电机模拟器（共7篇）
电机模拟器 篇1
1 引言
驾驶员在汽车驾驶模拟器上不仅能实现实车驾驶上一系列操控动作, 通过识景仿真系统体验实车的感觉。集合了传感器、计算机三维实时动画、计算机接口、人工智能、数据通信、网络、多媒体等多种先进技术的汽车驾驶模拟器用于研究和训练时, 可以模拟不同路况、天气状况, 让驾驶员获得逼真的“路感”, 以及以分析汽车的性能指标。驾驶模拟器的在研究和训练中可以节省大量的自然资源, 因此得到了越来越广泛的应用。
转向系统是车辆的重要组成部分。车辆转向系统的发展经历了机械式转向系统、液压助力转向系统、电液助力转向系统和电动助力转向系统四个阶段[3,9]。方向盘回正力矩的仿真效果直接影响到汽车驾驶模拟器的真实感。过去采用特性弹簧或大型液压元器件输出力矩, 不是仿真误差太大, 达不到动态仿真效果, 就是造价太高不能只能用于科学研究而不能在日常生活中推广[10]。近年来, 随着电子技术发展, 电子元器件的成本大幅下降, 使直流电动机作为回正力矩的生成部件得到广泛的应用。
2 硬件系统的设计
本系统以C8051单片机为控制器, 硬件系统的运行流程如图1所示, 计算机将汽车行驶的速度和转向轮转交传送到单片机C8051上, 单片机发出指令到运动控制处理器上, 运动控制器通过去过驱动电路控制直流电机, 直流电机输出力矩来实验回正力矩的模拟。电机运行后, 光电编码盘采集直流电机的运动信息, 并把这些信心反馈到运动控制处理器上, 运动处理器把信息传送到C8051单片机上, 单片机再把信息传送到计算机上对输入量进行校正。
驱动电路采用运动控制处理器LM629与运动控制H桥组件LMD18200构成直流伺服系统, 通过改变单片机的PWM占空比控制电机的输出力矩。
硬件系统电路图如图2所示:单片机的P0口与运动控制处理器LM629的I/0 (输入/输出) 接口D0~D7口连接再一起, 单片机的P2.0引脚作为一条地址线与LM629的片选相连, 使LM629可以正常工作。单片机引脚P2.1作为另一条地址线与LM629的P (--) S (--) 相连, 把从计算机接收到的数据传送到运动控制处理器LM629上, LM629上的两个输出引脚PWMS脉宽调制信号和PWMM方向信号经过光电隔离与LMD18200上的PWM和DIY相连, 完成直流电机控制指令的传送, 实现直流电机转速和转向的控制。实电动机运行后, 光电变码盘最为传感器开始工作, 光电编码盘将采集到传送数据传送给LM629, 单片机读取这些数据并把这些数据发送到上位机, 形成反馈环节。
3 串口通信电路
计算机与单片机使用串口通讯, 因为串口的输出电压与单片机有不小的电压差, 而且单片机采用的是TTL电平, 串口输出采用的是RS-232电平, 所以本系统需要在串口输出与单片机之间增加一个电平转换电路。如图3所示, 本系统采用MAX3232达到电平转换的效果。
4 回正力矩的模拟
本系统通过直流力矩电机输出力矩实现回正力矩的模拟。由于直流力矩电机输出力矩与电流之间构成正比关系, 控制好直流电机电流的大小就能准确的控制直流电机的输出力矩。本系统回正力矩的模拟是通过单片机的PWM (脉宽调制) 方式控制直流电机的平均电压, 选择输出力矩所需要的占空比, 实现所需输出力矩的控制。
5 回正力矩的计算
在计算机上输入汽车车速和方向盘的转角, 算出方向盘上受到的回正力矩。计算机通过串口通信电路, 将计算的回正力矩值传送到单片机C8051上, 单片机根据这个数值对直流电机发出控制指令控制输出力矩。电机运行后, 传感器开始工作, 将直流电机的输出力矩反馈给单片机, 单片机再将这一数值传送给计算机, 如果这个数值与计算值不在误差范围内, 计算机就通过PID算法实现调速, 直到输出值与计算值在误差范围内。
由于积分分离型PID控制算法比普通PID算法能更好的消除电动机力矩改变较大时造成的静差, 本系统采用积分分离型PID控制算法。图4是积分分离型PID控制算法程序流程图
从图4中可看出, 只有当两者相差大于一定值时, 程序才进行计算。当两者差小于该值时, 即在误差范围内, 程序结束计算, 因为这样的计算不仅会占用大量的资源而且在实际工程中没有意义。
6 结语
本系统以单片机C8051与运动控制芯片LM629处运动控制H桥组件LMD18200构成直流伺服系统, 通过积分分离型PID控制算法把输出力矩控制在一定误差范围内, 提高了输出力矩的精确度。经实验验证, 本系统力矩的输出值与计算理论值非常接近, 达到了方向盘回正力矩仿真的效果。
摘要：汽车的转向车轮在回正力矩的作用下可以满足恢复到直线行驶的要求。回正力矩仿真程度是影响驾驶员能否达到实车检验效果的关键因素。本文通过单片器控制直流电机来达到模拟汽车在行驶过程中的回正力矩的效果。本系统通过计算机计算出汽车在行驶过程中的回正力矩, 再经过串口通信电路把这个数据传送到单片机上, 单片机通过PWM (脉宽调制) 控制直流电机实现力矩的输出来实现汽车转向系统回正力矩的仿真。经过实验验证, 本系统不但使汽车行驶过程中的实际情况得到了准确的反映, 而且还比较准确的模拟了汽车转向系统受到的回正力矩。
关键词：汽车驾驶模拟器,回正力矩,单片机,直流电机
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电机模拟器 篇2
电力电子负载(power electronics load)[1-3]是一种利用变流器模拟特定负载端口电压电流特性从而考核电源性能的负载模拟装置。因其特性灵活、绿色节能,被广泛应用于多种电源的功率考核和性能测试。但目前其模拟对象仅限于电阻、电感等常规负载,多用于直流或正弦波交流电源的老化考核;而不能模拟电机类负载,用于电机供电电源,如软启动器、变频器、微型网络等的性能测试。 这是因为: 1电机是一种高阶、非线性、动态、时变负载,相对于电阻、电感等常规负载,端口电压电流特性非常复杂;2当供电电源为软启动器或变频器时,电机端口电压为交流斩波或脉宽调制(PWM)波,其检测与锁相远复杂于常规电子负载中正弦量,这不仅增加了电机建模计算的难度,给模拟变换器的电流跟踪控制也带来巨大挑战。
本文将实时数字仿真(real-time digital simulation,RTDS)[4-5]技术引入电力电子负载中, 利用RTDS技术进行电机模型实时仿真,求出电机实际接入时的电流状态,并控制功率变换器输出相应端口电流,从而构造出与实际电机具有相同端口电压电流特性的模拟电机,简称为电机模拟器(motor simulator)。鉴于RTDS系统昂贵,采用了将电机模型实时仿真单元嵌入常规微控制器中的方案,利用常规信号处理器进行实时仿真和控制。为在有限计算能力下获得高仿真精度,对电机模型和求解过程进行了优化选择。针对系统中端口电压实时锁相困难问题,建立了两相静止坐标系下五阶数学模型;推导出数值求解的收敛域;对比多种数值计算方法的计算量及计算精度,最终选用两步亚当斯法求解电机模型。仿真和实验结果表明,电机模型实时仿真单元可准确计算出电机各状态量,功率变换器能准确跟踪电流指令,从而模拟出实际电机的端口电压电流特性。相对于由电机及其机械负载构成的交流传动实验平台[6-8],电机模拟器结构简单、 成本低廉,不仅可灵活模拟出各种工况下的电机端口特性,还能灵活修改电机参数、电机类型和机械负载模型,从而全面测试电机供电电源性能。
1电机模拟器的工作原理及其系统结构
1.1电机模拟器工作原理
电机既是电力系统中的主要功率负荷,又是各类电机驱动器的被控对象。在实验室条件下,为测试电机运行对供电网络的影响或电机驱动器在各种电机运行工况下的控制性能,一般采用由电机及其机械负载构成的交流传动试验平台,如图1(a)所示,系统结构复杂、成本高、控制困难、效率低。
实际上,进行电机供电电源测试时不以机电能量转换为目标,而是关注各种工况下的电机端口特性。此时可将电机视为一种电气负载,从而像模拟电阻、电感类负载一样,模拟其端口电压电流特性。 由于电机供电电源通常为电压源,电机模拟的重点就是模拟出相应端口电流,此时从端口看,接入电机模拟器与接入实际电机等效。
电机模拟器实质是一种半实物仿真(hardware in-the-loop,HIL)系统[9],只是常规HIL系统中接入的硬件是控制器而电机模拟系统是将电机供电电源的功率电路及其控制器整体接入,将电机及机械负载采用实时数学模型来表示并利用功率变换器作为接口单元实现“硬件实物”和“数学模型”间的匹配连接。因为回路中电压、电流包含实际功率,故又称为功率型半实物仿真系统(power-level hardware in-the-loop,PHIL),以区别于常规只包含信号级半实物仿真系统(signal-level hardware in-the-loop, SHIL)。
1.2电机模拟器工作原理
基于上述分析,本文以应用最广泛的三相鼠笼电机为对象构造了一套电机模拟系统,如图1(b)所示。系统由变换器及其数字控制系统构成。其中主电路部分包括:1三相电网;2并网变换器;3直流母线;4模拟变换器;5被试电机供电电源。相对于图1(a)所示的电力传动系统,该方案减少了2台同轴电机。
数字控制系统由一块数字控制器TMS320F2812为核心,主要包括功能单元:6电压采样器,对端口电压特别是高频PWM波电压进行滤波采样;7电机模型实时仿真器;8编码器,将仿真计算的转速位置信息编码输出;9模拟侧电流控制器;10并网控制器。
电机模拟器首先利用电压采样单元检测端口电压中有效信息,再利用实时仿真器计算出实际电机在上述端电压作用下时的端口电流状态,然后将上述电流作为模拟变换器的电流指令并控制变换器实际输出上述电流。而并网变换器负责将模拟变换器从被试电机供电电源中吸收的电能回馈电网以实现绿色节能并维持直流母线电压;同时如有需要,还可将转速位置信息编码输出给电机驱动控制器以实现闭环。
其中端电压实时检测是整个电机模拟的起点。 因电机是阻感性负载,其电流对电压响应是低通环节,对高频量具有自然衰减作用,故只需准确提取其低频有效信息。当端电压是正弦波或晶闸管相控波形时,常规采样系统能满足要求;而当端口电压为PWM波时,采用基于时域积分的单周采样法提取其有效量,即利用带复位积分器对端电压进行一定时间内的时域积分,然后再采样其时域平均值,这种方法不仅可准确提取任意波形的时域平均值,而且延时很小。
2电机模型实时仿真
电机模拟器能否模拟出电机端口特性,关键之一是获得待模拟电机在供电电源作用下的端口电流实时状态,这就需要利用实时仿真技术求解电机模型。此过程面临3个问题:1计算收敛性,数值计算过程不能发散;2计算准确性,各电机工况下的计算运行工作点和实际电机一致;3计算可行性,计算量必须在微处理器可承受的范围内。当将电机模型实时仿真单元嵌入在常规微处理器中实现时,由于其计算能力有限,还需执行实时控制,能提供给实时仿真的计算量将更加有限。
2.1实时仿真和实时控制的计算量分析
当将变换器实时控制和模型实时仿真单元集中于单块微处理器时,设仿真步长为h,每步运算执行时间为ts,实时控制周期为T,控制程序最大执行时间为tc。当实时仿真和实时控制独立运行时,在一个控制周期内仿真和控制程序的最大执行时间为:
式中:[]表示向上取整,如[2.5]=3,[2]=2。
为确保控制程序和仿真程序实时执行,必须保证tall≤T,这是系统运行的基本要求。由式(1)可知,数字控制器的实时计算量主要取决于以下几点。
1)实时控制程序的执行时间tc,包括相应的采样、锁相、坐标变换、闭环控制、调制等时间。
2)每步仿真的计算时间ts,与选用的电机数学模型、输入量检测和变换、数值计算方法密切相关。
3)仿真步长h的大小。
为不影响电机模拟的实时性,需合理选择电机模型、数值计算方法和计算步长,以在有限的微处理器计算能力下获得足够的精确。
2.2适于电机模拟系统的电机模型
在负载模拟系统中,电机作为模拟对象,其模型参数必然已知,本文也正是基于这一基本前提。为重点阐述电机模拟的原理及可行性,在建模时采用了忽略磁链饱和或参数变化的简化数学模型;但若要考虑上述因素,只需在建模时采用更精确的数学模型,而这是所有数字仿真技术的共性。
作为供电电源,特别是电机驱动器的负载,电机状态由供电电源控制,端口电压的频率、相位、相序都可能快速、非周期性变化,导致电机模拟系统中锁相可能非常困难。且此时不是以电机的解耦控制为目标,旋转坐标系下电机模型优势不再存在;而αβ 坐标系下不需锁相和旋转坐标变换并可减少仿真单元的计算量。因此本文在αβ坐标系下,选用角速度 ωr、转子磁链ψrα和ψrβ、定子电流isα和isβ为状态变量,得到五阶电机动态数学模型[10]:
式中:np为极对数;J为转动惯量;Lm为定转子互感;Lr为转子电感;Rr为转子电阻;Tr=Lr/Rr,为转子时间常数;Ls为定子电感;Rs为定子电阻;σ=1 -Lm2/(LsLr),为漏磁系数;TL为负载转矩。
可见,电机是以端口电压usα,usβ和负载转矩TL为输入的高阶非线性系统,通过实时检测端口电压和给定负载转矩,就可确定电机的实时状态量。相对于传统同步坐标系下的数学模型,该模型不再需要实时锁相,特别适合于相位信息不一定明晰的电机模拟系统。
2.3电机模型数值计算的稳定性与收敛域
选定电机数学模型后,需利用数值积分方法求解上述微分方程组,以获得电流指令和转速信息,这涉及数值计算方法和步长的选取。如果方法和步长选择不当,即使连续系统稳定收敛,数值计算过程也可能不稳定。
通常数值计算稳定性判据为步长h与特征根λ 的乘积λh位于收敛域内[11]。而式(2)所示电机模型为高阶非线性微分方程组不存在常系数矩阵,不过由于电机机械时间常数远大于电磁时间常数,在电磁计算时可将转速视为常量,即不考虑式(2)中转速方程,得到四阶常系数线性方程组,其系数矩阵为:
系数矩阵A的特征方程为:
其特征根为λ=x+i y,代入式(4)可得其取值范围为:
式中:B=Rs/Ls+Rr/Lr。
根据上述特征根范围可以确定两点:1特征根实部是负数,说明连续域中电机模型是稳定收敛的; 2特征根的取值与电机结构参数和转速密切相关, 但变化范围有限。
由此可以确定特定数值计算方法下的仿真步长收敛范围,如采用欧拉法求解电机模型时要求:
2.4电机模型数值计算的准确性
由式(6)确定的步长能保证数值计算过程收敛却不足以保证结果准确,特别是对式(2)的高阶、强耦合、交流系统而言。如采用最简单的欧拉法,对一台10kW鼠笼机在50 Hz,380V下空载启动过程进行数值计算,分别选用10μs和100μs仿真步长, 得到的计算结果如图2(a)所示。将电机参数代入式(6)可知上述步长均位于收敛域内,但100μs步长下计算出运行点,特别是空载稳态运行点严重偏离实际;即使步长减小到10μs仍存在明显误差。 因此,为确保计算精度必须选用更小步长,这成倍增加了仿真单元计算量,可能导致实时仿真难以实现。
数值积分一般包括微分量计算和积分迭代2个过程,对式(2)所示电机模型而言,电机实时仿真中最消耗计算资源的是微分量计算。在常用数值计算方法中只有亚当斯法和欧拉法每步只执行一次微分量运算,前者仅在迭代时增加少量加法运算但精度却比后者高出一个数量级以上,利用两步亚当斯法求解电机模型时的数值计算公式如下:
式中:Fk表示k时刻的微分量;xk表示k时刻的状态量。
分别选用100μs和10μs步长,利用式(7)对电机空载启动过程进行数值计算得到端口电流Ia如图2(b)所示。可见两步亚当斯法在较大步长下就可准确计算出电机状态,100μs步长下计算精度已足够高,因此更适合于在常规控制器中执行电机模型实时仿真,能在较小计算量下获得高计算精度。
3电机模拟器的仿真验证
本文构造了图3所示电机模拟器控制系统,其中模拟侧电机模型实时仿真和电流闭环控制均是基于αβ坐标系而并网侧基于同步dq坐标系。图中: SVPWM表示空间矢量脉宽调制。
为验证电机模拟方案可行性,按图1(a)所示结构在MATLAB/Simulink中构建了上述系统,采用C_Function模拟数字信号处理器(DSP)中断程序实现电机模型仿真和功率变换器实时控制;同时为检验其模拟准确性,选择Simulink中电力系统模块(power system blockset,PSB)下三相异步电机模块同步仿真并作为基准。
在电机端口电压为108V三相正弦时(频率为50Hz),对其空载启动和突加负载过程进行模拟, 仿真结果如图4所示。从图4(a)和图4(b)中可以看出,在空载启动和负载突加这两种典型工况下,电机模拟器都能准确模拟出电机的端口电流特性。在相同的端电压和机械负载作用下,无论是动态响应过程还是稳态运行点,电机模拟器的端口电流及转速都与PSB中电机模块基本一致,从而使得电机模拟器具有与实际电机几乎完全一样的端口电压电流特性。
4实验验证
在理论分析和仿真研究的基础上,本文研制了一台10kW电机模拟器实验样机。因电机供电电源各式各样,既有三相正弦的电网或逆变电压源,也有PWM波电压的变频器,还可能为晶闸管相控软启动器,本实验采用工频正弦电压源代替。控制系统以一块TMS320F2812为核心,集成了电机模型实时仿真、模拟变换器控制、并网变换器控制、上位机通信等功能,实时仿真单元端口电压由采样单元检测,机械负载转矩由上位机串口通信数字设定。
4.1 DSP中嵌入电机实时仿真单元的实验验证
系统开关频率为9.6kHz,对应控制周期为104μs。在这104μs中断时间内需完成网侧变换器控制、电机模型实时仿真及模拟侧变换器实时控制。为验证控制器TMS320F2812的运算能力是否能够满足系统实时仿真和实时控制的需要,首先测试了整个数字控制系统执行时间,得到各功能单元运行时间如表1所示。由此可知,并网控制程序历时36.2μs而电机实时仿真及模拟控制历时34.4μs,合计70.6μs时间占中断周期的70%。其中执行时间较长的单元为电压、电流AD转换和SVPWM,而嵌入的电机模型实时仿真单元计算时间为4.8μs,仅占据了整个104μs中断时间的4.7%,没有显著增加微处理器的负担。这一方面是因为在程序实现上对计算过程进行优化设计,另一方面也是源于Adams法计算量本身就小。执行时间结果表明,经过合理选择数值计算方法、计算步长、优化程序计算流程,常规控制器DSP完全可以满足整个电机模拟系统的实时仿真和实时控制运算需要。
4.2模拟电机空载启动和负载突加的实验
样机端口接入108V(线电压)的三相正弦电压(频率为50Hz),于t1时刻开启电机模拟功能,进行模拟电机空载启动的实验。样机中电机模型实时仿真和电流控制都基于αβ坐标系,但由于电机暂态过程一般需持续较多基波周期,在此时间段内交变的电压、电流不便于观测分析,为更清晰展示电机模拟的整个过渡过程,将电压和电流量变换到dq坐标系下进行输出。实验系统中,只有端口电压、电流可直接测量,实时仿真所得的转速信息、指令电流和坐标变换后的电压、电流量经DSP的DA口输出。模拟电机空载启动实验波形如图5(a)所示。
从图5(a)可以看出:在电机模拟功能开启之前,虽然端口已有电压,但端口电流很小,几乎可以忽略;在t1时刻投入模拟功能后,端口迅速出现较大启动冲击电流,输入电压也被拉低,电机加速直至升到同步速附近,电流才平滑减小。在同步旋转dq坐标下,按照电网电压d轴定向时,有功电流分量Id和无功电流Iq迅速增加后振荡衰减,其中Id回归至零值而Iq回归至较小负值,与电机的空载运行状态相符。对比图4(a)中电机启动和稳态运行时电流指令和实际端口电流ia的放大波形可知,功率变换器能够实时准确跟踪电机模型实时仿真单元输出的电流指令,仅在稳态电流偏小时才存在着较大的跟踪误差。
对比图5(a)实验与图4(a)仿真的电机启动过程,输入电压基本相同时,样机模拟出的端口电流、 计算转速与仿真中各量的数值和变化趋势都基本一致。但实验中启动过程稍长需350ms,而仿真中仅为300 ms;冲击电流偏小,样机中电流ia最大为8.7A,而仿真中达到10.5A。这是由于实验中供电电源具有较大的内阻抗,从图5(a)中uab和usd, usq波形可以看出,在负载电流较大时端口电压下降明显。
当电机空载启动进入稳态运行时,维持输入电压不变,通过上位机增大机械负载转矩给定值,得到模拟电机机械负载突加时的实验波形,如图5(b)所示。在负载转矩突加时,电机模拟器的端口电流ia平稳增加,转速nr下降,在旋转坐标系下,无功电流iq基本不变,有功电流id缓缓增加。
综合电机空载启动和突加负载两种典型工况, 将电机模拟器样机实验结果与Simulink/PSB中的仿真结果进行对比可知,电机模型实时仿真单元能准确获知电机在端口电压、转矩作用下的实时状态, 功率变换器能准确跟踪实时仿真单元计算出的电流指令,使得电机模拟器具有与实际电机几乎完全一致的端口特性,从而实现了对电机的模拟。
5结论
1)通过实时检测端口输入电压和给定负载转矩,并进行电机模型实时仿真,可以准确计算出待模拟电机在这些输入下的电机各状态量。
2)以电机模型仿真中的端口电流为指令,对功率变换器进行直接电流控制,可准确跟踪电流指令, 从而生成与电机实际接入时一样的端口电流。
3)将电机模型实时仿真单元嵌入以常规微处理器TMS320F2812为核心的数字控制系统中是可行的,其能满足实时仿真和实时控制的要求。
综上所述,利用电力电子负载来模拟电机端口特性的方案可行有效,不仅可用于电力系统动模实验,还能用于各类电机驱动器的性能测试。
摘要：针对电机驱动器的性能测试和功率考核需求,提出一种利用电力电子负载模拟电机端口特性的负载模拟系统,可取代交流传动试验平台用于各类电机供电电源的性能测试。采用实时数字仿真技术获得电机实际接入时的端口电流状态,并控制功率变换器准确跟踪上述电流,使变流器具有与实际电机相同的端口电压电流特性。在电机空载启动和突加机械负载两种典型工况下进行了模拟,仿真和实验结果表明,电机模拟器具有与实际电机一致的端口特性,从而验证了所提方案的有效性。
电机模拟器 篇3
实验室的前期探索对风力发电技术的发展起着重要的推动作用,但是大多数实验室不具备风场环境或风力机。因此,探讨在实验室条件下如何模拟风力机的特性是深入研究风力发电技术的前提,具有重要的现实意义。本文在分析风力机的工作特性及最佳风能利用原理的基础上,采用直流电机转矩控制方案实现风力机特性的模拟,并利用Simplorer软件进行仿真分析。
2 模拟风力机的设计理论
2.1 风力机的特性
风力机作为能量捕获部件,把风的动能转换成为风力机的机械能,风力机运转时的实际捕获风能功率为[1,2]:
风力机的功率也可以由风力机的转矩T与其旋转角速度ω的乘积来表示[1],即P=Tω:
2.2 直流电动机模拟风力机
在风力发电系统中,风力机实质上是一个功率随着风速和风力机转速的变化而变化的功率源,即幅值变化的功率源,用电机模拟风力机的特性实际上就是对风力机功率模拟。为了很好地模拟风力机的特性,必须保证模拟电机输出的功率要与实际风力机输出的功率相等。
稳态下直流电动机的数学模型可用下式表示[3]:
直流电动机模拟风力机的基本思路如图1所示。根据当前模拟的风速和检测的直流电动机的转速,通过风力机数学模型计算出风力机的输出功率和输出转矩,然后通过计算可得直流电机的给定输出电流,将其作为直流电动机的控制指令加以控制,直流电动机控制系统通过改变控制系统的变量使得直流电动机输出给定的功率。
2.3 直流电动机模拟风力机系统主电路
直流电机模拟风力机系统的主电路如图2所示,图中将实际电感等效为一个理想电感和一个理想电阻的串联,电感的作用为平抑电流的波动,直流电机为他励直流电动机,他励直流电动机的输出转矩近似与电枢电流成比例。
3 风力机的仿真模型的建立
本文中采用的风力机的额定功率为3kW,额定转速为150r/min,假设空气的密度不会发生变化,为1.25kg/m3,功率利用系数的最大值为0.4。则风力机在额定转速下,额定风速下的最佳叶尖速比为7;风力机在额定转速下捕获到额定功率为3000kW;风力机的半径R=3.206m;风力机的额定风速vrated=7.2m/s。
实际风力机的cp-λ是一个很复杂的多元函数,在Simplorer的环境下完成模拟风力机的仿真分析,首先要解决的一个问题就是如何构造风力机的cp-λ曲线。本文采用风力机的cp-λ简化后的结果,即用一个分段函数来表示这个复杂的多元函数。这样近似并不会影响风力机模拟的效果,因为分段函数大致的轮廓不会偏离实际的风力机的特性很远,这样做能够保证足够的精度[4,5]。
在对三相晶闸管模拟系统的仿真时,本文采用了分立元件直接加触发信号的方法来实现,六个晶闸管的触发信号依次相差60°,而上桥臂三个晶闸管的触发信号依次相差120°,下桥臂的触发信号也依次相差120°,PWM模块可以方便地实现互差60°的PWM波。
4 模拟风力机的仿真结果
图3是风速为5m/s时的仿真结果,从仿真的波形来看,实际电流与给定电流差别很小,说明直流电动机能够很好地模拟风力机。
5 结论
在分析风力机特性的基础上,利用Simplorer对直流电机模拟风力机进行了仿真。仿真结果表明实际电流能很好地跟踪给定电流,说明直流电机能够模拟风力机。
摘要：为了能在实验室条件下对风力发电技术进行研究,在分析风力机工作特性的基础上,采用直流电机转矩控制方案实现风力机特性的模拟,并运用Sim plore r对直流电机模拟风力机进行了仿真,仿真结果表明实际电流能很好地跟踪给定电流,直流电机能够模拟风力机。
关键词：直流电机,风力机,仿真
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电机模拟器 篇4
风能是一种无污染可再生的绿色能源, 风能的大规模开发和利用, 将会有效减少化石能源的使用和温室气体的排放, 成为解决全球性能源危机和环境危机的重要手段[1,2]。
目前较多地采用直流电机来模拟风力机[3,4]。但由于直流电机本身固有的缺点, 不适于构建MW级大功率风电实验平台。随着交流调速技术的发展, 开始逐步采用异步电动机来进行风力机的模拟[5,6]。文献[5]给出了异步电机转矩指令的计算方法, 但缺乏具体的电机控制方法。文献[6]研究了一种异步电机的转差频率控制方案, 但由于是基于电机的稳态模型, 其控制性能有待改进。
本文设计了一套采用矢量控制的异步电机模拟风力机的实验方案, 构建了包括硬件平台和控制软件在内的完整的风力发电系统实验平台, 并对不同运行条件下风力机的运行特性进行了模拟实验, 为实验室条件下进行风力发电技术的深入研究创建了条件。
2 风力机特性分析及模拟
由风力机的空气动力学可知风力机输出的机械功率为[4,5]
p=πρD2v3Cp (β, λ) /8 (1)
式中:ρ为空气密度;D为风力机叶片直径;v为风速;Cp为风能利用系数, 为桨距角β和叶尖速比λ的非线性函数 (如果保持桨距角不变, 此时Cp的值由λ决定) 。
叶尖速比λ定义为风力机叶尖线速度与风速的比值
λ=Dω/ (2v) (2)
式中:ω为风力机的角速度, rad/s。
典型的Cp—λ关系曲线如图1所示, 对于特定的风力机, 具有唯一一个对应Cp最大值的叶尖速比, 称之为最佳叶尖速比, 用λopt表示, 对应的Cp 称为最大风能利用系数, 用Cpmax 表示。当λ大于或小于λopt 时, Cp 都会偏离Cpmax, 引起机组发电效率的下降。
由式 (1) 与图1可知, 在风速一定下, 功率与转速曲线形状与图1一致, 如图2所示。在额定风速以下, 发电机转速相同时, 风速越大则风力机输出的机械功率越大。同一风速时, 风力机在某一最优转速下可输出最大功率。不同风速对应的最优转速和最大功率点不同。变速恒频风电机组可以通过调节发电机转速, 使得风能利用系数保持在最大值, 风力机就可以实现最大风能捕获。
又由转矩与功率之间关系式
T=p/ω (3)
可得转矩与转速特性曲线如图3所示。
本文采用异步电动机在实验室中代替风力机拖动风力发电机, 其结构如图4所示。此处未考虑齿轮变速箱。
按照给定的风速和实测的发电机转速, 根据上述风力机特性可计算出风力机的输出转矩, 并作为异步电动机的控制指令。计算转矩用的风力机模型如图5所示, 其中风能利用系数的函数关系可根据具体风力机参数编制相应表格实现。只要异步电机输出的转矩与实际风力机相同, 便达到了模拟风力机的目的。
3 用于风力机模拟的异步电机控制
异步电机是一个非线性强耦合系统, 其转矩的控制相对直流电机要复杂得多。通过转子磁场定向的旋转变换, 可将异步电机等效为直流电机, 模型大为简化。以此为基础的矢量控制, 可以得到近似直流电机的控制性能[7,8]。
选取旋转坐标系中的d轴方向与转子磁链的方向重回, 则可得异步电机模型如下:
式中:usd, usq为定子d, q轴电压;isd, isq为定子d, q轴电流;Ψr为转子磁链;Rs, Rr为定、转子电阻;Ls, Lr和Lm分别为定、转子自感与互感;σ为漏磁系数;ωr为电机转子角频率;ωs为定子电源频率;ωsl为异步电机转差频率;θ为转子磁链角度;Te为电磁转矩;np为电机极对数;J为转动惯量;TL为负载转矩。
由式 (6) 可知, 通过调节励磁电流isd可保证转子磁链为常数。根据式 (8) , 此时电机转矩由转矩电流isq确定, 故利用转矩电流可方便地控制电机的转矩, 实现风力机的模拟。
由式 (4) 、式 (5) 电流方程表明d, q轴电流与电压之间还存在较为复杂的耦合关系, 为了获得更高的控制性能, 通常需进行解耦控制, 本文采用了前馈解耦方法。电流方程经变换后可得
考虑稳态时式 (9) 中磁链导数为零, 并将式 (10) 进一步化简后可得解耦项为
实际的d, q轴指令电压由电流环PI调节器的输出与解耦项相加而得, 最后再通过空间矢量PWM方式给出逆变器的开关控制指令。进行旋转坐标变换时所需的转子磁链角度由式 (7) 计算而得, 即采用所谓的间接磁场定向矢量控制方案。控制框图如图6所示, 图6中的转矩指令T*由图5中的风力机模型计算而得。
4 实验结果
按照上述方法搭建了风力发电系统实验平台, 一台功率为2.2 kW的异步电动机模拟风力机拖动同轴连接的风力发电机。此处风力发电机为同型号的异步电机, 采用AC/DC/AC变流器并网发电。发电机同样采用间接磁场定向控制实现转速的调节, 而并网逆变器采用电网电压定向的矢量控制实现直流电压和功率因数的控制。更换电机后, 该平台也可以进行双馈发电机和永磁发电机的实验研究。实验平台框图如图7所示。电机额定电压380 V, 额定转速1 430 r/min。电动机侧变流器直流电压530 V, 而发电机侧变流器直流电压为650 V。实验平台模拟的风力机特性根据式 (1) 和图1, 结合电机参数人为给定。
上位机完成整个系统的监控功能, 包括控制信号输入, 转速、功率、电压、电流等变量的采集与显示等。通过控制面板可给定风速, 也可通过编程来模拟阵风等较为复杂的实际情况。各变流器的控制系统采用基于F2407的DSP数字控制平台。
图8为在恒定风速 (6 m/s) 、变转速条件下的实验波形。图8中, 转速经历了从300 r/min到600 r/min再到1 200 r/min的变化过程, 被模拟的风力机在风速6 m/s时的最优转速为800 r/min。
由图8可以看出, 当电机转速由300 r/min增加到600 r/min时, 电机的转矩随之增加。而当电机转速增加到1 200 r/min时, 由于已经越过了最优转速点, 电机的转矩反而下降, 满足图3所示的风力机转矩转速特性。
图9为恒定转速 (600 r/min) 、变风速条件下的实验波形, 风速由4 m/s增加到7 m/s再到10 m/s, 然后再反向减小。
从图9中可以看出, 在转速保持不变的情况下, 电机的输出转矩随风速增加而增加, 符合图3所示的风力机特性。
图10与图11为在转速1 050 r/min, 风速分别为8 m/s和10 m/s时风力发电机电网侧波形。
图10、图11中, 当转速保持不变, 风速增大时, 电网侧电流随之增大, 表示发电机输出功率增加。另外, 由bc线电压与a相电流的波形及相位关系可知, 发电机并网逆变器实现了高功率因数控制。
图12给出了不同风速和转速下风力机的模拟结果。图12中实线为被模拟的风力机功率-转速特性, 各点为实测的异步电动机运行点, 可见本实验平台能够模拟事先给定的风力机特性。
5 结论
本文采用异步电动机完成了风力机模拟实验平台。对典型情况下风力机特性的模拟实验表明, 该平台可以准确地模拟风力机在不同风速和转速下的输出转矩和功率特性, 为今后在实验室深入研究风力发电系统的控制技术, 例如最大风能跟踪等提供了基础。在此基础上, MW级的风力发电系统实验平台正在开发过程中。
参考文献
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电机模拟器 篇5
电机作为主要动力设备广泛应用于交通、国防及社会日常生活中,是用电量最多的一类电器。其中异步电机,特别是鼠笼型异步电机以其价格低廉、可靠性高成为应用最广泛的一类电机。随着高频PWM调制技术日趋成熟,交流电机进入了可调速领域[1,2,3]。整个电机调速系统一般包括电源、电机驱动器、电机及其机械负载。电机驱动器是调速控制系统中最关键的设备,直接影响到调速系统的性能。在其研制和考核过程中,通常需要和电机及其机械负载一起构成实验平台,然而电机或者机械负载可能不容易在实验室条件下获得,因而这种测试方案具有系统复杂、硬件成本高、操作不灵活、电能利用率低等缺点。对于电机驱动器而言,电机和机械负载可以看作一个整体,如果电力电子负载(Power E-lectronic Load,PEL)能够模拟该部分端口的电气特性,就可以作为电机驱动器的功率负载。我们将此种工况下电力电子负载称为电机模拟器[4,5,6]。
对电机模拟器的研究主要为电机状态量求解和电机端口电流的跟踪控制策略。文献[7,8]对比分析了几种常用数值计算方法的原理和特点,分别在不同步长下采用Ruler法和Adams法对异步电机状态方程进行求解,最终提出在步长100μs下采用二步Adams法可以准确求解电机模型,求解得到的电机定子电流作为电机模拟器电流环指令电流。
在电机工作状态发生变化时,譬如启动过程、突加负载、突减负载,其端口电流存在非重复的暂态过渡分量,对这种特性电流的跟踪,文献[7,9]提出采用PI控制器的电流跟踪策略,然而由于电流幅值和频率的非重复性,基于内模原理的PI控制器无法实时跟踪指令电流;文献[6]提出采用滞环控制方法,虽然这种方法电流响应速度快,较PI控制器电流跟踪效果好,但是其开关频率不固定,开关损耗较大。
基于以上研究,本文提出采用基于无差拍控制的电流跟踪控制策略,并通过仿真和实验验证该控制策略的有效性。
2 三相PEL模拟异步电机运行的控制策略
2.1 三相PEL模拟异步电机运行的基本原理
电机由三相交流电源直接供电时,异步电机处于开环运行状态。此工况下三相电力电子负载模拟电机开环运行的原理图如图1所示,主要包括电机仿真器和负载变流器控制系统两部分。
其中电机仿真器的工作原理为:采样电源电压作为电机仿真器的输入,基于电机动态数学模型,采用Adams法求解电机的端口电流[7]作为负载变流器电流环的指令电流。如果负载变流器控制系统能够实现电机端口指令电流的无静差跟踪,那么对于该电机电源而言,电力电子负载与该异步电机等效。
2.2 负载变流器电流环跟踪控制策略
电机端口稳态电流在dq坐标系下和αβ坐标系下为直流量和单频的正弦交流量,所以分别采用基于内模原理的PI控制器和PR控制器能够实现电流的无静差跟踪;但当电流动态变化时,无论dq坐标系下还是αβ坐标系下都存在暂态过渡过程,PI控制器和PR控制器都无法实现电流动态过程的快速跟踪。由于dq坐标系下的模型严重依赖锁相系统,锁相获得的相位信息与真实值存在稍许误差,误差会导致dq模型不准确,最终影响负载变流器的控制。因此本文选择在αβ坐标系下进行控制系统设计。
2.2.1 负载变流器电流环无差拍控制方法
无差拍控制是一种全数字化控制策略,应用于很多数字系统,其主要特点是跟踪精度高、动态响应快,但其固有的计算延迟会影响电流快速跟踪性能,可以采用预测电流控制加以改善。在模拟电机电流动态变化的系统中,电流波形的变化非重复性,要满足较快的动态跟踪效果,无差拍控制相对于基于内模原理的控制器具有优势。
图2为基于αβ坐标系的负载变流器电流环在连续与离散时间域内的控制框图。由于α轴和β轴的控制框图相同,故本文将以α轴为例进行分析。图2中iαref和iβref、iLα和iLβ分别为αβ坐标系下的指令电流和实际电流,G(s)为被控对象。
数字控制中至少存在一个采样周期的延迟e-s T(T为采样时间),零阶保持器的传递函数为H(s)=1/s-e-s T/s。忽略电感内阻的影响,被控对象为1/(s L),采用零阶保持器近似法对G(s)连续时间域模型进行离散化处理,即
电流环离散时间域内的控制框图如图3所示。
无差拍控制使闭环传递函数为延迟环节z-1的整数倍,这样电流环就可以在有限拍跟踪上给定信号,系统闭环传递函数W(z)可以表示为:
实际的数字控制中,由于存在采样延迟一拍和控制延迟的情况,电流环最快至少滞后2个采样周期时间才能跟踪上给定电流,考虑2拍的延迟,即N=2,可得无差拍控制器D(z)的传递函数为:
在系统参数相对准确的系统中,采用无差拍控制能得到较好的控制效果。
2.2.2 基于线性预测的无差拍控制方法
由2.2.1节分析可知,该电流环的实际电流与指令电流的关系为:
即实际电流滞后给定电流两拍。为了实现电流环的无差跟踪,根据该系统的输入输出关系,可以预测未来两拍的参考电流作为当前的给定,即
式中,i*αref(k+2)为给定电流预测,代入式(4)可得:
此时电流环实现了无差跟踪。
常用的预测方法有平推预测、线性预测和重复预测等。其中平推预测是最简单的预测方法,其将当前拍的值作为预测值,然而这种预测方法的误差较大;重复预测是在线性预测的基础上叠加误差补偿,在负载突变时,线性预测起作用,而补偿值在一个周波之后起作用,实现方法较为复杂,常用于谐波电流的无差跟踪。本文采用的预测方法为线性预测,其基本原理如图4所示。
对于正弦波的采样,如果采样频率远大于基波周期,则可近似认为相邻点的斜率是相同的。图4中点A、点B和点C是相邻的采样点,可以认为这三个点在一条直线上,由几何关系可知:
故如果已知A和B两点的采样值,就可以根据式(7)预测得到C点采样值。令y1=iαref(k),y0=iαref(k-1),y2=i*αref(k+1),则可得:
那么可以通过式(8)获得指令电流未来两拍的预测,即
3 仿真验证
基于PSIM软件搭建三相电力电子负载仿真模型,如图5所示。其中负载变流器(Simulation Converter,SC)的滤波电感为Li,三相输入电流为iLa、iLb、iLc;并网变流器(Grid Connect Converter,GCC)的滤波电感为Ls,三相输出电流为isa、isb、isc。仿真主要参数如表1所示。
图6为αβ坐标系下电流环采用PR控制器的仿真波形,其中iLa、iLb和iLc为负载变流器的三相输入电流,iaref、ibref和icref为电机端口指令电流。由图6可知,对于动态变化的电流跟踪,PR控制器无法实现无差跟踪。图7为αβ坐标系下电流环采用基于线性预测的无差拍控制的仿真波形。
图8为模拟异步电机突加负载工况的仿真波形。负载变流器的电流环采用基于线性预测的无差拍控制,0.5s前是电机空载启动阶段,0.5s时突加负载,机械负载转矩由0增大为20N·m。
由图8中结果可知,负载变流器的三相输入电流能够无差跟踪电机端口指令电流,说明采用本文提出的基于线性预测的无差拍控制方法能较好地实现电机动态电流跟踪。此方法与采用PR控制器电流环相比,模拟精度更高,控制效果更好,仿真结果与理论分析结果一致。
4 实验验证
在380V/33k V·A样机平台上,对本文提出的电流环控制策略进行实验验证,实验参数与仿真相同。
图9为αβ坐标系下采用PR控制器的实验波形,其中图9(a)为模拟异步电机空载运行时的负载变流器三相电流波形,图9(b)为电机启动过程中的A相局部电流放大波形。可见实际电流无法实时跟踪指令电流,表明PR控制器无法实现动态电流的无差跟踪。
图10为采用本文提出的基于线性预测无差拍控制的异步电机空载起动电流波形。可见实际电流能够较好地跟踪指令电流,表明本文提出的无差拍控制对于动态变化电流的跟踪效果要优于基于内模原理的PR控制器。图11为模拟异步电机突加负载工况的实验波形。可见突加负载后,电机端口电流存在一个动态变化过程,然而采用本文提出的无差拍控制策略能够保证对动态指令电流的无差跟踪。
5 结论
针对三相电力电子负载模拟异步电机开环运行工况,本文分析了其基本原理,并针对负载变流器的电流环控制,提出了一种基于线性预测的无差拍电流控制策略。仿真和实验结果表明,相对于基于内模原理的PR控制器,本文提出的控制策略能够更好地实现电机端口动态电流的跟踪,提高了三相电力电子负载模拟异步电机开环运行特性的精度。
参考文献
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电机模拟器 篇6
fire water supply system
GUO Xiao-zhen1, NIU Su-ling2
(1. Beijing Chaoyang Fire Detachment, Beijing 100023, China;2.Beijing Chongwen Fire Detachment, Beijing 100050, China)
Abstract:
电机模拟器 篇7
发电机运行, 尤其是大型发电机运行中, 发电机的稳定运行是我们追求的目标和生产的实际需求。随着宣钢循环经济的进一步扩展, 将会有更多的15MW以上的发电机组出现在宣钢的生产序列当中。
实现机组的稳定运行主要依靠高素质的操作运行人员。越来越先进的机组的引入, 发电机运行的稳定性在技术上得到了保障, 随之出现的是启停机次数的减少, 机组操作的减少, 运行人员实践机会减少, 这恰恰阻碍了高素质操作人员的培养。这似乎是一个无法解决的死循环。
假如, 能够设计制作出发电机计算机模拟控制系统, 那么这个问题将迎刃而解。
计算机控制的发展和计算机本身的发展密不可分, 计算机的每一次更新换代, 都会促使计算机控制的进步。自从1946年诞生世界上第一台电子计算机以来, 无数的科研人员就设想将计算机用于系统控制, 例如飞机、导弹系统等。但是, 由于当时的计算机体积和功耗太大, 可靠性差, 稳定性也不尽人意, 所以还不能用于控制系统。因此, 当时的较长一段时间里, 计算机主要还是用于科学计算和数据处理。
计算机控制首先在工业过程控制领域获得成功。20世纪50年代中期, 美国科技人员开始对化工过程控制的计算机控制系统进行了系统研究, 并于1959年3月, 成功地制造出了世界上第一个过程计算机控制系统——德克萨斯炼油计算机控制系统, 美国这一开创性的工作, 使得人们对计算机控制产生极大的兴趣, 从此计算机控制系统的研究与开发进入正轨。
20世纪60年代初, 随着半导体技术的兴起, 晶体管计算机取代了电子管计算机, 计算机的可靠性和各个性能指标都得到了较大的提高, 计算机控制系统开始采用直接数字控制 (DDC) 。但是, 由于当时的计算机价格太贵, 可靠性不能完全满足生产过程控制的要求, 因此, 计算机控制的推广受到很大限制。20世纪60年代后期, 随着集成电路技术的产生与发展, 出现了小型计算机, 小型计算机的出现加快了数字控制系统的发展。但当时的小型计算机价格比较贵, 只有对大规模的控制系统才可能采用计算机控制, 对一般控制应用仍然是可望不可及的事。
计算机控制的快速发展是在20世纪70年代初期, 出现了微型计算机之后才开始的。随着大规模集成电路 (LSI) 技术的发展, 微型计算机于1971年问世, 微型计算机的出现使得计算机控制进入了一个崭新的发展阶段。由于微型计算机具有运算速度快、可靠性高、价格低和体积小等特点, 因此消除了长期阻碍数字控制系统发展的问题。20世纪70年代中期出现了集散控制系统 (DCS) , 成功地解决了传统集中控制系统整体可靠性差的矛盾, 从而使得计算机控制系统得到大规模的推广应用。
20世纪80年代以后, 随着超大规模集成电路 (VLSI) 技术的高速发展, 计算机朝着超小型化、软件固化和控制智能化方向发展, 同时多传感器测量系统、执行机构等也越来越自动化、智能化。
所以, 我们的假设应该是可行的。
我们假设能够设计出这样的控制系统。那么我认为应该实现以下两种功能。 (1) 从发电机启机, 冲转, 至并网的过程。 (2) 发电机正常载荷运行, 随机给出故障信号, 发电机模拟停机的过程。
2 需要考虑的因素
从TRT发电机启动升速的过程来看需要满足的先决条件有, 高炉允许启动信号, 出入口插板阀开启信号, 系统联络柜主开关合闸信号, 并网柜开关小车工作位信号, 盘车器运行信号, 润滑油最远点压力信号, 液压系统压力正常信号, 电气系统正常信号等。
主要控制参数为发电机转速。能够引起发电机转速变化的因素有高炉顶压、进入机组的煤气量、透平机入口压力。
主要控制手段为, 控制调速阀及静叶开度控制入口压力及煤气量, 对于串联式TRT还应充分考虑外网阀组对入口压力及煤气量的影响。相互作用关系为, 串联式TRT关闭外网阀组一定角度后, 入口压力及煤气量增大, 开启紧急切断阀后, 经过调速阀及静叶开启, 煤气冲击转子叶片, 机组升速。
3 需要注意的问题
(1) 理论上调速阀完全可以满足机组从13~3000的控制需要, 但是在实践中发现翻板阀在角度从40%左右至全开时, 通流量基本不变。
(2) 静叶开启角度的控制应尽量精细在实际中, 0.1%的静叶调控可以引起机组转速上升5r~10r。
(3) 外网阀组角度控制设计与调速阀存在相同的问题, 40%之前, 作用不明显, 变化速率慢, 可以表示以恒常量, 20%以下时, 需要充分考虑所能引起的变化速率, 每1%的关闭, 可以引起透平机入口压力10KPa左右的上升, 10%以下时每关闭1%能引起入口压力15k Pa~20KPa上升。
(4) 在入口压力达到80kpa左右时, 静叶角度控制的作用将大幅度上升, 所以, 阀开度与其产生的作用绝对是非线性关系。
(5) 所有参数是相互影响的过程。静叶的开启将造成入口压力的降低, 程序设计中应充分考虑参数变化带来的整体变化。
(6) 响应过程, 应充分考虑各种变量变化引起转速变化需要的反应时间。
(7) 设置各种机组参数的变化, 例如:机组振动的升高, 机组轴瓦温度的升高, 机组润滑油冷却后油温的升高, 这些参数的变化过程比较简单, 可以简单设置, 只要满足引起操作人员注意, 简单操作的要求即可。
(8) 机组临界转速的设置。这是必须给予充分考虑的因素。在临界转速范围内, 机组振动出现大幅度升高, 在实践中, 通过这一过程经常出现机组振动保护停机, 所以应详细设置临界转速范围, 及临界转速范围内振动显示值。
4 数学模型的建立
每一个影响发电机转速变化的因素与转速之间的都是非线性关系, 所有影响发电机转速的参数变化叠加后, 发电机转速的计算及变化速率的计算都是非常困难的, 也就是说数学模型的建立非常困难, 那么, 我从一个运行人员的角度考虑, 我们每天24h在做机组运行的数据统计, 包括每一次开机各个参数的数据统计都有详细的记录, 如果我们没有能力建立准确的数学模型, 我们是不是可以不要数学模型, 而直接代之以参数呢?毕竟, 实践累积得来的参数比任何计算来得都要准确和实际。
5 模拟操作系统的建立
以一台电脑作为服务器, 控制能够引起变化的不可控参数, 以另外一台主机登陆服务器进行模拟操作。
这只是我从一个运行人员的角度提出的一种假设。如果可以实现, 不单单可以模拟发电机的运行, 理论上也可以实现对高炉、炼钢等各个生产环节的模拟生产, 这样说来, 将产生深远的影响。
摘要：建立中小型发电机运行模拟系统, 运行中各种工况处理, 发电机运行人员培训。