工作波形（精选7篇）
工作波形 篇1
0 引 言
触发器是具有存储功能的器件,在数字电子技术中用于构成各种时序逻辑电路[1]。 触发器有多种类型:按触发方式分为电平触发、主从触发、边沿触发;按逻辑功能分为 RS触发器、D触发器、JK触发器、T触发器等。
触发器的特性用触发方式和逻辑功能进行描述,触发方式决定状态变化特点,即接收输入信号改变状态的方式;逻辑功能决定状态变化的方向,即次态值。用时序图即波形图可直观描述触发器的特性。由于受实验仪器的限制无法对触发器工作波形进行硬件实验验证,主要因为现有的信号发生器不能产生多路同步信号,现有的示波器多为双踪示波器无法同时观测多路波形。
用Multisim软件仿真可解决上述问题。Multisim仿真软件是由加拿大Interactive Image Technologies公司开发的一种基于SPICE工业标准的EDA软件,它就像一个真正的实验工作台,将电路原理图的输入、虚拟仪器的测试分析和结果的图形显示等集成到一个设计窗口[2,3,4,5,6,7,8]。
在用Multisim仿真软件进行触发器工作波形仿真分析时,用虚拟仪器中的字组产生器做实验中的信号源产生所需的各种输入波形,用逻辑分析仪观测输入、输出波形。
以下分析用Multisim 2001版本,所得结论适于其他版本。
1 触发器工作波形Multisim仿真实验方法
1.1 创建电路
从TTL数字IC库中找出集成触发器或找出用于连接成触发器的集成逻辑门放置在工作台合适的位置。从虚拟仪器库中找出字组产生器、逻辑分析仪放置在工作台合适的位置。确定字组产生器产生触发器所需的时钟脉冲、数据输入、异步控制等信号,逻辑分析仪所显示的波形。将集成门连接成触发器再接上字组产生器和逻辑分析,或将集成触发器接上字组产生器和逻辑分析。
1.2 设置字组产生器
(1) 根据触发器的触发方式、逻辑功能,确定反映逻辑功能及状态变化特点的字组产生器各个输出信号即字组的内容及地址。
(2) 双击打开字组产生器,在Address区块的Final字段输入末地址,在Edit区块以16进制(Hex字段)或以ASCII码(ASCII字段)或以二进制(Binary字段)依次输入各字组数据,完成所有字组信号的设置。
1.3 仿真运行分析
双击打开逻辑分析仪,按下仿真开关开始仿真,分析显示仿真实验波形。
2 触发器工作波形Multisim仿真实验举例
2.1 主从JK触发器工作波形仿真实验
(1) 仿真实验电路创建
用74LS00与非门连接成主从JK触发器构建仿真实验电路如图1所示。
其中:undefined为异步置0输入信号;undefined为异步置1输入信号;J,K为数据输入信号;CP为时钟脉冲输入信号;undefined为主触发器的状态输出信号;undefined为状态输出信号。undefined端接电源,异步置1功能无效;undefined用于设置Q=0的初始状态。
字组产生器产生触发器的CP,J,K及undefined信号,逻辑分析仪显示触发器的undefined及undefined信号波形。
(2) 确定反映触发器状态变化特点及逻辑功能的字组产生器输出信号即字组的内容及地址。
① 主从触发方式触发器状态变化特点为:
在CP=1期间接收输入信号,在CP下降沿改变状态,且有一次变化问题。
表示JK触发器逻辑功能的特性方程为:
undefined
② 设计字组产生器输出信号时,将J,K输入信号设计成在CP=0,1期间有变化,以验证主从触发方式的状态变化特点。输入波形设计、字组数据及地址如图2所示。
③ 在字组产生器的Address区块的Final字段输入字组数据的末地址0024,在Edit区块以16进制(Hex字段)依次输入各字组数据0,8,C,D,B,D,B,D,C,8,E,E,F,B,D,B,D,C,E,A,A,B,9,F,9,F,E,C,E,A,B,F,9,F,9,8,8,完成所有字组信号的设置,如图3所示。
(3) 仿真运行分析
打开逻辑分析仪,按下仿真开关开始仿真,逻辑仪分析显示波形如图4所示。
图4中,“11”为CP时钟脉冲波形;“15”为J输入波形;“12”为K输入波形;“13”为undefined异步置输入波形;“4”为Qm状态输出波形;“3”为undefined状态输出波形;“7”为Q状态输出波形;“8”为undefined状态输出波形。
通过波形图可以很直观地看出,在CP=1期间,主触发器接收J,K输入信号改变undefined端状态,在CP下降沿触发器改变undefined状态。不论CP=1期间J,K怎么变化,主触发器undefined最多只变化一次。
当Qn=0在CP=1时,J由0变1,或Qn=1,在CP=1时K由0变1,在这两种情况下,才产生一次变化现象。和由特性方程得出Qn= 0时Qn+1=J,Qn=1时undefined的规律相符合。
2.2 其他功能和触发方式触发器工作波形仿真实验
(1) 同步RS触发器工作波形仿真实验
仿真实验电路用74LS00与非门连接构成。
字组产生器产生触发器的CP时钟脉冲输入信号、R,S数据输入信号及undefined异步置0输入信号,逻辑分析仪显示触发器的undefined及状态输出undefined信号波形。
设计字组产生器输出信号时,将R,S输入信号设计成在CP=0,1期间有变化,并有CP=1期间R=S=1,以验证电平触发方式的状态变化特点。
(2) 上升沿D触发器工作波形仿真实验
仿真实验电路用74LS74上升沿D触发器。
字组产生器产生触发器的CP时钟脉冲输入信号、D数据输入信及undefined异步置0输入信号,逻辑分析仪显示触发器的undefined及状态输出undefined信号波形。
设计字组产生器输出信号时,将D输入信号设计成在CP上升沿时刻不变,在CP=0及CP=1期间有变化,以验证上升沿触发方式的状态变化特点。
(3) 负边沿JK触发器工作波形仿真实验
仿真实验电路用74LS112负边沿JK触发器。
字组产生器产生触发器的CP时钟脉冲输入信号、J,K 数据输入信号及undefined异步置0输入信号,逻辑分析仪显示触发器的undefined及状态输出undefined信号波形。
设计字组产生器输出信号时,将J,K输入信号设计成在CP下降沿时刻不变,在CP=0及CP=1期间有变化,以验证下降沿触发方式的状态变化特点。
3 结 语
用Multisim仿真软件进行触发器工作波形仿真分析,可直观描述触发器的工作特性。
仿真实验的关键是反映状态变化特点的输入波形的设计即字组产生器字组内容的设计。
摘要：介绍用Multisim仿真软件进行触发器工作波形仿真分析的方法,目的是探索触发器工作波形的仿真实验技术,即用Multisim仿真软件中的字组产生器产生触发器的时钟脉冲、数据输入、异步控制等多路信号,用Multisim中逻辑分析仪多踪同步显示触发器的各种输入及状态输出波形。并介绍了几种典型触发方式,不同逻辑功能触发器工作波形仿真分析时Multisim中字组产生器的设置方法。该软件可直观形象地描述触发器的逻辑功能和状态变化特点。所述方法的创新点是解决了触发器工作波形无法用电子实验仪器进行分析验证的问题。
关键词：触发器,Multisim,字组产生器,逻辑分析仪
参考文献
[1]阎石.数字电子技术基础[M].北京:高等教育出版社,2006.
[2]郑步生,吴渭.Multisim2001电路设计及仿真入门与应用[M].北京:电子工业出版社,2002.
[3]朱力恒.电子技术仿真实验教程[M].北京:电子工业出版社,2003.
[4]尹勇,李林凌.Multisim电路仿真入门与进阶[M].北京:科学出版社,2005.
[5]陈先荣.EWB在电子技术实验中的辅助教学应用[J].实验技术与管理,2006,23(10):88-90.
[6]张晶,李心广.基于Multisim的电路设计与仿真[J].计算机仿真,2005,22(5):109-112.
[7]任骏原.电子技术课程CAI教学模式的探索与实践[J].电气电子教学学报,2009,31(4):99-100.
[8]马风格,梁夏,李桂香.Multisim在电子线路实验教学中的应用探索[J].实验技术与管理,2005,22(12):73-75.
工作波形 篇2
半导体激光器具有体积小、效率高及机械性能稳定等特点,因而得到广泛应用。在测距应用中,有时要求激光器工作电流脉冲宽度在10ns左右,脉冲前沿为ns量级,电流幅度在几十A范围内或更高。能够提供这软件很受欢迎。这种软件可以仿真模拟电路、数字电路路、及模数混合电路。PSPICE软件不但可以电路图输入,而且可以文本输入。仿真成功后,同时输出数据并显示波形。一旦得到满意结果,下一步工作就是设计印刷电路板来。
教学中使用PSPICE软件,能帮助学生解电子线路等课程的习题、分析电路图、直至做毕业设计。也能帮助科研人员对科研中遇到的电路进行设计与仿真,可大大节省时间与成本。本文使用PSPICE软件对半导体激光器脉冲电源进行仿真,直观而清晰地显示出激光器工作电流波形,以及有关参数对波形的影响。
2 原理电路仿真
2.1 半导体激光器脉冲电源仿真
通常在半导体激光器脉冲电源的原理电路中,储能元件为电容器,充电元件为电阻,直流电源E通过电阻给电容器充电。当放电开关闭合时,储能电容器向激光器放电,放电电流即半导体激光器的工作电流。所以,放电过程的分析具有重要意义。
考虑到放电过程十分迅速,我们可以把半导体激光器脉冲电源框架图转换成等效电路。在放电回路中,设定S为高速放电开关,L为寄生电感,R为激光器导通内阻、开关S内阻及电路串联电阻之和,C为储能电容器(其上充电电压为VC)。则显然,放电回路为RLC串联电路。根据元件参数的不同,放电回路的暂态过程分为过阻尼、临界阻尼和欠阻尼(即振荡)三种情形。它样脉冲的电源,实际上是一个快速脉冲电路。
一般情况下,快速脉冲电路的设计与调试是有一定难度的。但是,随着EDA技术的发展,电路的设计与调试变得相对容易些。有许多EDA软件可供选用,其中PSPICE分别由判别式来决定。
为了获得上升时间尽可能短的激光器驱动脉冲,应适当选取R、L、C的大小,以保证半导体激光器脉冲电源的原理电路工作在欠阻尼情形。通过理论分析可知[1],这种情形下放电i(t)是按指数关系衰减的正弦振荡。并且在放电时间大值,其大小为
下面,借助计算机仿真技术分析放电电流i(t)的大小及波形。
为分析方便,把脉冲电源等效电路表示如图1。图中,Vi、RG和S构成电压控制开关。设C=5nF,R=1Ω,选取L分别为8nH、10nH和12nH,按图示标记编程如下[2]:
*Basic Driver/c 1 0 5n ic=60/s 1 2 4 0 smod/l 2 3{ll}/r 3 0 1/rg 4 0 1e9/.param ll=10n/.step param ll list 8n 10n 12n/vi 4 0 pwl(0 0 5n 0 5.1n 3)/.model smod vswitch(ron=0.001 roff=1e9)/.tran 5n 80n uic/.probe/.end(为了节省空间,此处的分段用/标识)
运行上述程序,显示器上出现的放电电流i(t)的仿真波形如图2所示。其中表示的三个波形是在C=5nF而寄生电感L分别为8nH、10nH和12nH情况下得到的。可以看出,寄生电感愈小时,放电电流波形的上升时间愈短,这与式(1)给出的结果是一致的。
采用相同的仿真方法,也能证明式(2)的正确性,即要获得最大的放电电流,储能电容器上的充电电压VC要高而电路的串联电阻R尽量要小。
2.2 雪崩晶体管型脉冲电源仿真
晶体管工作在雪崩区时,集电极电压很高,会出现雪崩击穿现象。具有明显雪崩击穿的晶体管,称为雪崩晶体管。雪崩晶体管具有极快的开关速度,电流增益也是低电压时的M倍(M即雪崩增益)。所以雪崩晶体管常用于半导体激光器驱动电路中,电流幅度可达十几A、几十A以上。
一种雪崩晶体管驱动电路,如图3所示。它的工作过程如下:当雪崩管T1不加触发信号时,电源电压VCC经R1给电容器C1充电,其上充电电压接近于VCC。触发信号Vi出现在T1基极时,T1雪崩导通,C1则通过T1和正偏的激光器LD充电,于是激励LD发出激光脉冲。
图3中,R2为取样电阻,用以检测激光器的工作电流,通过50Ω同轴电缆与监视器连接。为仿真分析图2(1)中寄生参数对激光器工作电流的影响,将它画成如图4所示的SPICE模型,引入的参数如下:雪崩管T1模型化为电阻R3、电缆L1(包括管壳的寄生电感)和控制开关S的串联组合。激光器LD模型化为二极管D1,内部串联RS和寄生电感L4的组合,其中,D1的结电容为CJ0。电感L2和L3分别为印刷电路板和储能电容器,C1的寄生电感。电阻R2的寄生电感为LS,而R4为同轴电缆的特性阻抗。
设VCC=230V,RS=2Ω,R2=1Ω,当C1=1nF,CJO=100PF时,得到的激光器工作电流的仿真波形如图5所示。
3 结束语
本文举两个实例对EDA技术在激光电路设计中的特点做了介绍。半导体激光驱动器中常用VMOS管、雪崩晶体管等快速半导体开关器件,它们以及激光器本身的SPICE模型如何建立,是仿真中的重要难点之一。结合实际电路实验,可以对仿真结果做进一步优化。
参考文献
[1]梁国忠,梁作亮.激光电源电路[M].北京:兵器工业出版社,1995:168-192.
[3]杜宝勋.半导体激光器原理[M].北京:兵器工业出版社.2004:137-184.
三分量波形显示技术研究 篇3
浅层地震勘探的新方法———陆地声纳法是指 “陆上极小偏移距超高频宽带高保真全信息弹性波超短余震接收系统单点连续剖面法”。 这种技术是为了解决隧道地质预报问题而研发、 设计和实现的。 与此同时, 它的优点在场地狭小、 基岩裸露、 探查岩溶等有限物体时, 可以很深刻地体现出来。 它是根据浅层地震反射法为基础, 并融合声波法、 水声法等方法, 而产生的一种新的研究方法。
目前在陆地声纳领域大部分都使用单分量显示技术, 而采用这种技术存在缺陷即无法直观地显示采集到的数据, 要想得到完整的数据图像, 必须首先进行人工的图形分析, 然后再加以整合。 如果采用三分量显示技术, 则可以很好地解决这一缺陷。 它可以直观地显示出由数据得到的信息。 三分量技术中的三分量是指垂直地面的垂直分量, 平行地面同时与炮检线平行的水平分量, 及平行地面同时与炮检线垂直的水平分量。
陆地声纳技术从简单的波形显示开始、 慢慢地形成了变面积显示, 又逐步发展成了变密度显示和彩色显示, 而现在三维显示和三分量显示技术正逐步成为主流。
与二维显示技术相比, 三维显示技术具有以下特点:
(1) 地层构造的成像精度将大大提高 。
(2) 反射面的位置可以精确地确定出来。
(3) 综合处理分散的二维图像, 地下地质形态可以进行清楚的分析。
2 Open GL
(1) Open GL ( Open Graphics Library) 即开放性图形库, 实际上是用于形成二维, 三维图像的跨平台, 跨编程语言的一种硬件图形设备的软件接口, 主要用来从简单的图形绘制复杂的三维图像。
(2) Open GL本身具有实现3D动画的所有API函数,可以实现3D动画的图形渲染。 这部分函数用于常规的、 核心的图形处理。 此函数由gl.dll来负责解释执行。
(3) Open GL在操作上, 它十分简便高效, 稳定可靠, 具有图像增强、 双缓存动画等8大功能, 而且具有更快的绘制速度, 并且第一个通过供应商获得了新GPU的扩展功能。
(4) Open GL技术具有跨平台型, 可以直接在任何平台上运行, 访问所有新图形功能。 技术进步, 显示更加直观。
3实现过程
3.1具体步骤
本课题的最终目标是实现陆地声纳波形的三分量三维显示即十字剖面图, 操作步骤如图1所示。
(1) 根据陆地声纳的SEG-2数据文件结构, 使用PHP脚本语言来编写读取数据文件并解析。
(2) 读取地震数据文件中的数据: 横剖面数据和纵剖面数据, 并用坐标值和时间值构成数据的信息。
(3) 组合四维坐标(x, y, z, t) 为采集点: 即任意选取三道数据中各自的振动向量为坐标值(x, y, z) 和时间值t。
(4) 三维曲线图的形成: 1构造直角坐标系: 将时间轴设定为向下的方向, 以采集点自身为基准构造直角坐标系; 2形成三维曲线图: 绘制三维振动向量, 用平滑的曲线将采集点连接。
(5) 曲面填充得到三维旋转曲面: 使用Open GL将三维曲线图和时间轴之间的空间进行填充, 并渲染上色。
(6) 循环操作以上步骤, 显示所有道数的单道三维分量, 然后在二维屏幕正投影, 并拼接成剖面。
投影成新的坐标为:(xcosα-ysinα 0 -xsinαsinβ-ycosαs- inβ+zcosβ 1)。
本方法中横截面和纵截面显示三分量的直角坐标系X, Y轴是相互对调的, 通过此方法, 实现了新的功能: 即旋转功能和缩放功能。
3.2功能测试
测试内容主要包括后台数据分析模块和前台页面绘制和渲染模块。 后台数据模块包括可靠性、 稳定性, 包括后台数据分析结果的可用性、 数据的正确性和前台展示页面的可操作性和各个功能点的实现情况。
研究系统是Win7系统, 利用Open GL函数库, 方法是编写程序实现。 在此方法下进行功能测试。 首先, 运用三分波形绘图算法进行运算, 所得到设置的两个时间点的时间, 即程序运行时间。 然后, 通过所编写的函数得到当前进程号继而获取所用资源: 时间0.04, 内存大概占用25M。 由此可见, 这种方法降低了CPU使用率从而提高了运行效率。
4结语
通过对陆地声纳数据的读取, 处理, 以及展示的过程。 得出以下几点结论和成果:
(1) 完全真实的波形三分量的三维显示。
(2) 图形可以360°拖拽, 更加直观立体全方位地观察。
(3) 新加入的旋转缩放功能可以使图形随心所欲地放大缩小, 既可以通览大局, 又可以查看细节, 确保了观察人员得出更加精准的结论。
摘要：根据陆地声纳三维显示的意义,现代三维技术显示现状,分析实施方法,实现更好更直观的显示结构。
战术电台多波形技术分析 篇4
近年来, 战术电台作为各国军队旅级及以下梯队乃至单兵的主要通信装备, 获得了高度重视并处在迅猛发展之中。适应21世纪信息化部队对通信容量、组网能力、互通性等的更高要求, 针对电台设备的规范化、小型化、扩展频段、减少品种和数量等亟待解决的问题, 基于通用硬件平台及软件无线电技术运行多波形, 实现多频段多模式多用途的新型战术电台已成为主流发展趋势。
1 多波形技术分析
美国联合战术无线电系统 (JTRS) 计划的联合计划执行办公室 (JPEO) 将“波形”定义为“从用户输入到电台频率输出发生的一整套电台和/或通信功能”。将其理解为从信息发送到接收包括协议在内的全部处理过程。多波形战术电台旨在开发一种多频段、多功能、多模式、可编程/可重新配置的无线电台, 其软件可以加载/卸载, 硬件可以即插即用, 可根据用户需要和可供通信的信道条件, 通过灵活的配置选择运行不同波形, 满足各种信息传输需求, 其最终实现方式将是基于软件通信体系架构 (SCA) 的软件定义电台 (SDR) 。
美国JTRS是当前国际上基于SCA开发多波形、多外形因子SDR系列的典型代表。美国国防部于1997年开始实施的JTRS计划, 从根本上是要采用无线电波形技术开发一种开放结构的战术电台系列, 用其将战术部队连接到全球信息栅格 (GIG) 和卫星通信系统, 将大容量数据链路扩展到直接与敌方部队接触的较小战术编队的作战人员, 使JTRS成为可在战场上进行移动ad hoc组网的可互操作SDR电台系列。JTRS多波形、多外形因子电台的主要技术特点包括:
① 通用硬件平台:支持多波形、多频段、多任务的JTRS硬件平台的基带部分 (调制解调器) 基本上是通用的, 而射频部分和天线能共用则共用;不能共用时则根据不同波形 (分配不同工作频率) 选配。例如AN/PRC-117G (V) 1 (C) 运行窄带波形时, 采用1副30～512 MHz天线;运行宽带波形时, 采用1副225 MHz～2 GHz天线;运行卫星通信波形时, 采用1副243～318 MHz天线;
② 软件通信体系架构 (SCA) :SCA是基于通用对象请求代理架构 (CORBA) 制定的软件无线电软件协议和相应技术标准, 由操作环境 (OE) 和应用 (Applications) 组成。多波形JTRS基于SCA构建, 实现了无线电台加载波形、运行应用以及组网到综合系统的可编程性, 成为真正的SDR。而SCA作为提供标准操作环境的核心框架, 必须在每个硬件装置上实现。不同JTRS电台之间可通过SCA架构加载同一种波形, 轻松实现互通;
③ 新组网波形设计:JTRS面向不同应用运行环境/领域 (如地面、机载和海上) 开发4类组网波形, 包括宽带组网波形 (WNW) 、士兵电台波形 (SRW) 、联合机载网络-战术边缘 (JAN-TE) 波形、移动用户目标系统 (MUOS) 波形。各类组网新波形又针对不同作战需求设计了多种空间信号 (SIS) 形式。例如:WNW具有正交频分复用 (OFDM-宽带) 、抗干扰 (宽带) 、先进有效带宽调制 (BEAM-窄带) 和低截获/低探测概率 (LPI/LPD-窄带) 4种不同的空间信号;而SRW具有战斗通信 (CC) -宽带、LPI/LPD、电子战 (EW) -宽带抗干扰3种空间信号。新波形的每种空间信号形式具有广泛的可设置波形参数域, 不但涉及的参数全面, 而且参数值可设置范围广, 由此每种波形的空间信号形式又衍生了多种具体工作模式, 从而在波形的空间信号层涵盖各种带宽和数据率。例如WNW OFDM波形可通过设置调制进制、前向纠错编码 (FEC) 、展宽因子、分集因子等参数, 工作在共计38种模式;SRW的各波形工作方式可对工作频率、带宽、调制、编码和发射功率等参数进行配置;
④ 传统波形的后向兼容:JTRS计划为后向兼容在役的卫星通信、增强型定位报告系统 (EPLRS) 、单信道地面机载无线电系统 (SINCGARS) 、“迅捷” (Have Quick) 、HF、Link 16等, 开发了十几种传统波形。传统波形基本上沿袭继承原有波形, 并未再将各种通信手段/方式的波形进一步合并;
⑤ 多外形因子 (Form Factor) 电台型谱:JTRS计划主要根据搭载平台/用户的不同, 划分电台运行的不同领域, 进而开发出多种外形因子的电台, 形成如表1所示的电台型谱, 每种电台根据需要选择加载JTRS波形库内的若干几种波形。
通过对JTRS技术特点进行分析, 可总结出多波形战术电台的基本技术内涵是:基于通用硬件平台和软件通信体系架构, 面向不同应用运行环境开发多波形, 每种波形可提供满足不同作战需求的多种空间信号形式, 并具有广泛的可设置波形参数域, 新一代波形应采用通信自适应措施, 具备非视距传输能力, 能够根据信道情况自适应改变空间信号工作参数, 从而在一部战术电台上实现多频段多模式多功能, 提高装备的多用途能力, 减少装备品种数量, 提高装备的互联互通互操作能力。
2 发展途径
国内战术电台现状与发展基于软件通信体系架构的软件定义电台的最终目标相比还有较大差距。不妨在现阶段以能够运行多波形的软件可编程调制解调器、宽带射频及天线为重点开展研究工作。技术途径如下:
① 首先类似JTRS的电台外形因子分类方式, 根据应用需求做好未来电台装备型谱发展规划, 明确每型电台的主要功能用途及选择加载的几种波形工作模式;
② 梳理运行每种波形所需的模块化的软件可编程调制解调器硬件结构, 并描述每个功能模块的输入端和输出端的信号结构 (包括信号形式、接口类型以及频率、带宽、速率、电平等指标) , 以及用于表征该模块功能的所有参数及参数值范围, 明确哪些参数可进行软件重新配置;
③ 归纳得到支持运行多波形的通用硬件平台架构 (各模块尽量能共用则共用) ;用于波形加载/卸载、波形类型及工作模式选择、波形参数配置、波形运行控制的通用系统操作控制软件平台架构;以及按照3个层次设计的波形库软件架构:一是按应用运行环境划分的波形类型, 二是波形工作模式, 三是波形参数配置;
④ 根据多波形电台的体系架构, 开发尽可能靠近射频天线的通用、模块化、接口规范标准化的数字处理硬件平台;支撑软件可重新编程的通用系统操作控制软件平台;以及符合通用设计规范、便于扩展升级的波形库软件。
这样, 战术电台在便于升级的通用软硬件平台及通用接口规范支撑下, 以软件可编程调制解调器为核心, 通过现场加载波形或事先加载多波形、现场选择配置的方式, 即可根据用户需要和应用环境选择运行适宜的通信波形, 灵活实现多功能、多任务。
3 主要关键技术
3.1通用硬件平台
通用硬件平台的基本思想是将宽带A/D变换尽可能地靠近射频天线, 即尽可能早地将收到的模拟信号数字化, 使得在同一硬件平台上能够最大程度地通过可重新编程软件来实现电台的各种空中接口、传输机制、协议和应用, 即运行基于SCA的多波形。
通用硬件平台可参照图1所示的体系结构构建, 规定了一种树形结构的硬件类和一组实现要求。在最顶层, 硬件体系结构类包括机箱类和硬件模块类, 而硬件模块类又派生出射频、调制解调、处理器、信息安全、输入输出、电源、定位模块等子类。该结构采用面向对象的方式, 以类和属性继承的结构包括了所有应用领域中通用的硬件。对应于硬件子类的硬件对象就是实际设备中的硬件模块, 也就是这些硬件子类的物理实现。硬件模块应根据平台和环境的要求来确定具体的属性值, 进而被实例化为适用于不同平台和应用领域的硬件模块。
多波形战术电台在逐渐发展成为SDR的初级阶段, 其核心是能够运行多波形的软件可编程调制解调器。软件可编程调制解调器作为运行多波形的基带处理平台, 其构建过程是通过梳理每种波形运行所需的硬件平台架构, 进而以支撑多模式、多波形的最大化设计原则, 归纳得到通用的基带处理硬件平台。该平台采用模块化结构, 严格确定各模块的接口规范以便于重构升级, 各模块尽量共用以节省资源和简化结构, 采用高性能元器件以适应多任务需求, 提供多模式所需的最大通道数, 支持运行各种波形工作模式;并基于通用系统操作控制应用软件, 实现多波形一体化调制解调器的软件可编程、可重新配置、可现场升级。
3.2软件通信体系架构
软件通信体系架构即符合通用设计规范的系统操作控制软件平台, 可参照图2所示的各模块间关系进行软件构建, 通过分层的、开放的基础软件将核心应用和非核心应用与底层硬件分离开, 并通过CORBA中间件技术提供分布式的处理环境, 以提高波形应用软件的可移植性、可扩展性和可重用性, 具有波形加载/卸载、波形类型及工作模式选择、波形参数配置以及对基带设备、射频设备的波形运行控制等功能。现阶段其研究重点是开发具有自主知识产权的可操作、可裁减、可扩展的系统软件模块及相关协议标准。
基于该软件平台的SDR将可以在通用硬件平台上, 加载不同的通信波形组件、网络协议和其他软件;支持软硬件即插即用, 能根据多种特定战术域的作战需求对波形进行重配置;并通过更换软硬件模块, 容许加入新的功能、技术和标准, 便于实现扩展升级。
3.3多波形技术
战术电台多波形技术即构建满足需求的多种波形, 形成一个通用的波形库。多波形技术的研究重点包括波形库的组织规范和波形组件的设计规范。波形库的组织规范是将波形库内的模块有机组合起来的整体框架结构。波形组件设计指开发独立于硬件的、基于软件体系架构的波形应用程序。多波形设计可分为3个层次:一是面向运行环境/应用领域进行波形分类;二是每类波形根据工作场景的不同可选不同的空间信号形式;三是每种空间信号形式具有广泛的可设置波形参数域, 可进一步划分为不同的基本波形组件, 例如信号帧处理波形组件、信道编译码波形组件、调制解调波形组件等, 定义组件之间的交互方式与接口, 使组件能够在系统中根据需求连接成完整的波形应用, 组合为一系列工作模式。这种设计方式使得多波形电台能够涵盖多频段、各种带宽 (宽带、窄带) 以及各种数据率。
3.4通信自适应技术
新型战术电台波形应采用通信自适应措施, 具有链路自适应的能力, 能够感知信道传播条件, 自动适应业务载荷、干扰和电子战威胁条件, 通过数据率自适应和前向纠错等机制动态地适应链路, 并支持频谱管理策略, 从而智能地将工作参数调整至使链路性能最佳。
4 结束语
基于通用硬件平台及软件无线电技术运行多波形的新型战术电台, 是实现战术通信装备的多频段多模式多用途、互连互通互操作以及增强信息化部队战术通信能力的关键装备之一。开发符合通用设计规范的硬件平台、系统操作控制软件平台以及波形库软件, 已成为未来多波形战术电台发展中的核心技术, 亟待开展深入研究。
参考文献
[1]吴坤兴.美军的联合战术无线电系统 (JTRS) [J].舰船电子工程, 2002 (3) :45-49.
[2]邱永红, 朱勤.基于软件通信体系结构的无线通信系统研究[J].系统工程与电子技术, 2004 (5) :621-623.
用波形图法分析时序逻辑电路 篇5
(1) , 根据电路列出方程式, 包括特性方程、驱动方程、进位方程等;
(2) , 计算状态转换真值表;
(3) , 绘出状态转换图;
(4) , 绘出波形图;
(5) , 检查能否自启动。
分析时, 必须按部就班, 一环扣一环, 哪一个环节不熟练, 便无法进行下去, 此外必须熟练掌握各种触发器合门电路的特性, 才能作出正确的分析结果, 笔者采用波形图法分析时序逻辑电路, 获得较好的教学效果。
图一所示电路由4个触发器F3、F2、F1、F0组成, 输入脉冲从CP端输入, 作为F0的时钟脉冲, F0的输出Q0作为F1的时钟脉冲, F2的时钟脉冲由F1的输出Q1提供, F3的时钟脉冲由F2的输出Q2提供, 四个J—K触发器的时钟输入端都是低电平有效。就是说触发器的翻转时刻对应于时钟脉冲的下降沿, 由于J—K触发器都接成T/触发器 (J=K=1) , T/触发器的特点是每输入一个时钟脉冲, 电路翻转一次, 因此, 每输入一个CP脉冲, 在CP脉冲下降沿出现的时刻, F0便翻转一次, 在图二中, Q0的波形就是根据这个道理画出来的, 同理, Q0的每一个下降沿出现时, F1就翻转一次。于是得到Q1的波形, Q1的每一个下降沿出现时, F2就翻转一次。于是得到Q2的波形, Q2的每一个下降沿出现时, F3就翻转一次。于是得到Q3的波形, 这样便得到电路的波形图, 如图二所示。
从图二看出:
1.Q0波形的频率为CP脉冲频率的1/2倍, Q1波形的频率为CP脉冲频率的1/4倍, Q2波形的频率为CP脉冲频率的1/8倍, Q3波形的频率为CP脉冲频率的1/16倍。这就是该电路的分频原理。
2.设各触发器的初始状态都处于“0”态, 即前全去Q3Q2Q1Q0=0000, 当第1个CP脉冲输入后, 电路状态变为0001, 当第2个CP脉冲输入后, 电路状态变为0010, 当第3个CP脉冲输入后, 电路状态变为0011……当第15个CP脉冲输入后, 电路状态变为1111, 当第16个CP脉冲输入后, 电路状态变为0000, 以后周期性的重复下去, 由此可得到电路的状态转换图为:
3.各触发器的时钟信号时逐次传递的, 且低位的翻转频率高, 高位的翻转频率低。这种从低位到高位逐次传递时钟信号的时序逻辑电路属于异步逻辑电路。
由此可见:图一所示电路为二进制异步加法计数器。异步计数器的优点是电路简单, 由于电路翻转总需要一定时间, 计数器的位数越多, 因翻转造成的延时时间也越长, 因此异步计数器的工作速度较低。
图三所示电路由4个JK触发器, 3个门, 1个与或门做成, 4个JK触发器的钟
信号由CP输入端统一提供, 因此为同步时序逻辑电路, F0的JK都接高电平1, 构成了T/触发器, 每输入一个CP脉冲, F0便翻转一次, 翻转时刻对应于CP的下降沿。F1、F2、F3的J、K端连接在一起, 构成T触发器, T触发器具有保持合翻转两种功能, 在时钟脉冲的下降沿到达的时刻, 若J=K=0, 触发器保持原态不变, 若J=K=1, 触发器翻转一次。
F1的J=K=Q0Q3, 只有在Q0=1Q3=0时, F1才可以翻转, 否则将保持原态不变, 因此, 对F1来说分两种情况:
(1) , 在Q3=0时, F1是否翻转由F0状态 (即Q0) 决定, 在时钟脉冲下降沿到前夕, 若Q0=0则F1保持原态, 若Q01则F1翻转一次。
(2) , 在Q3=1时, 不管Q0为何状态, F1都保持原态不变。
F2的J=K=Q0Q1, 只有Q0Q1都为电平F2才可以翻转, 否则将保持原态。
F3的J=K=Q0Q1Q2+Q0Q3=Q0Q1Q2+Q3) , 表明F3要能翻转, 必须同时满足两个条件:
(1) , Q0=1;
(2) Q1Q2同时为1或者Q3为1, 否则F3保持原态。
下面结合图四所示波形图进行讨论:
F0为T/触发器, 每对应CP脉冲的一下降沿, 触发器翻转一次, 从而得到Q0波, F1为T触发器, 在第2、4、6、8个CP冲作用期间, Q0=1, 对应CP下降沿F1转一次。在第1、3、5、7个CP脉冲作用间, Q0=0, 对应CP下降沿F1保持不变, 就是说在第九个时钟脉冲之前:Q3=0, 对应Q0的一个下降沿, F1翻转一次, 第个CP脉冲到达时虽然Q0A下降沿有效, 因Q3=1, 因而Q1保持低电平不变。
F2处为T触发器, 在第4, 8个CP脉作用时 (即其下降沿前夕) , Q0=Q1=1, 发器F2翻转, 在第2, 6, 10个CP脉冲用时, Q1=0, 触发器F2保持不变。
F3处为T触发器, 在第8个CP脉冲作用时, Q0=Q1=Q2=1, 触发器F3翻转, 在第10个CP脉冲作用时, Q0=Q3=1, 触发器F3又翻转。
这样就得到图四所示波形图, 可见该电路的状态转换图为:
由此可见:图三所示电路为十进制同步加法计数器。
4. 小结
从上述讨论可以看出, 用波形图分析逻辑电路紧扣各触发器的逻辑功能和特性, 分析它们在时钟信号和输入信号作用下的状态变化, 从而得出电路的波形图以及状态图, 简单明了, 概念清晰, 容易理解、掌握。
摘要：本文运用波形图法分析时序逻辑电路, 具有简单明了、易懂的优点。
关键词：触发器,状态图,自启动,异步计数器,同步计数器
参考文献
[1]阎石主编《数字电子技术基础》高等教育出版社
基于正弦波形的定时同步算法 篇6
关键词：突发通信,定时同步,快速同步,正弦波形
0 引言
在无线数字通信中, 同步技术非常重要, 而定时同步更是数字通信系统有效可靠工作的前提与基础, 其估计性能的好坏将直接影响整个系统的通信质量, 因此采用一个高精度的定时同步算法至关重要。由于短波突发通信具有隐蔽性、抗干扰、不易摧毁等优点, 被广泛用于军事通信, 使得怎样实现快速的定时同步, 成为一个关键技术。
数字通信中常用的定时同步算法有锁相环法、内插法、最大平均功率法、最大似然法等。文献[1]提出的锁相环法, 由于结构简单, 易硬件实现, 被广泛应用于定时同步。但是该方法的由于是通过反馈进行同步, 同步速度较慢, 并且存在“悬搁”效应使得锁相环法并不适合突发通信。内插法在每2个样点间插入N-1个零, 经过插值滤波器滤波, 通过内插算法直接获得定时同步脉冲, 内插法估计精度高, 跟踪性能好, 但是捕获同步时间较长, 算法收敛需要经过一段较长时间, 也不适用于突发通信[2,3]。绝对值非线性变换算法[4]、平方律非线性变换算法[5]、四次方非线性变换算法[6]和对数非线性变换算法[4]都是基于最大似然函数的前向定时误差估计算法, 这些最大似然估计算法, 既不需要反馈环路, 又能够实现地采样率下的定时同步, 但是这些算法用到大量乘法运算, 计算量较大, 不适合突发通信。文献[7]提出了一种基于平均功率的算法, 首先对接收信号作平方变换, 并不采用滤波器来提取时钟, 而是通过判断最大平均功率值进行定时误差估计, 算法简单, 易于实现, 但是每符号需要32个采样点才能得到较精确的定时误差估计, 大大增高了硬件实现难度, 并不利于应用与实际工程中, 同时最大功率算法在不是1/P的整数倍时, 误差很大, 因此最大功率算法也不适用于短波突发通信。
针对传统算法的不足, 本文提出针对MPSK调制的一种新的快速定时同步算法, 相对于最大平均功率法只利用最大值, 本文算法通过四个平均幅值点来估计定时误差, 使得本文算法能够实现四倍采样率的定时同步, 估计性能上接近于最大似然估计法, 同时大量减少了乘法运算, 计算复杂度有了很大的改善, 经过仿真实验证明, 本算法能够实现突发通信定时同步, 并且具有良好的估计性能。
1 信号模型
接收信号经过匹配滤波后, 进入时延估计器的信号为:
其中, A是接收信号的幅度, 是接收信号与发送信号存在的相位误差, ak是经MPSK调制的发送符号, 满足:
其中M是相位调制的进制数, αk为第k个符号的相位, ak统计上满足均值为0, 方差为1, 各符号间独立且同分布, gc (t) 是发送端成形滤波器、信道与接收端匹配滤波器的总体响应, T表示发送与接收信号的符号周期, f=1/T为符号速率, Ts为采样周期, fs=1/Ts为采样速率, τ就是需要估计的定时误差, 相对于符号周期T而言, τ随时间变化缓慢, 在一定的符号长度内可以认为是常值, wc (t) 是复高斯白噪声, 零均值, 方差为N0=2σ2。
实际中一般信号的采样速率fs与符号速率f都成整数倍的关系, 即对rc (t) 以P倍符号速率的采样速率进行过采样, 得:
其中P=fs/f, 是采样速率相对于符号速率的倍数。
2 原理分析
算法的基本思想是:对接收到的信号序列做绝对值变换之后, 没有通过滤波器来提取时钟, 也不需要进行频域变换, 而是直接在时域采用算术运算的方法, 通过四个采样点的平均幅值直接估计得到定时误差值。
由式 (3) 可知信号每个符号内采样P个样点, 则采样信号序列第k个样点的平均幅值为:
其中, 0≤k≤P-1, 实际应用中在L个符号内计算, 得到L个符号内的P个采样点的平均幅值为:
将式 (2) 代入式 (5) 中可以简化为:
假定每个符号中以第一个采样点为标准点, 最佳采样点相对于第一个采样点的时间差为定时延时, 定时延时范围为[-0.5T, 0.5T], 当估计的定时误差大于0.5T时减去1T, 定时误差小于0.5T时加上1T, 使得其在[-0.5T, 0.5T]范围内。为了能直观的介绍本文算法的基本思想, 先进行做一个MATLAB仿真实验, 采用QPSK调制, 得到每符号二十五个采样点的平均幅度值, 假定延时为0.25T时各个采样点平均幅度的变化曲线。
从图中可以看出24个采样点的平均幅值呈正弦波形, 且在第6个采样点的平均幅值最大, 而第6个采样点对应的定时延迟为6/24T=0.25T, 正好是所要估计的定时误差, 经过多次试验发现采样点的平均幅值呈正弦曲线规律分布且满足最大幅值点与定时延时是线性关系 (最大幅值点除以采样点数就得到定时延时) , 则第k个样点的平均幅值Yk可以近似成正弦函数。
其中A是正弦函数的幅度, 为正数, B为正弦函数上下平移量, φ为正弦函数的相位, 满足-π≤φ≤π, τk是第k采样点对应的定时延时, 参数A, B, φ都是未知的。同时从式 (6) 可以看出, 平均幅值与进制数没有关系, 尽管式 (7) 是由QPSK调制得到的, 对所有MPSK调制都是适用的。
显然每符号24个采样点能估计出定时频偏, 但是高采样率会增加设备的复杂度, 采样率越低越好, 而式 (7) 有三个未知参量, 因此每符号必须采样三个以上。现在分析每符号四个采样点时的定时误差估计, 以第一个采样点为标准点, 则第一个采样点对应的定时延时为0, 第二个采样点的定时延时为0.25T, 第三个采样点的定时延时为0.5T, 第四个采样点的定时延时为-0.25T。实验条件:信号每个符号内4个采样点, 定时误差τ为0.25T, 信噪比SNR为10 d B, 调制方式采用QPSK。图2 (a) 的定时误差为0, 图2 (b) 的定时误差为0.25T, 图2 (c) 的定时误差为-0.25T, 图2 (d) 的定时误差为0.5T。
从仿真图可以看出, 四个采样点的平均幅值确实可以近似确定一个正弦曲线, 并且这个正弦曲线的最大值点将很接近真实的定时误差, 可以作为定时误差估计。
于是可以得到如下方程组:
式 (8) 可以简化为:
式 (9) 有四个方程三个未知量, 任意三个方程都能得到三个未知量的解, 通过式 (9) 可以得到四组解。
由Y1, Y2, Y3得:
其中tan () 表示正切函数, 由Y1, Y2, Y4得:
由Y1, Y3, Y4得:
由Y2, Y3, Y4得:
求出φ值是算法的关键, 先考虑一种情况:四个采样点的平均幅度值中第二个采样点的平均幅度值最大, 类似于图1中的 (b) , 此时真实的定时误差应该在0.25T左右, 而这时的正弦函数相位满足-π/2≤φ≤π/2, 由式 (10) 至式 (13) 得到四个相位估计值。
其中atan () 表示反正切函数, 为了减小噪声的影响, 对四个相位估计值做平均得到最终相位估计值φ1^为:
定时误差是最大平均幅度的时刻, 即是下式取得最大值。
对Y (τ) 求导数得:
由式 (14) 得:
其中k为整数, 不是唯一值, 当最大平均幅值点是第二个采样点时, 真实定时误差必然在[0, 0.5T]范围内, 由前面分析可知, 相位估计值范围内, 因此式 (15) 中的k必定为0, 即得到定时误差的估计值为:
同理可以得到最大平均幅值是第一个采样点时, 定时误差估计为:
其中为相位估计。
最大平均幅值是第三个采样点时, 定时误差估计为:
其中为相位估计。
最大平均幅值是第三个采样点时, 定时误差估计为:
其中为相位估计。
通过上面分析, 新算法流程为:
(1) 对L个符号内4L个采样信号作绝对值变换;
(2) 计算出平均幅值Y1、Y2、Y3、Y4, 并找出最大平均幅值Ymax;
(3) 通过式 (19) 、式 (18) 、式 (22) 、式 (24) 估计出定时误差。
3 建模仿真与分析
3.1 复杂度分析
由上面分析发现, 本文算法乘法运算是与观察数据长度L和每符号采样的数据率P无关的常量, 极大地减小了乘法运算量, 而复杂度主要与乘法运算量相关, 表1是本文算法与4种前向定时算法复杂度比较表, 可以清楚地看出本文算法在复杂度上具有很大优势。
3.2 估计范围分析
本文算法估计范围与最大平均功率算法和最大似然估计算法的范围一样, 能够达到±0.5T, 完全能够实现定时误差估计, 图3是归一化定时误差值τ在-0.5T到0.5T变化时, 新算法与平方定时估计 (AVN) , 绝对值定时估计 (SLN) , 四次方定时估计 (PLN) 算法估计方差随频偏变化的曲线图。仿真条件:采用QPSK调制, 匹配滤波器滚降系数R=0.5, 输入信噪比SNR为15dB, 观察数据长度L为100, 每一个符号周期内采样4个数据, 信道模型采用高斯白噪声信道。由仿真实验可以看出本算法与传统算法的估计范围都能接近±0.5T, 并且性能很好, 验证了理论上估计范围为fe
3.3 估计性能分析
新算法与平方定时估计 (AVN) 、绝对值定时估计 (SLN) 、四次方定时估计 (PLN) 算法一样在低信噪比下估计性能不是很好, 存在信噪比门限, 图4是新算法与与平方定时估计 (AVN) 、绝对值定时估计 (SLN) 、四次方定时估计 (PLN) 算法随信噪比变化图。仿真条件:采用QPSK调制, 匹配滤波器滚降系数R=0.5, 输入信噪比SNR在1 d B到15 d B变化, 观察数据长度L为100, 每一个符号周期内采样4个数据, 信道模型采用高斯白噪声信道。有仿真图3可以看出本文算法在低信噪比下 (小于5d B) 估计方差很大, 当大于5 d B时, 新算法估计方差接近于性能最好的绝对值估计算法, 验证了理论分析的结果。
3.4 滚降系数的影响
新算法与最大平均功率算法一样, 受到匹配滤波器滚降系数的影响, 滚降系数越小, 估计性能越差, 滚降系数越大, 估计精度越高, 接下来通过仿真实验来验证。仿真条件:采用QPSK调制, 匹配滤波器滚降系数R=0.1, 0.3, 0.5, 0.7, 0.9, 输入信噪比SNR在0～20 d B, 观察数据长度L为100, 每一个符号周期内采样4个数据, 信道模型采用高斯白噪声信道。从图5中可以看出滚降系数R=0.1时估计方差很大, 不能实现定时同步, 随着滚降系数的增大, 估计性能得到明显改善。
4 结语
本文提出了一种快速定时同步算法, 主要适用于MPSK调制信号。利用四个平均幅值点在时域直接估计出定时误差, 不需要进行大量的乘法运算, 计算复杂度低, 能实现四个采样点的快速同步, 由于不像最大平均功率算法只利用最大值估计定时误差, 本文算法估计精度较高, 接近最大似估计算法。但是从MATLAB仿真实验中发现, 本文算法在低信噪比下估计性能不是很好, 并且受到匹配滤波器的滚降系数影响, 滚降系数越小, 性能就越差。
参考文献
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爆破振动波形预测模型及应用 篇7
关键词：爆破振动,波形函数,振动波形,预测模型,预测波形
工程爆破在国民经济发展中发挥着至关重要的作用, 在矿山、水利、交通等工程中得到广泛的应用。它加快了工程建设的进度, 节约了能耗, 但与此同时也带来了一些负面影响, 包括爆破地面振动、爆破个别飞散物、冲击波等等。随着人们生活质量的提高和爆破环境的复杂化, 对爆破效果的控制要求越来越严格, 因此爆破灾害的预测与控制是岩土爆破界亟待解决的问题。
由于爆破振动涉及到的因素有很多方面, 与炸药量、炮孔大小、地质条件、爆破环境等物理量都有关系。到目前为止, 以往的爆破预测大都是建立在通过对大量测试数据进行回归和统计分析基础上得到的, 以经验公式和经验系数为主, 但也只能对爆破振动效应幅值的大小进行预测。现有的关于爆破振动强度预测的经验公式大都符合以下形式[1]:
其中, V为用来描述爆破振动强度的物理量, 例如振动速度、加速度、位移等;Q为炸药量, kg;R为测点到爆源中心的距离, m;k, m, n均为与爆破条件、地质特性等相关的系数。
综合比较现在世界各国应用于爆破振动强度预测的经验公式, 如中国的萨道夫斯基公式[2], 美国矿务局的经验公式[3]等等基本都符合式 (1) 的形式, 只是表达方式不尽相同, 但其预测结果差别并不是很大。
经过大量的试验比对, 专家学者们发现用爆破振动的峰值速度来描述爆破振动强度最有意义, 从而延伸到对爆破振动波形的预测。这样不仅可以预测幅值大小, 还能看出不同频率下相位的分布。吴从师[4]、徐全军[5]、刘军[6]、Yang[7]等都在波形预测上进行了深入研究, 非常具有代表性。此外, 近年来随着人工神经网络方法的出现, 也有人把此方法应用于预测爆破振动强度[8,9], 该方法有着极强的非线性动态处理能力, 在爆破振动预测方面发挥着强有力的作用。
1 信号函数形式分析
1.1 应力波初始波形特点
P.J.Tidman和J.R.T.Grant通过下述实验[10]:炸药类型EN1509 (密度1.6 g/cm3, 爆速7 000 m/s) , 药量100 g, 炮孔直径25 mm, 装药方式选用条形耦合装药, 在13%的孔四周贴绕长10 mm的带状铝箔 (宽2 mm, 厚5μm) 的传感器来监测孔壁运动。得出振动的主振周期1μs, 主振频率1 000 k Hz, 最大振幅1.6 mm/μs, 主要震荡次数是1次。
另外, A.M.斯坦福尔得提出:一个长6.7 m的药卷在波速为6 167 m/s的岩石中以6 500 m/s的速度爆轰, 应力波衰减指数n=1.44, 圆频率ω=0.014μs, 则波的形状为:
总结上述各个实验, 发现在单孔爆破时, 应力波波形在初始阶段基本相同。在短时间内, 压力快速升高到很大, 然后开始下降。波形在经历1个~2个周期后开始衰减, 衰减速度由慢及快。此外, 主振频率和峰值差别较大。
1.2 确定信号函数
信号函数只与爆炸的初始条件有关, 其影响因素包含很多方面。在耦合装药条件下, 设单孔信号函数为ajδ (t) , 其中, aj为第j个炮孔爆炸强度幅值;δ (t) 为单位脉冲函数[11]。其中:
其中, aj的确定方法如下:首先确定一种标准炸药, 然后寻找一个标准药量Q0能与a0=1对应。则b为实际使用的炸药波阻抗与标准炸药波阻抗的比值, Q为第j个炮孔的药量。
若设mj为第j个炮孔装药的不耦合影响系数, 已知耦合度不仅对初始参数的峰值有影响, 而且对脉冲周期的影响也不容忽视。但考虑到要建模型, 在这里先忽视它对脉冲周期的影响。因此, 在不耦合装药条件下, 可求得单孔信号函数为mjajδ (t) 。
2 响应函数构建
响应函数的构建涉及到爆破的方方面面, 能反映出在爆破过程中包含的各个因素。目前仅仅由单孔信号函数还无法算出其响应函数s (t) , 而需要通过对试验数据进行回归分析得到, 在近场的爆破地震效应中最具代表性的是R.L.Yang, P.Katsabanis和W.F.Bawden的实测记录, 实验记录情况见文献[12]。文献给出这样的结论:频率越高, 振动波的衰减越慢。而远场振动波的衰减规律是在一个周期或一个波长上的能量衰减是一个常数。
国内外有关由爆破响应函数预测出的波形的几率资料有很多, 综合比较可以发现当离爆破地点较近时, 爆破的振动频率都在1 000 Hz以上。单孔爆破获得的振动信号中包含了爆破振动的各种属性特征, 利用实测的单个炮孔爆破振动波形来表征群组炮孔的爆破振动特点也是有依据的, 但大多数都停留在理论分析阶段。由于爆破的复杂性, 爆破预测存在着很大误差, 还需要进一步分析研究, 增加其可靠性。
因此, 在单孔爆破条件下, 考虑到爆炸相似定律, 结合萨道夫斯基公式, 构建的单孔爆破地震波响应函数为[13]:
其中, s (t) 为介质质点的振动峰值速度, cm/s;β为品质因子, 取为70;k, α分别为与爆破点至介质质点间的地质条件、岩石特性等有关的系数和衰减指数, 其取值可按表1选取;其他符号意义同前。
经分析, 该模型的构建同时考虑了振幅和频率的衰减规律, 也考虑了影响爆破地震波振幅、频率衰减的较多因素的作用, 减小了爆破预测的误差, 对爆破地震波的全过程进行了模拟, 可以运用到实际工程中, 有助于对爆破地震进行评估和对爆破参数进行优化。
3 应用实例
青岛地铁一期工程 (3号线) 02标处于城市建成区内, 周边军用、民用设施众多, 管线密布, 特别是地铁下穿青岛市市南区德国建筑群。如何主动控制爆破振动、防止爆破地震效应的发生已成为工程施工中的重中之重。
现场爆破试验选在中山公园站1号风井, 井深24 m, 地下水位埋深9.2 m, 矩形断面, 兼做施工竖井。试验中所采用的单段炸药量分别为0.85 kg, 1 kg, 现场测点布设图如图1所示。
风井周围环境较为复杂, 东侧有一座三层砖石结构的楼房, 北侧有市政燃气管道通过。它的围岩属于燕山晚期花岗岩及花岗斑岩类型, 质地比较坚硬, 需采用爆破法开挖, 运用台阶法浅孔微差控制爆破, 楔形掏槽, 选用2号岩石乳化炸药, 防水性能较好。井壁四周则可以充分依据光面爆破控制技术, 采用导爆索配合光爆小直径炸药。根据《爆破安全规程》, 一般砖房的爆破振动安全标准如表2所示。
现场试验大体上可以分为两个部分, 第一部分是进行单段爆破试验, 第二部分是进行微差爆破试验。每个部分都要紧凑衔接, 确保试验的准确性。为安全起见, 首先进行爆破振动预测, 依据构建的模型, 单段爆破的预测波形如图2所示, 包括时程曲线和频谱图。而实测的两个测点单段爆破的波形如图3所示。
通过图2和图3的对比, 可以看出, 预测波形与实测波形其特征基本相同, 因此说明此模型满足实用要求。
第二部分进行微差爆破试验, 分为两步:1) 在各段装药量不变的条件下, 优先起爆第1段炸药, 待微差时间t后再起爆第2段炸药, 采集相应信号, 编号为S1;2) 在保证各段装药量及微差时间不变的前提下, 起爆顺序与第一步正好相反, 其他过程相同, 采集到的信号编号为S2。考虑到雷管对微差时间的选取有限制作用, 对间隔延期雷管爆破进行了合理的微差时间的预测, 图4是微差时间分别为25 ms, 50 ms爆破的预测波形结果。从图4可以看出, 当微差时间为25 ms时, 爆破振动的最大振幅为1.94 cm/s, 主频为117 Hz;当微差时间为50 ms时, 爆破振动的最大振幅为1.83 cm/s, 主频为121 Hz。而单段爆破振动的最大振幅为1.85 cm/s, 主频为116 Hz。亦即当微差时间为25 ms时, 爆破振动强度增大, 而当微差时间为50 ms时, 两段信号独立且没有叠加, 振动强度没有增大, 说明微差时间为50 ms是合理的, 这点也可通过试爆测试看出 (见图5, 图6) 。
4 结语