复杂波形信号（精选7篇）
复杂波形信号 篇1
复杂波形信号产生器广泛应用于现代雷达系统中,是雷达频率综合器的核心部件之一,其性能的好坏直接影响雷达系统的探测能力与精度。随着雷达技术的不断发展,其探测能力与精度不断提高,具备目标分类与识别能力,并且高分辨率SAR成像雷达也得到了广泛的应用。这些应用需求对复杂波形信号产生器提出了更高的要求,要求其具有多种复杂波形信号产生能力、更宽的信号带宽、具有更高的信号线性度、较低的相位失真、波形捷变能力、较低的相位噪声和杂散电平指标[1,2],因此对复杂波形信号产生器进行研究非常有意义。
1 设计方案
随着大规模集成电路技术和工艺的快速发展,目前复杂波形信号几乎全部采用数字技术实现,主要有直接数字频率合成(Direct Digital Synthesizer,DDS)和直接数字波形合成(Direct Digital Wave Synthesis,DDWS)两种方式。DDS和DDWS两种方式都具有频率分辨率高、跳频速度快、相位噪声性能好、能够产生多种复杂波形信号、波形控制与产生灵活等诸多优点,但这两种方式都受到目前D/A转换器最高工作时钟的限制,导致其输出带宽受限,目前主流的DDS和DDWS输出频率都在L波段以下,再考虑到实际工程应用中对其输出信号的谐波与杂散指标都有一定的要求,其有效利用带宽将进一步受限,另外,DDS和DDWS的窄带杂散指标好,但是其宽带杂散指标较差。所以,单纯的DDS或DDWS方式仅适合窄带应用场合,在高性能宽带应用场合必须采用相应的扩频技术对DDS或DDWS方式产生的窄带信号进行带宽扩展,从而最终产生宽带复杂波形信号[3]。
目前,扩展带宽的方式主要有“DDS+微波宽带倍频”和“DDWS+模拟正交上变频”两种方式;前者的主要原理是采用低噪声微波宽带倍频器对DDS输出的窄带信号进行倍频,从而产生宽带复杂波形信号,最终输出信号带宽扩展为DDS输出信号带宽的N倍,这种方式对信号质量的影响主要是,最终输出信号的相位噪声和杂散指标与DDS输出相比会恶化20lgN,由于DDS相位噪声与窄带杂散较好,只要倍频次数不是太高,这种指标恶化在大部分应用中是可以接受的;后者的主要原理是采用正交调制器将DDWS产生的相位相差90°的I、Q两路基带信号调制到一定的载波上,从而产生两倍于DDWS输出信号带宽的复杂波形信号,这种方式对信号质量的影响主要是由于I/Q模拟基带直流偏置误差会引起较大的载波泄露以及由于I/Q模拟基带幅度与相位误差会造成边带抑制特性较差,这会导致在最终输出信号中出现幅度较大的杂波信号,在某些应用中会导致系统性能明显下降。
根据以上分析,设计最终采用“DDS+微波宽带倍频”方式实现复杂波形信号产生器。DDS工作时钟频率为2.8 GHz,DDS输出信号中心频率为1 GHz、最大信号带宽为250 MHz,然后经过两次2倍频将DDS输出信号倍频到4 GHz、带宽扩展为1 GHz。复杂波形信号产生器原理框图如图1所示。
2 设计实现
复杂波形信号产生器硬件主要由DDS信号产生电路和微波宽带倍频电路两部分组成。DDS信号产生电路主要由2.8 GHz锁相源、DDS芯片、FPGA芯片等组成,DDS芯片是该电路的核心器件。选用的是Euvis公司的高速DDS芯片DS875,它的系统时钟频率高达2.8 GHz,内部集成11 bit高速DAC,具有30 bit频率控制字,具有11 bit相位控制字,DS875输出频率为1GHz时,其偏离载频1 kHz处的相位噪声指标可以达到-100 dBc/Hz,在250 MHz输出信号带宽内其杂散指标优于-55 dBc。DS875采用LVTTL/CMOS高速并口控制,频率和相位的更新速度最高可达8个系统时钟周期,从而保证DDS输出复杂波形信号的线性度优于10-4。
微波宽带倍频电路主要由倍频器、带通滤波器、放大器、匹配电路等组成,为尽量保证宽带信号的带内特性,选用具有良好宽带特性的微波无源二倍频器和宽带放大器,另外,带通滤波器的带内特性也会对宽带信号的相位特性造成恶化,在设计中对带通滤波器的群延时特性进行了严格控制,保证带通滤波器的群延时变化在可以接受的范围之内,从而确保最终输出宽带复杂波形信号的性能指标[4]。
3 测试结果
该复杂波形信号产生器输出信号载波频率为4 GHz,输出信号带宽最高可达1 GHz,能够产生各种带宽和时宽的线性调频信号、非线性调频信号、相位编码信号、以及简单脉冲调制信号和点频连续波信号等[5,6],不同波形信号之间的切换时间<100 ns,输出信号相位噪声优于-85 dBc/Hz,输出宽带信号杂散电平优于-42 dBc。复杂波形信号产生器输出信号测试曲线如图2～图7所示,所用测试仪表为Agilent E5052B信号源分析仪和DSO91304A数字存储示波器。
4 结束语
研制结果与测试数据表明,设计的复杂波形信号产生器性能指标优良,并且经过误差修正系统对信号线性度和相位进行修正后,可以保证最终输出波形信号具有接近理想波形的线性度和相位特性,在雷达系统的应用中可以保证系统获得良好的脉压与处理结果。
摘要：介绍了一种复杂波形信号产生器的设计与实现,采用高速直接数字频率合成器产生各种复杂波形信号,并且通过微波宽带倍频器对DDS产生的复杂波形信号进行倍频,从而实现对DDS输出信号带宽的扩展,最终产生各种宽带复杂波形信号。文中介绍了设计方案与实现方法,并研制出工程样机。最终设计的复杂波形信号产生器能够实现线性调频、非线性调频、相位编码等多种复杂波形信号,输出信号带宽最高可达1 GHz。
关键词：复杂波形信号,频率综合器,DDS,LFM,NLFM
参考文献
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基于AD9954的复杂波形产生 篇2
随着现代电子科技技术的进步, 在现代雷达和通信领域, 对于信号源提出了越来越高的要求, 不仅要求频率精确、稳定度高、频率切换快捷, 同时也对于信号源的形式要求越来越复杂, 复杂信号在信号源中的应用时非常广泛和重要的。例如在通信领域会FSK、PSK等是非常常见的信号调制形式, 由于雷达的发射信号需要具有多种多样的形式, 因此也对于雷达的频率源提出了各种各样的要求, 例如单频信号、线性调频信号、非线性调频信号等。本文提出了一种基于DDS技术在复杂信号产生的应用, 通过对AD9954这个DDS器件的动态配置, 实现一些复杂信号的产生。
2 AD9954的原理与结构
高集成度的DDS器件AD9954是采用先进的DDS技术开发的, 如图1所示的原理框图。该芯片时钟为400MHz, ;功耗200m W, 合成技术高达160MHz, 功耗2W, 它使得设计者为了在功率敏感的应用中在更高的频率输出进行快速调频而采用DDS。速度高、性能优的14位DAC内置于AD9954中, 其中含有1024×32的静态RAM, 能够实现信号的快速调制, 支持几种高速的扫频模式和精细的调频分辨率 (32位频率调谐字) 。并且能提供自定义方式的线性扫频, 使用线性扫描、非线性扫描的功能控制频率相位的调谐, 其中频率的调谐、相位控制字都是通过串行口I/O加载到AD9954的, 可以实现多个芯片同步。
3 基于AD9954复杂信号的产生
3.1 单点信号。
单点信号作为最普遍最常用的信号, 通过对AD9954的内部的寄存器进行配置而输出单点信号, 它是AD9954最基本的工作模式。为了实现单一频率的输出, 需要确定其频率和相位, 在寄存器FTW0中写入频率控制字, 在寄存器POW0中写入相对应的相位控制字, 从而单点信号的频率确定、相位输出都能够实现。
频率控制字的公式和相位控制字的公式为:
3.2 线性调频信号。
线性调频信号是一种发射脉冲信号在信息脉冲持续时间T内作线性变化, 其瞬时频率随时间作线性变化。它的变化规律如:ω (t) =ω0+ut
其中ω0是载波频率的初始值, u为常数, 所以它的瞬时相位φ (t) 以及它在信息脉冲持续时间T内的s (t) 的表达式分别如下:
AD9954实现线性调频信号的产生是通过对其内部的寄存器的配置来实现的。置控制寄存器的CFR1的21位为1, 将线性调频的起始频率写入FTW1, 终止频率写入FTW2, 线性扫频的步长通过线性扫频控制字来配置。
3.3 非线性信号。
相对于线性信号来说, 非线性信号对其旁瓣抑制较高, 可以避免由于加权引起的信噪比损失, 从电路上来讲, 非线性信号的产生是通过高速控制的电路不断的改变扫频斜率, 用多次分段逼近非线性调频信号。通过AD9954来实现非线性信号的产生, 是采用波形存储法实现的, 波形存储法是将波形数据样点预先计算好, 写入高速存储器中, 信号产生时依次读取, 再经数模转换和低通滤波得到所需信号。由于线性调频信号的容易实现和非线性调频信号频率随时间非线性变化的特点, 因此可以将非线性调频信号作为数段线性调频信号的合成来处理。将形成非线性信号的数据存储到ROM中, 一次性将它们读取出来。
4 DDS的硬件电路
硬件电路的控制核心为FPGA, 复杂信号产生电路是通过串口的同步对AD9954进行配置来实现的。其硬件框图如图2所示, 其中FPGA为虚线框所示的。FPGA中分为逻辑控制, RAM和并串转换三个功能模块。命令信息由外部接口传送, 由逻辑控制模块进行接收:访问哪个RAM区域, 从而实现两种模式数据的访问, 都是根据这些由外部传来的命令信息确定的。配置数据的三种模式则预先存储在RAM中。并串转换是将RAM中数据并行转换成串行的模块, AD9954的配置在串行时钟下进行。AD9954最终输出为复杂信号, 其中经过平衡与不平衡的转换, 成为单端信号, 再经过滤波与放大, 输出复杂信号。
电路的硬件分为三部分:第一电源, 该系统使用电源模块将电压转换为+5V, 因此将+5V电压直接用在波形产生单元中。AD9954, 其工作电压为+1.8V;可编程器件EP1C3T144I7, 其管脚电压是+3.3V, 核内电压是+1.5V。为了保证芯片不被突发的电源变化所损坏, 我们使用了三端稳压器———LM1117IMPX-3.3, 将电源电压稳定在了+3.3V, 而不是直接使用+3.3V的电压工作。另外为了防止电源上的纹波带来的杂散而引起的频率合成器性能变差, 我们还在电源的输入与输出的地方设计了滤波电容来消除电源纹波, 因为为了保证它们在工作的时候不相互干扰, 对于数字部分和模拟部分的电源需要采取分离措施, 我们采用了数字模拟分别供电的方式。第二外围电路———信号的输入电路和信号的输出电路。信号的输入电路我们使用差分输入, 这样可以使AD9954自身的性能提高, 因此传输线变压器将输入的40MHz信号先经过平衡处理, 再通过电容进行隔直, 最后送给AD9954。, 输出的电路同样也采用了差分的方式输出信号, 其作用是抑制信号的杂散和提高信号相噪性能。第三设计控制电路。主要是围绕芯片FPGA进行外部电路配置, 包括晶振的选择, 与外部RAM的连接采用并行连接的方式, 将DDS的各种模式写入到FPGA的RAM中, 通过控制电路来实现对DDS部分的信号输出控制。
结束语
在频率综合器中使用DDS的技术, 能产生各种复杂信号, 其输出波形的频率、幅度、相位都可以通过控制电路实行精确的控制, 在其它雷达信号中的一些特殊要求, 通过改变某些电路的参数和控制电路的软件及硬件也可以满足, 因此可以得到广泛的应用。
随着大规模数字集成电路的迅猛发展, 将会不断涌现出更多更好的数字频率合成芯片, 运用好我们所掌握的技术, 并把它充分发挥好, 必将使DDS技术在未来的电子战、信息战当中更具生命力。
摘要：基于直接数字频率合成DDS的优异性能, 提出了采用AD9954芯片作为整个系统的信号输出芯片产生复杂信号的设计方法和实现过程, 并简要的给出了在各种模式下AD9954的内部寄存器的配置方式, 最后给出了硬件的实现框图和信号的实现流程。
关键词：DDS,AD9954,线性调频
参考文献
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[6]吴继华, 王诚.AL TERA FPGA/CPLD设计[M].北京:人民邮电出版社, 2005.
岩体声发射信号波形变化特征分析 篇3
岩体从稳定到破坏的变化发展阶段会发出不同的声发射信号,岩体声发射信号波形在一定程度上反映了岩体结构特征及其破坏过程,根据波形特征可对岩石(或结构)的检测结果进行稳定安全评价。声发射监测的目的在于发现岩体和得到有关岩体周围尽可能多的信息,通过对监测到的声发射信号波形分析,可以得到岩体(石)内部声发射源的大量信息。找出声发射源的位置、了解它的性质、判断它的危险性,能很好地跟踪岩土安全动态变化过程,为安全生产提供预报信息,减少损失,也为采场的安全管理提供一种科学简便的新方法。
1 声发射信号波形的采集
1.1 室内岩石声发射信号波形测试系统
试验时选取白银公司某矿节理裂隙少、未风化的岩石石英角斑凝灰岩样,将其加工成4个Ф 50 mm×100 mm的圆柱体,放在MTS刚性材料试验机上试验,如图1所示。
试验时保持加载过程与声发射监测同步。对加载系统采用轴向变形位移控制加载,变形速率为10～6 m/s,加载过程中用DYF-1型智能声发射仪监测声发射参数。监测过程中,声发射仪能自动将监测数据及时保存在特制的“RAM盘”中并通过计算机的输出接口将仪器中保存的数据资料传输给计算机,以便进一步处理、统计数据。试验研究的目的在于确定岩石变形破裂过程中声发射信号波形的特征规律和变化趋势。
1.2 室内测试岩石声发射信号波形
试验岩石声发射信号波形较多,部分岩样声发射原始波形如图2所示。
1.3 现场监测岩体声发射信号波形
某矿主体采矿方法为机械化上向巷道式尾砂胶结充填法。中段高度为60 m,采场一般沿走向布置,长为100～150 m。矿石包括块矿和浸染矿2种类型。采场矿岩节理、断层发育,块矿较稳固,但凝灰岩、浸染矿及其与块矿接触带岩性较差,开采过程中地压显现十分复杂,采场冒顶片帮事件频繁。尤其是在穿脉与进路的岔口和浸染状矿体内断层处更为明显。采场失稳主要受结构面及节理控制,针对该情况,笔者应用岩体声发射监测技术,对该矿部分采场实施冒顶片帮监测预报。
岩体声发射活动信息的采集是通过AE传感器实现的,采场内共布置3个传感器,1620分层750巷道式采场测试方案及测点布置如图3所示。
图3中,在靠近3条进路工作面各布置1个监测探头,由于矿岩分布的差异,1#测点布设在块矿中,而2#、3#测点分别布置于浸染矿和凝灰岩中。采场E3进路监测期间抽样的岩体声发射波形如图4所示。
2 噪声信号的数据采集
在现场监测过程中,存盘记录数据文件共计77组,其中包括一些噪声信号。现场监测接收到的噪声波形主要有:电火花源噪声波形、爆破噪声波形和凿岩噪声波形,如图5所示。
3 声发射信号波形分析
3.1 室内声发射波形分析
室内岩石试验声发射信号波形较多,这里只分析岩样抽样的声发射信号波形。声发射信号是直接反映岩体自身变化的动力学参数,为检测岩体的稳定性提供客观标准。不同类型的岩石,随着应力的增加破坏程度加剧,体积膨胀增大加速,声发射不连续现象明显增大,临近破坏时声发射频度达到最大值,大振幅的声发射信号明显增多。
一个声发射信号通常由若干个不同类型的波组成,图2说明了在不同的破坏阶段,声发射信号的波形是不同的:由于岩体的不均匀性和各向异性,不同类型的波在介质中具有不同的速度,随着传播距离的增加,其波阵面就会分离,由于受到岩石界面的多次反射和折射,也会产生更多的波成分,所以接收和放大以后得到的声发射信号通常是一种复杂化了的波形。图2也表明,在不同的测试阶段,声发射信号的最大幅值发生变化,幅值包络图呈现不同形状,包络图前沿有缓陡差异;波形形成时间的延迟不同,在时间轴上波形展开长度也不同;声发射事件的持续时间在0.15～10 ms之间,信号最大振幅(峰-峰值)变化的范围很大,可以从几毫伏到10 V,振幅变动为10～20倍,信号的间隔时间一般在几百毫秒以上。随着应力的增加,主频带有向较高频率移动的趋势,波形随时间轴展开逐渐变长,随着信号传播距离的增加,幅值降低,这种信号越多,说明岩石越接近破裂。
3.2 现场声发射波形分析
从图2和图4可看出,监测期间抽样声发射信号波形规律与室内声发射波形规律一致,岩体受力破坏过程是一个能量累积过程,也是声发射事件经历活跃期、沉寂期、复活期的过程。图4(b)中很清晰地显示出稳态岩体的声发射是一种比较平稳的随机信号,说明该状态岩体内部暂时没有新的损伤扩展,岩体承受的压力还没有超过岩石的极限承载力,此时声发射主频较低,这也与声发射参数统计结果相符,这种信息可以作为岩体稳态的信号特征;图4(c)说明岩体处于发展变化阶段,波形从图4(b)到图4(c)幅值逐渐增加,波形在时间轴相对延迟;图4(d)随着时间轴伸展,波形幅值逐渐增大到最大后降低,这说明岩体处于危险阶段,这时就不能麻痹大意,很多事故发生在这一阶段,应引起注意。
3.3 现场噪音信号波形分析
从图5可看出噪声波形幅值突然增加,然后很快降低平静下来,能量的衰减较快,现场测试的不同噪声信号波形随时间轴延迟相差不大,噪声信号的不一致性在2个相邻的层按照倍率关系递减。
现场声发射信号波形显示出岩体的发展经历了危险阶段——稳定阶段——破裂阶段——危险阶段——稳定阶段的循环往复,同时波形也揭示了在现场监测过程中存在的环境噪声信号使真正的岩体声发射信号波形变得较为复杂。
4 结语
声发射波形分析能够很好地显示:(1) 岩石从稳定阶段到破裂阶段所产生的声发射信号的最大幅值从低到高、包络图由缓变陡、持续时间有短及长;应力逐渐达到或超过破坏强度时,岩体释放较多能量,这时岩体开始出现大的和不连续的裂缝。 (2) 声发射活动较弱时频率越靠近低频,声发射活动显著时频率越靠近高频;随着信号传播距离的增加,振幅降低。 (3) 岩石破裂过程中的状态不同,声发射的主频不断发生变化,声发射事件波形随之波动,波形特征逐一表现出来,信号表现的高频的噪声信息和信号表现出来的低频声发射信号也一一显示出来。
总之,通过对室内和现场的波形分析表明,波形分析方法是一种完全基于时域的分析方法,信号在时域某个时刻发生的变化,会引起岩体内部微结构的变化,岩体内部微结构的变化更能反映出岩体破裂过程变形的特征规律。从声发射信号得出岩石变形破裂过程中的特征规律,可以有效预测预报岩石的稳定状态和发展趋势,使工程实践更具可靠性。
摘要：文章通过对室内和现场采集到的岩体声发射信号波形分析,寻找到岩体在外界因素影响下从稳定状态发展变化到破裂阶段的波形变化规律,可用以判断岩体的危险性。该规律为采场、隧道工程的安全施工提供了可靠的预报信息,有一定的实际意义。
关键词：岩体,声发射,信号,波形分析
参考文献
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复杂波形信号 篇4
在现代战场上, 敌我双方都要快速并准确地完成对对方目标信息复杂、精确的处理分析, 因此所发射的侦测信号应具有大的时宽带宽积, 从而可以获得较高的距离分辨力和速度分辨力, 并且能够激励出目标的其他特征。这就要求所发射的信号具有复杂多变的波形和良好的隐蔽性。
具有大时宽带宽积是实现信号脉冲“压缩”的必要条件, 而具有宽频带是混沌信号的特征之一, 因此混沌信号具备成为脉冲压缩信号的基本条件。不仅如此, 由于混沌信号本质是确定性和随机性的统一, 即对于信号发射方而言, 混沌信号由确定性系统产生, 而对于敌方而言混沌信号表现得近乎随机, 所以混沌信号作为侦测信号具有更强的生存能力。波形大多具有较为理想的“图钉”形的模糊函数, 主副瓣比较高, 且其ECCM性能也令人满意。文中针对产生连续混沌波形信号的失谐耦合型考必兹宽带混沌电路进行分析, 对比不同耦合方式的混沌电路并仿真出混沌信号的模糊函数图。结果表明, 具有连续混沌波形的信号具有良好的距离和速度分辨率, 同时也提高了侦测信号的LPI性能。
1 连续混沌信号
连续混沌信号具有大时宽带宽积和尖锐的自相关函数, 如果可以直接将连续混沌信号作为雷达载波, 将彻底颠覆目前雷达信号的性质及其产生方式。对敌方而言, 对混沌雷达信号的截获和干扰将遇到极大困难, 从而使我方占据主导战场的优势。目前的雷达信号产生模式是将中频信号经过调制成为高频信号, 再由脉冲调制成发射信号。而混沌雷达载波信号的产生过程为高频宽带混沌振荡器经过带通滤波输出高频信号, 再经过脉冲调制转换成雷达发射信号, 可以明显看到, 这两者的区别是本质性的。
宽带连续混沌信号可以直接通过混沌振荡电路来产生。目前已有多种十分成熟的混沌振荡器, 其中最为著名的是1983年由华裔科学家蔡少堂 (L.O.Chua) 教授提出的Chua电路[1]。Chua电路结构上比较简单, 但具有丰富的混沌特性动力学特性, 所以一直以来都是研究的热点。由于非线性电阻结构上的限制, Chua电路输出信号的频率并不高, 因此不能直接用于雷达信号, 但作为最初的混沌信号发生器, Chua电路仍具有很高的研究价值。
在混沌信号振荡器的研究方面, 蔡少堂的学生, 爱尔兰学者Kenndey研究了考必兹 (Colpitts) 电路的混沌特性并提出改进[2,3]。在国内, 南京理工大学的宋耀良教授提出失谐耦合型考必兹宽带混沌电路[4]。这种电路生成的混沌信号在带宽和频谱的平坦度上都有很大的提高, 为混沌雷达载波信号的实现奠定了良好的基础。
2 Colpitts宽带混沌电路及改进
2.1Colpitts混沌电路
为了提高混沌信号的频率, 爱尔兰学者M.P.Kennedy分析了Colpitts电路的混沌特性。其中的非线性器件是三极管, 比构造Chua电路所用的运算放大器的截至频率要高得多, 因此Colpitts振荡器能产生Chua电路频率高的多的混沌信号。
Colpitts振荡器是一个三阶LC振荡器, 其中的非线性元件是三极管, 在电路中共基极连接, 稳态时三极管状态放大区和截至区之间变化。为了提高Colpitts振荡器的稳定性, 通常在三极管的射极上加上具有负温度系数的恒流器件, 工程上Colpitts电路一般是单电源供电。
Colpitts振荡器的状态方程为:
, (1)
式中, f (VC2) =ISexp (-VC2/VT) 为三极管b-e结电阻RE在工作点附近的特性的函数。在Multisim环境下进行电路仿真, 元件参数选择L=100 μH, C1=C2=56 nF三极管选择2N2222, 令电阻R的阻值从0逐渐上升, Colpitts电路的状态变化依次为:单一频率振荡——多谐波振荡——混沌振荡——多谐波振荡——停振。将电路调谐到混沌振荡状态, Colpitts振荡器的频率相对较高, 但频谱的平坦度达不到要求, 实际上不存在实际的利用价值, 但它为真正的可以利用的混沌振荡器的出现提供了一种重要的思路, 所以具有很高的理论价值。
2.2多级耦合的Colpitts振荡器
为达到了拓宽信号频带的目的, 可以将多个不同中心频率的Colpitts振荡电路耦合级联起来, 从而得到真正意义上的宽带混沌振荡电路。由于是以Colpitts振荡电路为基础, 所以级联电路具有高的振荡频率, 而且耦合级数越多, 信号频谱的平滑性越好。多级耦合型Colpitts振荡器原理为第一级Colpitts电路之后经过某种耦合到达第二级Colpitts电路, 以此类推直到第n级Colpitts电路, 实际上, 在不同的耦合方式下, 可以得到性能不同的混沌信号[5]。本文仅给出多级电容耦合的振荡电路的仿真结果, 从而说明该电路的优越性及实际利用价值。
多级耦合的Colpitts电路充分发挥了Colpitts电路振荡频率高的优势, 而且, 由于各级电路间的相互影响, 多级耦合输出信号的频谱不是单纯的频率叠加, 而是有更多的频率分量产生, 从而提高了信号频谱的平坦度。这里以三级电容耦合为例作仿真试验, 目的是展示多级失谐耦合Colpitts电路输出信号的特点, 同时比较不同耦合方式的差异。图1给出了在Multisim环境下实现的三级电容耦合Colpitts电路仿真图, 示波器标志指向的是数据采集的节点, 各级Colpitts电路的中心频率可用式2计算。
将上述电容耦合Colpitts振荡器电路的耦合方式换作二极管, 虽然这两个电路的差别仅仅在于耦合方式不同, 但由于二极管是非线性器件, 因此二极管耦合使电路的非线性成分增加, 相应的输出信号频率分量进一步增加。
3仿真结果分析
图2是三级电容耦合电路输出信号的频谱, 与单级Colpitts电路相比, 三级电路的信号频带展宽增大, 三个峰值对应三级Colpitts电路的中心频率。实际上, 随着级数的增加, 多级耦合Colpitts电路输出的信号会有更宽的频谱, 最高频率由所用三极管的截至频率决定, 选用高频三极管可以实现GHz级的混沌振荡器 (本实验只实现了百兆级) 。通过改变电路参数和耦合方式, 例如换作二极管耦合电路输出信号的频带将会更宽, 更平坦, 从而可以得到满足要求的高频宽带混沌信号。
令振荡器输出信号通过带通滤波器, 可以得到具有脉冲压缩特性的雷达信号。图3是经带通滤波后混沌信号的模糊图。由图3可见, 宽带混沌振荡器能够产生连续混沌的雷达信号, 而且具有图钉形的模糊图。
Colpitts混沌振荡器可以输出高频混沌信号, 但不能保证频带足够宽, 而多级耦合Colpitts混沌振荡器可以弥补这一缺点, 仿真实验显示这种方案可以得到频率足够高和频带足够宽的混沌信号, 并且该信号满足雷达脉冲压缩信号所要求的特点——尖锐的自相关函数和大时宽带宽积。另外, 由于混沌雷达信号具有类似噪声的随机性, 所以被截获的概率很低, 同时混沌信号具有对初始值敏感的特点, 所以即使雷达信号被截获也难以对其参数进行估计。
总之失谐耦合型考必兹宽带混沌电路生成的混沌信号在带宽和频谱的平坦度上都有很大的提高, 这为混沌雷达载波信号的实现奠定了良好的基础。
4结束语
通过以上的分析讨论, 可以看出连续混沌波形雷达信号基底分布均匀, 近似于理想的“图钉型”。这种信号除了具有常规脉冲压缩雷达分辨力高的特点外, 还具有更强的杂波抑制能力。本文中的仿真试验显示了这类信号的优越性, 但是理论上和仿真试验上行得通的方案距离真正的工程实现还是有相当的距离。实际上就目前的技术水平而言, 高频宽带混沌振荡器的稳定性难以保证, 参数调节十分复杂, 混沌信号接收机的设计也还是个难题, 这些都是制约混沌雷达实现的瓶颈, 需要进一步深入研究。现今我们做的更多的是理论上的探讨, 显然这种探讨是有意义的, 也是有收获的。混沌信号作为雷达信号的优越性已经开始展现在我们面前, 由于近年来在物理上已经实现混沌, 伴随着混沌理论的不断深入以及信号处理和计算机技术的进一步发展, 要实现混沌振荡器的工程应用也定将成为现实。
参考文献
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[3]ELWAKIL A S, KENNEDY MP.A Family of Coplitts-like Chaotic Oscillator[J].Journal of Franklin Institution, 1999, 336:687-700.
[4]宋耀良.宽频带混沌雷达信号理论与应用研究[D].南京理工大学博士论文, 江苏南京:2000:78-93.
复杂波形信号 篇5
信号发生器在电子电路实验中用得最多的是方波、三角波、正弦波、脉冲波等多种电压波形, 基本的信号发生器能产生方波、三角波、正弦波三种波形, 其电路构成多种多样, 可以通过分立元件、运放电路或专用的集成电路来构成。本文通过运放级联电路外加低通滤波器构成一个简易的多波形信号发生器。
1 多波形发生器电路设计思想
利用电压比较器和积分器同时产生方波和三角波, 其中方波由电压比较器产生, 输出的方波经积分器积分后得到三角波, 三角波通过低通滤波器生成正弦波[1]。
2 单元电路设计
2.1 方波发生器电路
方波发生器电路由滞回比较器和RC负反馈电路组成, 电路为自激振荡电路。其中电阻Rf和电容C构成积分电路, 起反馈和延迟作用, 通过RC充, 放电实现输出状态的自动转换;集成运放A和R1、R2组成滞回比较器, 起开关作用;比较器输出电压VO被双向稳压管限幅, 在比较过程中, 输出电压被稳定在正负VZ (VZ为稳压管的稳定电压) 而保持恒定。
2.2 三角波发生器电路
三角波发生器的电路如图2所示, 其中前半部分为滞回比较器, 后半部分为积分电路, 滞回比较器的输出VO1经积分器积分即可得到三角波, 而积分器输出的三角波反馈到滞回比较器的同相输入端, 触发比较器自动翻转形成方波, 这样就构成三角波-方波发生器, 方波的输出电压VO1=±VZ, 三角波的输出电压为Vo= (R1/R2) VZ。
2.3 正弦波发生电路
将三角波展开为傅立叶级数可知, 它含有基波和3次、5次等奇次谐波, 因此通过低通滤波器取出基波, 滤除高次谐波, 即可将三角波转换成正弦波[2]。
3 电路仿真
利用protues对多波形发生器电路进行仿真, 首先按图3所示电路图绘制电路图, 启动仿真开关, 打开示波器控制面板, 在其Timedase区设置x轴时基扫描时间为5ms/Div, 在channel A、channel B、channel C区分别设置A、B、C通道输入信号在Y轴上的显示刻度为:1V/Div, 这时我们可以在示波器上看到如图4所示的方波、三角波、正弦波电压波形。按动RV1调整电位器的电阻, 可以看到当RV1电阻增大时, 输出波形的周期减小, 当RV1电阻减小时, 输出波形的周期增大, 波形发生器的周期可以通过改变RV1的大小来调整。从示波器的波形图上可以看出正弦波与三角波有一定的相移, 这是因为积分电路本身是一个相移滞后电路, 所以经过二阶积分电路, 正弦波比三角波相位落后了一定的角度[3]。
以集成运放为核心器件构成的多波形发生器, 具有电路结构简单、成本低廉、波形稳定、搭建方便等优点, 能够输出实验测试常用的正弦波、方波和三角波信号, 而且信号的频率和幅度均可以调节, 且电路所含基础模块丰富, 适用于学校的教学实验演示和业余制作测试。
摘要：本文根据电子电路的相关理论原理对简易多波形信号发生器电路进行设计, 利用分立元件, 借助protues软件进行电路创建, 波形仿真, 并对有关问题进行分析讨论。
关键词：方波电路,三角波电路,正弦波电路,仿真
参考文献
[1]童诗白.模拟电子技术基础[M].3版.北京高等教育出版社, 2001.
[2]胡宴如.模拟电子技术[M].北京高等教育出版社, 2000.
复杂波形信号 篇6
目前,国内在程控信号源方面已经提出许多基于频率合成技术的方案,传统的合成技术无法实现对标准波形的线性叠加,采用直接频率合成技术(Direct Digital Frequency Synthesis,简称DDS)产生波形,将所需的波形量化数据先存于存储器中,通过锁相环构成的频率合成器产生所需频率的脉冲驱动地址计数器,这样在存储器的数据线上会以所需频率出现波形数据。该技术克服了模拟信号冗余量大、不易处理的缺陷,使标准波形的线性叠加过程简化为对浮点数字的运算过程,可通过程序实现标准波形的线性叠加。近几年超高速数字电路的发展以及对DDS的深入研究,DDS的最高工作频率以及噪声性能已接近并达到与锁相频率合成器相当的水平。随着这种频率合成技术的发展,其已广泛应用于通讯、导航、雷达、遥控遥测、电子对抗以及现代化的仪器仪表工业等领域。
2. 基本原理
DDS技术是一种把一系列数字量形式的信号通过DAC转换成模拟量形式的信号的合成技术。目前使用最广泛的一种DDS方式是利用高速存储器作查寻表,然后通过高速DAC产生已经用数字形式存入的正弦波。其基本结构如下图所示:
2.1 相位累加器部分
相位累加器由N位加法器与N位累加寄存器级联构成。每来一个时钟脉冲,加法器将频率控制数据与累加寄存器输出的累加相位数据相加,把相加后的结果送至累加寄存器的数据输入端。累加寄存器将加法器在上一个时钟作用后所产生的新相位数据反馈到加法器的输入端,以使加法器在下一个时钟的作用下继续与频率控制数据相加。这样,相位累加器在参考时钟的作用下,进行线性相位累加,当相位累加器累加满量时就会产生一次溢出,完成一个周期性的动作,这个周期就是DDS合成信号的一个频率周期,累加器的溢出频率就是DDS输出的信号频率。
2.2 相位—幅值转换部分
用相位累加器输出的数据作为取样地址,对正弦波波形存储器进行相位—幅值转换,即可在给定的时间上确定输出的波形幅值。
2.3 数模转换部分
DAC将数字量形式的波形幅值转换成所要求合成频率的模拟量形式信号,低通滤波器用于衰减和滤除不需要的取样分量以便输出频谱纯净的正弦波信号。
对于计数容量为2N的相位累加器和具有M个相位取样的正弦波波形存储器,若频率控制字为K,则DDS系统输出信号的频率为而频率分辨率为△f=f0min=fc/2N。
3. FPGA实现
本设计的核心部分主要由相位累加器,相位控制器,寄存器,只读存储器(ROM)和输出波形选择器等五部分组成。相位累加器中进行加K的运算,根据K数值的不同,取的点数发生变化,输出波形精确度也随之发生变化。时钟频率决定输出变化的快慢。相位控制字决定输出波形起始点的位置。ROM中存储的是由C语言所生成的方波,三角波,正弦波和锯齿波采样点波形。同时,考虑到控制字电路的抖动特性,系统设计时添加了一个由或非门RS锁存器和D触发器构成的去抖动电路。总的系统设计见如图4所示:
从图4可看出,相位累加器由N位的加法器和N位寄存器组成,每来一个时钟脉冲,加法器完成一次频率控制字的累加,并将结果送至寄存器的输出端,该数据也就作为波形存储器的地址寻址,找到相应的波形数据。本系统需要使用4个ROM来分别存储方波,三角波,正弦波和锯齿波文件,根据不同的要求,使用四选一控制电路来输出所需波形。输出的波形数据是阶梯波,所以一般要将波形进行平滑滤波,使波形更理想。
下面为系统参数设为频率控制字4,相位控制字2时系统输出结果,以及经过滤波后所对应的输出波形:
4. 结束语
本文介绍了基于FPGA设计多波形信号发生器的设计方法,该系统可以根据需要方便地实现各种波形的输出,但是信号的输出还是有一定的误差。因此,在电路设计方面,可以采用更好的标准的温补晶振,产生更多波形,并且提高信号精度,同时滤波器方面也可以寻找更为合适的滤波器,以提高系统的各项指标。
摘要：本文介绍了DDS的基本原理,详细介绍了一种基于FPGA的任意波形信号发生器的实现方案,设计出了一款可以同时产生了方波,三角波,正弦波和锯齿波的高精度的信号发生器。
关键词：直接频率合成器,VHDL,FPGA
参考文献
[1]J.Tierney,C.M.Rader,B.Gold.A Digital Frequency Synthesizer[J].IEEE Trans.Audio Elect roacoust,1971,AV-19:48-57.
[2]杨永华,王贤恩.基于DDS技术的数控信号源的设计[J].浙江海洋学院学报(自然科学版),2006(02):216-219.
[3]乐春峡,王雁平.基于FPGA的任意波形发生器的设计[J].现代电子技术,2008(01):51-53.
[4]石勇,王凡.基于低速数据采集的虚拟综合测试系统设计实现[J].电子测试,2008(01):42-45.
[5]侯伯亨,顾新.VHDL硬件描述语言与数字逻辑电路设计[M].西安:西安电子科技大学出版社,1999.
复杂波形信号 篇7
脉冲成形信号时域波形的突变点含有能够反应辐射源个体特征的丰富信息, 脉冲成形信号的突变点检测技术在信号侦察、辐射源个体识别领域具有重要的应用价值。传统的脉冲成形信号时域波形检测方法是通过对信号傅里叶变换系数的渐进衰减特性分析实现的, 由于傅里叶变换是对较长时间信号采样数据的频域分析, 不能准确反应信号的时域突变特性。本文提出了一种基于小波分析的脉冲信号时域波形检测方法, 较好地实现了对脉冲成形信号时域波形的检测。
1 脉冲信号波形检测方法
目前脉冲信号波形检测方法常用时域特征参数的测量方法。典型情况下, 脉冲时域特征值是在一定的测量尺度和单位下, 通过比较脉冲及其波形的变异来获得的。信号时域参数测量过程可以分为两个阶段, 脉冲—脉冲波形转换阶段和脉冲波形分析阶段。因此, 脉冲测量过程又可以分为3个步骤:
① 脉冲到它的变形—脉冲波形的转换阶段;② 分析脉冲波形, 确定脉冲特征值点的幅度;③ 判断或总结确定的脉冲波形特征值幅度在一定精度下与实际脉冲是否一致。
参考脉冲波形是分析脉冲的必不可少的工具, 它是指以图形、公式、幅度值序列中任意一种形式定义的, 且满足待测信号产生过程的理想波形。参考脉冲波形和实际脉冲波形的关系如图1所示。二者总体上相近, 但由于器件、工艺等多方面的因素, 设备产生的脉冲波形和参考脉冲波形还是存在差异的。通过对特征值点, 比如, 脉冲底端、脉冲顶端、近点、中点和远点进行分析, 可以实现对脉冲成形信号的检测。
Lipschitz指数α能够较好地反应脉冲成形信号的特性, α定义如下:
设n为非负整数, n≤α≤n+1, 称函数f (t) 在t0处Lipschitz指数为α, 当且仅当存在常数A及h0>0, 及多项式Pn (h) , 使对任何h>h0成立:
|f (t0+h) -Pn (h) |≤A|h|α。 (1)
式中, Pn (h) 为f (t) 在t0处做Taylor级数展开的前n项;α反映了f (t) 在t0点的光滑程度, α值越大, 函数f (t) 在该点变化越缓慢。反之, 在该点变化越剧烈。
积分小波变换定义为:
式中, s为小波尺度, s≠0;f (t) 为信号;φ (t) 为小波基函数。
小波基函数是具有紧支撑集合且满足以下条件的n次连续可微函数:
式中, n为正整数;|Wf (x, s) |为信号f (x) 在s上的小波变换模;α>0时, 小波变换模随s的增加而增大;α<0时, 小波变换模随s的增加而减小。
脉冲成形信号是连续可微的, 且满足α≥0。如果脉冲成形信号变化斜率较大或发生脉冲突变时, 信号的小波变换尺度谱图将出现尖峰, 利用这一特性可实现对脉冲成形信号的奇异性检测。
高斯噪声在时间—尺度空间上能量分布均匀, 在小波变换尺度谱图上不会出现明显的尖峰。对于含有高斯噪声的脉冲成形信号, 小波变换方法具有良好的抗噪声性能。
2 小波函数及尺度因子的选取
不同的小波基函数侧重反应信号不同属性, 最佳小波函数的选择是脉冲成形信号波形检测中的重要环节。
由小波变换的定义可知, 小波变换是信号f (t) 通过冲击响应为φs (t) = (1/s) φ (t/s) 的系统输出。如果ϕ (1) (t) 为某个低通平滑函数θ (t) 的1阶导数, 则可用ϕ (1) (t) 对f (t) 做小波变换。此时小波变换的零点就是dWf (x, s) /dt=0的点, 即Wf (x, s) 的极值点。小波变换的极值点为d2dWf (x, s) /dt2=0的对应点, 也就是y (t) 的转折点, 即信号的阶跃点。如果ϕ (2) (t) 为平滑函数θ (t) 的2阶导数, 则可用ϕ (2) (t) 对f (t) 做小波变换, 此时小波变换的零点就是Wf (x, s) 的阶跃点。
突变点的位置可以由小波变换的过零点或极值点来描述。而过零点容易受到噪声的干扰, 反映的可能不是突变点而是信号在慢变化区间的转折点。检测信号的边缘特征适宜采用ϕ (1) (t) 型的反对称小波, 而检测尖峰脉冲特征则适宜采用ϕ (2) (t) 型对称小波。
为了保证对信号的检测有效性, 采用的小波基函数必须满足以下条件:
① ϕ
② 尺度s必须能够使Wf (x, s) 较准确地反映突变点的特征。
只有在适当的尺度下, 各个突变点引起的小波变换才能避免交叠干扰, 对脉冲成形信号需要在不同尺度下进行综合分析。
高斯小波基具有严格的对称性, 而且它是以高斯函数的各阶导数作为基小波, 满足上述条件。
设小波函数φ (x) 的输入中心频率为fc, 带宽为Δfc, 则
设小波变换的输出中心频率为f0, 其带宽为Δf0, 可参考选择α值为:
α=fc/f0。 (7)
小波具有多分辨分析的特性, 小波尺度因子较小时, 小波变换对信号的高频分量敏感;小波尺度因子较大时, 小波变换能够更好地反应信号的低频信息。因此, 在研究过程中需要根据信号的频谱分布调整小波尺度因子。
在提取信号波形特征值的过程中, 可以通过式 (6) 初步确定尺度因子。然后, 根据定位的偏差进行调整。尺度因子逐渐减小时, 小波变换峰值点逐渐向脉冲波形的外侧移动, 趋向选择脉冲的边沿;尺度因子逐渐增加时, 小波变换峰值点逐渐向脉冲波形的中心移动, 趋向选择波形的脉冲。
3 仿真分析
采用上述方法对未知信号中的脉冲成形滤波器参数进行分析, 提出了适合对成形滤波器时域波形参数进行分析的特征值, 用小波变换极大值法对信号的特征值进行检测, 并根据检测结果得到成形滤波器的成形方式和成形参数。
滚降系数α不同将导致成形滤波器的冲激响应波形不同, 如图2所示。3条曲线分别为滚降系数α (图中为R) 等于1.0、0.5、0.1的升余弦滚降函数时域波形的右半部。
平方根升余弦滚降函数和升余弦滚降函数的时域波形如图3所示。从图3看差别最大的是极值点, 表现为幅度上的差异;另一种是过零点, 表现为时间轴坐标上的不同。极值点和拐点在时间轴坐标上也存在明显的差异, 可作为检测的特征参数。
仿真中选择高斯2阶和3阶小波作为分析工具, 分别对不同滚降系数的升余弦滚降函数波形进行特征值检测与分析。通过观察特征参数的分布规律得到结论:对于不同的滚降系数, 特征值所对应的小波变换尺度因子是不同的;升余弦滚降滤波器和平方根升余弦滚降滤波器的显著区别不仅表现在小波尺度因子的不同, 更明显表现为小波变换模极值点幅值的差异;升余弦滚降滤波器小波变换模极值明显大于平方根升余弦滚降滤波器;滚降滤波器和小波因子之间具有较好的对应关系。
4 结束语
小波变换模特征能够较好地反应脉冲成形信号的突变特征, 采用小波分析方法对脉冲成形信号奇异点检测结果能够较好地描述脉冲成形信号。仿真研究表明, 通过对未知成形滤波信号的奇异点分析, 能够得到信号成形滤波参数, 较准确地实现了对未知信号波形的检测。该方法算法简单、运算量小、信号参数检测精度高, 具有较好的工程应用前景。
参考文献
[1]丁玉美, 高西全.数字信号处理[M].陕西:西安电子科技大学出版社, 2002.