波形产生（精选4篇）
波形产生 篇1
1 概述
随着现代电子科技技术的进步, 在现代雷达和通信领域, 对于信号源提出了越来越高的要求, 不仅要求频率精确、稳定度高、频率切换快捷, 同时也对于信号源的形式要求越来越复杂, 复杂信号在信号源中的应用时非常广泛和重要的。例如在通信领域会FSK、PSK等是非常常见的信号调制形式, 由于雷达的发射信号需要具有多种多样的形式, 因此也对于雷达的频率源提出了各种各样的要求, 例如单频信号、线性调频信号、非线性调频信号等。本文提出了一种基于DDS技术在复杂信号产生的应用, 通过对AD9954这个DDS器件的动态配置, 实现一些复杂信号的产生。
2 AD9954的原理与结构
高集成度的DDS器件AD9954是采用先进的DDS技术开发的, 如图1所示的原理框图。该芯片时钟为400MHz, ;功耗200m W, 合成技术高达160MHz, 功耗2W, 它使得设计者为了在功率敏感的应用中在更高的频率输出进行快速调频而采用DDS。速度高、性能优的14位DAC内置于AD9954中, 其中含有1024×32的静态RAM, 能够实现信号的快速调制, 支持几种高速的扫频模式和精细的调频分辨率 (32位频率调谐字) 。并且能提供自定义方式的线性扫频, 使用线性扫描、非线性扫描的功能控制频率相位的调谐, 其中频率的调谐、相位控制字都是通过串行口I/O加载到AD9954的, 可以实现多个芯片同步。
3 基于AD9954复杂信号的产生
3.1 单点信号。
单点信号作为最普遍最常用的信号, 通过对AD9954的内部的寄存器进行配置而输出单点信号, 它是AD9954最基本的工作模式。为了实现单一频率的输出, 需要确定其频率和相位, 在寄存器FTW0中写入频率控制字, 在寄存器POW0中写入相对应的相位控制字, 从而单点信号的频率确定、相位输出都能够实现。
频率控制字的公式和相位控制字的公式为:
3.2 线性调频信号。
线性调频信号是一种发射脉冲信号在信息脉冲持续时间T内作线性变化, 其瞬时频率随时间作线性变化。它的变化规律如:ω (t) =ω0+ut
其中ω0是载波频率的初始值, u为常数, 所以它的瞬时相位φ (t) 以及它在信息脉冲持续时间T内的s (t) 的表达式分别如下:
AD9954实现线性调频信号的产生是通过对其内部的寄存器的配置来实现的。置控制寄存器的CFR1的21位为1, 将线性调频的起始频率写入FTW1, 终止频率写入FTW2, 线性扫频的步长通过线性扫频控制字来配置。
3.3 非线性信号。
相对于线性信号来说, 非线性信号对其旁瓣抑制较高, 可以避免由于加权引起的信噪比损失, 从电路上来讲, 非线性信号的产生是通过高速控制的电路不断的改变扫频斜率, 用多次分段逼近非线性调频信号。通过AD9954来实现非线性信号的产生, 是采用波形存储法实现的, 波形存储法是将波形数据样点预先计算好, 写入高速存储器中, 信号产生时依次读取, 再经数模转换和低通滤波得到所需信号。由于线性调频信号的容易实现和非线性调频信号频率随时间非线性变化的特点, 因此可以将非线性调频信号作为数段线性调频信号的合成来处理。将形成非线性信号的数据存储到ROM中, 一次性将它们读取出来。
4 DDS的硬件电路
硬件电路的控制核心为FPGA, 复杂信号产生电路是通过串口的同步对AD9954进行配置来实现的。其硬件框图如图2所示, 其中FPGA为虚线框所示的。FPGA中分为逻辑控制, RAM和并串转换三个功能模块。命令信息由外部接口传送, 由逻辑控制模块进行接收:访问哪个RAM区域, 从而实现两种模式数据的访问, 都是根据这些由外部传来的命令信息确定的。配置数据的三种模式则预先存储在RAM中。并串转换是将RAM中数据并行转换成串行的模块, AD9954的配置在串行时钟下进行。AD9954最终输出为复杂信号, 其中经过平衡与不平衡的转换, 成为单端信号, 再经过滤波与放大, 输出复杂信号。
电路的硬件分为三部分:第一电源, 该系统使用电源模块将电压转换为+5V, 因此将+5V电压直接用在波形产生单元中。AD9954, 其工作电压为+1.8V;可编程器件EP1C3T144I7, 其管脚电压是+3.3V, 核内电压是+1.5V。为了保证芯片不被突发的电源变化所损坏, 我们使用了三端稳压器———LM1117IMPX-3.3, 将电源电压稳定在了+3.3V, 而不是直接使用+3.3V的电压工作。另外为了防止电源上的纹波带来的杂散而引起的频率合成器性能变差, 我们还在电源的输入与输出的地方设计了滤波电容来消除电源纹波, 因为为了保证它们在工作的时候不相互干扰, 对于数字部分和模拟部分的电源需要采取分离措施, 我们采用了数字模拟分别供电的方式。第二外围电路———信号的输入电路和信号的输出电路。信号的输入电路我们使用差分输入, 这样可以使AD9954自身的性能提高, 因此传输线变压器将输入的40MHz信号先经过平衡处理, 再通过电容进行隔直, 最后送给AD9954。, 输出的电路同样也采用了差分的方式输出信号, 其作用是抑制信号的杂散和提高信号相噪性能。第三设计控制电路。主要是围绕芯片FPGA进行外部电路配置, 包括晶振的选择, 与外部RAM的连接采用并行连接的方式, 将DDS的各种模式写入到FPGA的RAM中, 通过控制电路来实现对DDS部分的信号输出控制。
结束语
在频率综合器中使用DDS的技术, 能产生各种复杂信号, 其输出波形的频率、幅度、相位都可以通过控制电路实行精确的控制, 在其它雷达信号中的一些特殊要求, 通过改变某些电路的参数和控制电路的软件及硬件也可以满足, 因此可以得到广泛的应用。
随着大规模数字集成电路的迅猛发展, 将会不断涌现出更多更好的数字频率合成芯片, 运用好我们所掌握的技术, 并把它充分发挥好, 必将使DDS技术在未来的电子战、信息战当中更具生命力。
摘要：基于直接数字频率合成DDS的优异性能, 提出了采用AD9954芯片作为整个系统的信号输出芯片产生复杂信号的设计方法和实现过程, 并简要的给出了在各种模式下AD9954的内部寄存器的配置方式, 最后给出了硬件的实现框图和信号的实现流程。
关键词：DDS,AD9954,线性调频
参考文献
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基于DSP的PWM波形产生方法 篇2
PWM(Pulse Width Modulation,即脉冲宽度调制)技术,是指采用电子(快速)开关将输入调制器的电压进行宽度调制,使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲,用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制,既可改变逆变电路输出电压的大小,也可改变输出频率[1]。PWM技术广泛应用在测量、通信、功率控制与变换等许多领域中。本文将介绍利用美国德州仪器(TI)公司生产的TMS320F240数字信号处理器,产生PWM对称波形、非对称波形与带死区的PWM波形的方法。
1 TMS 320F240事件管理器模块概述
TMS320F240是美国TI公司开发的专用于工业电机控制的DSP芯片,具有高性能的DSP内核和强大的片内I/O与外设功能,它的事件管理器模块包含产生PWM波形所需的多种硬件资源[3~4]:
誗三个通用定时器每个都有对应的16位可读写计数器(Tx CNT,x=1,2,3,下同)、比较寄存器(TxCMPR)、周期寄存器(Tx PR)和控制寄存器(Tx CON),共提供三个PWM通道。
誗三个全比较单元每个都有对应的16位全比较寄存器(CMPRx),共享比较控制寄存器(COMCON)和全比较动作控制寄存器(ACTR),共提供六个(三对)PWM通道。
誗三个单比较单元每个都有对应的16位单比较寄存器(SCMPRx),共享单比较动作控制寄存器(SACTR),与全比较单元共享比较控制寄存器(COM-CON),共提供三个PWM通道。
上述三类功能单元都能产生PWM波形,下面以全比较单元为例,介绍利用TMS320F240产生PWM对称波形、非对称波形与空间矢量波形的方法。
2 用DS P产生P WM波形[2]
2.1 P WM信号产生原理
全比较单元PWM电路的时基由通用定时器1给定。计数器T1CNT有6种可选的计数模式:停止/保持、单增、连续增、定向增/减、单增/减和连续增/减,处于何种计数模式由控制寄存器T1CON来设定。
使用全比较单元产生PWM信号时,比较控制寄存器COMCON要配置成“使能全比较”的PWM模式。通过全比较动作控制寄存器ACTR的配置位,可分别设置六个(三对)PWM输出引脚的动作(强制低、低有效、高有效或强制高)。用周期寄存器T1PR设定PWM周期,用全比较寄存器CMPRx设定PWM输出宽度。计数器T1CNT的值不断与CMPRx的值进行比较,当两个值相等时,相关的输出就发生跳变。在每个PWM周期中,根据不同的调制值来设定CMPRx,就可以产生不同宽度的PWM信号。
2.2 非对称P WM波形的产生
图1为全比较单元产生的非对称PWM波形图,所谓非对称PWM波形就是一个PWM周期内只有1个“占”和1个“空”。为产生非对称PWM波形,需将计数器T1CNT设置为“连续增”计数模式,将周期寄存器T1PR设置成所需PWM载波周期的值。通过设置全比较动作控制寄存器ACTR,控制相应PWM引脚的输出动作。
在“连续增”计数模式下,计数器T1CNT将按照输入时钟增计数,直到它的值和周期寄存器T1PR相等为止,而后计数器T1CNT复位为0,接着开始另一个计数周期。计数器T1CNT开始计数后,它的值不断与全比较寄存器CMPRx的值进行比较,二者相等(比较匹配)时,相应的PWM引脚输出发生第一次跳变。当T1CNT的值与周期寄存器T1PR相等(周期匹配)时,相应的PWM引脚输出发生第二次跳变。全比较寄存器CMPRx在每个周期中被重新写入新确定的比较值,以调整PWM脉冲的输出宽度(占空比)。
2.3 对称P WM波形的产生
所谓对称PWM波形就是脉冲位于1个PWM周期的中间,即中间为“占”,两边为“空”。为产生对称PWM波形,需将计数器T1CNT设置为“连续增/减”计数模式。在此模式下,计数器T1CNT将按照输入时钟,增计数至周期寄存器T1PR的值,而后计数器T1CNT减方向计数至0,接着开始另一个计数周期。因此,对称PWM波形的载波周期为2×T1PR:
在对称PWM波形发生的一个周期内,计数器T1CNT与全比较寄存器CMPRx的值有两次比较匹配,一次是在增计数期间,另一次是在减计数期间。比较匹配发生时,相应的PWM引脚输出会发生跳变。用全比较单元产生的对称PWM波形如图2所示:
2.4 带死区的P WM波形的产生
带死区的PWM波形如图3所示:
a-带死区的非对称PWM波形;b-带死区的对称PWM波形
在许多实际应用中,常将两个功率器件串联到一个功率转换器的引脚上,并且两个功率器件的开启时间一定不能相互重叠干扰,以避免击穿。死区时间经常被插入到一个晶体管的关闭和另一个晶体管的开启之间,保证在开启一个晶体管之前完成关闭另一个晶体管的操作。
TMS320F240带有可编程的死区单元,通过相应的16位死区控制器DBTCON可设定死区时间、使能或禁止死区定时器。死区定时器有三个,分别对应三个全比较单元的三对PWM通道(1和2,3和4,5和6)。设定死区时间并使能死区定时器后,可在相应的一对(两路)PWM输出时插入死区时间,以保证两个被控制器件无重叠地开启。
为产生带死区的对称或非对称PWM波形,首先根据功率晶体管的开启与闭合特性以及具体应用中的负载特性,确定所需的死区时间。将死区控制器DBTCON的高8位设置成该死区时间,设定DBTCON中相应的控制位来使能死区定时器,其他操作与2.2或2.3节相同,就可以使一对PWM通道输出带死区的对称或非对称PWM波形(见图3)。
3 结束语
DSP越来越多地应用于工程领域。本文利用TMS320F240芯片,产生PWM对称波形、非对称波形与带死区的PWM波形,这对于开发小型化、数字化的装置具有很好的借鉴意义。
参考文献
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波形产生 篇3
1 设计方案
随着大规模集成电路技术和工艺的快速发展,目前复杂波形信号几乎全部采用数字技术实现,主要有直接数字频率合成(Direct Digital Synthesizer,DDS)和直接数字波形合成(Direct Digital Wave Synthesis,DDWS)两种方式。DDS和DDWS两种方式都具有频率分辨率高、跳频速度快、相位噪声性能好、能够产生多种复杂波形信号、波形控制与产生灵活等诸多优点,但这两种方式都受到目前D/A转换器最高工作时钟的限制,导致其输出带宽受限,目前主流的DDS和DDWS输出频率都在L波段以下,再考虑到实际工程应用中对其输出信号的谐波与杂散指标都有一定的要求,其有效利用带宽将进一步受限,另外,DDS和DDWS的窄带杂散指标好,但是其宽带杂散指标较差。所以,单纯的DDS或DDWS方式仅适合窄带应用场合,在高性能宽带应用场合必须采用相应的扩频技术对DDS或DDWS方式产生的窄带信号进行带宽扩展,从而最终产生宽带复杂波形信号[3]。
目前,扩展带宽的方式主要有“DDS+微波宽带倍频”和“DDWS+模拟正交上变频”两种方式;前者的主要原理是采用低噪声微波宽带倍频器对DDS输出的窄带信号进行倍频,从而产生宽带复杂波形信号,最终输出信号带宽扩展为DDS输出信号带宽的N倍,这种方式对信号质量的影响主要是,最终输出信号的相位噪声和杂散指标与DDS输出相比会恶化20lgN,由于DDS相位噪声与窄带杂散较好,只要倍频次数不是太高,这种指标恶化在大部分应用中是可以接受的;后者的主要原理是采用正交调制器将DDWS产生的相位相差90°的I、Q两路基带信号调制到一定的载波上,从而产生两倍于DDWS输出信号带宽的复杂波形信号,这种方式对信号质量的影响主要是由于I/Q模拟基带直流偏置误差会引起较大的载波泄露以及由于I/Q模拟基带幅度与相位误差会造成边带抑制特性较差,这会导致在最终输出信号中出现幅度较大的杂波信号,在某些应用中会导致系统性能明显下降。
根据以上分析,设计最终采用“DDS+微波宽带倍频”方式实现复杂波形信号产生器。DDS工作时钟频率为2.8 GHz,DDS输出信号中心频率为1 GHz、最大信号带宽为250 MHz,然后经过两次2倍频将DDS输出信号倍频到4 GHz、带宽扩展为1 GHz。复杂波形信号产生器原理框图如图1所示。
2 设计实现
复杂波形信号产生器硬件主要由DDS信号产生电路和微波宽带倍频电路两部分组成。DDS信号产生电路主要由2.8 GHz锁相源、DDS芯片、FPGA芯片等组成,DDS芯片是该电路的核心器件。选用的是Euvis公司的高速DDS芯片DS875,它的系统时钟频率高达2.8 GHz,内部集成11 bit高速DAC,具有30 bit频率控制字,具有11 bit相位控制字,DS875输出频率为1GHz时,其偏离载频1 kHz处的相位噪声指标可以达到-100 dBc/Hz,在250 MHz输出信号带宽内其杂散指标优于-55 dBc。DS875采用LVTTL/CMOS高速并口控制,频率和相位的更新速度最高可达8个系统时钟周期,从而保证DDS输出复杂波形信号的线性度优于10-4。
微波宽带倍频电路主要由倍频器、带通滤波器、放大器、匹配电路等组成,为尽量保证宽带信号的带内特性,选用具有良好宽带特性的微波无源二倍频器和宽带放大器,另外,带通滤波器的带内特性也会对宽带信号的相位特性造成恶化,在设计中对带通滤波器的群延时特性进行了严格控制,保证带通滤波器的群延时变化在可以接受的范围之内,从而确保最终输出宽带复杂波形信号的性能指标[4]。
3 测试结果
该复杂波形信号产生器输出信号载波频率为4 GHz,输出信号带宽最高可达1 GHz,能够产生各种带宽和时宽的线性调频信号、非线性调频信号、相位编码信号、以及简单脉冲调制信号和点频连续波信号等[5,6],不同波形信号之间的切换时间<100 ns,输出信号相位噪声优于-85 dBc/Hz,输出宽带信号杂散电平优于-42 dBc。复杂波形信号产生器输出信号测试曲线如图2～图7所示,所用测试仪表为Agilent E5052B信号源分析仪和DSO91304A数字存储示波器。
4 结束语
研制结果与测试数据表明,设计的复杂波形信号产生器性能指标优良,并且经过误差修正系统对信号线性度和相位进行修正后,可以保证最终输出波形信号具有接近理想波形的线性度和相位特性,在雷达系统的应用中可以保证系统获得良好的脉压与处理结果。
摘要：介绍了一种复杂波形信号产生器的设计与实现,采用高速直接数字频率合成器产生各种复杂波形信号,并且通过微波宽带倍频器对DDS产生的复杂波形信号进行倍频,从而实现对DDS输出信号带宽的扩展,最终产生各种宽带复杂波形信号。文中介绍了设计方案与实现方法,并研制出工程样机。最终设计的复杂波形信号产生器能够实现线性调频、非线性调频、相位编码等多种复杂波形信号,输出信号带宽最高可达1 GHz。
关键词：复杂波形信号,频率综合器,DDS,LFM,NLFM
参考文献
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波形产生 篇4
自1971年J.Tierney和C.M.Tader 等人首次提出了DDS的概念[1], 作为一种先进的信号产生技术, 经过近40年的发展已经广泛应用于信号源仪器、测量分析仪器、通讯、数字信号处理、工业控制, 软件无线电等领域。目前国内外有关雷达信号产生研究的报道很多, 国外的研究做得比较全面:多采用软硬件相结合的设计方式, 系统灵活, 并满足信号实时输出的要求[2];设计上采用微处理器和DSP技术提高了系统的性能;采用工业标准的总线结构以及模块化设计使系统具有良好的通用性、兼容性和可扩充性。
本文讨论的基于AD9957的多波形雷达信号产生器实现方案, 融合了RS 232串口通信、FPGA和DDS等多种技术, 具有数字化、多功能和可编程的特点, 并在模块化设计方面做了一些探索和尝试性研究。
1整体方案设计
图1为多波形雷达信号产生器的总体结构框图。系统主要由PC软件, 波形控制和波形产生三部分构成。图1中各部分电路简介如下。
(1) PC软件编程。
应用VC编写人机交互界面, 并用其调用Matlab产生的数据。
(2) 复位电路。
波形产生器的上电复位或手动复位电路, 对波形产生器进行上电初始化或手动初始化。
(3) 波形数据库内存
RAM。波形数据库内存存储项目要求的所有波形数据, 为波形发生器提供需要的波形数据。
(4) UART收发器。
完成PC与FPGA之间的通信。
(5) 电源电路。
为波形产生器、波形控制模块提供需要的电源。
(6) 波形控制模块。
波形控制模块接收从接口电路输入的控制信号, 按照系统的要求, 完成对波形发生器的波形数据配置, 输出需要的波形信号。
(7) 波形发生器。
波形发生器是信号产生器的波形信号源。
(8) FPGA 器件配置与编程电路。
FPGA 器件配置与编程完成对FPGA器件的数据编程与配置。
(9) 时钟电路。
为波形产生器和FPGA提供工作时钟。
2主要功能模块介绍
2.1 数字正交上变频芯片AD9957介绍
AD9957是美国AD公司 (Analog Devices Inc.) 生产的具有18位I, Q数据和通路, 内置14位数/模转换器的数字正交上变频集成电路。AD9957具有32位相位累加器;内置1 024×32 b RAM, 可实现内部调制功能;内部采用1.8 V和3.3 V供电, 超低功耗;内置的低噪声参考时钟倍频器允许用低成本、低频外部时钟作为系统时钟, 同时仍可提供优良的动态性能。AD9957有3种工作模式:正交调制模式、单频输出模式、插值DAC模式。
2.2 UART收发器设计
本文中PC与FPGA内部RAM间的通信是通过UART收发器完成的[5]。图2为通过FPGA设计的UART收发器的顶层原理图, 主要由uartrx (接收模块) 和uarttx (发射模块) 两部分构成。在完成数据传输的同时还可以通过集成到Matlab人机界面中的串口调试程序查看FPGA接收到的数据的正确性, 可以简化程序调试过程。
2.3 波形控制模块
目前波形控制器通常采用单片机、现场可编程门阵列器件和DSP三种方法来实现。基于系统时序控制要求、电路改动与运行可靠性、开发成本及周期等多个方面综合考虑, 在设计中选择FPGA来实现波形控制电路[6]。FPGA不仅可以解决电子系统小型化、低功耗、高可靠性等问题, 而且其开发周期短、开发软件投入少、可重复编程使用。图3为AD9957的波形控制模块。其中M1和M0是模式控制码, F[2..0]是工作区选择码, S_CLK为串口时钟, S_DATA为串口数据。图4为AD9957控制模块仿真时序图, 从图中可以看出S_DATA和S_CLK是一一对应的。
3软件模块化设计
3.1 设计流程
图5所示为目前大多采用的DDS设计流程[7], 首先要根据系统要求进行波形数据设计, 并将其以某种格式储存成文件, 随后用FPGA设计软件 (Quartus等) 进行RAM设计, RAM的对应数据指定为设计的波形数据文件[8], 最后利用逻辑将数据配置到DDS中。如若需要修改波形数据, 就需要将上述步骤进行一次, 如若多次修改, 是比较繁琐的。
图6所示为本设计中采用的基带波形数据产生流程, 通过在软件界面中输入波形参数, 采样率等数据, 通过软件算法, 产生数据并将据送入FPGA内置的RAM中, 在FPGA 输入控制信号的控制下, 将采样数据送入DDS芯片中。
3.2 PC软件
PC机应用软件完成所有与波形数据相关的运算以及与硬件的数据通信功能, 如图7所示为基于Matlab GUI的应用软件界面界面部分[9,10], 其包含以下一些功能:
(1) 波形数据的产生。对指定的波形形式、脉宽、带宽等参数的信号进行仿真, 包括时域波形数据的运算和频谱分析、显示, 并保存数据。目前可生成LFM, NFLM, 相位编码和三角波的信号形式, 如需要可添加任意波形。
(2) 计算机数据通信。通过计算机串行口连接系统主板以实现基于RS 232接口的异步串行数据通信, 接口简单, 配置方便。目的是实现所需波形数据由计算机到波形产生硬件存储器的下载、校验。
(3) 用户软件界面。该界面可完成波形选择;时宽、带宽、采样率、中频频率设定;信号时域波形、频率-时间关系显示;基带采样数据生成、下载等功能。
(4) 可移植性。基于Matlab编译的人机界面的M文件可经Matlab编译器 (compiler) 转换为C或C++等不同类型的源代码, 并再次基础上根据需要生成可独立运行的应用程序文件, 不需要Matlab环境的支持, 大大扩展了程序的应用范围。同时对M文件编译后, 运行速度大大提高。
4实验结果
图8为AD9957工作在单频输出模式下, 系统时钟1 GHz, 0 dBm, 输出185 MHz点频频谱, 其杂散优于-70 dBc。 图9为AD9957工作在正交调制模式下, 带宽10 MHz, 时宽20 μs非线型调频信号频谱。由于篇幅所限, 线性调频、相位编码等信号不在此一一列出。
5结语
该设计主要讨论一种基于DDS的雷达信号的实现方法, 系统设计中将软件与硬件相结合, 操作简便、灵活, 并使软件具有一定的可移植性。Matlab的编程界面使得操作者能够方便快捷地修改数据。实验结果证明了基于AD9957的多波形雷达信号产生器实现方法的正确性。由于异步通信数据传输的低速率和FPGA内置ROM容量的有限性, 因此如果在PC与RAM间要求更高速度的数据传输, 可以考虑换用PCI总线或计算机网口传输;当需要大时宽信号或采样数据量很大, 超出单片FPGA内部存储器容量, 可换用大容量的芯片或外加存储设备。
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