波形优化（精选7篇）
波形优化 篇1
摘要：MIMO雷达通过发射正交编码信号来获得独立的空间分集增益,改善目标检测识别性能。它对发射信号波形优化设计提出了更高的要求:首先信号为正交信号,以便减低信号间干扰并获得独立的空间分集增益;其次信号为大时宽、宽带宽的脉冲压缩信号,以便解决探测距离和距离分辨率的矛盾。文中根据以上两条要求构造适合的适应度函数,提出了一种基于遗传算法的正交编码信号设计方法,为正交MIMO雷达发射信号进行波形优化,仿真结果和实验分析验证了算法的有效性和可行性。
关键词：MIMO雷达,波形优化,遗传算法,正交编码信号
MIMO雷达通过在不同天线上发射接收正交信号,利用目标的空间分集机制改善目标的检测性能[1,6,7]。为最大程度地发挥MIMO雷达的优势,系统对发射信号的设计提出了更高的要求:首先,与传统的单基雷达一样,要求发射信号为大时宽、宽带宽的脉冲信号,在接收端对大时宽、高带宽的信号进行压缩处理,从而得到脉冲宽度为信号带宽倒数的窄脉冲信号,解决雷达探测距离和分辨率之间的矛盾。压缩输出信号须具有高的主副瓣比,以避免弱目标被强目标副瓣淹没和副瓣带来的错误检测;其次,由于MIMO内各信号间的干扰也不容忽视,所以它还要求网络雷达系统内各发射机发射的信号互不相关,从而使雷达在不同方位获得独立的空间分集增益[6,7],并降低雷达间干扰带来的虚警概率。
相位编码压缩和时间频率编码压缩技术是常用的脉冲压缩技术,要找到一组L个码长为N的具有高分辨特性的正交多相或多频编码信号是一个典型的非线性优化问题。基于概率模型的遗传算法[8,9]是解决非线性寻优的一种有效方法,具有智能化全局寻优,且收敛性不受初始值限制的优点。文中将MIMO雷达发射信号的自相关函数副瓣峰值和互相关函数的峰值之和作为目标函数,通过构造适应度函数,利用遗传算法实现发射信号波形优化设计。仿真结果和实验分析验证了该算法的有效性和可行性。
1 正交MIMO雷达发射编码信号模型
考虑正交MIMO雷达有L个发射天线,每个天线均发射相互正交的编码脉冲信号{sl(t),l=1,2,3,…,L},每个信号有N个持续时间为T1的子脉冲组成。由于信号间的正交性,那么任意两个发射信号自相关函数满足
C(sp,sq,τ)=∫tsp(t)s*q(t+τ)dt=0,p≠q,∀τ∈R,p,q=1,2,3,…,L (1)
其中,“*”表示共轭运算操作符号。为使信号具有高的距离分辨力,信号的非周期自相关函数有以下形式
其中E为信号sl(t)能量。
对于有M个可能相位状态的正交多相编码脉冲信号{sl(n)=ejφl(n),n=1,2,3,…,N},l=1,2,3,…,L,其中,
其中,k表示离散时间。当
2 信号波形优化设计算法
2.1 适应度函数构造
正交信号的性能可以由自相关函数的副瓣电平峰值(ASP)和互相关函数的电平峰值(CP)表征,受ASP和CP约束的代价函数
其中,λ为自相关函数与互相关函数之间加权系数。与遗传算法相结合,将代价函数转化为适应度函数
式中,λ此时为适应度因子,λ越大,表示互相关对环境的适应影响越大;Cmax1为E1的最大值,保证适应度函数的非负性。考虑互相关能量和自相关函数副瓣能量的分布,适应度函数
其中,Cmax2为自相关副瓣能量和互相关能量之和的最大值。适应度函数式(9)通过约束相关函数能量,均匀地分布在所有可能时刻上来最小化ASP和CP,具有良好的稳健性[10]。因此,在进行波形优化设计时,采用式(9)作为适应度函数。
2.2 基于遗传算法的正交多相编码序列优化设计
由于遗传算法主要模拟生物的进化过程进行搜索,而生物的进化过程主要通过染色体之间的交叉和变异来完成,所以需要对正交编码序列组模拟染色体进行二进制编码。鉴于多相编码序列本身就是一种多元伪随机序列,故采用二进制编码时,可以将每个相位状态向二进制数进行简单的映射。以常用的四相编码信号为例,则有
Step1 对i =0产生初始化种群
Step2 根据各个个体的适应度值,采用轮盘赌方式从第i代种群
Step3 将种群
Step4 对种群
Step5 对种群
2.3 正交多频编码序列优化设计
由于多频编序列本身也是一种伪随机编码序列,在进行遗传编码时,将编码序列为的任意排列影射为一个多相编码序列。同时由于多频编码序列中每个码元的不可重复性,使得交叉操作不易进行,将采取扩大种群、加大变异概率等措施避免算法早熟。其主要步骤如下:
Step1 对i =0产生初始化种群
Step2 根据各个个体的适应度值,采用轮盘赌方式从第i代种群
Step3 行变异操作,产生多个互异的随机变异位,然后将不同位置的码元随机互换,从而生成新的个体。为防止早熟现象,变异概率要比多相编码设计时的大,并采用自适应算法[10]进行对其进行自适应调节。
Step4 对种群
3 MIMO雷达波形优化设计结果分析
在进行正交多相编码信号设计时,主要参数为:种群大小P=100;起始交叉概率pc1=0.8;最小交叉概率pc2=0.5;起始变异概率pm1=0.05;最大变异概率为pm2=0.15;最大迭代步数为1 200。在进行正交多频编码信号设计时,主要参数为:种群大小P=150,起始变异概率pm1=0.10,最大变异概率为pm2=0.30最大迭代步数为2 000。
表1给出了L=4,N=40,M=4,λ=1时优化得到的一组正交多相编码序列的相位值,其中
表3列出了L=3,N=32,λ=0.56时,优化得到的正交多频序列编码。表4给出了多频编码序列的归一化ASP和CP,其中对角线元素表示归一化ASP,其余元素表示不同信号间的归一化CP。ASP平均约为0.038 4或-28.3 dB,CP平均约为0.071或-23 dB。在其他条件相同的情况下,当式(9)中λ由0.56变为1.25时,ASP平均约为0.039 3或-28.1 dB,CP平均约为0.067 3或-23.4 dB。实验表明,适应度因子对基于遗传算法的正交多频编码信号优化起到了有效的调节作用,增大意味着CP对适应度函数影响变大,使得CP降低,ASP升高。
4 结束语
针对正交MIMO雷达对发射信号高分辨特性和正交特性的要求,提出了一种基于遗传算法为正交MIMO雷达优化设计正交编码信号的方法。它利用遗传算法具有整体非线性寻优的特性,通过非线性迭代搜索符合自相关和互相关特性要求的正交编码序列。计算机仿真和实验分析表明,采用本算法能够有效地设计出符合要求的正交多相和多频编码信号。
波形优化 篇2
1 DDS基本原理
DDS技术的核心是利用累加器将频率控制字、相位控制字和波形控制字转化成读取波形数据的地址值,再将读出的波形数据与幅度控制字相乘得到不同的波形,其结构框图如图1所示[3]。
输出波形的频率由频率控制字与输入时钟共同决定,其关系表示如下:
其中,fo为输出频率;K为频率控制字;N为一个正整数,其数值一般为频率控制字K的位宽;fc为输入时钟的频率。由累加器输出的结果与相位控制字相加,相当于将输出波形进行一次相移,从而确定波形的相位。因为DDS任意波形发生器能够产生多种类型的波形,所以需要将不同类型的波形数据分区块地写入波形存储器(ROM)中,将之前产生的地址值与波形控制字相加,即为用于将地址指向特定的波形类型的数据所在的区块。读出的离散波形数据经过D/A转换器就转换成了连续的模拟信号,再经过低通滤波器(LPF)就可以得到所需要的平滑波形输出。
2 DDS优化设计
2.1 整体设计方案
本设计的DDS任意波形发生器能够直接产生0~1 k Hz的正弦波、三角波、升/降锯齿波和占空比可变的方波等5种波形,经过后接的功率放大电路其幅值可达65 V。系统采用型号为AD9746的高精度差分D/A转换芯片,其数据位宽为14 bit,这就意味着每个波形数据都为14 bit位宽,则对模拟信号采样生成波形数据时,就需要采集214个数据点。如果按照传统的DDS设计方案,所占用的片上RAM资源为:波形类型数×数据位宽×数据量=5×14×214=1 146 880 bit。由此可以看出,资源的占用量已经远远超出了大多数常用FPGA芯片的片上资源总量。为了减小资源的占用,本设计首先对不同类型的波形数据的存储方式进行优化。
如图1所示,传统的DDS任意波形发生器是将所有类型的波形数据按区块存储在ROM中,按照需求读出某一区块的数据用于产生相应波形。这种设计方案的ROM利用率很低,以存储5种波形数据为例,在生成某种波形时,ROM空间的80%存储的都是无关数据。因此,为了节省空间,将不同类型的波形数据以数组的形式写在软件中,当需要产生某种波形时,通过波形控制字的控制,将指定的波形数据移入FPGA的片上存储器。由于软件运行的存储区域为片外的SDRAM,而SDRAM的存储空间较大,因此,用SDRAM的空间占用取代FPGA片上存储资源的占用可以在很大程度上降低成本。
另外,从式(1)中可以看出,当频率控制字K取1时,可以得到系统的频率分辨率[4]:
由此可见,N的取值越大,输出频率的步长就越小,频率分辨率也就越高。本设计采用了32 bit字长的频率控制字,参考时钟为100 MHz,所以频率分辨率可达0.023 2 Hz。但是,累加器输出的结果将要作为对ROM寻址的地址,而ROM的寻址空间显然无法达到232 bit。为了使地址值能够与ROM中的数据一一对应,又不影响频率分辨率,这里截取累加结果的高14位作为寻址的地址值,但并不表示ROM的寻址空间为214 bit,而是对不同的波形类型将对这14位的地址值做不同的处理,从而进一步对ROM进行优化。
2.2 正弦波、三角波的ROM优化设计
因为系统中采用的D/A的精度为14 bit,所以在对参考的模拟波形采样时,需要采集214个离散的数据点。但是不难发现,正弦波和三角波在4个象限的波形具有很好的对称性,因此,为了进一步对ROM进行优化,只存储波形在第一象限的数据点,利用基于VHDL硬件描述语言编写的硬件反相器对寻址地址值和波形数据进行处理,就可以在不改变数据精度的情况下得到完整的波形[5,6]。由于三角波和正弦波的原理完全相同,所以这里仅以正弦波的ROM优化设计为例进行说明,其硬件框图如图2所示。
从图2中可以看出,虽然累加器输出的结果为14 bit位宽,但是真正对ROM寻址的只有12 bit。实际上,只是累加器输出的最高2位用于对生成波形的4个象限进行选择,其对应关系如图3所示。
在正弦波的生成电路中,ROM只存储第一象限,即图3中是高2位为00时所对应的波形数据。由图3可分析得出,第二象限的波形数据相当于对第一象限数据进行反方向读取,即对地址值先取反再寻址;第三象限的波形数据为第一象限数据的相反数,即对波形数据先取反再读取;第四象限的波形数据为第三象限数据的反方向读取,即同时对地址值和波形数据取反再寻址读出数据。综上所述,反相器1在累加器输出结果的次高位为0时不采取任何操作,在次高位为1时将地址值取反;反相器2在最高位为0时不采取任何操作,在最高位为1时对ROM中的波形数据取反。这样利用2个反相器就可以仅存储212个数据点,还原出14 bit精度的完整正弦波形和三角波形。
2.3 升、降锯齿波ROM优化设计
与正弦波和三角波不同,升/降锯齿波为单调线性波形,所以在针对参考波形进行14 bit精度采样时,将生成的214个数据点每隔3个存储1个,把所存储的数据点个数减小到212个,这对于单调的线性波形几乎没有影响。因此,在寻址时只需要截取累加器输出的高12 bit作为地址值。另外,为了进一步简化设计,考虑到降锯齿波实际上是对升锯齿波的波形数据进行反向读取得到的,因此,可以仅存储升锯齿波的波形数据,利用波形控制字和反相器就可以得到降锯齿波形。其电路框图如图4所示。
2.4 方波生成电路设计
与之前介绍的所有波形的性质不同,方波只是高低电平之间的转换,转换的时间即为占空比。因此,在方波生成的电路中,只需把单一的高电平数据存入ROM中,利用定时器控制一个反相器,在特定时间将ROM中读出的数据取反,就可以生成占空比可变的方波。其电路框图如图5所示。
定时器中,以输入的占空比控制字为初值,每个时钟周期对频率控制字进行一次累加。当累加结果≤232-1时,控制位为0,反相器不工作,D/A直接收到ROM中读出的数据,即输出方波高电平;当累加结果>232-1时,控制位置1,反相器将ROM中读出的波形数据取反,即输出方波的低电平。累加结果为33 bit位宽,当发生溢出时,自动回到初值状态,从占空比控制字开始继续对频率控制字进行累加。因此,通过输入不同的占空比控制字就可以得到占空比可变的方波。
3 测试结果
按照上述优化方法设计出基于DDS的任意波形发生器,FPGA的片上存储器仅需要存储4 096个14 bit位宽的波形数据,就能够实现可输出5种波形的任意波形发生器。在Quartus II 8.0软件中的综合结果如图6所示。
从图6中可以读出,片上存储资源的占用量仅为108 928 bit,这是因为中间过程中用到的寄存器和嵌入的NIOS II软核占用了一部分的存储空间。利用RIGOL公司生产的型号为DS1102CA的示波器可观察到最终的不同频率、不同幅值的输出波形,如图7~图12所示。
若按照传统的设计方案,5种波形、14 bit精度的DDS任意波形发生器将占用FPGA片上大于1 Mb的存储空间,而符合这个要求的FPGA芯片市场价格一般都接近千元。本系统采用Altera公司生产的Cyclone II系列的FPGA芯片EP2C20F484C8为核心处理器件,能够大大减小FPGA的片上资源占用,其市场价格仅为100元左右,很大程度上减小了成本。
参考文献
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[2]杜伟韬,卢起斌,徐伟掌,等.面积优化的调相DDS软核编译器设计与实现[J].微电子学,2008,38(3):381-384.
[3]江志浩,孙明珠,蔡德荣.高精度DDS的FPGA资源优化设计[J].微计算机信息,2009,25(1-2):191-193.
[4]傅沈文,曾广玺.基于DDS技术的高性能脉冲信号源设计[J].微计算机信息,2011,40(4):108-109.
[5]蓝天,张金林.直接数字频率合成器DDS的优化设计[J].电子技术应用,2007,33(5):42-44.
波形优化 篇3
关键词：MC-DS-CDMA,载波间距,最优化波形,多址干扰
多载波CDMA系统与传统的CDMA系统相比,有着用户容量扩充支持,安全性支持和干扰抑制等特性[1]。例如,在多载波CD-MA系统中,如果子载波的带宽与信道带宽相近(例如:载波码片时长大于或等于信道多径延迟),那么,每个子载波将不会选择性衰落,而是整体衰落[2,3,4]。但是,多载波CDMA与传统CDMA一样,由于多址干扰(MAI)和噪声的存在而被大大降低了。在多载波直扩CDMA(MC-DS-CDMA)系统中,有三个系统参数影响MAI[5]:1)载波数量与载波间距;2)扩展序列;和3)波形。该文主要研究在载波间距可变条件下通过最优化波形来减小多址干扰(MAI)。
本文首先给出MC-DS-CDMA系统模型,并给出在载波间距可变条件下系统平均多址干扰(average MAI)的计算公式。然后,分析了一种在载波间距可变条件下最优化载波波形的方法。最后用MATLAB进行性能仿真并给出结论。
1 系统模型
考虑一个有M个子载波和K个用户的带宽有限MC-DS-CDMA系统。k号用户的发射器如图1所示。
在发射器端,每个时长为Tb的用户比特经串并转换后变为比特时长为T=MTb的比特流。用bk,m(i)表示k号用户经m号载波传输的i号比特。每一个比特流由一个随机识别序列ck(n)(符号时长为Tc)扩展。bk,m(i)和ck(n)彼此独立且其取±1的机率相等。于是,每个比特时长又被分成N个符号。得:
k号用户的发射信号可以表示为:
式(2)中,Ec表示每个波片的能量,fm表示m号子载波的频率,波片波形p(t)是一个带宽有限信号并具有单位能量,如:∞乙-∞p2(t)dt=1。令P(f)=F{P(t)},G(f)=|p2(f)|,F表示傅氏变换。假定p(t)的频带为[-Bc/2,Bc/2],满足滚降因子为β(0≤β≤1)的奈奎斯特定律。可得各个子载波的通频带宽Bc=(1+β)Tc,以及对应于p(t)的函数G(f)[5]:
X(f)表示归一化标准密度函数,是定义在0≤f≤1上的连续函数,并满足下列条件:0≤f≤1 f∈[0,1];X(0)=0.5,X(1)=0。
MC-DS-CDMA系统的功率谱密度如图2所示:
图2中,BT指系统带宽,Bc=(1+β)Tc表示各个子载波的通频带宽。把两两相邻载波的间距设为可变,令Δ=cBc,这个c是归一化的载波间距,取值范围在0到1之间。
由此可得图2中的载波频率为:
根据图2,系统的带宽BT,载波间距c以及载波带宽Bc构成如下关系式:
从式(1)一直到式(5)可得系统的处理增益为:
式(6)中,F=BTTb是带宽与比特时长的积,对于给定的BT、Tb和M,这个处理增益,取决于β和c。
信道模型取为加性白高斯噪声信道或者最大延迟为Td的慢频率选择性衰落瑞利信道。接收信号可以表示为[4]:
式(7)中,αk,m表示衰减幅度,传播延迟τk和整体相移ψk,m分别在[0,T]和[0,2π]上服从均匀分布。n(t)是加性白高期噪声,它的双边功率谱密度为N0/2。
在用户总数K很大时,可以定义平均多址干扰(average MAI)为[5]:
其中,
2 最优化波形模型
对于每个载波都有相关接收器的MC-DS-CDMA系统,给定信号发射速率,总带宽,用户总数和衰落因子,可以找到最优化密度函数X{f}和最优化载波间距c(满足条件:X(0)=0.5,X(1)=0;0≤c≤1。),使得γ赞(β,c,X(f))最小。这是因为,X{f}可以由如下多项式近似(L项)[6]:
所以,只要求出(L+2)个未知数,即可得到最优波形和最优载波间距。理论上可以预料,一个很大的L值将使得这个近似更接近。但是,数值结果显示,在使用最优化波形和载波间距达到最小MAI的系统中,对于所有的β值,L≤5就足够了。
将X(0)=0.5,X(1)=0代入式3.1可得x0=0.5以及∑Li=1xi=0.5,另外,如果要求X(f)在[0,1]上单调递减是合理的。于是,可以得到X'(f)≤0和x1≤0。得到这些条件,在载波可变条件下最优化载波波形的问题可以变成如下有限元非线性最优化问题:
给定发射速率,总带宽,用户总数和衰落因子,找到L个系数xi,i=1,2,3...和最优化载波间距,使得式(10)的结果最小,且满足下列条件:
上述有限元非线性最优化问题可以被数值求解,例如:MATLAB最优化工具箱中的相继二次方程程序。虽然这个程序不能保证总体最优,但是可以用不同的初始条件计算几次而达到总体最优。
3 数值计算与仿真分析
本文把最优波形与下列三种波形进行比较。(f∈[0,1])
1)升余弦冲激:
2)奈奎斯特冲击:
3)余弦冲激:
在分析过程中,信号发射速率和系统带宽是固定的,这样做是为了带宽和比特时长的乘积固定(F=TbBT),根据文献[5],把F定为256。
系统的多址干扰随着用户总数K的增加而增加,随着载波总数M的增加而减小,但这种增加和减小都是有极限的。为了分析的方便,设定K=20,M=4是合理的[5]。
在K=20,M=4,F=256和给定滚降因子的MC-DS-CDMA系统中,对于不同的L值,用MATLAB最优化工具箱中的相继二次方程求出最优化的密度函数和载波间距。然后,根据式[8]求出平均多址干扰。接下来,在横轴为L、纵轴为MAI的图中可以看出,MAI的最小值在L=5时达到[6]。同时发现,在L≥5时,最优载波间距达到饱和。因此,在之后的分析过程中,L的取值为5。
图3给出了K=20,M=4,F=256的MC-DS-CDMA系统中,不同β值下,最优化波形与其他波形的平均MAI性能对比。注意,这时的载波间距是最优的。同时注意到,虽然最优化波形可以降低MAI(在任何β值下)。但是在β很小的情况下,这种减小不是很显著。在β很大的情况下,这种减小比较明显。举例来说,当β=1.0时,最优化波形比升余弦波形的MAI下降了10%。
图4显示了在β=1.0时,MC-DS-CDMA系统中应用不同的波形和最优载波间距通过AWGN信道时产生的误比特率(BER)。从图4中可以看出,最优化波形优于其他波形,特别在信噪比很大的情况下。在误比特率在10-5这个级别,相比于升余弦和奈奎斯特波形,最优小型分别有2dB和1.5dB的优势。
4 结束语
该文研究了MC-DS-CDMA系统中,在载波间距可变条件下,通过最优化波形降低系统平均多址干扰的方法。理论研究和仿真分析表明,这种方法是可行的,并且可以明显降低MC-DS-CDMA系统中的平均多址干扰。
参考文献
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[5]H.H.Nguyen,Effect of chip shaping on the performance of band-limited Multicarrier CDMA systems[J].IEEE Transactions on Ve-hicular Technology,vol.54,pp.1022-1029,May 2005.
波形优化 篇4
考虑到进一步提高补偿算法实时性的要求,本文对RBF神经网络进行了改进。众所周知RBF神经网络的隐层是一种无可调参数的非线性传递环节,只有输出层的线性迭加权值是可调节的参数。故在该参数优化调整环节中拟采用带指数下降惯性权重(exponential decreasing inertia weight,EDIW)动量因子[7]的策略,使RBF神经网络在训练初期快速收敛的优势得以充分发挥,尽可能缩短运算时间。
以乙醇样品为检测对象,首先实验验证了迁移区内工作温度变化造成分离电压的温度漂移特性,然后采用指数下降惯性权重动量因子策略优化的RBF神经网络算法,在20~120℃的温度范围内实现了对分离电压的温度补偿,并与线性下降惯性权重动量因子策略优化的RBF神经网络[8]和传统RBF神经网络补偿算法进行运算性能对比,发现该算法在训练耗时指标上明显优于采用线性梯度下降动量因子优化的RBF神经网络算法和传统RBF神经网络算法。同时还验证了该算法具有较强的泛化能力。
1 FAIMS原理与离子温度效应
离子的迁移率随电场变化的情况如图1所示。高电场中的迁移率K是关于低电场中的迁移率K0、电场强度E、气体浓度N的函数,可表示为[9]
定义
α(E)=α1(E/N)2+α2(E/N)4+…为离子的有效迁移率系数,式(1)可化为
当电场强度处于Emin与Emax之间时,根据α(E)的不同取值,离子的迁移率对应呈现三种不同的变化规律。
载气携带离子通过施加有射频电压Vrf的迁移区,离子在电场力作用下产生运动,与气流流速形成合运动。如图2所示,图2中α>0、α≈0和α<0三种离子的运动轨迹呈锯齿状。在t1时间,离子在高电场强度Emax的作用向上极板迁移;在t2时间,离子在低电场强度Emin的作用向下极板迁移。经交变电场的连续作用,离子将产生一个净位移被极板所吸收。各种离子都有其各自特定的运动轨迹,若在射频电压上叠加直流电压Vcv则会“拉直”某种离子的运动轨迹,使其顺利穿出迁移区。
对于能穿过FAIMS迁移区的离子,有如下关系成立[10]。
式(3)中:β为射频电压的占空比。
若忽略电场波动和外界影响等因素,可以把α(E)认为是常数,则驱散电压Umax和分离电压"Vcv"呈线性关系。若固定射频电压Vrf的参数,则特定物质的离子将被某一确定的分离电压所表征,分离出来的离子被离子检测器捕获形成离子迁移谱图。但是,离子迁移率非线性函数α(E)除了与电场强度有关外,还与迁移区温度呈非线性关系。对于FIAMS器件的这种非常复杂的温度特性,David A.Barnett、EV Krylov等人较为系统的论述了温度变化的原因[11,12],主要包括:环境温度的影响、离子在交变电场中的振动、二态离子-分子的随机碰撞。为了使得在不同温度条件下的分离电压"Vcv"具有表征特定离子的唯一确定性,必须对分离电压的这种由于温度变化而变化的行为进行补偿。
在高场非对称波形电场和直流扫描电场的共同作用下,迁移区内的带电离子和迁移管极板上的电荷都将产生位移,这种位移是由于电场对电荷做功造成的,也即对迁移系统做功,这部分能量被转化为热能使迁移管内环境温度升高,造成用于表征物性的分离电压随之发生漂移。若只考虑电场强度对离子迁移率的影响而不计温度对其的影响,分离电压的理论值可以由下式计算。
若考虑到温度对分离电压的影响因素,实际的离子迁移率由Mason-Schamp方程给出[13]。
式(5)中:q为离子带电量;ρ为迁移区腔体内的气体密度;κ为二态离子-分子碰撞模型的折合质量;k为玻尔兹曼常数;Teff≈T+8.09×10-3K02(E/N)2,为离子的有效温度,K;ε是校正因子;ΩD为碰撞的有效面积,可由关于有效温度的函数式给出:
式(6)中:rm为碰撞离子-分子间的最小半径;Ω(1,1)Teff为无量纲碰撞积分的有效近似。
上述的理论较系统地研究了温度变化对FAIMS的影响,随着FAIMS系统内温度的变化,实际分离电压值必将偏离理论的分离电压值。
2 实验测试系统
实验样品是1∶100的乙醇、丙酮液体,载气是高纯度氮气。实验测试系统包括:(1)供气采样系统。高纯度氮气经减压阀调节所需的流量,载气通入采样容器对测试样品进行采样;(2)样品离子化系统。采用介质阻挡放电器件对载气中的样品进行电离,形成离子流;(3)离子迁移区及温度控制系统。迁移区的设计采用Pyrex7740玻璃为基板材料,通过PVD技术在其表面形成金属薄膜,使两片玻璃基板的金属薄膜对正,再用两条硅条键合形成“三明治”结构的迁移区,该离子迁移管的结构尺寸设计为18mm×8 mm×0.5 mm,在其最外层覆盖内嵌温度传感器的半导体温控器件来实现离子迁移区的温度检测;(4)离子检测系统。采用线性离子阱质谱仪作为离子检测器,该装置的检测结果可通过PC机显示并存储。实验测试系统如图3所示。
施加在迁移区上的射频电压的电学参数为:频率137.325 k Hz,占空比15%,驱散电压(射频电压的最大振幅)2 960 V。分离电压发生装置输出特性为:电压调节范围±100 V,扫描精度0.001 V。
3 试验测试与分离电压的温漂特性
打开气瓶阀门,调节载气流量至1 L/min稳定约5 s[14],载气携带乙醇和丙酮的混合蒸汽通过FAIMS器件;介质阻挡放电离子源上电,控制迁移区内的温度恒定为25℃,对迁移区同时施加射频电压和分离电压。观察质谱的同时微调分离电压,当分离电压为17.371 V时,质谱图上m/z为46(乙醇)的分子离子峰出现极大峰值,如图4所示。表明此时只有乙醇分子离子有选择性的通过FAIMS器件,而其他物质离子均被吸收。
在载气流量和射频电压不变的条件下,保持分离电压为17.371 V,逐渐改变迁移区的工作温度,发现m/z为46的离子峰会随之衰减并最终消失。重新微调分离电压,m/z为46的离子峰会再次出现,以离子峰强度再次达到局部极值点来确定新的分离电压值,可见迁移区的温度变化使得分离电压发生了漂移。因此,当迁移区温度变化时,需要重新微调分离电压才能再现该种物质的最大分子离子峰,温度与分离电压间的关系曲线,如图5所示,分离电压随温度的升高以一种非线性方式递增。分离电压的温度非线性问题严重制约着FAIMS器件检测精度、分辨能力等指标的提高。
在迁移区的结构设计上增加恒温控制的结果必然会增加迁移区结构设计的复杂性,同时也对加工工艺提出了更高的要求。如果能用温度补偿算法来描述分离电压随温度变化而变化的特征,就可以通过软补偿方法来消除分离电压的温度漂移问题。当迁移区的温度在某一范围内变化时通过温度补偿算法把用于表征物性的分离电压值进行补偿计算,统一折算在某固定温度下,也即实现了多变温度条件下分离电压对特定物质的唯一表征。
4 RBF神经网络模型与实现
4.1 优化的RBF神经网络建模
在如图3所示实验系统中,迁移区内的温度记作t0;在25℃下,用于表征乙醇物质的分离电压值17.371 V为标准谱峰位置,记作V0;其他测试点温度记作tm,与之对应的分离电压记作Vm。根据RBF神经网络设计要求建立补偿模型。RBF网络的三层前向网络拓扑结构如图6所示。
输入节点数n,隐节点数h,输出节点数m。把x=(x1,x2,…,xn)#Rn定义为输入样本矢量;y=(y1,y2,…,ym)T为网络输出向量;ci为网络中第i个隐节点的数据中心值;Фi(*)为第i个隐节点的激活函数,‖*‖表示欧氏范数;W∈Rh·m为输出权值矩阵;b0,b1,…,bm为输出单元偏移量;∑表示在输出层节点中采用了线性激活函数。
针对FAIMS器件分离电压的温度漂移现象,上述神经网络应设计为二输入一输出结构,取2个输入节点,分别对应经过归一化处理后的分离电压矢量和迁移管腔内温度矢量;隐层节点使用径向基函数,网络的输出对应标准分离电压。即,标准分离电压与实测分离电压、温度之间具有某种非线性的映射关系。
隐层节点激活函数Фi(*)采用Gaussian函数,则隐层节点的输出ui可表示为
式(7)中:ci为中心向量;‖x-ci‖为向量x-ci的欧氏范数;σi为标准偏差。
RBF网络的输出被定义为隐层节点输出的线性组合,可表示为
先采用无导师训练方法确定RBF网络基函数的参数数据中心ci和扩展常数σi;然后调节输出层基函数线性组合的权值。最终通过最小化目标函数来实现对各个隐节点数据中心、扩展常数以及输出权值的调整,此过程是算法成功实现的关键,决定了算法的运行效率。为压缩调整时间,用指数函数形式的惯性权重把调整过程分为两个阶段,第一阶段作为前期的粗调过程,第二阶段为后期的细调过程,这就避免了线性梯度下降算法中匀速调整快慢不当的问题,做到了快慢结合,有效的缩短了参数调整时间。
采用均方根(RMS)误差函数定义代价函数的瞬时值:
式(9)中:N为训练样本容量;ej为误差,可表示为
式(10)中:dj=(d1,d2,…,dm)T为样本的希望输出;最终是要确定ωij、ci和σi的值以使代价函数瞬时值E最小。
根据目标函数,输出层链接权值的学习算法为
隐层节点数据中心的学习算法为
隐层节点扩展常数的学习算法为
式中:λ1>0,λ2>0,λ3>0为学习率;a1、a2和a3为控制参数;t为当前迭代次数;T为最大迭代次数。
合理选择学习率λ、控制参数a和设置最大迭代次数T是RBF神经网络训练成功的关键。通常参数的选择是以样本的归一化为基础,样本的归一化计算方法[15]采用式(14)。
式(14)中:S为归一化因子,归一化后x'∈[0,1]。数据的归一化处理在MATLAB6.5中用premnmx函数实现。再根据输入样本的容量N选取如下公式:
采用RBF神经网络法进行温度补偿没有必要建立分离电压随温度变化而变化的具体模型,只需要反复离线训练样本,通过不断学习、训练便可以模拟出输入变量与输出变量之间的联系。采用MATLAB软件的RBF神经网络工具箱建立分离电压的温度补偿模型并离线训练。以分离电压的实测值V和同步测量得到的温度值T作为RBF神经网络的输入量,以自定义的标准温度(25℃)下的分离电压Vb作为输出。把任意温度下的分离电压经过RBF神经网络的学习、训练,消除温度因素的影响,输出修正后的标准分离电压值。
设Vi为温度Ti下对应的分离电压,Vb为标准分离电压输出,建立一个具有2个输入层节点的RBF网络,分别对应Vi和Ti,输出层就是标准温度下的分离电压Vb,隐层节点的数量选择为8个。采用MATLAB6.5为计算平台,用随机函数rand()产生起始数据、标准偏差和权值。迭代次数上限T设置为50次,经反复对比运算结果,当模型的学习率取为:λ1=0.005,λ2=0.005,λ3=0.005;控制参数取为:a1=4,a2=4,a3=4时,获得最佳补偿结果。
训练过程中获得的隐层数据中心矩阵为
隐层标准偏差矩阵为
输出层权值矩阵为:
通过网络学习训练的时间,达到的泛化精度,迭代次数等指标来看,该RBF神经网络拟合算法取得了预期的拟合结果。
4.2 优化的RBF神经网络的补偿效果分析
在20~120℃范围内共获得21个测试点的数据,通过该拟合算法计算出不同温度下的标准分离电压值,补偿结果如表1所示,拟合误差为:±0.002V,相对误差为:±0.01%,达到预期补偿效果。可见,当迁移区温度在20~120℃范围内变化时,虽然实际的分离电压已经随温度变化,但是由于补偿算法的补偿作用,实际输出显示的分离电压大小仍然保持在温度为25℃时的标准分离电压值上,仍然能够表征唯一的物性(表1)。
为了充分说明带指数下降惯性权重动量因子优化的RBF神经网络补偿算法的良好效果,把它分别与带线性下降动量因子的RBF神经网络和无优化改进的传统RBF神经网络在运算耗时、拟合误差等指标上进行对比,结果如表2所示。由表2可知,经优化的RBF神经网络在运算时间和迭代次数两个指标上明显优于无优化的传统RBF神经网络;在两种优化的改进算法中,带指数下降惯性权重动量因子优化的RBF神经网络运算耗时最少(0.601 6 s);迭代次数也最少(11次);从训练结果的误差来看,三种算法的拟合误差一致。总体而言,带指数下降惯性权重动量因子优化的RBF神经网络在保证相同拟合精度的前提下,其在实时性方面的优势表现相对更为突出。
5 结束语
在射频电压和分离电压的共同作用下,选择合适的分离电压使目标离子被筛选出来,分离电压值也就能表征目标离子的物性,由于温度的影响造成分离电压的漂移,根据其温漂的实际特性,使用RBF神经网络建立FAIMS分离电压的温度补偿模型。为了提高计算效率,缩短运算时间,在神经网络参数的调整过程中引入带指数函数形式的惯性权重调整策略,经验证该算法在解决迁移区温度漂移的同时还获得了较好的实时性。为了检验该算法的泛化能力,驱散电压调整为3 010 V,重复上述实验过程,仍以25℃时的标准分离电压作为拟合目标,获得的拟合结果相对误差为±0.01%,耗时约0.6 s,说明算法的泛化能力较强。该温度补偿方法为实现FAIMS器件迁移区的无恒温控制提供了一种解决方案,能降低对迁移管结构设计的要求,简化器件的结构,扩大FAIMS器件的工作温度范围,提高器件的综合性能。
摘要：针对高场非对称波形离子迁移谱仪(FAIMS)分离电压温度漂移造成的其物性表征的不确定性问题,提出了一种采用径向基函数(RBF)神经网络对分离电压进行温度补偿的方法。为了提高算法的实时性,加快函数逼近速度,采用指数下降惯性权重(EDIW)动量因子策略对RBF神经网络参数进行了优化。在20~120℃的温度范围内,对该算法及线性下降惯性权重(LDIW)动量因子策略优化的RBF神经网络和传统RBF神经网络等3种补偿算法进行对比。结果表明,指数下降惯性权重动量因子策略优化的RBF神经网络模型具有更少的迭代次数和更短的运算耗时,使分离电压很好地保证了对特定物质离子表征的唯一性,同时验证了该模型还具有较强的泛化能力。对分离电压采用温度补偿的方法也为实现迁移管无恒温控制提供了理论依据。
三分量波形显示技术研究 篇5
浅层地震勘探的新方法———陆地声纳法是指 “陆上极小偏移距超高频宽带高保真全信息弹性波超短余震接收系统单点连续剖面法”。 这种技术是为了解决隧道地质预报问题而研发、 设计和实现的。 与此同时, 它的优点在场地狭小、 基岩裸露、 探查岩溶等有限物体时, 可以很深刻地体现出来。 它是根据浅层地震反射法为基础, 并融合声波法、 水声法等方法, 而产生的一种新的研究方法。
目前在陆地声纳领域大部分都使用单分量显示技术, 而采用这种技术存在缺陷即无法直观地显示采集到的数据, 要想得到完整的数据图像, 必须首先进行人工的图形分析, 然后再加以整合。 如果采用三分量显示技术, 则可以很好地解决这一缺陷。 它可以直观地显示出由数据得到的信息。 三分量技术中的三分量是指垂直地面的垂直分量, 平行地面同时与炮检线平行的水平分量, 及平行地面同时与炮检线垂直的水平分量。
陆地声纳技术从简单的波形显示开始、 慢慢地形成了变面积显示, 又逐步发展成了变密度显示和彩色显示, 而现在三维显示和三分量显示技术正逐步成为主流。
与二维显示技术相比, 三维显示技术具有以下特点:
(1) 地层构造的成像精度将大大提高 。
(2) 反射面的位置可以精确地确定出来。
(3) 综合处理分散的二维图像, 地下地质形态可以进行清楚的分析。
2 Open GL
(1) Open GL ( Open Graphics Library) 即开放性图形库, 实际上是用于形成二维, 三维图像的跨平台, 跨编程语言的一种硬件图形设备的软件接口, 主要用来从简单的图形绘制复杂的三维图像。
(2) Open GL本身具有实现3D动画的所有API函数,可以实现3D动画的图形渲染。 这部分函数用于常规的、 核心的图形处理。 此函数由gl.dll来负责解释执行。
(3) Open GL在操作上, 它十分简便高效, 稳定可靠, 具有图像增强、 双缓存动画等8大功能, 而且具有更快的绘制速度, 并且第一个通过供应商获得了新GPU的扩展功能。
(4) Open GL技术具有跨平台型, 可以直接在任何平台上运行, 访问所有新图形功能。 技术进步, 显示更加直观。
3实现过程
3.1具体步骤
本课题的最终目标是实现陆地声纳波形的三分量三维显示即十字剖面图, 操作步骤如图1所示。
(1) 根据陆地声纳的SEG-2数据文件结构, 使用PHP脚本语言来编写读取数据文件并解析。
(2) 读取地震数据文件中的数据: 横剖面数据和纵剖面数据, 并用坐标值和时间值构成数据的信息。
(3) 组合四维坐标(x, y, z, t) 为采集点: 即任意选取三道数据中各自的振动向量为坐标值(x, y, z) 和时间值t。
(4) 三维曲线图的形成: 1构造直角坐标系: 将时间轴设定为向下的方向, 以采集点自身为基准构造直角坐标系; 2形成三维曲线图: 绘制三维振动向量, 用平滑的曲线将采集点连接。
(5) 曲面填充得到三维旋转曲面: 使用Open GL将三维曲线图和时间轴之间的空间进行填充, 并渲染上色。
(6) 循环操作以上步骤, 显示所有道数的单道三维分量, 然后在二维屏幕正投影, 并拼接成剖面。
投影成新的坐标为:(xcosα-ysinα 0 -xsinαsinβ-ycosαs- inβ+zcosβ 1)。
本方法中横截面和纵截面显示三分量的直角坐标系X, Y轴是相互对调的, 通过此方法, 实现了新的功能: 即旋转功能和缩放功能。
3.2功能测试
测试内容主要包括后台数据分析模块和前台页面绘制和渲染模块。 后台数据模块包括可靠性、 稳定性, 包括后台数据分析结果的可用性、 数据的正确性和前台展示页面的可操作性和各个功能点的实现情况。
研究系统是Win7系统, 利用Open GL函数库, 方法是编写程序实现。 在此方法下进行功能测试。 首先, 运用三分波形绘图算法进行运算, 所得到设置的两个时间点的时间, 即程序运行时间。 然后, 通过所编写的函数得到当前进程号继而获取所用资源: 时间0.04, 内存大概占用25M。 由此可见, 这种方法降低了CPU使用率从而提高了运行效率。
4结语
通过对陆地声纳数据的读取, 处理, 以及展示的过程。 得出以下几点结论和成果:
(1) 完全真实的波形三分量的三维显示。
(2) 图形可以360°拖拽, 更加直观立体全方位地观察。
(3) 新加入的旋转缩放功能可以使图形随心所欲地放大缩小, 既可以通览大局, 又可以查看细节, 确保了观察人员得出更加精准的结论。
摘要：根据陆地声纳三维显示的意义,现代三维技术显示现状,分析实施方法,实现更好更直观的显示结构。
战术电台多波形技术分析 篇6
近年来, 战术电台作为各国军队旅级及以下梯队乃至单兵的主要通信装备, 获得了高度重视并处在迅猛发展之中。适应21世纪信息化部队对通信容量、组网能力、互通性等的更高要求, 针对电台设备的规范化、小型化、扩展频段、减少品种和数量等亟待解决的问题, 基于通用硬件平台及软件无线电技术运行多波形, 实现多频段多模式多用途的新型战术电台已成为主流发展趋势。
1 多波形技术分析
美国联合战术无线电系统 (JTRS) 计划的联合计划执行办公室 (JPEO) 将“波形”定义为“从用户输入到电台频率输出发生的一整套电台和/或通信功能”。将其理解为从信息发送到接收包括协议在内的全部处理过程。多波形战术电台旨在开发一种多频段、多功能、多模式、可编程/可重新配置的无线电台, 其软件可以加载/卸载, 硬件可以即插即用, 可根据用户需要和可供通信的信道条件, 通过灵活的配置选择运行不同波形, 满足各种信息传输需求, 其最终实现方式将是基于软件通信体系架构 (SCA) 的软件定义电台 (SDR) 。
美国JTRS是当前国际上基于SCA开发多波形、多外形因子SDR系列的典型代表。美国国防部于1997年开始实施的JTRS计划, 从根本上是要采用无线电波形技术开发一种开放结构的战术电台系列, 用其将战术部队连接到全球信息栅格 (GIG) 和卫星通信系统, 将大容量数据链路扩展到直接与敌方部队接触的较小战术编队的作战人员, 使JTRS成为可在战场上进行移动ad hoc组网的可互操作SDR电台系列。JTRS多波形、多外形因子电台的主要技术特点包括:
① 通用硬件平台:支持多波形、多频段、多任务的JTRS硬件平台的基带部分 (调制解调器) 基本上是通用的, 而射频部分和天线能共用则共用;不能共用时则根据不同波形 (分配不同工作频率) 选配。例如AN/PRC-117G (V) 1 (C) 运行窄带波形时, 采用1副30～512 MHz天线;运行宽带波形时, 采用1副225 MHz～2 GHz天线;运行卫星通信波形时, 采用1副243～318 MHz天线;
② 软件通信体系架构 (SCA) :SCA是基于通用对象请求代理架构 (CORBA) 制定的软件无线电软件协议和相应技术标准, 由操作环境 (OE) 和应用 (Applications) 组成。多波形JTRS基于SCA构建, 实现了无线电台加载波形、运行应用以及组网到综合系统的可编程性, 成为真正的SDR。而SCA作为提供标准操作环境的核心框架, 必须在每个硬件装置上实现。不同JTRS电台之间可通过SCA架构加载同一种波形, 轻松实现互通;
③ 新组网波形设计:JTRS面向不同应用运行环境/领域 (如地面、机载和海上) 开发4类组网波形, 包括宽带组网波形 (WNW) 、士兵电台波形 (SRW) 、联合机载网络-战术边缘 (JAN-TE) 波形、移动用户目标系统 (MUOS) 波形。各类组网新波形又针对不同作战需求设计了多种空间信号 (SIS) 形式。例如:WNW具有正交频分复用 (OFDM-宽带) 、抗干扰 (宽带) 、先进有效带宽调制 (BEAM-窄带) 和低截获/低探测概率 (LPI/LPD-窄带) 4种不同的空间信号;而SRW具有战斗通信 (CC) -宽带、LPI/LPD、电子战 (EW) -宽带抗干扰3种空间信号。新波形的每种空间信号形式具有广泛的可设置波形参数域, 不但涉及的参数全面, 而且参数值可设置范围广, 由此每种波形的空间信号形式又衍生了多种具体工作模式, 从而在波形的空间信号层涵盖各种带宽和数据率。例如WNW OFDM波形可通过设置调制进制、前向纠错编码 (FEC) 、展宽因子、分集因子等参数, 工作在共计38种模式;SRW的各波形工作方式可对工作频率、带宽、调制、编码和发射功率等参数进行配置;
④ 传统波形的后向兼容:JTRS计划为后向兼容在役的卫星通信、增强型定位报告系统 (EPLRS) 、单信道地面机载无线电系统 (SINCGARS) 、“迅捷” (Have Quick) 、HF、Link 16等, 开发了十几种传统波形。传统波形基本上沿袭继承原有波形, 并未再将各种通信手段/方式的波形进一步合并;
⑤ 多外形因子 (Form Factor) 电台型谱:JTRS计划主要根据搭载平台/用户的不同, 划分电台运行的不同领域, 进而开发出多种外形因子的电台, 形成如表1所示的电台型谱, 每种电台根据需要选择加载JTRS波形库内的若干几种波形。
通过对JTRS技术特点进行分析, 可总结出多波形战术电台的基本技术内涵是:基于通用硬件平台和软件通信体系架构, 面向不同应用运行环境开发多波形, 每种波形可提供满足不同作战需求的多种空间信号形式, 并具有广泛的可设置波形参数域, 新一代波形应采用通信自适应措施, 具备非视距传输能力, 能够根据信道情况自适应改变空间信号工作参数, 从而在一部战术电台上实现多频段多模式多功能, 提高装备的多用途能力, 减少装备品种数量, 提高装备的互联互通互操作能力。
2 发展途径
国内战术电台现状与发展基于软件通信体系架构的软件定义电台的最终目标相比还有较大差距。不妨在现阶段以能够运行多波形的软件可编程调制解调器、宽带射频及天线为重点开展研究工作。技术途径如下:
① 首先类似JTRS的电台外形因子分类方式, 根据应用需求做好未来电台装备型谱发展规划, 明确每型电台的主要功能用途及选择加载的几种波形工作模式;
② 梳理运行每种波形所需的模块化的软件可编程调制解调器硬件结构, 并描述每个功能模块的输入端和输出端的信号结构 (包括信号形式、接口类型以及频率、带宽、速率、电平等指标) , 以及用于表征该模块功能的所有参数及参数值范围, 明确哪些参数可进行软件重新配置;
③ 归纳得到支持运行多波形的通用硬件平台架构 (各模块尽量能共用则共用) ;用于波形加载/卸载、波形类型及工作模式选择、波形参数配置、波形运行控制的通用系统操作控制软件平台架构;以及按照3个层次设计的波形库软件架构:一是按应用运行环境划分的波形类型, 二是波形工作模式, 三是波形参数配置;
④ 根据多波形电台的体系架构, 开发尽可能靠近射频天线的通用、模块化、接口规范标准化的数字处理硬件平台;支撑软件可重新编程的通用系统操作控制软件平台;以及符合通用设计规范、便于扩展升级的波形库软件。
这样, 战术电台在便于升级的通用软硬件平台及通用接口规范支撑下, 以软件可编程调制解调器为核心, 通过现场加载波形或事先加载多波形、现场选择配置的方式, 即可根据用户需要和应用环境选择运行适宜的通信波形, 灵活实现多功能、多任务。
3 主要关键技术
3.1通用硬件平台
通用硬件平台的基本思想是将宽带A/D变换尽可能地靠近射频天线, 即尽可能早地将收到的模拟信号数字化, 使得在同一硬件平台上能够最大程度地通过可重新编程软件来实现电台的各种空中接口、传输机制、协议和应用, 即运行基于SCA的多波形。
通用硬件平台可参照图1所示的体系结构构建, 规定了一种树形结构的硬件类和一组实现要求。在最顶层, 硬件体系结构类包括机箱类和硬件模块类, 而硬件模块类又派生出射频、调制解调、处理器、信息安全、输入输出、电源、定位模块等子类。该结构采用面向对象的方式, 以类和属性继承的结构包括了所有应用领域中通用的硬件。对应于硬件子类的硬件对象就是实际设备中的硬件模块, 也就是这些硬件子类的物理实现。硬件模块应根据平台和环境的要求来确定具体的属性值, 进而被实例化为适用于不同平台和应用领域的硬件模块。
多波形战术电台在逐渐发展成为SDR的初级阶段, 其核心是能够运行多波形的软件可编程调制解调器。软件可编程调制解调器作为运行多波形的基带处理平台, 其构建过程是通过梳理每种波形运行所需的硬件平台架构, 进而以支撑多模式、多波形的最大化设计原则, 归纳得到通用的基带处理硬件平台。该平台采用模块化结构, 严格确定各模块的接口规范以便于重构升级, 各模块尽量共用以节省资源和简化结构, 采用高性能元器件以适应多任务需求, 提供多模式所需的最大通道数, 支持运行各种波形工作模式;并基于通用系统操作控制应用软件, 实现多波形一体化调制解调器的软件可编程、可重新配置、可现场升级。
3.2软件通信体系架构
软件通信体系架构即符合通用设计规范的系统操作控制软件平台, 可参照图2所示的各模块间关系进行软件构建, 通过分层的、开放的基础软件将核心应用和非核心应用与底层硬件分离开, 并通过CORBA中间件技术提供分布式的处理环境, 以提高波形应用软件的可移植性、可扩展性和可重用性, 具有波形加载/卸载、波形类型及工作模式选择、波形参数配置以及对基带设备、射频设备的波形运行控制等功能。现阶段其研究重点是开发具有自主知识产权的可操作、可裁减、可扩展的系统软件模块及相关协议标准。
基于该软件平台的SDR将可以在通用硬件平台上, 加载不同的通信波形组件、网络协议和其他软件;支持软硬件即插即用, 能根据多种特定战术域的作战需求对波形进行重配置;并通过更换软硬件模块, 容许加入新的功能、技术和标准, 便于实现扩展升级。
3.3多波形技术
战术电台多波形技术即构建满足需求的多种波形, 形成一个通用的波形库。多波形技术的研究重点包括波形库的组织规范和波形组件的设计规范。波形库的组织规范是将波形库内的模块有机组合起来的整体框架结构。波形组件设计指开发独立于硬件的、基于软件体系架构的波形应用程序。多波形设计可分为3个层次:一是面向运行环境/应用领域进行波形分类;二是每类波形根据工作场景的不同可选不同的空间信号形式;三是每种空间信号形式具有广泛的可设置波形参数域, 可进一步划分为不同的基本波形组件, 例如信号帧处理波形组件、信道编译码波形组件、调制解调波形组件等, 定义组件之间的交互方式与接口, 使组件能够在系统中根据需求连接成完整的波形应用, 组合为一系列工作模式。这种设计方式使得多波形电台能够涵盖多频段、各种带宽 (宽带、窄带) 以及各种数据率。
3.4通信自适应技术
新型战术电台波形应采用通信自适应措施, 具有链路自适应的能力, 能够感知信道传播条件, 自动适应业务载荷、干扰和电子战威胁条件, 通过数据率自适应和前向纠错等机制动态地适应链路, 并支持频谱管理策略, 从而智能地将工作参数调整至使链路性能最佳。
4 结束语
基于通用硬件平台及软件无线电技术运行多波形的新型战术电台, 是实现战术通信装备的多频段多模式多用途、互连互通互操作以及增强信息化部队战术通信能力的关键装备之一。开发符合通用设计规范的硬件平台、系统操作控制软件平台以及波形库软件, 已成为未来多波形战术电台发展中的核心技术, 亟待开展深入研究。
参考文献
[1]吴坤兴.美军的联合战术无线电系统 (JTRS) [J].舰船电子工程, 2002 (3) :45-49.
[2]邱永红, 朱勤.基于软件通信体系结构的无线通信系统研究[J].系统工程与电子技术, 2004 (5) :621-623.
用波形图法分析时序逻辑电路 篇7
(1) , 根据电路列出方程式, 包括特性方程、驱动方程、进位方程等;
(2) , 计算状态转换真值表;
(3) , 绘出状态转换图;
(4) , 绘出波形图;
(5) , 检查能否自启动。
分析时, 必须按部就班, 一环扣一环, 哪一个环节不熟练, 便无法进行下去, 此外必须熟练掌握各种触发器合门电路的特性, 才能作出正确的分析结果, 笔者采用波形图法分析时序逻辑电路, 获得较好的教学效果。
图一所示电路由4个触发器F3、F2、F1、F0组成, 输入脉冲从CP端输入, 作为F0的时钟脉冲, F0的输出Q0作为F1的时钟脉冲, F2的时钟脉冲由F1的输出Q1提供, F3的时钟脉冲由F2的输出Q2提供, 四个J—K触发器的时钟输入端都是低电平有效。就是说触发器的翻转时刻对应于时钟脉冲的下降沿, 由于J—K触发器都接成T/触发器 (J=K=1) , T/触发器的特点是每输入一个时钟脉冲, 电路翻转一次, 因此, 每输入一个CP脉冲, 在CP脉冲下降沿出现的时刻, F0便翻转一次, 在图二中, Q0的波形就是根据这个道理画出来的, 同理, Q0的每一个下降沿出现时, F1就翻转一次。于是得到Q1的波形, Q1的每一个下降沿出现时, F2就翻转一次。于是得到Q2的波形, Q2的每一个下降沿出现时, F3就翻转一次。于是得到Q3的波形, 这样便得到电路的波形图, 如图二所示。
从图二看出:
1.Q0波形的频率为CP脉冲频率的1/2倍, Q1波形的频率为CP脉冲频率的1/4倍, Q2波形的频率为CP脉冲频率的1/8倍, Q3波形的频率为CP脉冲频率的1/16倍。这就是该电路的分频原理。
2.设各触发器的初始状态都处于“0”态, 即前全去Q3Q2Q1Q0=0000, 当第1个CP脉冲输入后, 电路状态变为0001, 当第2个CP脉冲输入后, 电路状态变为0010, 当第3个CP脉冲输入后, 电路状态变为0011……当第15个CP脉冲输入后, 电路状态变为1111, 当第16个CP脉冲输入后, 电路状态变为0000, 以后周期性的重复下去, 由此可得到电路的状态转换图为:
3.各触发器的时钟信号时逐次传递的, 且低位的翻转频率高, 高位的翻转频率低。这种从低位到高位逐次传递时钟信号的时序逻辑电路属于异步逻辑电路。
由此可见:图一所示电路为二进制异步加法计数器。异步计数器的优点是电路简单, 由于电路翻转总需要一定时间, 计数器的位数越多, 因翻转造成的延时时间也越长, 因此异步计数器的工作速度较低。
图三所示电路由4个JK触发器, 3个门, 1个与或门做成, 4个JK触发器的钟
信号由CP输入端统一提供, 因此为同步时序逻辑电路, F0的JK都接高电平1, 构成了T/触发器, 每输入一个CP脉冲, F0便翻转一次, 翻转时刻对应于CP的下降沿。F1、F2、F3的J、K端连接在一起, 构成T触发器, T触发器具有保持合翻转两种功能, 在时钟脉冲的下降沿到达的时刻, 若J=K=0, 触发器保持原态不变, 若J=K=1, 触发器翻转一次。
F1的J=K=Q0Q3, 只有在Q0=1Q3=0时, F1才可以翻转, 否则将保持原态不变, 因此, 对F1来说分两种情况:
(1) , 在Q3=0时, F1是否翻转由F0状态 (即Q0) 决定, 在时钟脉冲下降沿到前夕, 若Q0=0则F1保持原态, 若Q01则F1翻转一次。
(2) , 在Q3=1时, 不管Q0为何状态, F1都保持原态不变。
F2的J=K=Q0Q1, 只有Q0Q1都为电平F2才可以翻转, 否则将保持原态。
F3的J=K=Q0Q1Q2+Q0Q3=Q0Q1Q2+Q3) , 表明F3要能翻转, 必须同时满足两个条件:
(1) , Q0=1;
(2) Q1Q2同时为1或者Q3为1, 否则F3保持原态。
下面结合图四所示波形图进行讨论:
F0为T/触发器, 每对应CP脉冲的一下降沿, 触发器翻转一次, 从而得到Q0波, F1为T触发器, 在第2、4、6、8个CP冲作用期间, Q0=1, 对应CP下降沿F1转一次。在第1、3、5、7个CP脉冲作用间, Q0=0, 对应CP下降沿F1保持不变, 就是说在第九个时钟脉冲之前:Q3=0, 对应Q0的一个下降沿, F1翻转一次, 第个CP脉冲到达时虽然Q0A下降沿有效, 因Q3=1, 因而Q1保持低电平不变。
F2处为T触发器, 在第4, 8个CP脉作用时 (即其下降沿前夕) , Q0=Q1=1, 发器F2翻转, 在第2, 6, 10个CP脉冲用时, Q1=0, 触发器F2保持不变。
F3处为T触发器, 在第8个CP脉冲作用时, Q0=Q1=Q2=1, 触发器F3翻转, 在第10个CP脉冲作用时, Q0=Q3=1, 触发器F3又翻转。
这样就得到图四所示波形图, 可见该电路的状态转换图为:
由此可见:图三所示电路为十进制同步加法计数器。
4. 小结
从上述讨论可以看出, 用波形图分析逻辑电路紧扣各触发器的逻辑功能和特性, 分析它们在时钟信号和输入信号作用下的状态变化, 从而得出电路的波形图以及状态图, 简单明了, 概念清晰, 容易理解、掌握。
摘要：本文运用波形图法分析时序逻辑电路, 具有简单明了、易懂的优点。
关键词：触发器,状态图,自启动,异步计数器,同步计数器
参考文献
[1]阎石主编《数字电子技术基础》高等教育出版社