插即用的特点,但没有考虑下垂控制对并网运行的适应性以及并网过程的冲击电流抑制。
采用下垂控制的逆变器在并网状态下输出功率会因电网电压、频率的波动而偏离下垂控制的额定运行点。电压偏移可能引起逆变器与电网之间大额的无功交换,占用逆变器容量,甚至引起过载。此外,热电联产(CHP)“以热定电”的并网运行方式需要控制微电源发出的功率[7]。为适应并网运行,本文在传统下垂控制器中增加了下垂额定点调节环,以稳定微电源功率输出。通过环路的投切实现并网PQ控制、孤岛下垂控制,两种模式下逆变器均为电压控制,容易实现切换。
孤岛运行时,微网的电压和频率都可能偏离主网,直接重合并网开关可能引起巨大的冲击电流,本文设计了逆变器预同步控制单元用于重新并网。通过合理的网络结构和电源、负载配置,以及适当的模式切换流程设计,微网能够实现良好的运行以及平滑的运行模式切换,本文提出的控制及切换方法通过仿真得到验证。
1 微网结构
本文讨论的微网结构如图1所示。
其中含有两台可控型微电源DG1和DG2(如燃汽轮机、燃料电池等),Load1和Load2为两组重要负荷,接于机端母线Bus1、Bus2,负荷峰值不超过本地微电源容量;Load3为非重要负荷,连于公共母线Bus3;微网通过PCC(Common Coupling Point)开关与电网380 V馈线相连。DG的控制模式以及各断路器开断由微网能量管理系统(EMS)调控。
2 微电源结构与控制
考虑在逆变器直流侧配有储能的情况下,通过原动机与储能元件的协调控制能够维持直流侧电压基本恒定[8],可用理想直流电源简化分析。微电源主电路及控制框图如图2所示。
2.1 孤岛下垂控制
下垂控制是一种逆变器无互联线并联控制技术,通过模拟同步发电机外特性对逆变器实施控制。在负载变动的情况下通过频率和电压的下垂进行有功、无功的合理分配,无需在逆变器之间设置高速的通信,类似于传统电网的一次调整过程[9]。
逆变器下垂控制方程为
式中:f*,U*为频率、电压控制量;f0,U0为下垂控制的频率和电压额定运行点;P0,Q0为有功、无功额定运行点;kP、kq分别为频率和电压下垂系数;P、Q为逆变器输出有功、无功的实时检测值。根据控制方程(2)设计下垂控制器如图3所示[10,11]。
2.2 并网PQ控制
微网并网运行时频率和电压取决于主网,采用下垂控制的微电源根据电网电压和频率的变化调整自身功率输出与电网达成平衡。电网电压降低时微电源增发无功,降低自身电压;电网频率降低时微电源增发有功,减小自身频率,反之亦然,这符合大电网的利益[12]。然而,当微电源电压额定值与电网电压差值较大时,需要发出或吸收大量无功才能与电网电压达到平衡,可能导致逆变器过载,甚至引起无功震荡。若增大下垂系数则可能引起系统不稳定。此外电网频率的波动也会引起微电源有功的偏移,仅仅依靠基本下垂特性对电压和频率的调节不能适应并网运行[13]。本文依据电网实际情况通过动态调整U0、f0参数来稳定逆变器功率输出,相当于上下平移下垂曲线,调整量由式(3)计算。
其中:ΔU0PQ、Δf0PQ分别为U0、f0的调整量;Kpi、Kii为调节器比例、积分系数。
图4为含有下垂额定点调节环和预同步控制的改进的下垂控制器。孤岛运行S2断开,为下垂控制;并网运行S2闭合,为PQ控制。
2.3 预同步控制
预同步单元用于控制逆变器输出电压跟踪外部电压,以降低并联合闸过程的冲击,确保并联顺利完成。包括幅值跟踪和相位(频率)同步,同样通过调整U0、f0实现,控制方程为式(4)。
其中:Δf0Synch、ΔU0Synch分别叠加到U0、f0上;θ、|U|分别为电压相位和幅值;下标inv、grid表示逆变器和电网;Kpi、Kii为比例积分系数。幅值和相位误差由图5所示的检测系统得到后送入图4所示的控制器,闭合S1启动预同步单元;断开S1退出预同步控制,并复位PI调节器。
3 微网运行模式的切换流程
由并网向孤岛的切换包含两种情况,一是出于系统需要的计划性孤岛,为主动切换;二是主网发生故障引起的PCC开关跳闸,为被动切换。对于主动切换,微网EMS可以选择有利时机以满足孤岛电能的供需平衡。被动切换属于突发事件,微网EMS事先并无相关信息,PCC开关跳开以后EMS应迅速向各微电源发出控制模式切换指令,若微电源容量不足则应采取低频减载。
孤岛向并网转换均为计划性切换,可按以下步骤进行:首先断开CB1、CB2使微网解列运行;确认CB1,CB2断开以后闭合CB3,然后分别启动微电源预同步控制完成并网,此过程公共母线会经历短时断电。
4 仿真算例与分析
本文运用Matlab/Simulink搭建了微网仿真平台,网络结构如图1所示,系统基本参数在表1中给出。
4.1 仿真算例1—由并网向孤岛切换及孤岛运行
工况描述:
t=1.0 s:微网处于并网运行,3条母线上负荷总量分别为Load1:15 k W+3 kvar,Load2:5 k W+1kvar,Load3:15 k W+3 kvar
t=1.45 s:故障致电网电压骤降,0.05 s后PCC开关CB3跳闸,微网进入孤岛状态,微网EMS向DG1和DG2发出控制模式转换指令,退出下垂额定点调节环,由PQ控制转为下垂控制;
t=1.7 s:微网频率低于允许下限49.5 Hz,表明微电源过载,低频减载切除Bus3上一组10 k W+2k Var负荷;
t=2.5 s:公共母线Bus3投入负载5 k W+1 kvar;t=3.0 s:仿真结束。
仿真结果如图6所示。
该算例属于被动切换,电网电压发生骤降以后,微电源电流增大,PCC开关迅速动作使微网进入孤岛,微电源由PQ控制转为下垂控制。采用下垂控制的微网孤岛状态下其频率能够反映出电源的负载状况,采用低频减载切除部分非重要负荷保持微网稳定运行,体现出对负荷分级管理的思想。孤岛运行时,微电源能够依据自身容量按比例合理分担负荷。突增负荷试验表明:负荷变化时微电源的调整过程仅需机端信息便能实现,是下垂控制的优点。
4.2 仿真算例2—由孤岛向并网切换及并网运行
工况描述:
t=0.5 s:微网孤岛运行,Load1:15 k W+3 kvar,Load2:5 k W+1 kvar;Load3:2.5 k W;
t=1.0 s:微网EMS发出并网指令,CB1、CB2断开,微网解列运行,Bus3失电。
t=1.1 s:微网EMS确认CB1、CB2断开,发出指令闭合PCC开关CB3,Bus3恢复供电;
t=1.2 s:微网EMS确认CB3闭合后向DG1、DG2发出指令启动预同步控制单元;
t=1.5 s:微网EMS确认预同步完成,发出合闸指令,CB1、CB2分别合闸。合闸后预同步控制单元退出,下垂额定点调节环投入,微电源转换为PQ控制。
t=2.0 s:电网电压由380 V突降为375 V,引起电源无功增大,经调整迅速恢复;
t=2.5 s:公共母线Bus3突加负载10 k W+3 kvar,逆变器维持功率输出,负载由大电网承担;
t=3.0 s:电网频率由50.0 Hz升高到50.1 Hz,引起电源有功增大,经调整迅速恢复;
t=3.5 s:DG1功率给定值由10 k W+0 kvar增加到13 k W+2 kvar;
t=4.0 s:仿真结束。
仿真结果如图7所示。由孤岛运行向并网运行的切换过程中,微网首先解列运行,对非重要负荷(公共母线)的持续供电有短时影响。而后,预同步控制单元发挥其电压跟踪与相位锁定的作用,从仿真波形可以看到,合闸过程的冲击很小,合闸前后各母线电压维持稳定,重要负荷的持续供电不受影响。
微网并网运行时,电网电压幅值和频率的波动会分别引起微电源输出无功和有功的波动变化,通过对下垂额定点的调整能够迅速抑制波动,稳定输出。通过仿真波形还可以看到,并网运行时微网负荷的变化由大电网承担,微电源可以按微网能量管理系统的指令调整自身的输出功率以满足运行需要。
5 结语
模式切换 篇5
如今大多数电脑都有这样一个特征：CPU集成核心显卡、外加电脑中还配备独立显卡，这样的电脑就拥有双显卡，正常情况下，双显卡会自动切换智能运行。不过，由于CPU集成的显卡性能有限，无法媲美独立显卡，此外双显卡电脑在运行一些游戏时，还可能因为兼容导致游戏无法安装或者闪退等。对于这种情况，我们通常需要将双显卡切换到独立显卡上运行，也就是说，指定电脑使用高性能的独立显卡运行程序或者游戏，这样不仅性能最好，同时也可以解决一些兼容问题。
英伟达(N卡)独立显卡设置双显卡切换独立显卡方法
一、在电脑桌面空白位置，点击鼠标右键，然后选择【NVIDIA控制面板】，如下图所示，
二、在打开的NVIDIA控制面板中，我们在左侧的3D设置中，点击【管理3D设置】，然后在右侧的【全局设置】中，将首选图形处理器下方的选项，更改为【高性能NVIDIA处理器】，完成后，记得再点击底部的【保存】即可。
这样设置，就可以将双显卡电脑，切换到默认为独立显卡高性能环境下运行了。
AMD独立显卡(A卡)设置双显卡切换到独立显卡方法
一、同样是在电脑桌面空白位置，点击鼠标【右键】，在弹出的选项中，点击【配置可交换显示卡】，如下图所示。
二、然后在弹出的AMD可切换显示卡设置中，我们可以将需要设置为独立显卡运行的应用程序添加进来，然后选择【高性能】即可，完成后点击底部的【保存】就可以了。
PS:
以上方法适合CPU核心显卡+A/N独立显卡组合的双显卡电脑，如果电脑中搭配了两块独立显卡，无CPU集成的核心显卡的话，那么就无需设置了。
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一键切换工作方案 篇6
眼睛看屏也有“白加黑”
显卡加亮工具能够调节灰度、亮度、对比度，还可以为我们保存多种屏幕色彩方案，并且切换方案也非常方便。
软件运行后，右击托盘中软件图标，打开“设置”窗口（如图1），拖动灰度、亮度、对比度下方的滑块，直至色彩合乎视觉要求。在“热键”中设置快捷键，然后单击“保存”按钮，为方案起一个名称即可。同样的方法，可以再设置其它色彩方案，并配置好对应的快捷键。以后需要使用其中的某种色彩方案时，只需按下对应的快捷键即可。
鼠标移动速度一键调
在工作中常常碰到对图形细节部分微调的要求，这时的鼠标指针移动的速度就得降下来以方便微调。如果每次都在控制面板的“鼠标属性”中设置，那多麻烦！用“SlowMousion”可以实现热键控制鼠标移动速度。SlowMousion虽是英文界面，但设置相当简单，右击托盘中软件图标，选择右键菜单中的“Select Hotkey”（如图3），从下拉菜单中勾选设置鼠标慢速的热键，其中Keyboard为选择键盘中的按键作为热键，而Mouse为选择鼠标上的左、中、右键作为热键。我们以勾选F4为例，选择后，按住F4不放，再移动鼠标或用触摸板移动光标，就会发现指针速度变慢了，松开F4后，指针速度恢复正常。
程序与打印机绑定
老曹办公室有几种打印机，有黑白打印机，也有彩色打印机。他的打印要求是记事本文档启用黑白打印机打印，而Word文档启用彩色打印机打印，因为Word文档中常有彩色插图。以前打印前，都要在打印设置里切换打印机，现在他用软件“Automatic Printer Switcher”就能让程序自动选择打印机了。
软件运行后，选中程序列表中记事本程序，单击“change default printer”，选择对应的打印机后，单击“Okay”返回主界面（如图2），在“Prints to”中可看到配对的打印机，同样的方法，可以为其他应用程序配对打印机，以后通过程序菜单中的“打印”按钮来打印时，就会自动启动为其配置的打印机（该软件需要.NET 3.5或以上版本支持）。
工作休闲 启用特定快捷键方案
对键盘控来说，当然希望无论是编辑文档还是影音休闲，都能潇洒自如地使用快捷键。其实这并不需要你有多么好的记忆，借助MadAppLauncher这款软件便可以设置多种环境下的快捷键方案。
安装运行后，打开一个虚拟键盘，右击某个空白按键，打开右键菜单中的Edit（如图4），通过“Browse File”按钮，指定程序主执行文件或其它非程序文件（也可通过“Browse Folder”按钮，指定某个文件夹），完成后在指定键上将生成一个打开程序或文件的快捷键。同样的方法，可以在其它按键上放置其它程序或文件的快捷键，最后单击“File/Save”，将得到一个“.mal”文件，如果所有快捷键都与办公有关，可以命名为“办公.mal”。根据同样方法，可以再建立一个与影音休闲有关的虚拟快捷键键盘，最后另存为“影音休闲.mal”，以后就可以按需调用快捷键方案了。
模式切换 篇7
汽车自适应巡航 (ACC) 系统具有定速巡航、跟随前车、紧急制动等功能, 在应用时要根据不同的行驶工况对车辆进行不同的控制, 而模式划分是实现不同控制的1种方法。合理的控制模式划分方法与切换策略对ACC系统功能的实现具有重要作用。
目前国内、外大多数ACC系统根据行驶工况将系统划分成3~4个工作模式, 再针对每个模式设计相应的ACC算法[1,2,3,4,5]。意大利都灵大学的Canale等[6]将自动跟车过程分为启步、巡航、跟随和停车4个阶段, 对驾驶员每个阶段特性进行分析, 并设计了相应的ACC算法。随着汽车主动安全和驾乘舒适要求的提高, 同时考虑到四模式的ACC系统模式之间过渡不平顺, 影响乘员舒适性, 并且复杂工况下四模式ACC系统适应性下降问题, 北京理工大学的裴晓飞等[7]提出了1种多模式ACC系统, 将ACC控制模式分为定速巡航、稳态跟随、接近前车、强加速、强减速和避撞等6种模式, 并对六模式ACC系统进行实车试验, 验证结果表明, 其模式之间过渡的平顺性、车辆的动态跟踪特性以及系统的适应性较四模式ACC系统均有了较大的提高。
但是, 现有的六模式ACC系统仍然无法在前车切入等复杂工况下进行合理的模式切换。为了增强六模式ACC系统在复杂工况下的适应性, 笔者通过理论分析和仿真实验, 对汽车纵向安全控制系统进行了研究, 选取两车相对速度、相对距离和本车速度作为模式划分的基本参数, 提出了1种新的六模式ACC系统的模式划分方法, 并对各个模式的加速度算法进行研究, 制定各个模式的控制策略。最后通过仿真试验对所设计的六模式ACC系统的划分方法及控制算法的合理性进行验证。
1 六模式ACC系统划分方法研究
1.1 模式划分方法
参照文献[7], 笔者也将车辆纵向行驶工况定性地划分成6类。为实现各工况的合理控制, 需对每1种工况设计相应的ACC控制模式。模式划分参数的选用对模式划分方法的合理性具有重要的影响。目前普遍采用的用来表征车间运动状态的参数包括:本车速度、前车速度、2车相对速度、2车相对距离、跟车时距和避撞时间。一般来说, 选用的参数太少不足以表示2车运动状态, 选用的参数过多或算法较复杂均会导致执行时间过长。因此, 笔者选取本车速度、2车相对速度和2车相对距离等3个参数作为基本参数, 提出了如图1所示的模式划分方法。
图1中, Vh为本车速度;Vr为相对速度 (前车速度减去本车速度) ;R为2车相对距离;Rw1, Rw2分别为Vr>0和Vr<0时的减速安全距离;Rb1、Rb2分别为Vr>0和Vr<0时的避撞安全距离;Rj为加速安全距离。这里, Rw1, Rw2, Rj, Rb1, Rb2均为本车速度Vh与2车相对速度Vr的函数, 将其统称为模式划分的边界条件。
在笔者的模式划分方法中, 当前车超出传感器有效探测距离时本车启用定速巡航模式;当前车进入传感器测试范围时, 根据2车相对速度的关系将行驶工况大致分为2部分:
一部分为Vr<0 (图1的左半部分) 时的情况。此时, 若R≥Rw1, 且|Vr|≥k, 则ACC系统切换至接近前车模式, 本车进行适当制动以向稳态模式1过渡;若R≥Rw1, 且|Vr|<k, 则ACC系统切换至稳态跟随模式 (1) , 本车进行油门/制动的微调以稳态跟随前车;若Rb1<R<Rw1, 则ACC系统切换至减速模式1, 本车进行适当制动;若R≤Rb1, 则ACC系统切换至避撞模式1, 本车进行强制动。
另一部分为Vr>0 (图1的右半部分) 时的情况。此时, 若R≥Rj, 则ACC系统切换至加速模式, 本车进行适当加速;若Rw2≤R<Rj, 则ACC系统切换至稳态跟随模式2, 本车进行油门/制动的微调以稳态跟随前车;若Rb2<R<Rw2, 则ACC系统切换至减速模式2, 本车进行适当制动;若R≤Rb2, 则ACC系统切换至避撞模式 (2) , 本车进行强制动。
1.2 模式划分的边界条件
ACC系统随着汽车行驶工况的变化在不同控制模式间进行切换[6,7]。本文ACC系统在本车速度与前车速度的大小关系确定的情况下, 模式切换的时机取决于1.1定义的模式划分边界条件, 各边界条件 (Rw1, Rw2, Rj, Rb1, Rb2) 定义如下。
根据图1所示的模式划分方法, 当2车相对距离刚好等于减速安全距离Rw1时, 本车处于临界工况, 要保证本车经过反应时间t1后以a的减速度制动到与前车速度相等后2车相对距离能够恰好达到安全车距Rx。因此, Rw1的定义式为
式中:驾驶员反应时间t1根据文献[8]的统计研究取为1.1s。减速度a根据汽车行驶工况的统计结果[9]取为1m/s2;Rx为高速公路安全距离标准[10]规定的2车速度相同时应该保持的安全车距, 见表1。
将表1中数据进行拟合, 得到图2所示的车速-距离分段关系曲线, 由此得到任意车速下Rx的计算式:当Vh<80km/h, Rx=1.25Vh;当Vh>80km/h, Rx=2.5Vh-100。
由图1可知, 当2车相对距离刚好等于减速安全距离Rb1时, 本车处于避撞模式临界工况, 必须保证, 若前车以最大制动减速度ap制动, 本车经过反应时间t1后, 以最大制动减速度ah进行制动, 2车均完全停止后能够相距R0。因此, Rb1的定义式为
这里, 考虑到避撞模式下前车制动减速度大于本车制动减速度时所需的制动安全距离更大, 因此保守起见, 取ap>ah, 使得避撞安全距离算法更加安全。文中根据标准ISO 15622:2002, 取2车静止时保持的最小距离R0为4m。
在避撞模式 (1) 下, Vr<0, 且本车制动减速度小于前车制动减速度, 并且本车还有制动滞后, 所以可以确定前车先停, 因此, 避撞安全距离Rb1的定义式为式 (2) 。但是在避撞模式2下, 虽然Vr>0, 但是本车有制动滞后, 所以要判断哪辆车先停, 再确定Rb2的定义式。本车制动至完全停止所需要的时间为th:th=Vh/ah+t1。前车制动到完全停止所需要的时间为tp:tp= (Vh+Vr) /ap。当th>tp, 前车会先停, 此时Rb2定义式为式 (3) ;当th<tp, 本车会先停, 此时Rb2定义式为式 (4) 。
由图1可知, 减速安全距离Rw2为稳态模式2和减速模式2的划分边界条件, 即Rw2为Vr>0时本车进行制动的时机。根据前文提到的高速公路安全距离标准[10]可知, 即使前车速度比本车速度快, 一旦2车相对距离小于Rx, 本车就要进行适当制动, 因此本文将Rx作为稳态模式2与减速模式2的临界条件, 得到Rw2的定义式。
经验总结, 当前车速度大于本车速度时, 本车要在1个合理的距离开始加速。如果加速过早, 若遇到前车突然制动, 本车就会缺少足够的距离减速, 这种情况是十分危险的;如果加速过晚, 2车距离会逐渐拉大, 前车可能超出测试范围, 而无法达到跟车的目的。笔者经过大量仿真实验, 最后确定加速安全距离Rj的经验公式
2 六模式ACC系统加速度算法研究
在不同的ACC控制模式下, 下位控制算法大体相似, 但上位控制算法有所差异, 因此笔者只对上位控制算法进行研究。根据韩国首尔大学的Moon等[11]的统计数据, 驾驶员行车的纵向加速度98%集中于-2.17~1.77m/s2, 并且减速度达到-3~-4m/s2时会引起人体的不适。笔者将该统计数据作为参考, 分别针对6种模式的加速度算法进行研究。
通常, 在定速巡航模式下, 驾驶员往往希望实际车速与设定车速尽可能接近。为此, 将该模式下的加速度算法分为2部分:当实际车速小于设定车速时, 取本车加速度为1m/s2;当实际车速达到设定车速 (误差在±1km/h范围内) , 本车加速度a的计算式为
式中:k1为比例系数, 取k1值为1。
如前所述, 接近前车模式下2车速度差值较大, 且本车比前车速度快, 同时相对距离R大于减速安全Rw1, 因此需要制动本车保证安全性。为了符合驾驶员的均匀减速特性[12,13], 最终过渡到稳态跟随模式, 根据运动学关系, 加速度a的计算式为
本文稳态跟随模式1下, 2车车速较接近, 但相对速度小于零, 若本车保持当前车速不变, 相对距离会减小, 可能减小到小于减速安全距离Rw1, 进入到减速模式, 而无法达到稳态跟随前车的目的, 因此本车要进行微小的制动, 根据运动学关系得到该模式下加速度a的计算式为
式中:k2为比例系数。经大量仿真实验发现, 当本车处于稳态模式1, 式 (9) 的加速度值在-0.08~-0.12m/s2内, 变化范围很小, 因此取该模式下加速度a为-0.1m/s2。
本文稳态跟随模式2下, 2车车速较接近, 但相对速度大于零, 若本车保持当前车速不变, 相对距离会增大, 可能增大到大于加速安全距离, 进入到加速模式, 而无法达到稳态跟随前车的目的, 因此本车要有1个微小的加速度, 综合考虑乘员舒适性与驾驶需求后将该模式下本车加速度a取为0.4m/s2。
特别地, 当本车处于稳态跟随模式1或稳态跟随模式2, 若此时2车速度特别接近, 本车可能在稳态模式与减速模式之间频繁切换, 而造成加速度较大地波动, 进而导致油门开度和制动压力不稳。为此, 将2车速度特别接近时本车加速度a的计算式设定为
式中:k3为比例系数, 通过对控制模型进行大量仿真试验, 得出k3取0.02时较为合理。
在笔者的模式划分方法中, 减速模式1为稳态模式1与避撞模式1的过渡区, 而稳态模式1下本车减速度接近于0、避撞模式1下本车减速度较大, 因此减速模式1的加速度需要覆盖0~-4m/s2的范围。为保证本车在所设计的模式之间切换时的平顺性, 将图1中减速模式1部分分成3区域, 如图3所示, 区域1与2个稳态区域相邻, 视为亚稳态区域;区域2与亚稳态区域和接近模式区域相邻, 视为弱减速区域;区域3与弱减速区域和避撞模式区域相邻, 视为强减速区域。然后本文将得到的3个区域进一步细分成8部分, 考虑到各部分工况的危险程度及均匀减速特性, 本文将这8部分的加速度从右至左依次取为:-0.5, -0.75, -1.25, -1.75, -2.25, -2.75, -3.25, -3.75m/s2。由于该模式下的加速度为8个离散值, 在实际应用时可能会产生加速度的波动, 为了解决这一问题, 取当前算出的的期望加速度以及在此之前3次算出的期望加速度的均值作为当前期望加速度。又由于减速模式2为稳态模式2与避撞模式2的过渡区, 所以对减速模式2的控制与减速模式1相同, 因此取本车在减速模式2下的加速度算法与减速模式1的加速度算法相同。
当ACC系统处于避撞模式时, 本车行驶工况非常危险, 为确保行车的安全性, 本文牺牲乘员舒适性取该模式下本车的加速度为车辆所能达到的最大制动减速度。
在加速模式下, 前车车速大于本车车速, 同时两车相对距离较大, 因此本车可以进行适当加速。笔者综合考虑乘员舒适性与驾驶需要等要求, 参照汽车行驶工况统计结果, 取该模式下本车加速度a为1m/s2。
3 仿真验证
笔者将提出的模式划分方法和控制算法建立相应的Simulink模型。考虑到PreScan建立的场景具有可视、快速、方便、易修改等优点, 笔者采用PreScan建立的仿真场景 (见图4) , 并将CarSim动态模型与PreScan中的仿真车辆相结合, 对所提出的ACC系统的模式划分方法和控制算法在典型工况以及前车切入等复杂工况下的适应性进行了验证。所建立的相应的Simulink/Prescan/Carsim联合仿真的示意图见图5。
考虑到现有ACC控制算法在前车紧急切入工况下的不合理控制甚至是失效, 笔者特别针对这一复杂工况进行仿真, 来验证所提出的控制算法的合理性, 具体仿真过程如下。
首先设定本车定速巡航模式的既定车速为70km/h、传感器测试范围为180m。然后设定车辆运动状态:前车以54km/h的初速度与本车在同一车道匀速行驶, 2车初始距离为150m。6s后前车以6m/s2的减速度进行制动, 当前车车速减至36km/h时保持匀速行驶。14s时, 位于相邻车道的第3辆车以36km/h的车速, 变换车道插入本车与前车之间。其仿真验证结果如图6所示。这里, 控制模式的代号 (1~6) 的定义分别为:定速巡航模式;接近前车模式;稳态跟随模式;减速模式;避撞模式;加速模式。
由图6 (b) 可以看出, 在0~4s的过程中R>Rj, 因此ACC系统处于加速模式, 并以1m/s2的加速度行驶以满足驾驶需求;在4~8s过程中, 前车超出传感器测试范围, 因此ACC系统切换至定速巡航模式, 而由图6 (c) 可以看出, 此时Vh<70km/h, 所以本车以1m/s2的加速度行驶;8s时, R>Rw1且2车相对速度较大, 因此ACC系统切换至接近前车模式, 进行适当制动;14s时, 第3辆车以与前车相同的速度插入本车与前车之间, 此时相对速度不变但相对距离减小至小于避撞安全距离, 因此ACC系统切换至避撞模式, 所以本车进行强制动以躲避危险工况;16s时, 有Rb1<R<Rw1, 因此ACC系统切换至减速模式;18s时, 有R>Rw1且两车相对速度较大, 因此ACC系统切换至接近前车模式;26s时, 有Rb1<R<Rw1, 因此ACC系统切换至减速模式, 所以本车以适当减速度制动至停止。
可以看出, 在整个仿真过程中, 所提出的ACC系统能够根据前方无车、前车减速和前车紧急制动等典型工况及前车切入等复杂工况进行合理的模式切换, 并能根据所处模式使车辆进行适当地制动/加速, 以保证行车安全和驾驶需求。
4 结束语
为了增强六模式ACC系统在全工况下的适应性, 笔者通过理论分析和仿真实验, 对汽车纵向安全控制系统进行了研究。选用2车相对距离、相对速度以及本车速度作为基本参数, 重新定义了模式划分方法;并研究了ACC系统的6种加速度模式, 分析了模式应用的工况特点, 基于驾驶员特性和汽车行驶工况统计结果, 提出了相应的控制算法;最后对该ACC系统进行了仿真验证, 验证结果表明:本文提出的六模式ACC系统, 在全工况特别是前车切入等复杂工况下, 较现有的六模式ACC系统表现出更好的适应性, 。
模式切换 篇8
近年来,分布式电源(DG)以其在供电可靠性、灵活性以及降低环境污染等方面的巨大优势,越来越受到人们的关注[1]。常规电网中大量DG的并入,将会对电网的暂态稳定、电压稳定、频率控制等产生较大影响[2]。为充分发挥DG的潜力,可将多个DG、储能装置和可控负荷按照一定的拓扑结构组成微网[3,4]。微网研究的核心问题在于如何保证微网的稳态运行以及微网受到扰动后如何维持暂态稳定,即微网的控制策略问题。而微网的硬件平台建设,作为微网控制策略的实现载体,可为微网控制策略研究提供验证平台。
目前,微网的实验室建设和示范工程项目格外令人关注[5,6]。例如,美国电力可靠性技术解决方案协会(CERTS)的微网示范工程,日本清水、京都、仙台等微网示范工程,德国太阳能研究所(ISET)、英国曼彻斯特科技大学(UMIST)、希腊雅典国立科技大学(NTUA)、法国ARMINES等实验室微网系统,这些都在微网相关领域的研究中发挥了重要的作用。但总的来说,微网在工程领域的应用仍处于初始阶段,还需要各种实验研究作为其广泛应用的基础。
本文借鉴国内外微网硬件平台的建设经验,以DG控制策略研究为目的,构建了一个小型微网实验系统,并对该系统进行了各种实验研究。
1 微网实验系统
实验系统为单相,电压230 V,频率50 Hz,由光伏发电模拟系统[7,8]、风力发电模拟系统[9,10]、蓄电池储能系统及相关控制系统构成,见图1。
光伏发电模拟系统、风力发电模拟系统组成见附录A。蓄电池储能系统通过如图2所示的双向逆变器并入交流母线[11]。系统设有上层控制器,通过RS-485总线与DG和储能系统进行通信,设置光伏并网逆变器和风机并网逆变器的工作模式及孤岛运行时的电压和频率等稳态参数[12]。
2 实验系统控制
实验室微网系统有联网和孤岛2种稳态运行模式,以及由联网到孤岛模式切换、孤岛到联网模式切换2种暂态模式。本实验系统中,因光伏模拟系统和风机模拟系统的功率输出不可调度,双向逆变器通过对蓄电池的充放电控制来实现微网功率平衡,进而维持电压和频率稳定。因此,双向逆变器控制就成为保证微网稳定运行的关键问题。
2.1 联网运行控制
联网运行模式下,光伏并网逆变器和风机并网逆变器均采用恒功率控制,而双向逆变器的控制目的是获得尽可能多的能量备用以应付紧急突发事件。为此,联网模式下,双向逆变器仅存在充电这一控制模式。本系统蓄电池的充电过程采用恒流(充电电流I*b)、恒压(充电电压V*b1)、浮充(充电电压V*b2)三段式充电。
在联网充电时,双向逆变器控制如图3所示。PWM整流器工作于整流模式,通过对其控制,维持连接电容C处的电压VDC恒定;通过对Cuk变换器的控制,可以调节充电电压Vb或充电电流Ib跟踪控制参考信号(I*b,V*b1或V*b2),实现对蓄电池不同方式的充电[13]。
2.2 孤岛运行控制
在微网孤岛运行时,光伏并网逆变器和风机并网逆变器仍采用恒功率控制,因失去了外电网的电压和频率参考,为维持微网的稳定运行,双向逆变器将切换到恒电压、恒频率控制,并通过调节自身功率输出来跟踪外界的各种扰动[14],如图4所示。
孤岛运行时,Cuk变换器控制反映蓄电池充放电策略。若DG出力大于负载功率消耗,则对蓄电池进行充电,充电控制策略与联网充电相同;若DG出力小于负载功率消耗,蓄电池放电,以连接电容电压VDC为控制参数进行控制。PWM整流器的控制关键在于逆变侧电感电流IL的控制,同时,为保证逆变器恒电压、恒频率的交流输出,需采用交流输出VC为控制变量。因此,采用图4(b)所示的电容电压外环、电感电流内环的双闭环控制策略。
在微网孤岛运行时,当DG出力与负载功率消耗不匹配时,如何避免蓄电池的过充和过放,是必须要考虑的问题。本实验系统中,双向逆变器通过对微网频率的调整,实现了对DG和负荷的管理[15]。
图5分别为蓄电池状态与双向逆变器输出频率、微网频率与DG输出功率间的关系曲线。从图5(a)中可以看出,当蓄电池剩余容量VSOC较低时,说明蓄电池向过放电状态过渡,此时微网频率设定值随VSOC降低而降低;当VSOC正常时,蓄电池处于正常充放电状态,微网频率设定值相对变化比较小;当VSOC比较高时,说明蓄电池向过充电状态过渡,此时微网频率设定值随VSOC的提高而加大。这样,微网频率的变化反映了蓄电池的充放电状态,进而反映了微网中功率平衡关系的变化。从图5(b)可以看出,当VSOC=VupSOC,微网频率达到fstart,为避免对蓄电池的过充电,DG开始限制其功率输出;当f=fstop时,DG输出功率下降到0;在二者之间,DG的功率输出将在0~100%之间线性变化。另一方面,当VSOC降至VminSOC时,频率下降到fmin,系统进行切负荷控制,避免蓄电池的过放电。
2.3 联网—孤岛模式切换控制
实验室微网系统在联网和孤岛运行时分别采用了不同的控制策略。因此,当发生联网与孤岛之间的运行模式切换时,需要对双向逆变器进行控制策略切换。其切换策略是:当双向逆变器检测到外电网信号正常时,则控制微网与外电网间的连接开关闭合,微网与外电网相连接,微网的电压和频率由外电网设定;当外电网发生故障或者停电时,双向逆变器检测到外电网电压和电流超出额定范围,则控制微网与外电网间的连接开关打开,断开微网与外电网连接,微网转入孤岛模式运行,由双向逆变器提供电压和频率参考。
3 实验结果
针对本文的微网实验系统,在孤岛、联网以及二者之间模式切换状态下,利用电能质量分析仪对实验过程中微网交流母线处电压、频率以及各DG、蓄电池的输出功率进行了实时采样分析。
3.1 孤岛运行模式
图6给出了微网孤岛运行模式下各种不同运行条件的实测曲线。
1)在0~t1时刻,光伏发电模拟系统和双向逆变器并联运行,共同给负载供电,双向逆变器采用无差的恒电压、恒频率控制,光伏发电模拟系统采用恒功率控制。在此运行阶段,微网的电压和频率维持恒定,如图6(b)和图6(c)所示,分别为231 V,50 Hz;
2)在t1时刻将风力发电模拟系统并入,光伏发电模拟系统维持恒功率运行,因负载不变,随着风力发电模拟系统输出功率的增大,双向逆变器将降低其输出功率以维持微网功率平衡。因DG输出功率大于负载消耗,因此双向逆变器工作于充电模式(即输出功率为负),如图6(a)所示。
3)在t2时刻,负载发生阶跃变化,因风力和光伏发电模拟系统均恒功率运行,负载的变化将由双向逆变器跟踪,以维持系统功率平衡。此时,因DG输出功率小于负载消耗,双向逆变器切换至放电模式(即输出功率为正),如图6(a)所示。
从图6(b)和图6(c)可以看出,本微网实验系统在孤岛运行模式下,无论是DG扰动还是负载扰动,由于蓄电池储能装置的存在,微网中的功率平衡总能快速得到满足,从而维持系统的电压和频率恒定。
3.2 孤岛转联网模式
微网实验系统从孤岛到联网切换时的动态响应过程如图7所示。
在t3时刻,微网由孤岛切换到联网模式,双向逆变器进行控制策略切换,由恒电压、恒频率控制切换到恒功率控制,风机、光伏发电模拟系统依然维持恒功率运行。微网的电压和频率由外电网设定,如图7(b)和图7(c)所示,微网的电压和频率将随着外电网电压和频率的波动而发生改变。
3.3 联网转孤岛模式
微网实验系统从联网到孤岛切换时的动态响应过程如图8所示。
在t4时刻,微网由联网向孤岛模式切换,此时微网失去外电网的电压和频率参考,双向逆变器切换到恒电压、恒频率控制。因蓄电池放电能力的限制,电压和频率发生瞬间小幅跌落,出于安全考虑,光伏和风力发电模拟系统断开与微网交流母线连接(即功率输出为0)。为维持暂态功率平衡,蓄电池增大其输出功率。经过短暂调整,微网电压和频率恢复恒定,在t5时刻,光伏和风力发电模拟系统重新并入,蓄电池逐步减小其功率输出,恢复稳态孤岛运行。
从图7和图8可以看出,发生联网与孤岛之间的切换时,本微网实验系统电压和频率的波动范围均在可接受的范围内,表明系统具有较好的动态响应特性。
4 结语
本文所设计的实验室微网系统虽然规模小,但是较好地模拟了光伏电源和风机的输出特性,可以稳定地工作于联网模式和孤岛模式,并能实现二者之间的平滑切换。通过对蓄电池的充放电控制实现了暂态时快速的负荷跟踪,能够限制电压和频率在允许的范围内,具有良好的稳态和暂态性能。
但由于孤岛运行时本系统采用蓄电池作为主控单元,由于其容量有限,微网处于孤岛运行模式的时间一般不会太长。当微网发生联网与孤岛之间的运行模式切换时,因双向逆变器存在控制策略切换,将导致模式切换不能无缝完成。如何实现微网运行模式的无缝切换将是今后研究工作的方向。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：为了能够对微网的运行特性进行深入的理论和实验研究,建立了一个小型实验室微网系统。该系统中的分布式电源采用光伏模拟单元和风机模拟单元,通过电力电子变换装置并入微网;系统以蓄电池为储能装置,并通过双向逆变器并入微网,用以维持微网的暂态功率平衡。当微网联网运行时,以外电网电压和频率为参考,蓄电池双向逆变器、光伏并网逆变器和风机并网逆变器采用恒功率控制;孤岛运行时,双向逆变器的控制策略切换为恒电压、恒频率控制,用以提供微网电压和频率参考。实验结果表明,该系统可以稳定地工作在联网模式和孤岛模式,并可实现二者之间的平滑切换,提高了能量供给的可靠性。
模式切换 篇9
关键词：统一电能质量调节器,稳定性,交互影响,特征根,灵敏度,协调控制
0 引言
目前, 解决单一电能质量问题的电力电子装置已经在众多文献中得到了广泛的研究, 包括补偿电网侧电压跌落的串联型补偿装置———动态电压恢复器 (DVR) [1,2,3], 补偿负荷侧无功功率的配电网静止无功补偿器 (DSTATCOM) [4,5,6,7]、补偿负荷侧谐波电流的有源电力滤波器 (APF) [8,9,10]等并联型补偿装置等。统一电能质量调节器 (UPQC) 综合了串、并联变流器的优点, 可以同时补偿电压、电流等多种电能质量问题, 但由两变流器之间的耦合作用所引起的交互影响不容忽视[11]。现有文献中主要针对UPQC串、并联变流器同时运行后的工况进行了各种特性的分析[12,13,14,15,16], 并未细致研究UPQC切换运行模式时所带来的小信号干扰问题。
由于UPQC串、并联变流器采用的控制策略与其补偿功能、应用场合密切相关, 为了简化分析, 本文以串联变流器补偿电压暂降、并联变流器补偿无功电流的UPQC为例, 在其采用间接控制策略的基础上, 建立了包括串、并联变流器自身结构及相关控制的小信号模型, 以特征根灵敏度的方法对比分析了两类变流器在独立运行与联合运行等3种运行模式下的稳定性及动态性能, 研究了控制参数、负荷等因素对装置切换运行模式时的小干扰稳定性的影响作用。同时, 本文提出了新型功率流协调控制策略, 以有效地减少UPQC串、并联变流器与电网之间的能量交换, 从而可以在电网电压深度跌落时降低串、并联变流器之间的耦合作用, 提高补偿装置的利用率。
1 UPQC基本结构及数学建模分析
1.1 串并联变流器结构模型
本文研究的UPQC结构为三相三线式, 采用了间接控制策略, 其串、并联变流器的单相基本结构如图1所示。其中, is和iL分别表示电网侧、负荷侧电流;Vs和VL分别表示电网侧、负荷侧电压;Lf1, Rf1, Cf1分别表示串联变流器的滤波电感、等效电感电阻及滤波电容;Lf2和Rf2分别表示并联变流器的连接电抗器及等效电阻;i1和ic分别表示串、并联变流器的电感电流;Cdc表示两变流器共用的直流母线电容。
当Vs正常时, 串联变流器旁路, 并联变流器以注入无功功率的方式提高电网侧的功率因数。当Vs跌落时, 串联变流器输出相应的补偿电压Vc, 从而使敏感负荷端电压VL维持在正常的范围内, 保证了敏感负荷的正常运行, 此时并联变流器负责从电网中吸收有功功率, 维持直流母线电压Vdc恒定。
设直流母线端损耗的等效并联电阻为Rdc, 并以串联型阻感Rz, Lz等效敏感负荷, 则有:
串联变流器的数学模型可表示为:
并联变流器的数学模型可表示为:
式 (2) 和式 (3) 中m1d和m1q, m2d和m2q分别是与串、并联变流器脉宽调制信号有关的变量。Vdc表示UPQC的直流母线电压, 同时也是并联变流器有功回路的控制目标, 而并联变流器无功回路的控制目标可以用功率因数表征值Kf表示。
根据式 (1) 至式 (4) 可得串并联变流器在某一静态工作点的小信号状态方程 (~表示相应量的信号) :
其中, 状态量, 输入量, 输出量分别为:
各系数矩阵的表达式见附录A。
1.2 串并联变流器控制
1.2.1 串联变流器控制
串联变流器双闭环控制示意图如附录B图B1所示。图中:V*Ld和V*Lq, i*1d和i*1q分别表示串联变流器外环、内环参考信号;k1为内环比例控制因子;kp11和ki11, kp12和ki12分别表示串联变流器d, q轴外环比例—积分 (PI) 控制因子。若设其中间变量为Vd和Vq (见图2) , 则有:
则附录B图B1中内、外环控制可表示为:
1.2.2 并联变流器控制
并联变流器双闭环控制示意图如附录B图B2所示。图中:V*dc和Kf*, i*cd和i*cq分别表示并联变流器外环、内环参考信号;k2为内环比例控制因子;kp21和ki21, kp22和ki22分别表示关联变流器d, q轴外环PI控制因子。若设定其中间变量为Id和Iq, 则有:
则图中的内、外环控制可表示为:
1.3 UPQC小信号模型
将中间变量Vd, Vq, Id, Iq作为新增的状态变量, 并根据式 (1) 至式 (12) , 可得同时包含UPQC自身模型、控制模型的小信号状态方程, 即有:
其中, 状态量, 输入量分别为:
各系数矩阵表达式见附录A。
由式 (13) 和式 (14) 可得该四输入四输出系统的传递函数为:
2 UPQC小信号分析
2.1 串并联变流器交互影响分析
UPQC实际上是两种不同运行特性的补偿装置的综合体, 每台装置的参数设计、控制算法均具有其独特性, 但将两台装置组合成UPQC后, 两台装置通过直流母线进行能量交换, 存在着固有的耦合关系, 因此需要对控制参数重新进行整定。为进一步研究两变流器之间交互影响的强弱, 针对以下3种运行模式进行系统特征根的对比分析, 本文所涉及的系统及控制参数见附录C中表C1。当电网侧电压跌落50%时, 系统在两变流器单独运行、联合运行 (UPQC) 等3种运行模式下的特征根结果如附录C中表C2所示。
1) 稳定性分析
由附录C表C2中数据可知, 3种运行模式下的系统特征根实部均为负值, 系统稳定性的变化主要由并联变流器对应的特征根 (λ7, λ8) 变化所引起, 事实上电网侧电压跌落程度越大, 特征根 (λ7, λ8) 的实部向虚轴靠近的趋势也将越明显, 从而导致了系统稳定性的下降。而串联变流器的特征根并无明显变化, 证明其控制部分对整个UPQC切换运行模式时的小扰动稳定性无明显影响。UPQC串、并联变流器之间的交互影响主要取决于两者之间的能量流动关系, 在电压跌落的工况下, 并联变流器不仅要补偿负荷端所需要的无功功率, 还需额外从电网吸收有功功率用以补偿直流母线端由于串联变流器消耗有功功率而导致的电压下降。两变流器之间的能量耦合作用降低了直流母线电压控制的稳定性。
2) 动态响应分析
由附录C表C2可知, 串并联变流器联合运行时的振荡模态主要由串联变流器、并联变流器与电网之间的振荡模态构成。其中特征根 (λ1, λ2) 、 (λ3, λ4) 、 (λ5, λ6) 、 (λ12, λ13) 表征了串联变流器的振荡模态, (λ7, λ8) 表征了并联变流器的振荡模态。而鉴于特征根 (λ9, λ10) 离虚轴过远, 对系统的稳定性及动态性能几乎不会产生影响, 因此后文将不再讨论 (λ9, λ10) 的特征根变化情况。
系统响应主要由相关传递函数的零极点共同决定, 分别作出串联变流器独立运行时的d轴电压控制、并联变流器独立运行时的d轴电流控制 (即直流母线电压控制) 的传递函数所对应的零极点位置对比示意图, 分别见附录B图B3和图B4。
可见, 当串并联变流器独立运行时, 系统传递函数的一部分极点附近存在着零点, 系统可近似为一个低阶系统, 其中串联变流器在d轴引起的高频振荡频率fd1主要由特征根 (λ1, λ2) 、 (λ3, λ4) 决定, 约为:
并联变流器引起的低频振荡频率fd2主要由特征根 (λ5, λ6) 决定, 约为:
串、并联变流器独立运行的仿真结果见图3, 其中图3 (a) 表示系统电压在0.1s跌落, 串联变流器投入运行的d轴响应结果;图3 (b) 表示并联变流器在其输入的0.1s处被施加1.25%小扰动的d轴响应结果。
与串、并联变流器独立运行的模式不同, 当两变流器同时投入运行时, 两者之间通过直流母线进行能量交换。当系统遭受到小扰动时, 每个输出量的动态分量均是与其对各输入的响应分量的叠加, 而响应中各个分量所占的比例也同时表征了响应初始阶段的特性, 并且主要取决于系统特征根的留数, 为研究串、并联变流器之间动态交互影响, 以串联变流器电压补偿的d轴控制回路和并联变流器电流补偿的d轴控制回路 (即直流母线电压控制回路) 为例, 作出两控制回路相关传递函数所对应的留数表和阶跃响应示意图, 分别见附录C中表C3、附录B图B5。
从各特征根对应的留数模值|ci|可知, 由于并联变流器振荡模态的影响, 串联变流器在受到小扰动时会出现额外的低频阻尼振荡。同理, 由于串联变流器对应的振荡模态的影响, 并联变流器在受到小扰动时会出现额外的高频振荡分量。其中, 由特征根 (λ1, λ2) 、 (λ3, λ4) 所表征的高频振荡分量在响应的初始阶段所占比例较大, 起主要作用, 随着时间的推移, 逐渐过渡到特征根 (λ7, λ8) 所对应的低频振荡分量为主。
当电网侧电压Vsd在0.1~0.2s出现50%的电压跌落时, UPQC补偿的仿真结果如图4所示。其中图4 (a) 和 (b) 分别为串、并联变流器在电压跌落过程中的动态响应示意图。
由图4可知, 串并联变流器同时运行时确实都存在高频、低频振荡分量, 与图3中两变流器独立运行的结果相比可知, 正是由于两变流器之间的交互影响, 导致了串、并联变流器联合运行时系统振荡分量的增加, 验证了上文中特征根分析两变流器动态交互影响的正确性。
2.2 参数变化对动态性能和稳定性的影响
2.2.1 电网侧电压跌落百分比Ksag对特征根的影响
其余参数不变, 将Ksag从10%调节至50%的根轨迹如图5所示, 从图中可知, 特征根 (λ5, λ6) 和 (λ12, λ13) 变化较为缓慢, 而特征根 (λ7, λ8) 逐渐靠近虚轴, 因此可认为系统稳定性随着电压跌落的增加而降低。
其余参数不变, 单独调节Ksag的仿真结果如图6所示。
图6中电网电压Vs在0.1s出现电压跌落, 此时UPQC将切换至两变流器同时运行的模式。从图中可知, Ksag越大, 系统响应越慢, 稳定性也越差。设计UPQC参数时必须考虑电压跌落性能指标对电压、电流补偿效果的影响。
2.2.2 控制参数对UPQC特征根的影响
由于直流母线在串、并联变流器之间的能量交换中起到重要的作用, 因此, 本文拟以直流母线电压控制回路为例, 探讨控制参数对系统稳定性的影响。
1) 直流母线电压Vdc比例控制因子kp21对特征根的影响
参数kp21变化时的根轨迹如图7所示。
可以看到, 当kp21从0.5逐渐调节至7时, 特征根 (λ7, λ8) 与特征根 (λ3, λ4) 的根轨迹均与虚轴相交。其中:特征根 (λ7, λ8) 的根轨迹是从虚轴右侧逐渐过渡到左侧, 与实轴相交后又有一分支向虚轴靠近;而特征根 (λ3, λ4) 则一直向虚轴靠近。其余特征根均在虚轴左侧。综合上述分析, 可认为系统是随着参数kp21的增加先从低频振荡的不稳定状态过渡到稳定状态, 然后又逐渐过渡到高频振荡的不稳定状态。
其余参数不变, 单独调节比例因子kp21的时域仿真结果如图8所示。从图中可知, 系统稳定性随着kp21的增加先强后弱, kp21的取值存在稳定极限, 取值过大或者过小将会显著地影响系统的稳定性, 与上文分析结果一致。
2) 直流母线电压Vdc积分控制因子ki21对特征根的影响
参数ki21变化时的根轨迹如图9所示。可知, 随着ki21从600调节至9 000, 特征根 (λ7, λ8) 的根轨迹从向虚轴逐渐靠近过渡到与虚轴相交, 并且逐渐远离实轴, 其所表征的特性是系统低频振荡频率逐渐增加, 而系统稳定性也随之降低, 直至失稳。
其余参数不变, 单独调节ki21的仿真结果如图10所示。从图中可知, 积分参数增大, 系统阻尼减少, 振荡频率增加, 系统稳定性变差。积分参数过大时, 系统将出现不稳定, 与特征根分析结果相一致。
2.2.3 负载对直流母线控制参数整定范围的影响
由上文可知, 在同一负荷工况下, 直流母线控制参数kp21, ki21均有一定的整定范围。同理, 可得不同负荷工况下kp21, ki21的整定范围, 如表1所示。
从表1可知, 其余参数不变, 参数kp21, ki21的整定范围随着负荷的增加而变小, 负荷对kp21, ki21的整定范围有较大的影响。
3 UPQC控制参数灵敏度分析
在设计补偿装置的结构及控制参数时往往需要考虑系统的某些参数变化对特征根的影响。而参数的灵敏度[17,18,19]表征了参数对特征根影响的强弱及变化趋势, 设系统矩阵为A, λi为系统的特征根, 与之对应的左右特征向量元素分别为vi和ui, 则该特征根λi对参数k的灵敏度可表示为:
鉴于本文系统矩阵A较为简单, 通过选择适当的微增量Δk, 可采用近似计算公式:
仍以附录C中表C1各参数所确定的工况为例, 由式 (18) 和式 (19) 可计算得到该工况下串并联变流器的外环PI控制参数对系统特征根的灵敏度, 见附录C中表C4。可知, 在该特定工况下, 并联变流器直流母线电压控制参数kp21对特征根 (λ7, λ8) 的灵敏度影响较大, 因为该参数控制了串并联变流器与电网之间的有功功率交换, 与本文2.2节中采用特征根方法分析的结果相一致。在设计UPQC结构及控制参数时, 需重点分析kp21对系统稳定性及动态性能的影响。
4 UPQC协调控制策略分析
4.1 新型功率流协调控制策略分析
UPQC的串、并联变流器需要与电网侧进行能量交换, 当电网侧电压跌落幅值较大时, 串、并联变流器之间的有功环流较大, 很可能会对补偿效果造成影响[20,21,22]。同时由于传统UPQC的串联变流器长期处于旁路状态, 并联变流器长期处于重载状态, 导致了两者的容量未得到充分合理地利用, 也可能会造成投资成本的增加。为减少串、并联变流器在电压跌落时的有功功率交换, 提高串联变流器的利用效率, 本文提出了新型功率流协调控制策略。该控制策略的核心在于UPQC串联变流器始终以注入极限补偿电压Vcmax的方式减少电网侧的功率因数角, 降低了并联变流器的容量需求, 同时将电网侧电压处于正常时的状态作为其跌落0%的特殊情况进行处理, 从而可以在满足电压与无功功率等补偿需求的前提下, 尽量减少串并联变流器与电网之间的能量交换。
图11为UPQC协调控制的相量示意图, 其中分别表示电网电压、电流相量;分别表示串联变流器输出的极限补偿电压相量、并联变流器输出的电流相量;分别表示负荷侧的电压、电流相量;φ和δ分别表示负荷侧、电网侧的功率因数角;θ表示的相角差;β和γ分别表示的相角差。
图中以O点为起点, 圆弧ABC表示从未跌落过渡到最大跌落的相量终点集合。其中A和C点分别表示未跌落、出现最大跌落时的终点位置, B点表示正好与串联变流器输出的电压正交时的终点位置, 若以Vcmax表示串联变流器的电压补偿极限, 则此时幅值可表示为:
为便于分析, 本文将针对以下两种工况研究UPQC的协调控制策略, 其相量图分别与图11 (a) 和 (b) 对应。
1) 工况1, 若幅值满足:
此时定义轻度跌落, 其相量的终点位于圆弧AB段;该工况下UPQC串联变流器从电网吸收能量, 并联变流器向电网回馈能量, 两变流器同时向负荷侧注入无功功率。
从图11 (a) 可知, 工况1下串联变流器注入幅值、相角分别为:
的相角差θ为:
而对于并联变流器而言, 只需将补偿至与同相, 即可在满足电网侧功率因数补偿需求的前提下, 达到串并联变流器之间有功环流最小的控制目标。由于此时负荷所需有功功率全部来源于电网, 根据能量守恒, 可计算电网电流幅值为:
此时, 并联变流器输出电流幅值、相位分别为:
2) 工况2, 若幅值满足:
此时定义深度跌落, 其相量的终点位于圆弧BC段;该工况下UPQC并联变流器从电网吸收能量, 串联变流器向电网回馈能量, 两变流器同时向负荷侧注入无功功率。
从图11 (b) 可知, 工况2下串联变流器注入电压幅值Vc、相角β表达式同式 (22) ;的相角差θ的表达式同式 (23) 。同时, 对于并联变流器而言, 经过其补偿后的电网侧功率因数角δ需满足:
考虑到裕量, 则δ范围可设为:
然而, 该工况下串并联变流器与电网之间的有功环流将随着δ的减少而增加, 综合考虑功率因数及有功环流两种因素, 并联变流器可根据θ决定其补偿后的电网功率因数角δ。若θ满足:
则补偿后的电网电流只需与OB同相即可, 此时δ表达式为:
若θ满足:
则并联变流器需控制电网侧功率因数角δ恒定为:
根据能量守恒, 可得补偿后的电网电流幅值为:
进而可得并联变流器输出电流的幅值、相位分别为:
综上所述, 本文提出的协调控制策略中, 当电网电压在由式 (21) 所决定的工况1下, 串并联变流器补偿矢量需分别满足式 (22) 和式 (25) ;当电网电压在由式 (26) 所决定的工况2下, 串并联变流器补偿矢量需分别满足式 (22) 和式 (34) , 则补偿后的负荷电压幅值将满足额定电压幅值, 补偿后电网侧功率因数值将高于0.9, 满足补偿的约束条件。
4.2 仿真验证
为验证本文提出的新型功率流协调控制策略的有效性, 仍以附录C中的参数为例, 并设串联变流器的最大输出电压为0.6VL, 电网侧电压最大跌落百分比为50%, 由式 (21) 和式 (26) 可知两种工况所对应的电压跌落区间, 如表2所示。
以Vs跌落0% (未跌落) 为例, 对UPQC在工况1下采用的协调控制策略进行仿真验证, a相仿真结果如图12所示, 从图中可知, 电网端a相电压Vsa未跌落时, 并联变流器通过输出相应的补偿电流ica, 使得电网侧功率因数为1;而串联变流器通过输出一个相位超前于Vsa的极限补偿电压Vca, 使得串并联变流器与电网之间的有功交换最小。仿真结果验证了该协调控制策略在工况1下的有效性。
同理, 以Vs跌落50% (最大跌落) 为例, 对UPQC在工况2下采用的协调控制策略进行仿真验证, a相仿真结果如图13所示。
从图中可知, Vsa重度跌落时, 串联变流器通过输出一个相位超前于Vsa的极限补偿电压Vca, 减少了电网侧的功率因数角, 而并联变流器通过注入相应的补偿电流ica调节电网侧的功率因数, 并将相应的功率因数角维持在20°恒定。该协调控制策略使得两变流器在电网侧功率因数满足需求的前提下, 与电网之间的有功交换达到最小。仿真结果验证了该协调控制策略在工况2下的有效性。
5 结论
1) 与串、并联变流器独立运行相比, 由于两单元自身振荡模态不同, 导致UPQC在切换运行模式时, 其串联变流器的补偿结果中出现了额外的低频振荡分量, 并联变流器的补偿结果中出现了额外的高频振荡分量。
2) 由于UPQC串并联变流器通过直流母线交换能量, 无超级电容等快速储能的支撑, 导致了串、并联变流器联合运行时的稳定性比串、并联变流器独立运行模式下的稳定性低。
3) UPQC直流母线电压的控制参数对UPQC切换运行模式时的小干扰稳定性有较大的影响, 而控制参数的稳定极限及整定范围受到负荷等因素的影响。
4) UPQC新型功率流协调控制策略可在电网侧电压轻度跌落、深度跌落两种工况下有效地减少串并联变流器与电网之间的有功功率交换, 提高了串联补偿装置的利用率。
需要强调的是, 本文重点论述了小信号分析在UPQC领域的应用, 当UPQC的补偿功能与控制策略发生变化时, 仍可采用文中UPQC切换运行模式时的小信号建模及分析思路, 只是结论可能与本文略有不同。
模式切换 篇10
关键词：可控串联补偿(TCSC),动模实验,模式切换,同向触发
0 引言
可控串联补偿(TCSC)是目前世界上应用最广泛、最成功的串联型灵活交流输电(FACTS)技术,它通过改变晶闸管的触发角来改变整个装置的阻抗。TCSC既可以平滑地调节阻抗,也可以在容性和感性状态之间快速切换,这在电力系统稳定控制中具有重要意义[1,2,3,4,5,6,7,8],而模式切换策略是具有上述优点的关键。由于模式切换是在两种运行模式之间切换,而且大都是系统出现较大扰动时为保持系统稳定发出的,所以暂态过程剧烈,有可能与系统的扰动互相激励,反而使系统更容易失去稳定。因此模式切换控制不仅要求迅速和准确可靠,而且要尽可能使其动态过程平缓。
动态模拟实验研究是电力系统研究的基本手段之一,它区别于数值计算和数字仿真的特点就在于能够反映系统真实的物理特性。TCSC实验装置可以在一定程度上真实地反映实际装置的物理特性,同时又不像现场试验那样受到系统运行条件的约束[9,10,11,12]。控制系统是TCSC装置的关键,其性能的优劣直接关系到整个系统的运行效果,而实验装置的控制器可以和实际工程的控制器完全一样,利用各种控制理论设计的TCSC控制装置可以在实验室首先进行试验,其结果可直接为工程服务。因此,以动模实验装置为平台开展对TCSC控制策略的研究具有重要的理论和实际意义。
TCSC共有四种运行模式:容性微调、感性微调、Block和Bypass,理论上有12种模式切换。但由于感性微调模式,电容器电压和电流的波形畸变比较严重,谐波分量较大,对系统安全和经济运行不利,所以实际工程中一般不采用感性微调模式。目前已投运的TCSC大都运行在上述前三种工作模式中,所以通常讨论6种模式切换可以了。传统上将由Block模式切换到容性微调模式归为阻抗控制范畴[12,13,14];Bypass模式切换到容性微调模式在线路电流同步下可以直接进行,Bypass模式切换Block模式,可通过先进入容性微调模式然后调节触发角进入Block模式即可。
本文基于TCSC动模实验装置平台,研究容性微调模式到Block以及从容性微调模式或Block模式到Bypass模式的切换控制策略,为TCSC工程的实际运行提供参考和技术支持。
1 TCSC动模实验装置
TCSC实验装置由控制柜和三个单相装置共4个机柜组成,如图1所示。单相装置包括主电路、保护电路和测试系统的传感器。控制柜内装设测试单元和控制单元,包括数据采集、数据处理、控制信号接口、工业控制计算机等。配置工业控制计算机是为了方便实验研究,允许实验人员根据自己的研究植入不同的控制方法和控制规律[13]。
根据动模系统的线路参数以及模拟线路长度的不同,TCSC实验装置主电路方案采用电容器分组并联、电抗器分抽头的组合方式,使得三种组合分别对应600 km、400 km、300 km线路长度,每种组合保证相应线路长度的可控串补范围基本相同,主电路结构示意图如图2所示,电容组和电抗器在每种组合情况下,TCSC为三种线路长度提供的基本串补度为25%左右,可控串补范围为25%~75%左右。
2 TCSC简单模式切换
TCSC动模实验系统接线如图3所示,激励电压为35 V,线路感抗为XL=37.5Ω(112 m H),TCSC模块中,C=340μF,L=5.5 m H,晶闸管支路等效品质因数约等于10。
图4是线路电流同步方式下触发角指令为α=20°时的实验结果。
TCSC初始运行模式为Block模式。理论上,α=20°应该位于TCSC的感性区,电容电压相位超前线路电流,TCSC呈现感性阻抗。但是由于晶闸管导通特性和电抗器支路等效电阻的影响,可以看到图4显示的实际触发角(相对于电容电压过零点)约为144°,此时电容电压相位滞后线路电流,相位差小于90°,TCSC仍然位于容性运行微调范围之内,模式切换失败。所以在进行模式切换时,不能通过简单的改变触发角,而必须通过一定的控制策略来实现。
3 TCSC模式切换控制策略
3.1 从容性微调模式切换到Block模式
线路电流同步时当TCSC从容性微调模式(触发角为58°)直接切换到Block模式的动模实验结果如图5所示,Iline、Ucapa、IIa和Za分别代表线路电流、电容电压、A相晶闸管导通电流和基频阻抗,下同。
由于高倍阻抗对应的电容器电压较高,电容器储存的能量也较高,而Block对应的电容器电压较低,储存的能量也较低,因此在切换过程中,这个能量必须经过某个回路释放掉。如果直接Block,那么电抗器支路完全断开,电容器通过外电路放电,使线路电流在最初几个周波产生明显的偏移,而电容器电压则产生很大的畸变,对整个系统不利。
为了避免上述情况发生,可以让TCSC先从高倍阻抗过渡到低倍阻抗,然后再Block,这样可使电容器的能量先通过电抗器支路放电,在TCSC内部形成环流,减少了对外电路的影响。这种切换策略的实验波形如图6所示。由图6可以看出,整个切换过程中,线路电流几乎没有发生明显的变化,电容器电压也平稳地过渡到低电压水平,取得了很好的效果。如果从低倍阻抗要求Block,则可以直接切换,因为此时电容器的能量较小,放电过程不明显,对系统的影响很小。
3.2 容性区切换到Bypass模式
3.2.1 品质因数对硬件旁路切换的影响
电抗器支路的等效品质因数Q为电抗器感抗与电抗器所带电阻和晶闸管导通时等效电阻之和的比值:
目前比较认可的从其他模式切换到Bypass模式的方法是通过硬件旁路的办法,使正反向晶闸管连续不停地导通来实现。图7给出了不同品质因数下的切换过程仿真波形。
从图7可以看出,随着品质因数的逐渐增大,硬件旁路方法的切换效果也越来越差,直至不能实现切换。
3.2.2 改进TCSC主回路接线方式的方法
较低的品质因数可以有利于实现切换。而工程实际中电抗器支路的品质因数都比较高,为此这里提出一种新方法:在电抗器支路中增加一个小电阻,用晶闸管进行投切,正常运行时不投入小电阻,当模式切换时投入小电阻,这样就可以在短时间内降低电抗器支路的品质因数。这时就可以应用简单的硬件旁路方法进行模式切换,该方法的接线图如图8所示。
在实际的TCSC的工程中,都是采用十几个或二十几个晶闸管串联的方式来解决耐压问题。图8中在电抗器支路串加了一个小电阻,加上电抗器原来所具有的电阻和晶闸管导通时的等效电阻,使整个电抗器支路的等效品质因数在10左右。为了能够快速投切该电阻,可在小电阻的两端并联一对晶闸管。这样当TCSC正常运行时,这一对晶闸管和其他对晶闸管同步导通,小电阻被短路,整个导通特性和原来一致。当要求Bypass时,断开这一对晶闸管,只对其他晶闸管进行控制,此时这一对晶闸管两端的电压就等于小电阻的导通电压。
采用此接线方式时使用硬件旁路办法实现由Block模式到Bypass模式的切换时的实验波形如图9所示。由图9可以看出,本方法很好地实现了模式切换。
本方法的优点是简单可靠,并且可以避免由于晶闸管的短时关断带来的电容电压回升。但是该方法增加了一对晶闸管和一个小电阻。更需要指出的是,该方法在简化控制环节的同时,需要分别触发原来的晶闸管串和并联在小电阻两端的晶闸管对,给触发环节带来难度。在实际应用中的关键是小电阻值的选取及晶闸管对的可靠触发。
3.2.3 线路电流同向触发的切换方法
Bypass模式时整个TCSC近似为纯感性,晶闸管支路也近似为纯感性,此时晶闸管支路电流与线路电流应该同相位。基于这一前提,提出了与线路电流同向时触发的方法,即当线路电流正向时只触发正向晶闸管,而电流反向时只触发反向晶闸管。显然,当线路电流为正向时电容电压不一定是正向,这时即使发出正向触发脉冲,晶闸管也不能导通,反向亦然。因此当线路电流和电容电压反向时没有触发脉冲,这时晶闸管不导通,这有利于通过外电路释放电容上储存的能量,有利于切换,而线路电流和电容电压同向时晶闸管导通。这样经过几个工频周期,晶闸管导通时间所占的比例越来越大,最终连续导通,从而实现顺利切换。
采用线路电流同向触发的方法,TCSC分别从Block模式和容性微调模式(触发角为58°)切换到Bypass运行状态时的响应特性曲线如图10和图11所示。
图10和图11可见,线路电流1~2个工频周期即可进入稳态波形,电容电压波形和晶闸管电流波形经过大约5个工频周期进入稳态,基频阻抗曲线响应迅速且无超调发生。
当TCSC系统从TCSC从Bypass模式切换到容性微调模式(触发角为58°)的响应特性曲线如图12所示。由图可知由感性区转换为容性微调区(触发角为58°)时,系统的暂态特性和以电容电压为同步信号时大不相同。TCSC只需经过几个工频周期就进入稳态,且不会产生振荡和超调。
TCSC模式切换通常在电力系统出现大的扰动(如短路故障)时为保持系统稳定而进行的,此时线路电流、电容电压等暂态波形变化剧烈,准确把握两者同向的时段并在该区间内触发导通晶闸管是该方法在工程中应用的关键。
4 结论
风格切换中优势凸显 篇11
受益于成份股以金融、原材料、能源等大盘股为主，新财富最佳分析师指数在本次风格切换中表现突出，优势明显。最佳分析师指数在2010年8月31日至10月15日期间累计收益率为12.9%，同期深成指、中小板指、沪深300以及巨潮A指分别为12.6%、2.7%、14.7%和9.2%，巨潮大盘、巨潮中盘、巨潮小盘分别为15.0%、6.0%和3.3%，最佳分析师指数涨幅居前（附图）。
最佳分析师指数相对巨潮A指、中小盘指数等获得较为显著的超额收益，主要得益于9月30日之后的大幅上涨。依据市场风格特征，以9月30日作为近期风格切换的分水岭，横向观察前后两个阶段的各指数收益率数据，最佳分析师指数在9月30日前，表现弱于其他指数，但在9月30日后，短短7个交易日内，即上涨近15%，与代表中盘股的巨潮中盘指数和代表小盘股的巨潮小盘指数相比，分别拉开10和12个百分点的差距（附表）。
模式切换 篇12
当前各种异构无线网络间的融合势必将是下一代无线网络发展的趋势, 异构无线网络间的协同合作能为用户提供更好的服务。若用户要在异构无线网络下实现无缝漫游将涉及到网络切换的问题, 包括水平切换和垂直切换, 尤其是垂直切换给融合网络体系架构下的切换管理带来了巨大的挑战。传统研究水平切换的切换判决算法考虑的因素相对单一, 虽然便于实施, 但是在垂直切换场景下有很大的局限性。在垂直切换场景下必须考虑其它很多因素比如网络资费、网络状况、用户偏好、终端特性以及用户附近网络的容纳能力等。因此在垂直切换的场景下为了更好的满足用户的业务要求, 我们需要一种更智能的垂直切换判决算法。
当前常见研究垂直切换的方法主要分为两类, 第一类采用基于RSS[1]及其相关信息的研究方法和第二类采用基于一些重要指标的研究方法, 但这两种方法都无法回避由于多径衰落带来的乒乓效应, 乒乓效应带来了不必要的切换, 虽然一些文献通过引入一些额外的机制 (滞留电平、驻留时间) 可以一定程度上避免乒乓效应, 但是随之带来的是切换时延的增加, 切换性能的降低, 一方面造成网络资源的浪费, 另外也增加了用户呼叫阻塞或业务中断的概率, 造成了用户业务体验满意度的下降, 而且考虑的因素简单, 垂直切换后不一定能满足用户业务的要求。第二类中采用层次分析 (AHP) [2]、灰色关联分析 (GRA) [3]、接近理想值排序 (TOPSIS) [4]、模糊逻辑[5]的研究方法都存在算法复杂度较高, 处理开销较大的问题, 对于计算能力有限的终端而言, 可行性较差, 而且处理过程的复杂也带了切换性能的损失。上述几类研究方法在制定垂直切换判决算法过程中都是以终端作为切换最小单位, 通常通过比较网络性能评价函数或者接入代价函数后将整个终端切换至目标网络。由于用户的业务众多, 这样就可能会造成切换后的网络不一定能很好的满足每种业务的Qo S要求。
鉴于上述问题, 本文将切换的单位细化到用户具体的业务, 提出一种基于业务切换的垂直切换判决算法, 并设计了一种基于业务切换的代价函数。由于垂直切换是典型的多属性多标准的判决问题, 我们还设计了一种垂直切换相关指标归一化的方法, 以便于业务比较候选网络的性能, 从而选择最适合的切换网络。并通过与传统基于代价函数的垂直切换判决算法对比分析, 验证本文提出的算法在业务Qo S保障上的优势。
1 基于业务切换的代价函数设计
制定合理和有效的切换代价函数对于垂直切换及时、准确的执行至关重要。我们已经分析了传统切换代价函数存在的不足, 因此我们制定了一种基于业务切换的代价函数。我们假设当前存在N个候选切换网络, 若采用传统基于代价函数切换判决算法, 最终选择的目标切换网络具有最小的代价函数值, 切换网络判决选择的过程可用公式1表示:
其中Cn为接入网络n的代价函数。由于终端通常包含多种业务, 因此我们定义, Csn为用户从网络n请求业务s的代价函数, 为了考虑到每种业务的Qo S要求, 我们定义Csn用公式2表示:
, Qns, i为业务s关心的网络n的Qo S参数i的归一化表示, ws, i为对应参数的权重, 反映参数i对于业务的重要性。本文的研究重点不在参数权值的确定上, 下面涉及到权值取值时我们选取参考文献[6]中相关参数权重的取值。
由于异构无线网络的不对称性, 即使是相同的网络参数的取值范围也不尽相同, 例如当前3G网络的带宽的范围是 (0~3) Mbit/s, 而IEEE 802.11的WLAN的带宽范围在 (0~54) Mbit/s。由于本文采用的代价函数是线性加权相加, 显然取值范围较大的参数对代价函数的结果的影响要比参数取值范围小的对最终结果的影响要大。若不对异构无线网络的相关参数归一化处理, 那么直接比较各个网络的代价函数就会毫无意义。因此为了得到准确的网络代价函数值, 我们有必要在进行垂直切换判决前对不同网络的相关参数进行归一化处理。
我们首先将网络参数进行分类。根据对网络性能的影响把网络参数分为两类:
(1) 参数值越大, 网络性能越好, 例如网络带宽、信号强度、安全性等。
(2) 参数值越大, 网络性能越差, 例如网络时延、时延抖动、阻塞率、丢包率等。
对这两类网络参数要采用不同的归一化方法。我们以网络n为例, 来讨论参数归一化方法。我们设定imax和imin分别为参数i的上限值和下限值, N (i) 表示对参数i归一化处理。经过归一化处理后显然有Qns, i=N (i) 。
若i为第一类参数, N (i) 分为三种情况进行处理:
若i为第二类参数, N (i) 分为三种情况进行处理:
通过文本提出的参数归一化方法, 将不同网络的参数归一化到一个相同的区间范围内, 这样再将这些参数代入代价函数进行计算比较才有意义, 一定程度上保证了根据代价函数值作为切换依据的准确性。
2 算法介绍
传统基于代价函数的垂直切换判决算法, 把终端作为切换的最小单位, 通过比较各个网络的代价函数, 选择代价函数最小的网络作为切换网络。由于用户业务种类繁多, 加上每种业务对网络性能又有不同的要求, 比如常见的语音业务就对时延很敏感, 而数据业务对网络带宽的要求较高。然而由于当前各种无线网络的异构性和不对称性, 没有哪一种网络能够全部很好的支持种类繁多的业务。比如蜂窝移动通信网络就适宜承载对时延要求较高的语音业务, 而WLAN网络适宜承载对数据传输速率要求较高的数据业务。若采用传统基于代价函数的垂直切换判决算法, 通过判决选择后的切换网络只能是整体上的一个最优结果, 但是并不能保证当前用户每个业务都能得到很好的Qo S保障。而且这种算法将终端作为最小单位, 经切换判决后通常选择性能最优的网络作为目标切换网络后, 终端中包含的所有业务都将切换至目标网络中, 这样势必容易造成被选择网络负载的急剧上升, 进而导致用户业务请求阻塞率的增加。因此本文提出一种基于业务切换的垂直切换判决算法, 希望让用户的每个业务都能选择到满足业务Qo S要求的网络, 同时也充分利用当前各种网络, 将业务负载分担到各个网络中以缓解网络负载的压力。算法的流程图如图1所示。
下面我们通过具体的例子来介绍该算法的切换判决过程, 我们假设终端当前处于3G和WLAN重叠覆盖的区域内, 当前终端执行的业务只有语音业务 (Voice Services) 和数据业务 (Date Services) , 只考虑网络时延 (Delay) 和网络带宽 (Bandwidth) 这两种网络参数。
若这两种业务的优先级相同, 那么网络切换的代价函数为每个业务的代价函数之和。
表示用户向3G网络请求语音业务 (Voice Services) 时带宽的权重, 为3G网络为用户提供语音业务 (Voice Services) 时带宽经过归一化处理的规范值, w3GD-D表示用户向3G网络请求数据业务 (Date Services) 网络延时的权重, Q3GD-D为3G网络为用户提供数据业务 (Date Services) 时网络延时经过归一化处理的规范值。WLAN网络的相关表示含义类似。通过计算各个网络的代价函数值选择代价函数值最小的网络作为最终目标切换网络。这种情况下和传统算法一样也只能得到一个整体最优的结果。
若语音业务的优先级比数据业务的优先级要高 (优先级可以由用户在终端自行设定) , 则首先让语音业务进行网络的判决选择。由于网络的时变性, 当语音业务执行切换后, 必须更新相关信息 (网络参数重新采集及归一化) 后, 才对剩余业务进行网络的判决选择。这种情况下语音业务的代价函数计算过程如下面的公式所示。
这时语音业务根据业务函数的计算结果选择目标切换网络, 等语音业务执行完切换后, 数据业务再根据更新后的信息进行计算判决。计算过程和上面一样, 不再赘述。
3 算法分析
由于传统基于代价函数的垂直切换判决算法都以是终端为最小的切换单位, 通过判决算法选择的网络只能是整体上的一个最优结果, 因此文本提出把业务做切换的最小的单位的初衷是想在实行切换时考虑的更全面, 希望能根据每个业务的特性选择最优的网络。下面我们来分析本文提出的算法是否较传统算法有上述优势。
我们仍以上面的网络环境和业务类型来举例分析。
若采用传统基于代价函数的垂直切换判决算法, 那么接入3G网络的代价函数可用公式7表示:
假设语音业务和数据业务优先级相同, 则采用我们设计的基于业务的代价函数, 接入3G网络的代价函数可以用公式8表示:
通过比较公式7和8我们不难发现终端从3G网络获取的总的带宽和总的时延的归一化值为语音业务和数据业务从3G网络获取的带宽和延时的归一化值之和。可用公式9和10表示:
如果我们考虑一种特殊情况:wB3G=w3GV-B=w3GD-B且wD3G=w3GV-D=w3GD-D, 这时基于业务切换的代价函数表示如公式11所示:
将公式9和10带入公式11, 我们可以发现:
;对于WLAN网络在这样在特殊情况下, 也会有这种特殊现象:
通过以上分析, 我们可以发现当满足一定特定条件时传统的基于终端切换的代价函数是本文提出的基于业务切换的代价函数的子集, 因此若采用本文提出的基于业务切换的代价函数相比采用传统的基于终端切换的代价函数的适用范围更广。
下面我们进一步分析基于业务切换的判决算法和传统的基于代价函数的判决算法在满足业务Qo S要求上的优劣。
我们以语音业务在上述网络环境和业务背景下的Qo S要求满足情况来举例分析。我们假设一种特殊情况:
采用传统的代价函数来计算各个网络的切换代价。
如果代价函数的计算结果为:CTWLAN
若在这样的情况下:
我们可以得出以下结果: (CTWLAN=CWLAN) < (CT3G=C3G) 且CWLANvioce>C3Gvioce。若此时我们采用传统的基于代价函数的判决算法, 那么此时整个终端的业务都将切换到WLAN网络中, 而语音业务并没有切换到能够给它提供最好Qo S保障的3G网络中, 因此传统的切换算法并不准确, 也证实了我们上面关于这种算法只是整体上的最优并不能保障每个业务得到最好的Qo S保障的假设。这也从侧面体现了我们制定的基于业务切换的判决算法的优点。
4 仿真结果
4.1 仿真环境
采用传统基于代价函数的垂直切换判决算法确定目标切换网络后, 终端中所有的业务将会切换至目标网络。一旦被目标切换网络拒绝, 那么所有业务请求都将被阻塞。由于本文提出的算法将切换单位细分至单独的业务, 那么用户的业务请求有可能只会是部分被阻塞, 这样相比前者能更好的保障用户的满意度, 同时也能一定程度上缓解网络的负载压力。
假设当前用户由网络的边界进入到Network1 (3G) 、Network2 (WLAN1) 、Network3 (WLAN2) 重叠覆盖范围内, 如图2所示:
关于网络阻塞率的数学模型, 参考文献[7]中提出的网络阻塞率的数学模型研究两种算法在垂直切换场景下对网络阻塞率的影响, 网络阻塞率公式如19所示:
其中Nn=Bn/D, Bn为网络带宽, D为用户业务平均传输速率。λ/µ为当前切换业务负荷, λ为切换业务的达到率, µ为切换业务的离去率, λ和µ服从泊松分布。ρn=θnλ/µ为有效切换业务负荷, θn为用户切换至网络n的业务的百分比。对于传统基于代价函数的垂直切换判决算法, 由于在确定目标切换网络后, 终端中所有的业务都将切换至目标网络, 因此此时θn=1。由公式19, 我们不难计算两种算法下的网络阻塞率。
为采用传统基于代价函数的垂直切换判决算法下切换至网络n时的网络阻塞率, 为采用本文算法下切换至网络n时的网络阻塞率。假设重叠覆盖范围内的每个用户都包含相同种类的业务, 业务平均传输速率相同。根据上述公式, 我们可以计算出两种算法下用户业务请求的平均阻塞率 (The average of blocking rate) 。对于传统算法, 由于θn=1, 因此有:
其中P1、P2、P3分别为用户切换至Network1、Network2、Network3的概率, 并且p1+p2+p3=1。由于本文提出的算法将切换最小单位细分到业务, 在执行切换时用户业务有可能只会被其中某一个网络承载或者用户业务负载分担到三个网络中, 对于前者此时Bave-T=Bave, 对于后者此时的用户业务请求的平均阻塞率为:
下面我们结合实际的网络环境, 利用MATLAB仿真软件对上述两种算法下的网络阻塞率和用户业务请求平均阻塞率进行仿真。由于网络的时变性, 网络能为切换请求分配的可用带宽随时变化, 本文让Nn在 (1~BnD) 范围内随机取整数值。加之在切换网络选择上的随机性, 本文让pn和θn在 (0~1) 范围内随机取值, 且p1+p2+p3=1, θ1+θ2+θ3=1。通过10000次的仿真计算得出两种算法下的网络阻塞率和用户业务请求平均阻塞率的结果。相关网络参数的设置如表1所示。
4.2 仿真结果
仿真结果如图1、2、3所示:
从图1和图2我们可以发现随着λ/µ (切换业务负荷) 的增加, 网络的阻塞率也随之上升, 我们还可以发现在切换业务负荷较重的情形下, 本文算法下三个网络的阻塞率都低于传统算法下三个网络的阻塞率, 这也从侧面反映了本文算法相比传统算法在缓解网络负载压力上的优势。在图3中, 反映了两种算法下的用户业务请求平均阻塞率, 显然本文算法下的平均阻塞率小于传统算法下的平均阻塞率, 换而言之本文算法相比传统算法能更好的保障用户的业务请求的满意度。通过上述仿真结果, 很好的验证和支撑了我们上面的分析。
5 结论
在本文中, 我们提出一种基于业务切换的垂直切换判决算法, 设计了一种基于业务切换的代价函数以评价接入候选目标网络的代价。通过数学分析证明了本文提出的基于业务切换的代价函数比当前基于终端切换的代价函数适用范围更广, 后者只是前者在满足一定特定条件下的特例。最后通过仿真分析验证了本文算法相对传统算法在保障用户业务请求满意度和缓解网络负载压力上的优势。
摘要：在下一代异构无线网络环境中, 为满足在异构无线网络架构下采用不同切换方式的垂直切换请求, 我们提出一种基于业务切换的垂直切换判决算法, 并设计了一种基于业务切换的代价函数。通过数学分析和在UMTS/WLAN融合的网络环境下对该方案的切换失败率的仿真分析, 证明了该方案在支持终端的移动性、保障用户业务请求满意度以及缓解网络负载压力上相比传统基于代价函数的垂直切换判决算法更具优势。
关键词：异构无线网络,垂直切换,代价函数
参考文献
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